JP2004032446A

JP2004032446A - Local oscillation signal generating circuit and radio device using it

Info

Publication number: JP2004032446A
Application number: JP2002186947A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Inahashi; 稲橋　敦
Original assignee: NEC Saitama Ltd
Current assignee: NEC Saitama Ltd
Priority date: 2002-06-26
Filing date: 2002-06-26
Publication date: 2004-01-29

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To increase the frequency range of a local oscillation signal for frequency conversion in a radio transceiver, increase and subdivide a set frequency, and control phases to improve the quality of the transmitted and the received signals. <P>SOLUTION: A main oscillator 2 generates a main oscillation signal (SM) having a frequency near that of a desired local oscillation signal (SL). A quadrature oscillator 3 generates two quadrature oscillation signals (SI, SQ) having phase difference of 90° and a frequency equal to the frequency difference of the SL signal and the SM signal. A quadrature modulator generates a signal having a phase difference of 90° with respect to the SM signal. The generated signal is multiplied by the SI signal and the SQ signal respectively, and combined together to generate the SL signal having a frequency equal to the sum of or the difference between the frequency of the SM signal and the frequency of the SI signal and the SQ signal, and it is output to a frequency converter 7 in the transmitter or the receiver. Further, the phases of a transmitted signal and a received signal are controlled at the time of frequency conversion by controlling the phases of the SI signal and the SQ signal. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無線信号の周波数変換を行うための局部発振信号を生成する回路と、それを用いた無線装置とに関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話などの無線通信サービスの需要の増加に伴い、所定の無線周波数帯域単位の多数の無線チャネルを広い周波数範囲に亘って連続的あるいは点在的に配置した無線通信システムが要求されている。また、使用される無線機（無線送信機、無線受信機）にも小型化が要求されている。さらには、１台の無線機で使用無線周波数帯域の異なる複数の無線通信システムに対応することも要求されている。
【０００３】
無線機においては、局部発振信号が供給された周波数変換器により、無線チャネル対応の無線周波数信号（無線信号）とベースバンド信号との周波数相互変換を行っている。無線信号の周波数変更は、局部発振信号の周波数変更により行われる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
無線機（無線送信機、無線受信機）において、広範囲の周波数に亘る無線信号に対応するためには、局部発振信号を生成する局部発振信号生成回路もそれに対応していなければならない。多くの場合、任意の周波数帯域ごとに対応する局部発振信号生成回路を複数有し、対象無線信号の周波数に応じて切り替える方式が簡単に実現できるが、この方式では、その回路規模の増大を招き、無線機の小型化に寄与できなない。
【０００５】
本発明の目的は、無線機の構成を簡素化し小型化を可能とする局部発振信号生成回路、及びそれを用いた無線装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る局部発振信号生成回路は、無線周波数信号の周波数変換を行うための局部発振信号を生成する回路において；第１の周波数の主発振信号を生成する主発振手段と；正弦波の所定位相ごとの振幅データを登録したメモリと、前記メモリから読み出された振幅データの値及びその読み出し位相位置及び読み出し周期に応じた周波数及び位相の正弦波信号を出力する第１及び第２のディジタル・アナログ変換手段とを有し、互いに周波数が同一の第２の周波数で位相差が９０度の第１及び第２の直交発振信号を生成する直交発振手段と；入力信号の位相を９０度遅らせる位相遅延手段と、前記位相遅延手段入力側の位相遅れのない信号に前記第１の直交発振信号を乗算し変調する第１の変調手段と、前記位相遅延手段出力側の位相遅れのある信号に前記第２の直交発振信号を乗算し変調する第２の変調手段と、前記第１の変調手段の変調出力と前記第２の変調手段の変調出力とを合成する合成手段とを有し、前記主発振信号を入力し前記第１の周波数に対し前記第２の周波数分だけシフトした周波数の局部発振信号として出力する直交モジュレータと；前記直交発振手段における前記メモリからの振幅データの読み出し位相位置及び読み出し周期を制御する制御手段とを備える。
【０００７】
本発明の請求項２に係る局部発振信号生成回路は、請求項１に係る局部発振信号生成回路において、前記直交モジュレータの出力側に、縦列接続された任意の個数分の直交モジュレータを備える。
【０００８】
本発明の請求項３に係る局部発振信号生成回路は、請求項２に係る局部発振信号生成回路において、前記直交発振手段を前記複数の直交モジュレータの個数分備える。
【０００９】
本発明の請求項４に係る局部発振信号生成回路は、請求項１〜３のいずれかに係る局部発振信号生成回路において、前記主発振手段が、前記制御手段の制御により、前記第１の周波数である出力周波数を所定周波数間隔単位で任意に変更する構成を有する。
【００１０】
本発明の請求項５に係る送信機は、請求項１〜４のいずれかに係る局部発振信号生成回路と、前記局部発振信号生成回路からの局部発振信号により送信ベースバンド信号を送信無線周波数信号に周波数変換する周波数変換手段とを備える。
【００１１】
本発明の請求項６に係る受信機は、請求項１〜４のいずれかに係る局部発振信号生成回路と、前記局部発振信号生成回路からの局部発振信号により受信無線周波数信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段とを備える。
【００１２】
本発明の請求項７に係る無線装置は、複数の請求項６に係る受信機と、前記各受信機からの受信ベースバンド信号を合成し１つの受信データを得る受信データ合成手段と、前記各受信機の局部発振信号生成回路が出力する局部発振信号の周波数及び位相を互いに連動させて制御する周波数・位相制御手段とを備える。
【００１３】
【発明の実施の形態】
まず、本発明の概要を説明する。本発明は、無線送信機や無線受信機等の無線装置における周波数変換を行うための局部発振信号の生成方式に関連し、特に信号生成回路部分に発振器と直交モジュレータとを設け、局部発振可能な周波数範囲を拡大し、且つ周波数設定可能チャネル数を増大することを特徴としている。
【００１４】
すなわち、送信機（または受信機）が有する周波数変換部に供給される局部発振信号を、主発振器の無線信号発振出力を直交モジュレータに入力し、進相または遅相の直交データ（ただし有意データを含まない正弦波（余弦波）発振信号）を与えることにより周波数シフトさせている。また同時に、直交発振信号の位相を制御することにより、局部発振信号の位相を制御している。
【００１５】
これにより、主発振器の無線信号発振出力の周波数範囲を拡大すると共に、与える進相または遅相の直交発振信号の周波数を指定することにより周波数設定可能チャネル数をも増大させるという作用を実行する。従って、様々な周波数帯域に点在する複数のシステムを１台の無線機で送受信できるソフトウェア無線機等に有用な局発発振信号生成手段を提供できるという効果を有する。また、局部発振信号の位相補正により、周波数変換時点で送受信信号の位相補正を行なうことができるので、送受信信号の品質の向上にも寄与することができる。
【００１６】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１７】
図１は本発明の局部発振信号生成回路の一実施の形態を示すブロック構成図である。
【００１８】
図１において、本例の局部発振信号生成回路（第１の実施の形態）は、無線周波数信号の送信を行う送信機、あるいは無線周波数信号の受信を行う受信機に用いられ、全体の発振周波数や位相を制御する周波数・位相制御部１と、所望の局部発振信号（ＳＬ）の周波数に近い周波数の主発振信号（ＳＭ）を出力する主発振器２と、ＳＬ信号の周波数とＳＭ信号の周波数との差の周波数で位相が互いに９０度（π／２）異なる２つの直交発振信号（ＳＩ，ＳＱ）を出力する直交発振器３と、ＳＭ信号及びＳＩ，ＳＱ信号を入力し両者の周波数の和または差の周波数の信号を局部発振信号（ＳＬ）として出力する直交モジュレータ５とを備えている。
【００１９】
直交モジュレータ５の出力である局部発振信号（ＳＬ）は、送信機または受信機の無線周波数信号の周波数変換を行う周波数変換部７に入力される。周波数変換部７で行われる周波数変換は、送信機または受信機で本質的な違いはなく、アップコンバートまたはダウンコンバートの極性の相違のみであり、送信または受信どちらの場合にも有用である。
【００２０】
周波数・位相制御部１は、送信機または受信機の制御部からの制御を受け、主発振器２におけるＳＭ信号の発振周波数を大まかなステップで変更させるための制御信号ＳＣ２と、直交発振器３におけるＳＩ，ＳＱ信号の発振周波数や位相を細かなステップで変更させるための制御信号ＳＣ３とを出力する。
【００２１】
主発振器２は、本局部発振信号生成回路の発生する局部発振信号（ＳＬ）の原振となり、ＳＬ信号の周波数に近い周波数の主発振信号（ＳＭ）を発振する。ＳＭ信号の発振周波数は、周波数・位相制御部１からの制御信号ＳＣ２により、所定のステップ周波数単位で変更可能である。例えば、９００ＭＨｚ帯においては、２５ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度のステップで変更される。なお、この主発振器２としては、出力周波数が変更できず固定的に設定されたものを用いることができる。その場合、制御信号ＳＣ２は不要となる。
【００２２】
この主発振器２は、通常は、コルピッツ型に代表されるトランジスタを用いるＶＣＯ（電圧制御発振器）等に代表される発振器に、周波数安定度を維持するためのＰＬＬ（位相同期ループ）回路などを付加して構成される（周波数シンセサイザ方式）。周波数シンセサイザ方式の場合、使用するリファレンス周波数のステップに応じたステップで、出力周波数を変更することができる。また高い周波数安定度を維持できれば、発振源自体の種別は問わず、水晶発振器やまた低周波の高精度発振子を基準としたＤ／Ａコンバータ（ディジタル／アナログ変換器）等によっても構成することが可能である。
【００２３】
直交発振器３は、発振信号のアナログ波形である正弦波（ＳＩＮ波）（または余弦波（ＣＯＳ波））の振幅データを位相対応のアドレスに格納したメモリ３１と、入力端子３０１を通して入力された周波数・位相制御部１からの制御信号ＳＣ３を受け、出力指定周波数に対応した周波数（オーバーサンプリング数倍の周波数、さらにデータビット数倍の周波数も可）のクロック信号を生成し、そのクロック信号に従ってメモリ３１から位相の９０度異なる２系統の振幅データを読出し、一方の振幅データ（例えば、ＳＩＮ波形）をＩ系データ、他方の振幅データ（例えば、ＣＯＳ波形）をＱ系データとして出力する制御部３２と、制御部３２からのクロック信号及びＱ系データを入力し対応するアナログ発振信号に変換するディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３３と、制御部３２からのクロック信号及びＩ系データを入力し対応するアナログ発振信号に変換するディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３４と、Ｄ／Ａ３３の出力信号の波形整形を行い出力端子３０２を通してＱ系直交発振信号（ＳＱ）として出力するフィルタ（ＦＩＬ）３５と、Ｄ／Ａ３４の出力信号の波形整形を行い出力端子３０３を通してＩ系直交発振信号（ＳＩ）として出力するフィルタ（ＦＩＬ）３６とを有している。
【００２４】
Ｄ／Ａ３３，３４は、任意のクロック周波数ごとに電圧出力するため、得られる波形は任意の周波数の離散波形を出力となる。ＦＩＬ３５，３６は、この離散波形を平滑化する帯域除去特性を有する。
【００２５】
メモリ３１は、アドレスとして、正弦波（または余弦波）一周期分のオーバーサンプリング数分あればよい。例えば、オーバーサンプリング数を「８」倍とすれば、４５度（＝３６０度／８）の位相間隔（ステップ）で８個分あればよい。Ｄ／Ａ変換の精度を上げるためには、オーバーサンプリング数をもっと大きくする。例えば、「７２」倍にすれば、５度ステップで７２個分のアドレスが必要となる。
【００２６】
メモリ３１の各アドレスごとの記憶データビット長は、量子化誤差の許容量で決まるが、例えば、「８」ビットとする。
【００２７】
制御部３２で作成するクロック信号の周波数は、ディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３４，３５を８ビットパラレル処理の変換器とした場合は、出力指定周波数のオーバーサンプリング数倍、すなわち本例の場合、８倍の周波数となる。ディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３４，３５を８ビットシリアル処理の変換器とした場合は、出力指定周波数のオーバーサンプリング数（８）×８＝６４倍の周波数となる。
【００２８】
制御部３２は、例えばＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）で構成される。制御部３２がメモリ３１から位相の９０度異なるＩ系及びＱ系の２系統の振幅データを読出すのは、クロック信号に基づいて、同一読出し周期において位相差９０度に相当する分だけ離れた２つのアドレスを指定し、これらアドレスを順次ずらしながら繰り返すことにより行うことができる。Ｉ系及びＱ系の２つのアドレスの切り替えは、クロック信号の立ち上がりタイミングと、立下りタイミングに行うようにすることができる。
【００２９】
あるいは、メモリ３１を二重化し、同一アドレスに対し、互いに位相が９０度異なる振幅データを各メモリにそれぞれ格納するようにしてもよい。この場合は、二つのメモリに同一のアドレスを指定すれば、位相が９０度異なる振幅データを得ることができる。
【００３０】
このように、直交発振器３が出力するＩ系直交発振信号（ＳＩ）及びＱ系直交発振信号（ＳＱ）の周波数を変更するのは、制御部３２で生成するメモリ３１からのデータ読出しタイミングを決定するクロック信号の周波数を変更することにより行うことができる。また、ＳＩ信号及びＳＱ信号の位相を変更するのは、メモリ３１に対し指定するデータ読出しアドレスの初期値をずらしたり、読出し途中の歩進値をずらすことにより行うことができる。
【００３１】
この直交発振器３の出力信号（ＳＩ，ＳＱ）の周波数変更範囲は、数Ｈｚ程度からクロック信号の上限周波数の整数分の１倍の周波数までの範囲で任意に変更可能である。なお、主発振信号（ＳＭ）がある周波数ステップ（例えば、２５ｋＨｚや、１００ｋＨｚ）で可変の場合は、直交発振器３の出力周波数上限値をその値（２５ｋＨｚや、１００ｋＨｚ）としてもよい。
【００３２】
直交モジュレータ５は、入力端子５０１を通して入力され二分岐された主発振器２からの主発振信号（ＳＭ）の位相を９０度（π／２）遅らせる９０度移相器５１と、二分岐された他方の主発振信号（ＳＭ）を入力端子５０２を通して入力された直交発振器３からのＩ系直交発振信号（ＳＩ）で変調する変調器５２と、９０度移相器５１の出力信号を入力端子５０３を通して入力された直交発振器３からのＱ系直交発振信号（ＳＱ）で変調する変調器５３と、変調器５２の出力信号と変調器５３の出力信号とのベクトル合成（加算）を行い出力端子５０４を通して局部発振信号（ＳＬ）として出力する合成器５４とを有している。
【００３３】
各変調器５２，５３は、２相位相変調回路で、入力した信号を直交データ（直交発振信号ＳＩ，ＳＱ）で振幅変調する掛算器として機能する。各変調器５２，５３で直交データを掛け合わされた入力信号は位相変調（０度，１８０度）を受けた信号となり合成器５４でベクトル合成される。合成される各々の信号に直交性があるため、得られる信号（ベクトル）は直交軸上を回転した、入力信号に任意の周波数（直交データの周波数）を加算した周波数となる。
【００３４】
直交モジュレータ５からの局部発振信号（ＳＬ）は、上述したように、送信機または受信機の周波数変換部７に入力される。周波数変換部７は、混合器７１を有し、入力端子７０１から入力された信号を入力端子７０２から入力されたＳＬ信号で混合し、両者の周波数の和または差の周波数に周波数変換された信号として出力端子７０３より出力する。なお、送信機及び受信機において、局部発振信号生成回路及び周波数変換部以外の部分の回路構成や機能は、適切な周知技術で実現できるので詳細説明を省略する。
【００３５】
図１の例においては、送信機として説明を進める。送信機は、図示されない低周波の無線信号である送信ベースバンド信号を周波数変換部７の入力端子７０１に入力する。周波数変換部７は、別に入力される局部発振信号（ＳＬ）により、送信ベースバンド信号と局部発振信号（ＳＬ）との和となる周波数を生成し無線周波数帯に送信出力信号として出力する。
【００３６】
受信機の場合は、周波数変換部７の入力端子７０１に無線周波数帯の受信信号を入力する。周波数変換部７は、入力端子７０２に入力される局部発振信号（ＳＬ）により、受信信号と局部発振信号（ＳＬ）との差となる周波数を生成し受信ベースバンド信号として出力端子７０３より出力する。
【００３７】
次に本実施の形態例の動作を説明する。
【００３８】
直交モジュレータ５は、４値ＰＳＫ等の変調方式に使用されるＩＱ変調器と同様の構成、機能を有する。直交モジュレータ５に入力されるＩ系直交発振信号（ＳＩ）及びＱ系直交発振信号（ＳＱ）は、ＩＱ変調器における直交変調対象であるＩ系直交データ及びＱ系直交データに対応する。但し、Ｉ系直交データ（ＳＩ信号相当）及びＱ系直交データ（ＳＱ信号相当）は有意信号を含まない正弦波データであるため、局部発振信号（ＳＬ）は、主発振器２の発生する周波数に対してＩ系直交データ（ＳＩ信号相当）及びＱ系直交データ（ＳＱ信号相当）の周波数だけ周波数シフトした周波数信号となる。
【００３９】
周波数のシフト方向は、Ｉ系直交データ（ＳＩ信号相当）及びＱ系直交データ（ＳＱ信号相当）の極性により、進相（入力した周波数が高い方向にシフト）または遅相（入力した周波数が低い方向にシフト）の二方向がある。
【００４０】
ここで直交変調の原理を説明する。ここでは進相データを扱うものとして説明する。
【００４１】
直交変調信号ｓ（ｔ）は、同相信号をｓｉ（ｔ）、直交信号をｓｑ（ｔ）とおくと、以下の数式（数１）により表現できる。
【００４２】
【数１】

【００４３】
ここで、上式のαｉ及びβｉがそれぞれ、αｉ＝ｓｉｎＡ，βｉ＝ｃｏｓＡの直交データ（ＳＩ信号，ＳＱ信号）とすると、数２に示す式となる。
【００４４】
【数２】

【００４５】
数２に示す式を図１に示す直交モジュレータ５に当てはめて説明する。主発振器２からの主発振信号ＳＭは、その角周波数をＢとして、ｃｏｓＢで表されるとする。ｃｏｓＢ信号は二分岐され、一方が変調器５２に入力され、他方が９０度移相器５１によりｓｉｎＢ信号に変換され変調器５３に入力される。直交発振器３からの直交データに相当するＩ系直交発振信号（ＳＩ）及びＱ系直交発振信号（ＳＱ）はそれぞれ、その角周波数をＡとして、ｓｉｎＡ及びｃｏｓＡで表されるとする。変調器５２でｓｉｎＡ信号とｃｏｓＢ信号とを掛け合わせ、変調器５３でｃｏｓＡ信号とｓｉｎＢ信号とを掛け合わせ、それぞれ合成器５４に入力し合成することにより、（ｓｉｎＡ・ｃｏｓＢ＋ｃｏｓＡ・ｓｉｎＢ）信号、すなわちｓｉｎ（Ａ＋Ｂ）信号として出力する。このようにして、直交モジュレータ５において、主発振信号ＳＭの角周波数Ｂ（ＳＭ信号の周波数ｆｃと等価）が、直交データ（ＳＩ，ＳＱ信号）の角周波数Ａ（ＳＩ，ＳＱ信号の周波数ｆｓと等価）を加えた角周波数（局部発振信号（ＳＬ）の周波数に等価）にシフトすることが分かる。
【００４６】
以上説明したように本実施の形態例においては、主発振器２の出力周波数に、直交発振器３の出力周波数が加わるので、局部発振信号（ＳＬ）としての設定可能な周波数指定範囲が、（主発振器２の発振周波数範囲）＋（直交発振器３の発振周波数範囲）となり、主発振器２のみを使用する場合に比べて、周波数範囲が拡大されたことを示す。
【００４７】
また、主発振器２及び直交発振器３の発振周波数をそれぞれ、任意のステップで変更可能とすることにより、局部発振信号（ＳＬ）としての設定可能な周波数設定ステップが、（主発振器２の周波数設定ステップ）×ｎ＋（直交発振器３の設定可能な周波数設定ステップ）×ｍとなる（但し、ｎ，ｍは任意の整数）。このように本実施の形態例によれば、主発振器２のみを使用する場合に比べて、新たな周波数ステップを設定でき、且つ拡張された周波数設定範囲内で任意の周波数が設定できることがわかる。
【００４８】
上述の説明では、合成した周波数のシフト方向が進相（入力した周波数が高い方向にシフト）の場合を例として説明したが、遅相（入力した周波数が低い方向にシフト）の場合は、直交データ（ＳＩ，ＳＱ信号）の極性（あるいは位相）を切り替えることにより同様に行うことができる。なお、直交データ（ＳＩ，ＳＱ信号）の極性を反転するには、直交発振器３において、周波数・位相制御部１の制御の下、制御部３２によるメモリ３１からの読出しアドレスを１８０度分ずらせばよい。
【００４９】
すなわち、数２に示す式において、αｉとして、ｓｉｎＡの代わりに、−ｓｉｎＡを代入すると、ｓ（ｔ）は数３に示すようになる。
【００５０】
【数３】

【００５１】
上式より、主発振信号ＳＭの角周波数Ｂ（ＳＭ信号の周波数ｆｃと等価）が、直交データ（ＳＩ，ＳＱ信号）の角周波数Ａ（ＳＩ，ＳＱ信号の周波数ｆｓと等価）を引いた角周波数（局部発振信号（ＳＬ）の周波数に等価）にシフトすることが分かる。
【００５２】
また周波数範囲拡張に直交モジュレータを使用していることにより、その直交データ（ＳＩ，ＳＱ信号）の周波数θ（２πｆｓ・ｔ：固有）に位相成分φ（補償成分）を付加することにより、デジタル変復調方式特有の送信出力信号、または受信ベースバンド信号の初期位相の補正や位相補償成分の補正を、局部発振生成回路にても行なうことが可能となり、送受信特性の向上にも寄与できる。
【００５３】
この場合、数１〜数３に示す式において、αｉ＝ｓｉｎ（θ＋φ），βｉ＝ｃｏｓ（θ＋φ）であるとする。
【００５４】
なお、直交データ（ＳＩ，ＳＱ信号）の位相を変更するには、直交発振器３において、周波数・位相制御部１の制御の下、制御部３２によるメモリ３１からの読出しアドレスを必要な度数分だけずらせばよい。
【００５５】
このようにして、局部発振生成回路は、局部発振信号（ＳＬ）を設定し、送信機の周波数変換部７に出力する。送信機は、この局部発振信号（ＳＬ）を用い送信ベースバンド信号をアップコンバートし、送信出力信号としてアンテナ等の終端装置に出力する。
【００５６】
本動作は、受信機に適用したときも同様である。局部発振生成回路は、局部発振信号（ＳＬ）を設定し、受信機の周波数変換部７に出力する。受信機は、この局部発振信号（ＳＬ）を用い、アンテナを通して受信した受信入力信号をダウンコンバートし受信ベースバンド信号として出力する。
【００５７】
次に、本発明の他の実施の形態例を説明する。
【００５８】
図２は、本発明の局部発振信号生成回路の第２の実施の形態を示すブロック構成図である。
【００５９】
図２に示す局部発振信号生成回路は、その基本的構成は図１に示す局部発振信号生成回路と同様であるが、直交モジュレータ５の出力側にさらに第２の直交モジュレータ６を挿入することにより、出力局部発振信号（ＳＬ）の周波数変更範囲の拡大を図っている。直交モジュレータ６の内部構成や機能は、直交モジュレータ５と同様である。
【００６０】
これは、図１中の主発振器２及び直交モジュレータ５を等価的に主発振器と見たてたもので、前段の直交モジュレータ５の出力信号（ＳＮ）を次段の直交モジュレータ６の入力としている。このような拡張は複数回（直交モジュレータを複数段縦列接続）行なっても良く、所望の周波数範囲を拡張することができる。
【００６１】
この場合、各直交モジュレータ５，６に入力される直交発振信号（ＳＩ，ＳＱ）は、同じ信号源（直交発振器３）の信号を用いても良いが、周波数設定ステップが大きくなってしまうため、各々個別に設定できることが好ましい。
【００６２】
図３は、そのような工夫を施した、本発明の局部発振信号生成回路の第３の実施の形態を示すブロック構成図である。
【００６３】
図３に示す局部発振信号生成回路が、図２に示す局部発振信号生成回路と相違する点は、第２の直交モジュレータ６に対する直交発振信号（ＳＩ，ＳＱ）の信号源として、第１の直交発振器３とは別に、直交発振器３と同様の内部構成や機能を有し周波数・位相制御部１から制御信号ＳＣ４による制御を受ける第２の直交発振器４を設けてあることである。
【００６４】
図３に示す局部発振信号生成回路はまた、その主発振器２，直交発振器３，及び直交モジュレータ５を、図１に示す局部発振信号生成回路の主発振器２に等価と見たてることができる。
【００６５】
本例（第３の実施の形態）の場合は、第２の直交モジュレータ６の周波数範囲や設定ステップ値を第１の直交発振器３のそれとは異なるものとすることにより、更に周波数範囲の拡大や設定ステップの増大を図ることができる。例えば、直交発振器３の周波数ステップを１００ｋＨｚとした場合、直交発振器４の周波数ステップを１０ｋＨｚとすれば（周波数可変範囲は１００ｋＨｚでよい）、より細かい周波数設定を行うことができる。
【００６６】
図４は、複数の受信機でそれぞれ受信した受信データを位相を合わせながら合成して１つの受信データとして得る受信装置に、本発明の局部発振信号生成回路を適用した例を示す。
【００６７】
図４において受信装置１００は、本発明の局部発振信号生成回路及びそれにより動作する周波数変換部を搭載しアンテナを通して受信した無線受信信号の周波数をダウンコンバートして受信ベースバンド信号を得る複数の受信機１０２〜１０５と、各受信機１０２〜１０５からの受信ベースバンド信号を合成し１つの受信データを得る受信データ合成部１０６と、各受信機１０２〜１０５に搭載された局部発振信号生成回路が出力する局部発振信号（ＳＬ）の周波数及び位相を互いに連動させて制御する周波数・位相制御部１０１を有している。
【００６８】
各受信機１０２〜１０５に搭載される局部発振信号生成回路は、図１〜３に示される局部発振信号生成回路のいずれでもよい。ただし、各局部発振信号生成回路の周波数・位相制御部１は、受信装置１００で共通な周波数・位相制御部１０１に含まれるようにしてもよい。
【００６９】
周波数・位相制御部１０１は、各受信機１０２〜１０５で受信する無線受信信号の周波数及び位相に対応して、各局部発振信号生成回路の直交発振器の直交発振信号（ＳＩ，ＳＱ）の周波数及び位相をそれぞれ制御する。
【００７０】
【発明の効果】
本発明によれば、大まかな周波数設定しかできない局部発振信号の信号源である主発振信号の周波数に、より細かな周波数設定が可能な直交発振信号の周波数を、直交モジュレータを用いて組み合わせることにより、局部発振信号の周波数範囲の拡大，設定周波数の増大化と細分化を行なうことが出来るので、広範囲の周波数帯域に亘って送受信周波数の設定を行う必要のある広帯域無線機（無線送信機、無線受信機）の構成の簡素化を図ることができる。また、直交発振信号の位相補正により、局部発振信号の位相補正を行い、周波数変換時点で送受信信号の位相補正を行なうことができるので、送受信信号の品質の向上にも寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の局部発振信号生成回路の一実施の形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の局部発振信号生成回路の他の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図３】本発明の局部発振信号生成回路のさらに他の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図４】本発明の局部発振信号生成回路を適用した受信装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，１０１　　周波数・位相制御部
２　　主発振器
３，４　　直交発振器
５，６　　直交モジュレータ
７　　周波数変換部
１００　　受信装置
１０２〜１０５　　受信機
１０６　　受信データ合成部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a circuit for generating a local oscillation signal for performing frequency conversion of a wireless signal, and a wireless device using the circuit.
[0002]
[Prior art]
With an increase in demand for wireless communication services such as mobile phones, a wireless communication system in which a large number of wireless channels in predetermined wireless frequency band units are continuously or scattered over a wide frequency range is required. In addition, there is a demand for miniaturization of radio devices (radio transmitters and radio receivers) used. Furthermore, it is also required that one wireless device supports a plurality of wireless communication systems using different wireless frequency bands.
[0003]
In a wireless device, a frequency converter to which a local oscillation signal is supplied performs frequency mutual conversion between a radio frequency signal (radio signal) corresponding to a radio channel and a baseband signal. The frequency change of the radio signal is performed by changing the frequency of the local oscillation signal.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In a wireless device (wireless transmitter, wireless receiver), in order to support a wireless signal over a wide range of frequencies, a local oscillation signal generation circuit that generates a local oscillation signal must also support the signal. In many cases, a plurality of local oscillation signal generation circuits corresponding to arbitrary frequency bands are provided, and a method of switching according to the frequency of a target radio signal can be easily realized. However, this method causes an increase in the circuit scale. However, it cannot contribute to downsizing of the wireless device.
[0005]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a local oscillation signal generation circuit that simplifies the configuration of a wireless device and enables downsizing, and a wireless device using the same.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
A local oscillation signal generation circuit according to claim 1 of the present invention is a circuit for generating a local oscillation signal for performing frequency conversion of a radio frequency signal; main oscillation means for generating a main oscillation signal of a first frequency; A memory in which amplitude data for each predetermined phase of the sine wave is registered, and first and second output sine wave signals having a frequency and a phase corresponding to a value of the amplitude data read from the memory and a read phase position and a read cycle thereof. Quadrature oscillating means for generating first and second quadrature oscillating signals having a second frequency having the same frequency and a phase difference of 90 degrees; a phase of the input signal; Phase delay means for delaying the signal by 90 degrees, a first modulation means for multiplying a signal having no phase delay on the input side of the phase delay means by the first quadrature oscillation signal and modulating the signal, and an output side of the phase delay means Second modulating means for multiplying and modulating a signal having a phase delay with the second quadrature oscillation signal, and synthesizing means for synthesizing the modulation output of the first modulation means and the modulation output of the second modulation means A quadrature modulator that receives the main oscillation signal and outputs a local oscillation signal having a frequency shifted by the second frequency with respect to the first frequency; and an amplitude from the memory in the quadrature oscillation means. Control means for controlling a data read phase position and a read cycle.
[0007]
A local oscillation signal generation circuit according to a second aspect of the present invention, in the local oscillation signal generation circuit according to the first aspect, includes an arbitrary number of orthogonal modulators connected in cascade on the output side of the orthogonal modulator.
[0008]
A local oscillation signal generating circuit according to a third aspect of the present invention is the local oscillation signal generating circuit according to the second aspect, wherein the number of the quadrature oscillators is equal to the number of the quadrature modulators.
[0009]
A local oscillation signal generation circuit according to claim 4 of the present invention is the local oscillation signal generation circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the main oscillation means controls the first frequency by controlling the control means. Is arbitrarily changed in a predetermined frequency interval unit.
[0010]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a transmitter comprising: a local oscillation signal generation circuit according to any one of claims 1 to 4; and a transmission radio frequency signal based on a local oscillation signal from the local oscillation signal generation circuit. Frequency conversion means for frequency-converting the data.
[0011]
A receiver according to claim 6 of the present invention provides a local oscillation signal generation circuit according to any one of claims 1 to 4, and a reception baseband signal based on a local oscillation signal from the local oscillation signal generation circuit. Frequency conversion means for frequency-converting the data.
[0012]
A wireless device according to claim 7 of the present invention includes a plurality of receivers according to claim 6, a reception data combining unit that combines reception baseband signals from the respective receivers to obtain one reception data, Frequency and phase control means for controlling the frequency and phase of the local oscillation signal output by the local oscillation signal generation circuit of the receiver in conjunction with each other.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
First, the outline of the present invention will be described. The present invention relates to a method of generating a local oscillation signal for performing frequency conversion in a wireless device such as a wireless transmitter or a wireless receiver, and particularly, an oscillator and a quadrature modulator are provided in a signal generation circuit portion to enable local oscillation. It is characterized in that the frequency range is expanded and the number of frequency-settable channels is increased.
[0014]
That is, the local oscillation signal supplied to the frequency conversion unit of the transmitter (or the receiver) is input to the quadrature modulator, and the radio signal oscillation output of the main oscillator is input to the quadrature modulator. The frequency is shifted by giving a sine wave (cosine wave) oscillation signal that is not included. At the same time, the phase of the local oscillation signal is controlled by controlling the phase of the quadrature oscillation signal.
[0015]
As a result, the function of expanding the frequency range of the radio signal oscillation output of the main oscillator and increasing the number of frequency-settable channels by specifying the frequency of the given early or late quadrature oscillation signal is executed. Therefore, there is an effect that it is possible to provide a local oscillation signal generation unit useful for a software defined radio which can transmit and receive a plurality of systems scattered in various frequency bands with one radio. Further, since the phase of the transmission / reception signal can be corrected at the time of frequency conversion by the phase correction of the local oscillation signal, it is possible to contribute to the improvement of the quality of the transmission / reception signal.
[0016]
Next, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0017]
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the local oscillation signal generation circuit of the present invention.
[0018]
In FIG. 1, a local oscillation signal generation circuit (first embodiment) of the present example is used for a transmitter for transmitting a radio frequency signal or a receiver for receiving a radio frequency signal, and the entire oscillation frequency Frequency / phase control unit 1 for controlling frequency and phase, main oscillator 2 for outputting main oscillation signal (SM) having a frequency close to the frequency of desired local oscillation signal (SL), frequency of SL signal and frequency of SM signal A quadrature oscillator 3 that outputs two quadrature oscillation signals (SI, SQ) whose phases are different from each other by 90 degrees (π / 2) at a frequency different from the above, and the sum of the frequencies of the SM signal and the SI, SQ signals is input. Or, a quadrature modulator 5 for outputting a signal having a difference frequency as a local oscillation signal (SL).
[0019]
A local oscillation signal (SL) output from the quadrature modulator 5 is input to a frequency conversion unit 7 that performs frequency conversion of a radio frequency signal of a transmitter or a receiver. The frequency conversion performed by the frequency conversion unit 7 has no essential difference between the transmitter and the receiver, only the difference in the polarity of up-conversion or down-conversion, and is useful for both transmission and reception.
[0020]
The frequency / phase control unit 1 receives control from the control unit of the transmitter or the receiver, and controls the control signal SC2 for changing the oscillation frequency of the SM signal in the main oscillator 2 in rough steps and the SI signal in the quadrature oscillator 3 , And a control signal SC3 for changing the oscillation frequency and phase of the SQ signal in fine steps.
[0021]
The main oscillator 2 becomes a source of the local oscillation signal (SL) generated by the local oscillation signal generation circuit, and oscillates a main oscillation signal (SM) having a frequency close to the frequency of the SL signal. The oscillation frequency of the SM signal can be changed in a predetermined step frequency unit by a control signal SC2 from the frequency / phase control unit 1. For example, in the 900 MHz band, the frequency is changed in steps of about 25 kHz to 100 kHz. As the main oscillator 2, an oscillator whose output frequency cannot be changed and which is fixedly set can be used. In that case, the control signal SC2 becomes unnecessary.
[0022]
The main oscillator 2 usually has a PLL (phase locked loop) circuit for maintaining frequency stability added to an oscillator typified by a VCO (voltage controlled oscillator) using a transistor typified by a Colpitts type. (Frequency synthesizer system). In the case of the frequency synthesizer method, the output frequency can be changed in steps corresponding to the steps of the reference frequency to be used. As long as high frequency stability can be maintained, regardless of the type of the oscillation source itself, a crystal oscillator or a D / A converter (digital / analog converter) based on a low-frequency high-precision oscillator should be used. Is possible.
[0023]
The quadrature oscillator 3 includes a memory 31 storing amplitude data of a sine wave (SIN wave) (or a cosine wave (COS wave)), which is an analog waveform of an oscillation signal, in an address corresponding to a phase, and a frequency input through an input terminal 301. Receiving the control signal SC3 from the phase control unit 1, generates a clock signal having a frequency corresponding to the designated output frequency (a frequency that is a multiple of the number of oversampling and a frequency that is a multiple of the number of data bits is also possible), and stores the memory according to the clock signal. A controller 32 that reads two sets of amplitude data having a phase difference of 90 degrees from 31 and outputs one amplitude data (for example, a SIN waveform) as I-system data and the other amplitude data (for example, a COS waveform) as Q-system data. And a digital analyzer that inputs a clock signal and Q-system data from the control unit 32 and converts it into a corresponding analog oscillation signal. A digital-to-analog converter (D / A) 34 for receiving a clock signal and I-system data from the control unit 32 and converting the data into a corresponding analog oscillation signal; A filter (FIL) 35 that shapes the waveform of the output signal and outputs it as a Q-system quadrature oscillation signal (SQ) through an output terminal 302, and shapes the output signal of the D / A 34 and performs an I-system quadrature oscillation signal ( SI), and a filter (FIL) 36 that outputs the same as SI).
[0024]
Since the D / As 33 and 34 output a voltage at each arbitrary clock frequency, the resulting waveform is a discrete waveform having an arbitrary frequency. The FILs 35 and 36 have band elimination characteristics for smoothing the discrete waveform.
[0025]
The memory 31 may have addresses corresponding to the number of oversamplings for one cycle of a sine wave (or cosine wave). For example, if the number of oversampling is multiplied by “8”, it is sufficient that the number of oversampling is eight at 45 ° (360 ° / 8) phase interval (step). In order to increase the precision of the D / A conversion, the number of oversampling is increased. For example, if it is multiplied by "72", 72 addresses are required in 5 degree steps.
[0026]
The bit length of the storage data for each address of the memory 31 is determined by the allowable amount of the quantization error, and is, for example, "8" bits.
[0027]
When the digital-to-analog converters (D / A) 34 and 35 are 8-bit parallel processing converters, the frequency of the clock signal generated by the control unit 32 is the number of oversampling times the designated output frequency, that is, in this example. In the case of, the frequency becomes eight times. When the digital / analog converters (D / A) 34 and 35 are converters for 8-bit serial processing, the frequency becomes 64 times the oversampling number (8) × 8 = 8 of the designated output frequency.
[0028]
The control unit 32 is composed of, for example, a DSP (Digital Signal Processor). The control unit 32 reads the two sets of I-system and Q-system amplitude data having a phase difference of 90 degrees from the memory 31 by a distance corresponding to a phase difference of 90 degrees in the same read cycle based on the clock signal. This can be performed by designating two addresses and repeating these addresses while sequentially shifting them. Switching between the I-system and Q-system addresses can be performed at the rising timing and the falling timing of the clock signal.
[0029]
Alternatively, the memory 31 may be duplicated, and amplitude data having phases different from each other by 90 degrees with respect to the same address may be stored in each memory. In this case, if the same address is specified in the two memories, amplitude data having a phase difference of 90 degrees can be obtained.
[0030]
As described above, the frequency of the I-system quadrature oscillation signal (SI) and the Q-system quadrature oscillation signal (SQ) output from the quadrature oscillator 3 is changed by determining the data read timing from the memory 31 generated by the control unit 32. This can be performed by changing the frequency of the clock signal to be performed. The phase of the SI signal and the phase of the SQ signal can be changed by shifting the initial value of the data read address specified for the memory 31 or by shifting the step value during reading.
[0031]
The frequency change range of the output signal (SI, SQ) of the quadrature oscillator 3 can be arbitrarily changed within a range from about several Hz to a frequency which is an integral multiple of an upper limit frequency of the clock signal. When the main oscillation signal (SM) is variable at a certain frequency step (for example, 25 kHz or 100 kHz), the upper limit of the output frequency of the quadrature oscillator 3 may be set to that value (25 kHz or 100 kHz).
[0032]
The quadrature modulator 5 includes a 90-degree phase shifter 51 that delays the phase of the main oscillation signal (SM) from the main oscillator 2 that is input through the input terminal 501 and is bifurcated by 90 degrees (π / 2); The modulator 52 modulates the main oscillation signal (SM) of FIG. 1 with the I-system quadrature oscillation signal (SI) from the quadrature oscillator 3 input through the input terminal 502, and outputs the output signal of the 90-degree phase shifter 51 through the input terminal 503. A modulator 53 that modulates with the input Q-system quadrature oscillation signal (SQ) from the quadrature oscillator 3, performs vector synthesis (addition) of the output signal of the modulator 52 and the output signal of the modulator 53, and outputs the resultant through an output terminal 504. And a combiner 54 for outputting a local oscillation signal (SL).
[0033]
Each of the modulators 52 and 53 is a two-phase phase modulation circuit and functions as a multiplier for amplitude-modulating an input signal with quadrature data (quadrature oscillation signals SI and SQ). The input signals multiplied by the orthogonal data in the modulators 52 and 53 become signals that have undergone phase modulation (0 degrees and 180 degrees), and are vector-synthesized by the synthesizer 54. Since each signal to be synthesized has orthogonality, the obtained signal (vector) has a frequency obtained by adding an arbitrary frequency (frequency of orthogonal data) to the input signal rotated on the orthogonal axis.
[0034]
As described above, the local oscillation signal (SL) from the quadrature modulator 5 is input to the frequency converter 7 of the transmitter or the receiver. The frequency conversion unit 7 includes a mixer 71, mixes a signal input from an input terminal 701 with an SL signal input from an input terminal 702, and converts the frequency of the signal into a sum or difference frequency between the two. Is output from the output terminal 703. Note that, in the transmitter and the receiver, the circuit configuration and functions of the parts other than the local oscillation signal generation circuit and the frequency conversion unit can be realized by an appropriate well-known technique, and thus detailed description is omitted.
[0035]
In the example of FIG. 1, the description will proceed as a transmitter. The transmitter inputs a transmission baseband signal, which is a low-frequency wireless signal (not shown), to an input terminal 701 of the frequency conversion unit 7. The frequency conversion unit 7 generates a frequency that is the sum of the transmission baseband signal and the local oscillation signal (SL) based on the separately input local oscillation signal (SL), and outputs the sum as a transmission output signal in a radio frequency band.
[0036]
In the case of a receiver, a reception signal in a radio frequency band is input to the input terminal 701 of the frequency conversion unit 7. The frequency conversion unit 7 generates a frequency that is the difference between the received signal and the local oscillation signal (SL) based on the local oscillation signal (SL) input to the input terminal 702 and outputs the frequency from the output terminal 703 as a reception baseband signal. .
[0037]
Next, the operation of the present embodiment will be described.
[0038]
The quadrature modulator 5 has the same configuration and function as an IQ modulator used for a modulation scheme such as quaternary PSK. The I-system quadrature oscillation signal (SI) and the Q-system quadrature oscillation signal (SQ) input to the quadrature modulator 5 correspond to the I-system quadrature data and the Q-system quadrature data that are the targets of quadrature modulation in the IQ modulator. However, since the I-system orthogonal data (corresponding to the SI signal) and the Q-system orthogonal data (corresponding to the SQ signal) are sine wave data that does not include a significant signal, the local oscillation signal (SL) is set to the frequency generated by the main oscillator 2. On the other hand, the frequency signal is shifted by the frequency of the I-system orthogonal data (corresponding to the SI signal) and the Q-system orthogonal data (corresponding to the SQ signal).
[0039]
Depending on the polarity of the I-system orthogonal data (corresponding to the SI signal) and the Q-system orthogonal data (corresponding to the SQ signal), the frequency shift direction is advanced (the input frequency shifts to a higher direction) or delayed (the input frequency is lower). Direction).
[0040]
Here, the principle of quadrature modulation will be described. Here, a description will be given assuming that advanced data is handled.
[0041]
The quadrature modulation signal s (t) can be represented by the following equation (Equation 1), where in-phase signal is si (t) and quadrature signal is sq (t).
[0042]
(Equation 1)

[0043]
Here, assuming that αi and βi in the above equation are orthogonal data (SI signal and SQ signal) of αi = sinA and βi = cosA, respectively, the equation shown in Equation 2 is obtained.
[0044]
(Equation 2)

[0045]
The equation shown in Equation 2 will be described by applying it to the orthogonal modulator 5 shown in FIG. It is assumed that the main oscillation signal SM from the main oscillator 2 is represented by cosB, where B is the angular frequency. The cosB signal is split into two, one is input to the modulator 52, and the other is converted into a sinB signal by the 90-degree phase shifter 51 and input to the modulator 53. It is assumed that an I-system quadrature oscillation signal (SI) and a Q-system quadrature oscillation signal (SQ) corresponding to quadrature data from the quadrature oscillator 3 are represented by sinA and cosA, respectively, where A is the angular frequency. The modulator 52 multiplies the sinA signal and the cosB signal, the modulator 53 multiplies the cosA signal and the sinB signal, and inputs them to the synthesizer 54 to synthesize them. Output as a sin (A + B) signal. Thus, in the quadrature modulator 5, the angular frequency B of the main oscillation signal SM (equivalent to the frequency fc of the SM signal) is equal to the angular frequency A of the quadrature data (SI and SQ signals) (the frequency fs of the SI and SQ signals). It can be seen that the angular frequency is shifted to the angular frequency (equivalent to the frequency of the local oscillation signal (SL)) to which the equivalent is added.
[0046]
As described above, in the present embodiment, since the output frequency of the quadrature oscillator 3 is added to the output frequency of the main oscillator 2, the frequency specification range that can be set as the local oscillation signal (SL) is (Oscillation frequency range of 2) + (oscillation frequency range of quadrature oscillator 3), which indicates that the frequency range is expanded as compared with the case where only main oscillator 2 is used.
[0047]
In addition, by enabling the oscillation frequencies of the main oscillator 2 and the quadrature oscillator 3 to be changed in arbitrary steps, the frequency setting step that can be set as the local oscillation signal (SL) can be changed to (the frequency setting step of the main oscillator 2). ) × n + (settable frequency setting step of quadrature oscillator 3) × m (where n and m are arbitrary integers). As described above, according to the present embodiment, it can be seen that a new frequency step can be set and an arbitrary frequency can be set within the extended frequency setting range, as compared with the case where only the main oscillator 2 is used.
[0048]
In the above description, the case where the shift direction of the synthesized frequency is a leading phase (the input frequency shifts in a higher direction) is described as an example. The same can be done by switching the polarity (or phase) of the data (SI, SQ signals). In order to invert the polarities of the orthogonal data (SI and SQ signals), in the orthogonal oscillator 3, the address read from the memory 31 by the control unit 32 is shifted by 180 degrees under the control of the frequency / phase control unit 1. Good.
[0049]
That is, when -sinA is substituted for αi instead of sinA in the expression shown in Expression 2, s (t) becomes as shown in Expression 3.
[0050]
[Equation 3]

[0051]
From the above equation, the angular frequency B of the main oscillation signal SM (equivalent to the frequency fc of the SM signal) is obtained by subtracting the angular frequency A of the orthogonal data (SI and SQ signals) (equivalent to the frequency fs of the SI and SQ signals). It can be seen that the frequency shifts to the frequency (equivalent to the frequency of the local oscillation signal (SL)).
[0052]
In addition, since a quadrature modulator is used to extend the frequency range, a phase component φ (compensation component) is added to the frequency θ (2πfs · t: eigen) of the quadrature data (SI, SQ signals), so that digital modulation / demodulation is performed. The correction of the initial phase and the correction of the phase compensation component of the transmission output signal or the reception baseband signal peculiar to the method can be performed even in the local oscillation generation circuit, which can contribute to the improvement of the transmission and reception characteristics.
[0053]
In this case, it is assumed that αi = sin (θ + φ) and βi = cos (θ + φ) in the expressions shown in Expressions 1 to 3.
[0054]
In order to change the phase of the quadrature data (SI and SQ signals), in the quadrature oscillator 3, under the control of the frequency / phase control unit 1, the address read out from the memory 31 by the control unit 32 by the required frequency is used. Just shift it.
[0055]
In this way, the local oscillation generation circuit sets the local oscillation signal (SL) and outputs the signal to the frequency converter 7 of the transmitter. The transmitter uses the local oscillation signal (SL) to up-convert a transmission baseband signal and outputs the signal as a transmission output signal to a terminating device such as an antenna.
[0056]
This operation is the same when applied to a receiver. The local oscillation generation circuit sets a local oscillation signal (SL) and outputs the signal to the frequency converter 7 of the receiver. Using the local oscillation signal (SL), the receiver down-converts a received input signal received through an antenna and outputs it as a received baseband signal.
[0057]
Next, another embodiment of the present invention will be described.
[0058]
FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the local oscillation signal generation circuit of the present invention.
[0059]
The basic configuration of the local oscillation signal generation circuit shown in FIG. 2 is the same as that of the local oscillation signal generation circuit shown in FIG. 1 except that a second quadrature modulator 6 is further inserted on the output side of the quadrature modulator 5. In this case, the frequency change range of the output local oscillation signal (SL) is expanded. The internal configuration and functions of the orthogonal modulator 6 are the same as those of the orthogonal modulator 5.
[0060]
In FIG. 1, the main oscillator 2 and the quadrature modulator 5 in FIG. 1 are equivalently regarded as a main oscillator. . Such an extension may be performed a plurality of times (orthogonal modulators are cascaded in a plurality of stages), and a desired frequency range can be extended.
[0061]
In this case, as the quadrature oscillation signals (SI, SQ) input to the

quadrature modulators

5 and 6, signals from the same signal source (quadrature oscillator 3) may be used. It is preferable that each can be set individually.
[0062]
FIG. 3 is a block diagram showing a local oscillation signal generating circuit according to a third embodiment of the present invention in which such a measure is taken.
[0063]
The difference between the local oscillation signal generation circuit shown in FIG. 3 and the local oscillation signal generation circuit shown in FIG. 2 is that the local oscillation signal generation circuit as the signal source of the quadrature oscillation signals (SI, SQ) for the second quadrature modulator 6 uses the first quadrature oscillator. In addition to the oscillator 3, a second quadrature oscillator 4 having the same internal configuration and function as the quadrature oscillator 3 and controlled by the frequency / phase control unit 1 by the control signal SC4 is provided.
[0064]
The local oscillation signal generation circuit shown in FIG. 3 can also be regarded as having its main oscillator 2, quadrature oscillator 3, and quadrature modulator 5 equivalent to the main oscillator 2 of the local oscillation signal generation circuit shown in FIG.
[0065]
In the case of this example (third embodiment), the frequency range and the set step value of the second quadrature modulator 6 are different from those of the first quadrature oscillator 3, so that the frequency range can be further expanded. The number of setting steps can be increased. For example, when the frequency step of the quadrature oscillator 3 is set to 100 kHz, if the frequency step of the quadrature oscillator 4 is set to 10 kHz (the frequency variable range may be 100 kHz), finer frequency setting can be performed.
[0066]
FIG. 4 shows an example in which the local oscillation signal generation circuit of the present invention is applied to a receiving device that combines reception data received by a plurality of receivers while adjusting the phases to obtain one reception data.
[0067]
In FIG. 4, a receiving apparatus 100 includes a local oscillation signal generation circuit according to the present invention and a frequency conversion unit operated by the same, and includes a plurality of reception apparatuses that downconvert the frequency of a radio reception signal received through an antenna to obtain a reception baseband signal. Receivers 102 to 105, a received data combining unit 106 that combines received baseband signals from each of receivers 102 to 105 to obtain one piece of received data, and a local oscillation signal generation circuit mounted on each of receivers 102 to 105. It has a frequency / phase control unit 101 for controlling the frequency and phase of the output local oscillation signal (SL) in association with each other.
[0068]
The local oscillation signal generation circuit mounted on each of the receivers 102 to 105 may be any of the local oscillation signal generation circuits shown in FIGS. However, the frequency / phase control unit 1 of each local oscillation signal generation circuit may be included in the frequency / phase control unit 101 common to the receiving device 100.
[0069]
The frequency / phase control unit 101 controls the frequency and phase of the quadrature oscillation signals (SI, SQ) of the quadrature oscillators of each local oscillation signal generation circuit in accordance with the frequency and phase of the radio reception signal received by each of the receivers 102 to 105. Each phase is controlled.
[0070]
【The invention's effect】
According to the present invention, the frequency of the main oscillation signal, which is a signal source of the local oscillation signal that can only be set roughly, is combined with the frequency of the quadrature oscillation signal that can be set more finely using the quadrature modulator. Since the frequency range of the local oscillation signal can be expanded, and the set frequency can be increased and subdivided, a broadband radio (radio transmitter, radio Receiver) can be simplified. Further, since the phase of the local oscillation signal can be corrected by the phase correction of the quadrature oscillation signal and the phase of the transmission / reception signal can be corrected at the time of frequency conversion, the quality of the transmission / reception signal can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a local oscillation signal generation circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing another embodiment of the local oscillation signal generation circuit of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing still another embodiment of the local oscillation signal generation circuit of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device to which a local oscillation signal generation circuit according to the present invention is applied.
[Explanation of symbols]
1,101 Frequency / phase control unit
2 Main oscillator
3,4 quadrature oscillator
5,6 quadrature modulator
7 Frequency converter
100 receiver
102-105 receiver
106 reception data synthesis unit

Claims

In a circuit that generates a local oscillation signal for performing frequency conversion of a radio frequency signal,
Main oscillation means for generating a main oscillation signal of a first frequency;
A memory in which amplitude data for each predetermined phase of a sine wave is registered, and first and second output sine wave signals having a frequency and a phase corresponding to a value of the amplitude data read from the memory and a read phase position and a read cycle thereof. Quadrature oscillation means having second digital / analog conversion means for generating first and second quadrature oscillation signals having a second frequency having the same frequency and a phase difference of 90 degrees;
Phase delay means for delaying the phase of an input signal by 90 degrees; first modulation means for multiplying and modulating a signal having no phase delay on the input side of the phase delay means with the first quadrature oscillation signal; Second modulating means for multiplying and modulating a signal having a phase delay on the side with the second quadrature oscillation signal, and synthesizing a modulation output of the first modulation means and a modulation output of the second modulation means. A quadrature modulator having a synthesizing unit, receiving the main oscillation signal and outputting as a local oscillation signal having a frequency shifted by the second frequency with respect to the first frequency,
Control means for controlling a read phase position and a read cycle of the amplitude data from the memory in the quadrature oscillation means.

2. The local oscillation signal generation circuit according to claim 1, further comprising an arbitrary number of orthogonal modulators connected in cascade on an output side of the orthogonal modulator.

3. The local oscillation signal generating circuit according to claim 2, wherein the orthogonal oscillators are provided by the number of the plurality of orthogonal modulators.

The said main oscillation means changes the output frequency which is the said 1st frequency arbitrarily by a predetermined frequency interval unit under the control of the said control means, The claim 1 characterized by the above-mentioned. Local oscillation signal generation circuit.

A local oscillation signal generation circuit according to any one of claims 1 to 4, and frequency conversion means for frequency-converting a transmission baseband signal into a transmission radio frequency signal by a local oscillation signal from the local oscillation signal generation circuit. A transmitter, comprising:

A local oscillation signal generation circuit according to any one of claims 1 to 4, and frequency conversion means for frequency-converting a reception radio frequency signal to a reception baseband signal by a local oscillation signal from the local oscillation signal generation circuit. A receiver, comprising:

A plurality of receivers according to claim 6,
Reception data combining means for combining reception baseband signals from the respective receivers to obtain one reception data;
A radio apparatus comprising frequency / phase control means for controlling the frequency and phase of the local oscillation signal output from the local oscillation signal generation circuit of each of the receivers in conjunction with each other.