JP2004023652A

JP2004023652A - Filter circuit and receiving circuit

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Publication number: JP2004023652A
Application number: JP2002178788A
Authority: JP
Inventors: Yasumi Imagawa; 今川　保美; Hiroshi Katayama; 片山　浩; Naoki Yoshida; 吉田　直樹
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-06-19
Filing date: 2002-06-19
Publication date: 2004-01-22

Abstract

【課題】大きなダイナミックレンジの確保と精度の高い周波数調整を可能とするフィルタ回路を提供する。
【解決手段】Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタは、Ｔ型回路部４（第１のＴ型フィルタ部）とＴ型回路部５（第２のＴ型フィルタ部）のそれぞれの前段に、第１可変利得アンプ２と第２の可変利得アンプ３が接続されて設けられ、可変利得アンプ２、可変利得アンプ３の入力部が共通の入力端子Ｖｉｎに接続され、Ｔ型回路部４とＴ型回路部５の出力部が共通の出力端子６に接続されている。そして、例えば第２の可変利得アンプ３の利得を変化させて第１の可変利得アンプ２と第２の可変利得アンプ３の利得比を変えることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を連続的に変化させる構成とする。
【選択図】　図１Provided is a filter circuit capable of securing a large dynamic range and performing high-accuracy frequency adjustment.
Kind Code: A1 A Twin-T type filter includes a first variable gain provided before a T-type circuit unit (first T-type filter unit) and a T-type circuit unit (second T-type filter unit). An amplifier 2 and a second variable gain amplifier 3 are connected and provided. The input sections of the variable gain amplifier 2 and the variable gain amplifier 3 are connected to a common input terminal Vin, and the T-type circuit section 4 and the T-type circuit section 5 are connected. Are connected to a common output terminal 6. Then, for example, by changing the gain of the second variable gain amplifier 3 to change the gain ratio between the first variable gain amplifier 2 and the second variable gain amplifier 3, the frequency characteristic of the Twin-T type filter is continuously changed. To be changed.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯無線装置等で用いられるダイレクトコンバージョン受信方式で利用されるパッシブ素子で構成されるフィルタ回路及びこのフィルタ回路を用いた受信回路に関し、特にフィルタ回路の周波数特性の調整に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ダイレクトコンバージョン受信機やスーパーヘテロダイン受信機のように中間周波数を極低周波に設定したローＩＦ受信機と呼ばれる受信方式の開発が盛んに行われている。これらダイレクトコンバージョン受信機やローＩＦ受信機や、スーパーヘテロダイン受信機ではＳＡＷフィルタやセラミックフィルタ等により実現していたチャネル選択フィルタを半導体集積回路（ＩＣ）上で構成して内蔵化できるため、無線端末の小型化やローコスト化を実現する手法として注目されている。
【０００３】
上記のようにＩＣにフィルタを内蔵化した場合には、ＩＣ上の抵抗、容量などの素子ばらつきによりフィルタの周波数特性にもばらつきが生じる。この周波数特性のばらつきを調整するために、第１の従来技術では、抵抗または容量を調整するためのスイッチを設け、これらスイッチを切り換えることで抵抗または容量値を調整することが行われている。
【０００４】
図１４は第１の従来技術を説明するもので、ここでは基本的なローパスフィルタ（ＬＰＦ）構成を用いて説明する。ＬＰＦは抵抗１０２と容量１０３で基本的には構成され、信号源１０１の信号はこのＬＰＦを通ることにより、高域成分がカットされる。
【０００５】
ここで、容量１０３に対して、容量１０５とスイッチ（トランジスタ）１０４の直列回路と、容量１０７とスイッチ（トランジスタ）１０６の直列回路が並列に接続されている。従って、スイッチ１０４、１０６をスイッチ制御部１０８によってオン、オフ制御することにより、ローパスフィルタの容量値を変化させることができる。ここでは、スイッチ１０４は閉じ（オン）、スイッチ１０６は開いている（オフ）ものとする。また、容量１０５及び容量１０７は容量１０３のΔ倍の値とする。
【０００６】
上記のようなＬＰＦの周波数特性ｆは、抵抗Ｒ，容量Ｃで示すと、次の式（１）で表される。
ｆ＝１／２πＲＣ　　…（１）
ＩＣ上で構成した抵抗、容量は製造ばらつきを生じるため、このばらつきにより、式（１）のＲ及びＣが設計値から変化して、周波数特性ｆに誤差が生じる。
【０００７】
ここでは、式（１）のＣは容量１０３＋容量１０５の値とすると、上記周波数特性ｆの誤差を調整するには、式（１）のＣまたはＲを調整すればよい。そこで、スイッチ１０４を開けば式（１）の周波数特性ｆはΔ％高くすることができる。一方，スイッチ１０４、１０６を閉じれば式（１）の周波数特性ｆはΔ％低くすることができる。図１４のＬＰＦでスイッチと抵抗を同様に複数設けることで周波数特性ｆを複数段階で変化させることができる。
【０００８】
上記従来例は、容量値をスイッチにより変化する例について説明したが、同様の構成で抵抗をスイッチで可変しても同様の効果が得られる。しかし、図１４の構成ではスイッチを用いて抵抗または容量を可変するため、離散的な調整となり、このため、精度の高い調整にはスイッチと抵抗または容量が多数必要である。さらに、フィルタが多段カスケード接続されて構成されている場合は、周波数特性を決定している全ての抵抗または容量を調整するためのスイッチを設けると、スイッチの数が非常に多くなって回路規模が非常に大きくなってしまう。
【０００９】
図１５は第２の従来技術を説明するもので、電流によりｇｍ値が可変できるｇｍ−Ｃフィルタで構成して電流値調整により周波数特性の調整を行っている。ＬＰＦは、ｇｍアンプ１１２と、このｇｍアンプ１１２の出力側に接続された容量１１３で構成され、信号１１１はこのＬＰＦを通ることにより、高域成分がカットされた出力信号１１４となる。
【００１０】
この従来例のＬＰＦも第１の従来技術と同様にＩＣ上の抵抗及び容量のばらつきにより周波数特性が変化する。このため、ｇｍアンプ１１２を用いたｇｍ−Ｃフィルタでは、ｇｍアンプ１１２の動作電流を可変してｇｍを変化させて周波数特性を変化させることで、上記ばらつきに対応している。
【００１１】
図１６はｇｍアンプ１１２の詳細回路図である。ｇｍアンプ１１２は、トランジスタ１１５と１１６の差動対、トランジスタ１１７と１１８の能動負荷及び電流源１１９で構成される。
【００１２】
上記の構成で、ｇｍは、電流源１１９の動作電流をｉｏとし、Ｖｔを熱電圧とすると、次の式（２）で表される。
ｇｍ＝ｉｏ／２Ｖｔ　　…（２）
【００１３】
この式（２）からｉｏすなわち電流源１１９の電流を変化させることでｇｍが変化する。このｇｍと（１）式で用いＲとの関係は、次の式（３）の関係にある。
Ｒ＝１／ｇｍ　　…（３）
従って、電流源１１９の電流調整によりｇｍを変化できるため、周波数特性ｆを容易に精度良く調整できる。
【００１４】
図１７は、図１５のｇｍ−Ｃフィルタと、抵抗と容量によるローパスフィルタ（ＲＣフィルタ）の入出力振幅特性例を示した図である。この図１７において、１２１はｇｍ−Ｃフィルタ通過域入出力振幅特性を、１２２はＲＣフィルタ通過域入出力振幅特性を、１２３はｇｍ−Ｃフィルタ遮断域入出力振幅特性を、１２４はＲＣフィルタ遮断域入出力振幅特性を示している。ところで、受信機では微弱な信号と妨害波などの大信号を同時に扱う必要あるが、図１７の特性図からｇｍ−Ｃフィルタは大きな信号を扱うことが難しいことが分かる。
【００１５】
なお、上記従来例の説明では、ＬＰＦを例にとって行ったが、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、オールパスフィルタ（ＡＰＦ）、バンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）についても同様である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、ダイレクトコンバージョン等の受信機のチャネル選択フィルタを構成する場合、第１の従来例では、スイッチを用いて抵抗または容量を可変する構成のため、周波数特性の調整が離散的となり、精度の高い調整にはスイッチと抵抗または容量が多数必要である。さらに、フィルタが多段カスケード接続されて構成されている場合は、周波数特性を決定している全ての抵抗または容量を調整するためのスイッチを設けると、スイッチの数が非常に多くなって回路規模が非常に大きくなり、ＩＣ上で構成するには不適当となる課題がある。
【００１７】
また、受信機では微弱な信号と妨害波などの大信号を同時に扱う必要あるが、第２の従来例のようにｇｍ−Ｃフィルタを用いた場合、電流調整によりｇｍを変化できるため、周波数特性ｆを容易に精度良く調整できるが、図１７の特性図からｇｍ−Ｃフィルタは大きな信号を扱うことが難しいという課題がある。
【００１８】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、素子ばらつきによる周波数特性のばらつきを高精度に調整でき、且つ、大きな信号を扱えるダイナミックレンジを兼ね備えたフィルタ回路及びこのフィルタ回路を用いた受信回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明のフィルタ回路は、信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、を有し、前記第１、第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させることを特徴とする。
【００２０】
上記構成により、第１のＴ型フィルタ部と第２のＴ型フィルタ部はＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを構成し、その前段の第１、第２の可変利得アンプの利得比を変えることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性が連続的に変化する。これにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を連続的且つ容易に精度良く調整することができ、且つ入力信号に対する高いダイナミックレンジを得ることが可能となる。
【００２１】
また、本発明は、前記第１のＴ型回路と前記第２のＴ型回路の共通出力側に接続されるバッファアンプを設け、前記バッファアンプの出力側を前記第１のＴ型回路の第１の容量及び前記第２のＴ型回路の第３の抵抗に接続して負帰還路を形成することを特徴とする。
【００２２】
上記構成により、第１のＴ型フィルタ部と第２のＴ型フィルタ部はＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを構成し、その前段の第１、第２の可変利得アンプの利得比を変えることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性が連続的に変化し、バッファアンプを通してＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの出力信号が取り出される。これにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を連続的且つ容易に精度良く調整することができ、且つ入力信号に対する高いダイナミックレンジを得ることが可能となる。
【００２３】
本発明のフィルタ回路は、信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、前記第１、第２の可変利得アンプに入力される信号と前記第１、第２のＴ型フィルタ部の共通出力信号との位相を比較する位相比較部と、前記位相比較部より得られる位相差を積分するループフィルタ部と、前記積分された位相差を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として帰還させる負帰還路と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
上記構成により、基準の入力信号を第１、第２の可変利得アンプを通して第１のＴ型フィルタ部と第２のＴ型フィルタ部からなるＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタに入力すると、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの出力信号と前記入力信号の位相差がとられて積分され、この信号（制御信号）が例えば第２の可変利得アンプの利得制御端子に帰還されることにより、前記位相差が所定値になるように第２の可変利得アンプの利得が制御され、前記所定値に対応する周波数特性を前記Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタが持つように自動調整される。したがって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整することが可能となる。
【００２５】
本発明のフィルタ回路は、信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、前記第１、第２の可変利得アンプに入力される信号と前記第１、第２のＴ型フィルタ部の共通出力信号との位相を比較する位相比較部と、前記位相比較部より得られる位相差を積分するループフィルタ部と、前記積分された位相差をデジタル値に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換されて得られるデジタル値を保持する保持回路と、前記ＡＤ変換されて得られるデジタル値又は前記保持されたデジタル値をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、前記ＤＡ変換されて得られたアナログ信号を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として帰還させる負帰還路と、を備えたことを特徴とする。
【００２６】
上記構成により、基準の入力信号を第１、第２の可変利得アンプを通して第１のＴ型フィルタ部と第２のＴ型フィルタ部からなるＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタに入力すると、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの出力信号と前記入力信号の位相差がとられて積分され、この信号（制御信号）がＡＤ変換されてデジタル値になり、それがＤＡ変換されて元の制御信号に戻って、例えば第２の可変利得アンプの利得制御端子に帰還されることにより、前記位相差が所定値になるように第２の可変利得アンプの利得が制御され、前記所定値に対応する周波数特性を前記Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタが持つように自動調整される。この際、前記デジタル値が保持される。したがって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整することが可能となる。
【００２７】
また、本発明は、前記保持回路に前記デジタル値が保持された後、この保持されたデジタル値を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする。
【００２８】
上記構成により、次回から、前記保持されたデジタル値をＤＡ変換して元の制御信号に戻し、この制御信号を例えば第２の可変利得アンプの利得制御端子に与えることにより、直ちに前記Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を自動調整することができるため、間欠動作時にも応答度よく自動調整を行うことが可能になる。
【００２９】
また、本発明は、前記保持回路に前記デジタル値を前記制御信号として用いる際には前記負帰還路を遮断することを特徴とする。
【００３０】
上記構成により、負帰還路を遮断すると、前記Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数自動調整に用いる基準の信号が前記可変利得アンプの利得を制御する前記制御信号にスプリアスとして重畳する経路が絶つことができ、不要なスプリアスの影響を受けにくくなる。
【００３１】
本発明の受信回路は、高周波信号を受信する受信部と、前記受信された高周波信号をＩ，Ｑのベースバンド信号に変換する周波数変換部と、前記Ｉ，Ｑのベースバンド信号の帯域制限を行う上記いずれかに記載のフィルタ回路を含むチャネル選択フィルタ部と、前記帯域制限されたＩ，Ｑのベースバンド信号の利得を制御する利得制御部と、前記利得を制御されたＩ，Ｑのベースバンド信号を量子化する量子化部と、前記量子化されたＩ，Ｑのベースバンド信号を処理するベースバンド信号処理部と、を備えたことを特徴とする。
【００３２】
上記構成により、受信機は、受信した高周波信号をＩ，Ｑのベースバンド信号に変換し、これらＩ，Ｑのベースバンド信号の帯域制限をチャネル選択フィルタ部により行い、この帯域制限されたＩ，Ｑのベースバンド信号の利得を制御した後、Ｉ，Ｑのベースバンド信号を量子化し、前記量子化されたＩ，Ｑのベースバンド信号を処理する。前記チャネル選択フィルタ部は上記のフィルタ回路を含むため、第１、第２の可変利得アンプの利得比を変えることにより、チャネル選択フィルタ部の周波数特性が所定の特性に連続的且つ容易に調整される。したがって、抵抗や容量をスイッチで切り換えることなく極めて容易に周波数調整ができ、特にダイレクトコンバージョン受信機やローＩＦ受信機のチャネル選択フィルタ等で要求される高いダイナミックレンジと高い周波数精度を容易に実現することが可能になる。
【００３３】
また、本発明は、上記いずれかに記載のフィルタ回路で発生する前記制御信号を前記チャネル選択フィルタ部に含まれる上記のフィルタ回路の前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする。
【００３４】
上記構成により、前記制御信号によりチャネル選択フィルタ部を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの可変利得アンプの利得を変化させることによって、所定の周波数特性に自動調整される。したがって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整することが可能となる。
【００３５】
本発明の受信回路は、信号を入力するｇｍ−Ｃフィルタ部と、前記入力される信号とｇｍ−Ｃフィルタ部の出力信号との位相を比較する位相比較部と、前記位相比較部より得られる位相差を積分して制御信号とするループフィルタ部と、前記制御信号により前記ｇｍ−Ｃフィルタ部の動作電流を制御する負帰還路とを有するｇｍ−Ｃフィルタを設け、このｇｍ−Ｃフィルタ部で発生する前記制御信号を所定倍して、前記チャネル選択フィルタ部に含まれる上記いずれかに記載のフィルタ回路の前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする。
【００３６】
上記構成により、基準の入力信号をｇｍ−Ｃフィルタ部に入力し、このｇｍ−Ｃフィルタ部の出力信号と前記入力信号の位相差を積分し、この信号（制御信号）がｇｍ−Ｃフィルタ部の動作電流を変化させる制御端子に帰還されることにより、前記位相差が所定値になるようにｇｍ−Ｃフィルタ部の利得が制御され、前記所定値に対応する周波数特性を前記ｇｍ−Ｃフィルタ部が持つように自動調整される。その際に、所定倍された前記制御信号により、前記チャネル選択フィルタ部を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性が所定の特性に自動調整される。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの構成例を示した回路図である。Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタは、可変利得アンプ２にＴ型回路部４が接続された回路と、可変利得アンプ３にＴ型回路部５が接続された回路を並列に接続して構成され、可変利得アンプ２、可変利得アンプ３の入力部が共通の入力端子Ｖｉｎに接続され、Ｔ型回路部４とＴ型回路部５の出力部が共通の出力端子６に接続されている。また、信号源１からの信号が入力端子Ｖｉｎに入力される。
【００３８】
ここで、Ｔ型回路部４は抵抗４ａ、４ｂと容量４ｃから成り、Ｔ型回路部５は容量５ａ、５ｂと抵抗５ｃから成り、出力端子６はＴ型回路４、５を接続したＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタのフィルタ出力となる。
【００３９】
図２は上記した可変利得アンプ２（又は可変利得アンプ３）の詳細構成例を示した回路図である。可変利得アンプ２はトランジスタ９１、９２から成る差動対の共通エミッタ側に接続されている電流源９３の電流を変化させることで、その利得を変化させる。
【００４０】
次に、本実施形態の動作について説明する。Ｔ型回路部４とＴ型回路部５から成る基本的なＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタはＢＥＦ特性すなわちノッチ特性を示す。可変利得アンプ２、３は信号源１から入力される信号を増幅し、それぞれ増幅された信号はＴ型回路部４、Ｔ型回路部５に入力される。Ｔ型回路部４及びＴ型回路部５を通過した信号は出力端子６で加算され、フィルター出力として出力される。
【００４１】
この時、可変利得アンプ３の利得を変化させると、上記したＢＥＦ特性の変化、すなわちノッチ周波数が変化する。図３は図１に示した構成のフィルタ回路をＳＰＩＣＥにてシミュレーションした結果を示した特性図である。フィルタを構成する抵抗及び容量の素子値が製造時のばらつきにより変化しても、可変利得アンプ３の利得を変化させることでノッチ周波数を変化し得ることが分かる。
【００４２】
本実施形態によれば、ＩＣ製造時の素子ばらつきによる周波数特性のずれをスイッチの切り替え等をせずに可変利得アンプ３の利得可変で連続的に且つ精度良く調整することができると共に、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３はＲＣフィルタのため、広い入力ダイナミックレンジを確保でき、微弱な信号と妨害波などの大信号を同時に扱うことができる。更に、フィルタが多段カスケード接続されている場合も回路規模を大きくすることなく、周波数特性のずれを調整することができる。
【００４３】
なお、上記実施形態では可変利得アンプ３の利得を変化させることでノッチ周波数を変化させたが、これは可変利得アンプ２の利得を変化させることでノッチ周波数を変化させても、同様の効果がある。
【００４４】
（第２実施形態）
図４は本発明の第２実施形態に係る受信機の構成例を示したブロック図である。本例は、ダイレクトコンバージョン受信機のチャネル選択フィルタに図１に示したＢＥＦ特性をもつＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを用いた例である。
【００４５】
ダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナ１１、低雑音アンプ１２、ミキサ１３ａ，１３ｂからなるミキサ部１３、ローカル部１４、チャネル選択フィルタ１５ａ，１５ｂからなるフィルタ部１５、利得制御アンプ１６ａ、１６ｂからなる利得制御部１６、ＡＤコンバータ１７ａ，１７ｂからなる量子化部１７及びベースバンド信号処理部１８を有している。
【００４６】
次に本実施形態の動作について説明する。アンテナ１１で受信した信号は低雑音アンプ１２で増幅された後、ミキサ部１３に入力される。ミキサ部１３では、受信信号がミキサ１３ａ，１３ｂでローカル部１４から出力される位相が直交したのローカル信号１４ａ，１４ｂとミキシングされ、Ｉ，Ｑのベースバンド信号に変換される。これらＩ，Ｑのベースバンド信号はフィルタ部１５のチャネル選択フィルタ１５ａ，１５ｂにより帯域制限された後、利得制御部１６の利得制御アンプ１６ａ、１６ｂにより規定信号レベルに増幅される。規定信号レベルに増幅されたＩ，Ｑのベースバンドは、信号量子化部１７のＡＤコンバータ１７ａ，１７ｂによりサンプリングされて量子化された後、ベースバンド信号処理部１８に入力されて複合される。
【００４７】
図５は、フィルタ部１５の周波数特性を変化させることが可能なＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを用いたチャネル選択フィルタ１５ａ（１５ｂ）の構成例を示したブロック図である。チャネル選択フィルタ１５ａは、ＲＣフィルタ２１、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３、ＬＰＦ２４、ＬＰＦ２５により構成される。
【００４８】
ここで、ＲＣフィルタ２１は直交ミキサ部１３の負荷部で構成する１次のＲＣフィルタである。Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３の構成は図１に示した通りである。ＬＰＦ２４、２５は両方で４次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタを構成している。
【００４９】
図６は２次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタ（ＬＰＦ２４または２５）の構成例を示した回路図である。４次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタは、ｇｍアンプ３１、ｇｍアンプ３２、これらｇｍアンプ３１、３２の出力側に接続されている容量（Ｃ１）３４、容量（Ｃ２）３５及びこれらｇｍアンプ３１、３２の動作電流を供給する電流源３５、３６から成っている。
【００５０】
このような構成で、電流源３５、３６の電流を変化させることでｇｍ値が変化し、ｇｍ値と容量３４、３５により決定される周波数特性を変化させることができる。
【００５１】
図７は図５を構成する各フィルタによる減衰特性を示した特性図である。この図において、ＲＣフィルタ２１の周波数特性４１、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３の合成周波数特性４２、ＲＣフィルタ２１とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３の合成周波数特性４３、ＬＰＦ２４とＬＰＦ２５からなる４次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタの周波数特性４４、チャネル選択フィルタ総合周波数特性４５を示している。
【００５２】
ＲＣフィルタ２１では遮断域特性が希望信号帯域４６にかからないようにカットオフ周波数を設定するため、隣接チャネル４７、次隣接チャネル４８では減衰量は十分に得られない。代わってＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３で隣接チャネル４７、次隣接チャネル４８の減衰を確保する。次次隣接チャネル４９以降のチャネルに対しては、ＲＣフィルタ２１とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３によって、ＬＰＦ２４とＬＰＦ２５から成る４次バイカッドｇｍ−Ｃフィルタの入力ダイナミックレンジ以下の妨害波レベルを減衰させる。ＬＰＦ２４とＬＰＦ２５からなる４次バイカッドｇｍ−Ｃフィルタで希望信号帯域を整えると共に、次隣接チャネル４９以降のチャネルの信号減衰量を確保することができる。
【００５３】
ここで、ＩＣ製造時の抵抗または容量の素子ばらつきで図７に示すフィルタ特性にも変化が生じる。その際には、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３は可変利得アンプ３の利得調整することで、ＬＰＦ２４とＬＰＦ２５から成る４次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタは電流源３５、３６により動作電流３５，３６を調整することで、それぞれフィルタの周波数特性ばらつきを補正する。
【００５４】
上記、可変利得アンプ３の利得調整を行った場合、後段の信号レベルを一定に保つために、本例の受信機では図４に示すように利得制御部１６で利得を制御して規定の信号レベルとした後、量子化部１７のＡＤコンバータ１７ａ、１７ｂで信号を量子化する。図１に示すフィルタ構成であれば、フィルタの周波数特性ばらつきを利得可変アンプ３の利得可変で調整し、この状態を保持したまま、すなわち、周波数特性が調整された状態の利得可変アンプ２，３の利得差をΔＧとした場合に、ΔＧが一定となる様に利得可変することにより、利得制御部１６の利得可変制御と同様の機能を得ることができる。
【００５５】
本実施形態によれば、フィルタ部１５として入力ダイナミックレンジと高精度に周波数特性変化させて容易に調整することができるフィルタを用いているため、ダイレクトコンバージョン受信機などのチャネル選択フィルタ構成を極めて容易に行うことができると共に、その調整を容易且つ高精度に行うことができる。
【００５６】
なお、図８に示すようにＴ型回路部４とＴ型回路部５の共通出力部にバッファアンプ８を付加し、このバッファアンプ８の出力と、Ｔ型回路部４の容量４ＣとＴ型回路部５の抵抗５Ｃとを接続した構成であっても、図１のフィルタと同様の作用、効果がある。従って、図４のフィルタ部１５に図８に示したＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを用いても同様の効果を得ることができる。
【００５７】
（第３実施形態）
図９は本発明の第３実施形態に係るチャネル選択フィルタの構成例を示したブロック図である。但し、上記した第２実施形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。
【００５８】
本例のチャネル選択フィルタは、ＲＣフィルタ２１、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３、ＬＰＦ２４、ＬＰＦ２５により構成されるチャネル選択フィルタ部と、前段にアンプ４９と可変利得アンプ５２を有するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器５４、位相比較器５４により得られる位相差を積分して制御信号５６とするループフィルタ５５と、電流源６１、６２を備えた２次バイカッド型ＬＰＦ（ｇｍ−Ｃフィルタ）５７、ｇｍ−Ｃフィルタ５７の入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器５８、位相比較器５８により得られる位相差を積分して制御信号６０とするループフィルタ５９とを有している。なお、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３のアンプ４９と可変利得アンプ５２の入力信号及び２次バイカッド型ＬＰＦ５７の基準の入力信号は基準信号源５１から発生される。
【００５９】
次に本実施形態の動作について説明する。基準信号源５１の基準信号はＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３のノッチ周波数と２次バイカッド型ＬＰＦ５７のカットオフ周波数において位相が９０度遅れる様に設定されている。基準信号源５１からの入力信号とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の出力信号を位相比較器５４で位相比較し、その位相差はループフィルタ５５を通して制御信号５６となり、この制御信号５６で位相比較器５４での位相差が所定値になるように可変利得アンプ５２の利得を変化させる利得制御負帰還がかけられている。これにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３のＲ、Ｃのばらつきによる周波数特性のばらつきが自動的に調整される。
【００６０】
Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３は同一ＩＣ上で形成されていれば、そのＲ、Ｃのばらつきも同一である。従って、ループフィルタ５５から出力される制御信号５６はＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３におけるずれを是正する制御信号５６としても有効で、この制御信号５６によりＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３の可変利得アンプの利得を変化させることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３の周波数特性が前記Ｒ、Ｃのばらつきによるずれを是正するように調整される。
【００６１】
同様に、基準信号源５１からの入力信号と２次バイカッド型フィルタ５７の出力信号を位相比較器５８で位相比較し、ループフィルタ５９を通して制御信号６０となり、この制御信号６０で位相比較器５８での位相差が所定値になるように電流源６１、６２の動作電流を変化させる電流制御負帰還がかけられている。これにより、２次バイカッド型ＬＰＦ５７の素子のばらつきによる周波数特性のばらつきが自動的に調整される。
【００６２】
２次バイカッド型ＬＰＦ５７と２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５は同一ＩＣ上で形成されていれば、その素子のばらつきも同一である。従って、ループフィルタ５９から出力される制御信号６０は２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５におけるずれを是正する制御信号６０としても有効で、この制御信号６０により２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５の電流源の動作電流を変化させることにより、２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５の周波数特性が前記素子のばらつきによるずれを是正するように調整される。
【００６３】
本実施形態によれば、チャネル選択フィルタの周波数特性を自動的に所定の特性に調整することができる。これにより、チャネル選択フィルタの製造後の調整工程を省くことができ、また、経年変化によるＲ，Ｃ或いは素子のばらつきに対しても周波数特性を自動的に補正することができる。従って、周波数精度の高いダイレクトコンバージョン受信機などに好適なチャネル選択フィルタを得ることができる。
【００６４】
なお、上記実施形態ではループフィルタ５５の出力信号を可変利得アンプ５２の利得の変化に用いたが、アンプ４９を可変利得アンプとし、この可変利得アンプの利得の変化に用いても同様の効果がある。
【００６５】
（第４実施形態）
図１０は本発明の第４実施形態に係るチャネル選択フィルタの構成例を示したブロック図である。但し、図９に示した第３実施形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。
【００６６】
本例のチャネル選択フィルタは、ＲＣフィルタ２１、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３、ＬＰＦ２４、ＬＰＦ２５により構成されるチャネル選択フィルタ部と、電流源６１、６２を備えた２次バイカッド型ＬＰＦ（ｇｍ−Ｃフィルタ）５７、ｇｍ−Ｃフィルタ５７の入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器５８、位相比較器５８により得られる位相差を積分して制御信号６０とするループフィルタ５９及び電流値変換回路６３を有している。なお、２次バイカッド型ＬＰＦ５７の入力信号は基準信号源５１から発生される。
【００６７】
次に本実施形態の動作について説明する。基準信号源５１の信号は２次バイカッド型ＬＰＦ５７のカットオフ周波数において位相が９０度遅れる様に設定されている。基準信号源５１からの入力信号と２次バイカッド型フィルタ５７の出力信号を位相比較器５８で位相比較し、得られた位相差はループフィルタ５９を通して制御信号６０となる。この制御信号６０によって、位相比較器５８での位相差が所定値になるように電流源６１、６２の動作電流を変化させる電流制御負帰還がかけられている。これにより、２次バイカッド型ＬＰＦ５７の素子のばらつきによる周波数特性のばらつきが自動的に調整される。
【００６８】
２次バイカッド型ＬＰＦ５７と２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５は同一ＩＣ上で形成されていれば、その素子のばらつきも同一である。従って、ループフィルタ５８から出力される制御信号６０は２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５におけるずれを是正する制御信号としても有効で、この制御信号６０により２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５の電流源の動作電流を変化させることにより、２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５の周波数特性が前記素子のばらつきによるずれを是正するように調整される。
【００６９】
一方、チャネル選択フィルタを構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３へは、ループフィルタ５８から出力される制御信号６０を電流値変換回路６１でβ倍して供給し、これらＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３の可変利得制御アンプの利得を上記β倍した前記制御信号により変化させることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３の周波数特性のＲ，Ｃのばらつきによるずれが是正されるように調整される。
【００７０】
ここで、図１１は、図１の構成を有するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタにおける可変利得アンプ３（図１参照）の利得変化とノッチ周波数の変化比を表している。可変利得アンプ３の利得変化比とノッチ周波数の変化比は２対１の関係がある。しかるに、ｇｍ−Ｃフィルタ５７では、電流変化比と周波数変化比は同一になる。従って、ノッチ周波数とｇｍ−Ｃフィルタの周波数変化を同一にするには、可変利得アンプ３の利得変化比に重み付けをすることで実現できる。そのため、ループフィルタ５８から出力される制御信号６０を電流値変換回路６１でβ＝２倍して、ｇｍ−Ｃフィルタの制御信号６０をＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性調整信号と兼用することができる。
【００７１】
本実施形態も、第３実施形態と同様の効果があるが、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ系の負帰還ループ回路が省略できる分、回路規模を小さくすることができる。
【００７２】
（第５実施形態）
図１２は本発明の第５実施形態に係るフィルタ回路の構成例を示したブロック図である。但し、図９に示した第３実施形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。
【００７３】
受信機が常に動作状態にある場合は上記した第３、第４実施形態でチャネル選択フィルタの周波数特性の自動調整を行うことができる。しかし、受信機が間欠動作する場合には、自動調整のループ応答時間分だけ、回路が安定するまでの時間が長くなり、上記実施形態の構成では不向きとなる。
【００７４】
本例のＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ回路は、前段にアンプ４９と可変利得アンプ５２を有するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器５４、位相比較器５４により得られる位相差を積分して制御信号とするループフィルタ５５、ループフィルタ５５から出力される制御信号をデジタル信号とするＡＤコンバータ７１、ＡＤコンバータ７１により得られるデジタルの制御値を保持する保持回路７２、ＡＤコンバータ７１と保持回路７２の動作タイミングを制御する動作タイミング制御部７４、ＡＤコンバータ７１の出力値或いは保持回路７２の保持値をアナログの制御信号に戻して可変利得アンプ５２の利得制御端子に出力するＤＡコンバータ７３を有している。
【００７５】
次に本実施形態の動作について説明する。ＩＣ上の抵抗と容量のばらつき幅がそれぞれ±１０％であり、抵抗と容量のばらつきに相関がない場合、チャネル選択フィルタ（図９参照、本例では図示を省略している）を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ等の周波数特性は１４％変動すると考えられる。従って周波数精度を２％程度以下に調整する場合は４ビット（ｂｉｔ）の調整でよい。これは、ＡＤコンバータ７１とＤＡコンバータ７３を４ビットで構成することで実現できる。
【００７６】
基準信号源５１からの入力信号とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の出力信号を位相比較器５４で位相比較し、その位相差をループフィルタ５５を通して制御信号を得るが、この制御信号はＡＤコンバータ７１によりデジタルの制御値に変換される。この制御値はＤＡコンバータ７３によりアナログの制御信号に変換されて、可変利得アンプ５２の利得を位相比較器５４の位相差が所定値に成るように変化させて、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の周波数特性のばらつきを自動的に是正する。
【００７７】
この際、動作タイミング制御部７４は自動調整ループの応答と保持回路７２を制御し、周波数自動調整が完了した時点でＡＤコンバータ７１により出力されるデジタルの制御値を保持回路７２で保持し、その後、ＡＤコンバータ７１の動作を停止して、自動調整ループを開く。この自動調整ループを開くことにより、フィルタの周波数自動調整に用いる信号源５１の信号が可変利得アンプ５２の利得制御端子にスプリアスとして重畳する経路が絶つことができ、不要なスプリアスの影響を受けにくい利点がある。
【００７８】
図１３は上記した動作を時間の経過順に説明するタイミングチャートである。本例のタイミングチャートでは、（ａ）は受信スロット８１を、（ｂ）は間欠受信動作タイミング８２を、（ｃ）は周波数特性調整タイミング８３を、（ｄ）は調整値保持タイミング８４を、（ｅ）は調整値出力タイミング８５を示している。
【００７９】
仮に、受信機（図４参照、本例では図示を省略している）が間欠動作するタイミングは受信スロット８１であるとする。周波数特性の自動調整がなされていない場合、図１３（ｂ）の受信８２ｂのフィルタ周波数調整８２ａの期間において、図１３（ｃ）に示すように制御信号７５をＡＤコンバータ７１に出力し、それが図１３（ｅ）に示した出力８５ａでＤＡコンバータ７３によりアナログ信号になって可変利得アンプ５２に出力されて周波数特性の自動調整がなされる。この調整が完了すると、図１３（ｄ）に示す調整値保持タイミング８４でＡＤコンバータ７１の出力値が保持回路７２で保持される。次回の図１３（ｂ）の間欠受信８２ｃでは、保持回路７２の保持データを図１３（ｅ）の８５ｂの期間、ＤＡコンバータ７３によりアナログ信号にして可変利得アンプ５２に出力し、フィルタの周波数特性の調整を行う。
【００８０】
本実施形態によれば、最初に周波数特性を自動調整して制御値を保持し、以降の間欠起動時にはこの保持値を用いて周波数特性の調整を行うことにより、間欠起動時の応答特性を損なうことなく周波数精度の高いフィルタの自動調整を行うことができる。従って、受信機の間欠受信時には、保持回路７２の保持データを用いて、チャネル選択フィルタを構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性のばらつきを応答度良く調整することができる。
【００８１】
なお、上記実施形態ではＤＡコンバータ７３の出力信号を可変利得アンプ５２の利得の変化に用いたが、アンプ４９を可変利得アンプとし、この可変利得アンプの利得の変化に用いても同様の効果がある。
【００８２】
また、ＡＤコンバータ７１、ＤＡコンバータ７３のビット数は必要となる調整精度に応じて増減すればよい。また、ｇｍ−ｃフィルタについても同様の構成で、間欠受信時のチャネル選択フィルタを構成する２次バイカッド型フィルタの周波数特性のばらつきを応答度良く調整することができる。
【００８３】
なお、本発明は上記実施形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。
【００８４】
上述したように、本発明の実施形態では、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの前段に可変利得アンプを設け、この可変利得アンプの利得を変化させることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を連続的且つ容易に精度良く調整することができ、且つ入力信号に対する高いダイナミックレンジを得ることができる。
【００８５】
また、基準の入力信号とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの出力信号との位相差に対応する制御信号により前段の可変利得アンプの利得を変化させることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整することができる。
【００８６】
さらに、当初負帰還ループによりＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整した際に得られる制御データを保持して、次回からはこの制御データによりＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を自動調整することにより、間欠動作時にも応答度よく前記自動調整を行うことができる。
【００８７】
また、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性自動調整負帰還路を遮断することにより、不要なスプリアスの影響を受け難くすることができる。
【００８８】
また、受信回路において、チャネル選択フィルタ部に本実施形態のＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを含んでいるため、抵抗や容量をスイッチで切り換えることなく極めて容易に周波数調整ができ、特にダイレクトコンバージョン受信機やローＩＦ受信機のチャネル選択フィルタで要求される高いダイナミックレンジと高い周波数精度を容易に実現することができる。
【００８９】
また、本実施形態のフィルタ回路で発生する制御信号により、チャネル選択フィルタ部を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの可変利得アンプの利得を変化させることによって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定特性に自動調整することができる。
【００９０】
また、ｇｍ−Ｃフィルタ部の周波数特性を自動調整する制御信号を所定倍した制御信号により、チャネル選択フィルタ部を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの可変利得アンプの利得を変化させることによって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定特性に自動調整することができる。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、素子ばらつきによる周波数特性のばらつきを高精度に調整でき、且つ、大きな信号を扱えるダイナミックレンジを兼ね備えたフィルタ回路及びこのフィルタ回路を用いた受信回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの構成例を示した回路図
【図２】第１実施形態のフィルタにおける可変利得アンプの詳細構成例を示した回路図
【図３】第１実施形態のフィルタにおける可変利得アンプの利得を変化した時のノッチ周波数特性を示した特性図
【図４】本発明の第２実施形態に係る受信機の構成例を示したブロック図
【図５】本実施形態に係るフィルタ部（チャネル選択フィルタ）の構成例を示したブロック図
【図６】第２実施形態における２次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタの構成例を示した回路図
【図７】第２実施形態のフィルタ部を構成する各フィルタによる減衰特性を示した特性図
【図８】本実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの他の構成例を示した回路図
【図９】本発明の第３実施形態に係るチャネル選択フィルタの構成例を示したブロック図
【図１０】本発明の第４実施形態に係るチャネル選択フィルタの構成例を示したブロック図
【図１１】本実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタにおける可変利得アンプの利得変化比とノッチ周波数変化比との関係を示した特性図
【図１２】本発明の第５実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの構成例を示したブロック図
【図１３】第５実施形態におけるフィルタ回路の動作を時間の経過順に説明するタイミングチャート
【図１４】従来のローパスフィルタの構成例を示した回路図
【図１５】従来のｇｍ−Ｃフィルタの構成例を示した回路図
【図１６】従来のｇｍ−Ｃアンプの詳細例を示した回路図
【図１７】従来のｇｍ−Ｃフィルタ及びローパスフィルタの入出力振幅特性例を示した特性図
【符号の説明】
１、５１　信号源
２、３、５２　可変利得アンプ
４、５　Ｔ型回路部
６　フィルタ出力端子
８　バッファアンプ
１１　アンテナ
１２　低雑音アンプ
１３　ミキサ部
１４　ローカル部
１５　フィルタ部
１６　利得制御部
１７　量子化部
１８　ベースバンド信号処理部
２１　ＲＣフィルタ
２２、２３、５３　Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ
２４、２５　ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
３１、３２　ｇｍアンプ
３５、３６、６１、６２、９３　電流源
４９　アンプ
５４、５８　位相比較器
５５、５９　ループフィルタ
５７　ｇｍ−Ｃフィルタ
６３　電流値変換回路
７１　ＡＤコンバータ
７２　保持回路
７３　ＤＡコンバータ
７４　動作タイミング制御部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a filter circuit including a passive element used in a direct conversion reception system used in a portable wireless device and the like, and a reception circuit using the filter circuit, and particularly to adjustment of the frequency characteristic of the filter circuit.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, a receiving method called a low IF receiver in which an intermediate frequency is set to an extremely low frequency, such as a direct conversion receiver and a superheterodyne receiver, has been actively developed. In these direct-conversion receivers, low-IF receivers, and superheterodyne receivers, the channel selection filter realized by a SAW filter, a ceramic filter, or the like can be configured on a semiconductor integrated circuit (IC) and built-in. It has been attracting attention as a method for realizing miniaturization and low cost.
[0003]
When the filter is built in the IC as described above, the frequency characteristics of the filter also vary due to variations in elements such as resistance and capacitance on the IC. In order to adjust the variation in the frequency characteristics, in the first related art, a switch for adjusting the resistance or the capacitance is provided, and the resistance or the capacitance value is adjusted by switching these switches.
[0004]
FIG. 14 illustrates the first related art, which is described here using a basic low-pass filter (LPF) configuration. The LPF is basically composed of a resistor 102 and a capacitor 103, and the signal of the signal source 101 passes through the LPF, whereby high-frequency components are cut.
[0005]
Here, a series circuit of a capacitor 105 and a switch (transistor) 104 and a series circuit of a capacitor 107 and a switch (transistor) 106 are connected in parallel to the capacitor 103. Therefore, by controlling the switches 104 and 106 to be turned on and off by the switch control unit 108, the capacitance value of the low-pass filter can be changed. Here, it is assumed that the switch 104 is closed (ON) and the switch 106 is open (OFF). In addition, the capacitance 105 and the capacitance 107 have a value Δ times the capacitance 103.
[0006]
The frequency characteristic f of the LPF as described above is expressed by the following equation (1) when represented by the resistance R and the capacitance C.
f = 1 / 2πRC (1)
Since the resistance and the capacitance formed on the IC cause a manufacturing variation, the variation changes R and C of the equation (1) from the design value, and an error occurs in the frequency characteristic f.
[0007]
Here, assuming that C in Expression (1) is the value of the capacitance 103 + the capacitance 105, the error of the frequency characteristic f can be adjusted by adjusting C or R in Expression (1). Therefore, opening the switch 104 can increase the frequency characteristic f of the equation (1) by Δ%. On the other hand, if the switches 104 and 106 are closed, the frequency characteristic f of the equation (1) can be reduced by Δ%. By providing a plurality of switches and resistors similarly in the LPF of FIG. 14, the frequency characteristic f can be changed in a plurality of steps.
[0008]
In the above conventional example, an example in which the capacitance value is changed by a switch has been described. However, the same effect can be obtained even if the resistance is changed by a switch in the same configuration. However, in the configuration shown in FIG. 14, since the resistance or the capacitance is changed using the switch, the adjustment is discrete. Therefore, the adjustment with high accuracy requires a large number of switches and the resistance or the capacitance. Further, when the filters are configured in a multi-stage cascade connection, if switches for adjusting all the resistances or capacitances that determine the frequency characteristics are provided, the number of switches becomes extremely large and the circuit scale becomes large. It becomes very large.
[0009]
FIG. 15 illustrates a second conventional technique, in which a gm-C filter whose gm value can be varied by a current is used to adjust frequency characteristics by adjusting a current value. The LPF includes a gm amplifier 112 and a capacitor 113 connected to the output side of the gm amplifier 112. The signal 111 passes through the LPF to become an output signal 114 from which high-frequency components have been cut.
[0010]
The frequency characteristic of the conventional LPF also changes due to variations in resistance and capacitance on the IC, as in the first conventional technique. For this reason, the gm-C filter using the gm amplifier 112 responds to the above variation by changing the operating current of the gm amplifier 112 and changing gm to change the frequency characteristic.
[0011]
FIG. 16 is a detailed circuit diagram of the gm amplifier 112. The gm amplifier 112 includes a differential pair of transistors 115 and 116, an active load of transistors 117 and 118, and a current source 119.
[0012]
In the above configuration, gm is represented by the following equation (2), where io is the operating current of the current source 119 and Vt is the thermal voltage.
gm = io / 2Vt (2)
[0013]
By changing io, that is, the current of the current source 119 from this equation (2), gm changes. The relationship between gm and R used in equation (1) is as shown in the following equation (3).
R = 1 / gm (3)
Therefore, since gm can be changed by adjusting the current of the current source 119, the frequency characteristic f can be easily and accurately adjusted.
[0014]
FIG. 17 is a diagram showing an example of input / output amplitude characteristics of the gm-C filter of FIG. 15 and a low-pass filter (RC filter) using resistance and capacitance. 17, reference numeral 121 denotes a gm-C filter pass band input / output amplitude characteristic, 122 denotes an RC filter pass band input / output amplitude characteristic, 123 denotes a gm-C filter cut-off region input / output amplitude characteristic, and 124 denotes an RC filter cut-off. 2 shows a range input / output amplitude characteristic. By the way, it is necessary for the receiver to handle a weak signal and a large signal such as an interference wave at the same time, but it can be seen from the characteristic diagram of FIG. 17 that it is difficult for the gm-C filter to handle a large signal.
[0015]
In the description of the conventional example, the LPF is described as an example, but the same applies to a high-pass filter (HPF), a band-pass filter (BPF), an all-pass filter (APF), and a band elimination filter (BEF).
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, when a channel selection filter of a receiver for direct conversion or the like is configured, in the first conventional example, since the resistance or the capacitance is changed using a switch, the adjustment of the frequency characteristic becomes discrete. In addition, high-precision adjustment requires a large number of switches and resistors or capacitors. Further, when the filters are configured in a multi-stage cascade connection, if switches for adjusting all the resistances or capacitances that determine the frequency characteristics are provided, the number of switches becomes extremely large and the circuit scale becomes large. There is a problem that it becomes very large and is unsuitable for being configured on an IC.
[0017]
Further, the receiver needs to simultaneously handle a weak signal and a large signal such as an interfering wave. However, when a gm-C filter is used as in the second conventional example, the gm can be changed by adjusting the current. Although f can be easily and accurately adjusted, the gm-C filter has a problem that it is difficult to handle a large signal from the characteristic diagram of FIG.
[0018]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a filter circuit having a dynamic range capable of adjusting a variation in frequency characteristics due to element variation with high accuracy, and having a dynamic range capable of handling a large signal, and a filter circuit having the same. An object of the present invention is to provide a receiving circuit used.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
A filter circuit according to the present invention includes a first variable gain amplifier that receives and amplifies a signal, a second variable gain amplifier that receives and amplifies the same signal, and an output of the first variable gain amplifier. , A first T-type filter unit including a first resistor, a second resistor, and a first capacitor, and an output of the second variable gain amplifier, and a second capacitor and a third capacitor. And a second T-type filter section having a third resistor, wherein the gain of one of the first and second variable gain amplifiers is changed.
[0020]
According to the above configuration, the first T-type filter unit and the second T-type filter unit constitute a Twin-T type filter, and by changing the gain ratio of the first and second variable gain amplifiers at the preceding stage, Twin -The frequency characteristic of the T-type filter changes continuously. As a result, the frequency characteristics of the Twin-T filter can be continuously and easily adjusted with high accuracy, and a high dynamic range with respect to the input signal can be obtained.
[0021]
The present invention further includes a buffer amplifier connected to a common output side of the first T-type circuit and the second T-type circuit, wherein an output side of the buffer amplifier is connected to a first output terminal of the first T-type circuit. A negative feedback path is formed by connecting to the first capacitor and the third resistor of the second T-type circuit.
[0022]
According to the above configuration, the first T-type filter unit and the second T-type filter unit constitute a Twin-T type filter, and by changing the gain ratio of the first and second variable gain amplifiers at the preceding stage, Twin -The frequency characteristic of the T-type filter changes continuously, and the output signal of the Twin-T type filter is extracted through the buffer amplifier. As a result, the frequency characteristics of the Twin-T filter can be continuously and easily adjusted with high accuracy, and a high dynamic range with respect to the input signal can be obtained.
[0023]
A filter circuit according to the present invention includes a first variable gain amplifier that receives and amplifies a signal, a second variable gain amplifier that receives and amplifies the same signal, and an output of the first variable gain amplifier. , A first T-type filter unit including a first resistor, a second resistor, and a first capacitor, and an output of the second variable gain amplifier, and a second capacitor and a third capacitor. A second T-type filter section having a third resistor, and a phase between a signal input to the first and second variable gain amplifiers and a common output signal of the first and second T-type filter sections. And a loop filter unit that integrates the phase difference obtained from the phase comparison unit, and changes the gain of one of the first and second variable gain amplifiers by changing the integrated phase difference. And a negative feedback path for feeding back as a control signal for .
[0024]
According to the above configuration, when a reference input signal is input to the Twin-T type filter including the first T-type filter unit and the second T-type filter unit through the first and second variable gain amplifiers, the Twin-T type filter The phase difference between the output signal and the input signal is taken and integrated, and this signal (control signal) is fed back to, for example, a gain control terminal of a second variable gain amplifier, so that the phase difference becomes a predetermined value. Thus, the gain of the second variable gain amplifier is controlled, and the frequency characteristic corresponding to the predetermined value is automatically adjusted so that the Twin-T filter has the frequency characteristic. Therefore, it becomes possible to automatically adjust the frequency characteristic of the Twin-T filter to a predetermined characteristic.
[0025]
A filter circuit according to the present invention includes a first variable gain amplifier that receives and amplifies a signal, a second variable gain amplifier that receives and amplifies the same signal, and an output of the first variable gain amplifier. , A first T-type filter unit including a first resistor, a second resistor, and a first capacitor, and an output of the second variable gain amplifier, and a second capacitor and a third capacitor. A second T-type filter section having a third resistor, and a phase between a signal input to the first and second variable gain amplifiers and a common output signal of the first and second T-type filter sections. , A loop filter unit that integrates a phase difference obtained from the phase comparison unit, an AD conversion unit that converts the integrated phase difference into a digital value, and a digital obtained by the AD conversion. A holding circuit for holding a value; and a digital circuit obtained by the AD conversion. A digital-to-analog converter that converts the digital value or the held digital value into an analog signal, and changes the gain of one of the first and second variable gain amplifiers for the analog signal obtained by the DA conversion. And a negative feedback path for feedback as a control signal.
[0026]
According to the above configuration, when a reference input signal is input to the Twin-T type filter including the first T-type filter unit and the second T-type filter unit through the first and second variable gain amplifiers, the Twin-T type filter The phase difference between the output signal and the input signal is taken and integrated. This signal (control signal) is AD-converted into a digital value, which is DA-converted and returns to the original control signal. Of the variable gain amplifier, the gain of the second variable gain amplifier is controlled such that the phase difference becomes a predetermined value, and the frequency characteristic corresponding to the predetermined value is changed to the Twin-T Automatically adjusted to have a type filter. At this time, the digital value is held. Therefore, it becomes possible to automatically adjust the frequency characteristic of the Twin-T filter to a predetermined characteristic.
[0027]
Further, in the present invention, after the holding circuit holds the digital value, the held digital value is used as a control signal for changing a gain of one of the first and second variable gain amplifiers. It is characterized by.
[0028]
With the above configuration, from the next time, the held digital value is DA-converted and returned to the original control signal, and this control signal is applied to, for example, the gain control terminal of the second variable gain amplifier. Since the frequency characteristics of the pattern filter can be automatically adjusted, the automatic adjustment can be performed with good responsiveness even during the intermittent operation.
[0029]
Further, the present invention is characterized in that the negative feedback path is cut off when the digital value is used as the control signal in the holding circuit.
[0030]
According to the above configuration, when the negative feedback path is cut off, a path in which a reference signal used for automatic frequency adjustment of the Twin-T filter is superimposed as spurious on the control signal for controlling the gain of the variable gain amplifier can be cut off. , And is less susceptible to unnecessary spurious.
[0031]
The receiving circuit according to the present invention includes a receiving unit that receives a high-frequency signal, a frequency conversion unit that converts the received high-frequency signal into I and Q baseband signals, and performs band limitation on the I and Q baseband signals. A channel selection filter unit including the filter circuit according to any one of the above, a gain control unit controlling the gain of the band-limited I and Q baseband signals, and a base of the I and Q controlled gains A quantizer for quantizing the band signal; and a baseband signal processor for processing the quantized I and Q baseband signals.
[0032]
According to the above configuration, the receiver converts the received high-frequency signal into I and Q baseband signals, performs band limitation on these I and Q baseband signals by the channel selection filter unit, and performs the band-limited I and Q baseband signals. After controlling the gain of the Q baseband signal, the I and Q baseband signals are quantized, and the quantized I and Q baseband signals are processed. Since the channel selection filter section includes the above filter circuit, the frequency characteristic of the channel selection filter section is continuously and easily adjusted to a predetermined characteristic by changing the gain ratio of the first and second variable gain amplifiers. You. Therefore, the frequency can be adjusted extremely easily without switching the resistance and capacitance with a switch, and particularly, a high dynamic range and a high frequency accuracy required for a channel selection filter of a direct conversion receiver or a low IF receiver can be easily realized. It becomes possible.
[0033]
Further, according to the present invention, the control signal generated in any one of the filter circuits described above may be obtained by adjusting a gain of one of the first and second variable gain amplifiers of the filter circuit included in the channel selection filter unit. Is used as a control signal for changing.
[0034]
According to the above configuration, the frequency is automatically adjusted to a predetermined frequency characteristic by changing the gain of the variable gain amplifier of the Twin-T type filter constituting the channel selection filter unit according to the control signal. Therefore, it becomes possible to automatically adjust the frequency characteristic of the Twin-T filter to a predetermined characteristic.
[0035]
The receiving circuit of the present invention is obtained from a gm-C filter unit for inputting a signal, a phase comparison unit for comparing the phase of the input signal with the output signal of the gm-C filter unit, and the phase comparison unit. A gm-C filter having a loop filter unit that integrates a phase difference to be a control signal and a negative feedback path that controls an operation current of the gm-C filter unit by the control signal; A control signal for multiplying the control signal generated in step (c) by a predetermined amount and changing the gain of one of the first and second variable gain amplifiers of the filter circuit included in the channel selection filter section. It is characterized by using as.
[0036]
According to the above configuration, a reference input signal is input to the gm-C filter unit, a phase difference between the output signal of the gm-C filter unit and the input signal is integrated, and this signal (control signal) is converted to a gm-C filter unit. The gain of the gm-C filter unit is controlled so that the phase difference becomes a predetermined value, and the frequency characteristic corresponding to the predetermined value is adjusted by the gm-C filter. Automatically adjusted so that the unit has. At this time, the frequency characteristic of the Twin-T type filter constituting the channel selection filter unit is automatically adjusted to a predetermined characteristic by the control signal multiplied by a predetermined number.
[0037]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a Twin-T filter according to the first embodiment of the present invention. The Twin-T type filter is configured by connecting a circuit in which the T-type circuit unit 4 is connected to the variable gain amplifier 2 and a circuit in which the T-type circuit unit 5 is connected to the variable gain amplifier 3 in parallel. The input units of the amplifier 2 and the variable gain amplifier 3 are connected to a common input terminal Vin, and the output units of the T-type circuit unit 4 and the T-type circuit unit 5 are connected to a common output terminal 6. Further, a signal from the signal source 1 is input to the input terminal Vin.
[0038]
Here, the T-type circuit unit 4 includes resistors 4a and 4b and a capacitor 4c, the T-type circuit unit 5 includes capacitors 5a and 5b and a resistor 5c, and the output terminal 6 has a Twin- It becomes the filter output of the T-type filter.
[0039]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration example of the above-described variable gain amplifier 2 (or variable gain amplifier 3). The variable gain amplifier 2 changes its gain by changing the current of a current source 93 connected to the common emitter side of the differential pair including the transistors 91 and 92.
[0040]
Next, the operation of the present embodiment will be described. A basic Twin-T filter composed of the T-type circuit unit 4 and the T-type circuit unit 5 exhibits a BEF characteristic, that is, a notch characteristic. The variable gain amplifiers 2 and 3 amplify the signal input from the signal source 1, and the amplified signals are input to the T-type circuit unit 4 and the T-type circuit unit 5, respectively. The signals that have passed through the T-type circuit unit 4 and the T-type circuit unit 5 are added at an output terminal 6 and output as a filter output.
[0041]
At this time, when the gain of the variable gain amplifier 3 is changed, the above-described change in the BEF characteristic, that is, the notch frequency changes. FIG. 3 is a characteristic diagram showing a result of simulating the filter circuit having the configuration shown in FIG. 1 by SPICE. It can be seen that the notch frequency can be changed by changing the gain of the variable gain amplifier 3 even if the element values of the resistance and the capacitance constituting the filter change due to variations during manufacturing.
[0042]
According to the present embodiment, it is possible to continuously and accurately adjust the deviation of the frequency characteristic due to the element variation at the time of manufacturing the IC by changing the gain of the variable gain amplifier 3 without changing the switch. Since the T filters 22 and 23 are RC filters, a wide input dynamic range can be secured, and a weak signal and a large signal such as an interference wave can be handled simultaneously. Further, even when the filters are connected in a multi-stage cascade, it is possible to adjust the deviation of the frequency characteristics without increasing the circuit scale.
[0043]
In the above embodiment, the notch frequency is changed by changing the gain of the variable gain amplifier 3, but the same effect can be obtained by changing the notch frequency by changing the gain of the variable gain amplifier 2. is there.
[0044]
(2nd Embodiment)
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiver according to the second embodiment of the present invention. In this example, a Twin-T type filter having the BEF characteristic shown in FIG. 1 is used as a channel selection filter of a direct conversion receiver.
[0045]
The direct conversion receiver includes an antenna 11, a low noise amplifier 12, a mixer unit 13 including mixers 13a and 13b, a local unit 14, a filter unit 15 including channel selection filters 15a and 15b, and a gain control unit including gain control amplifiers 16a and 16b. It has a unit 16, a quantization unit 17 including AD converters 17a and 17b, and a baseband signal processing unit 18.
[0046]
Next, the operation of the present embodiment will be described. The signal received by the antenna 11 is amplified by the low noise amplifier 12 and then input to the mixer 13. In the mixer unit 13, the received signal is mixed with the local signals 14a and 14b whose phases are orthogonally outputted from the local unit 14 by the mixers 13a and 13b, and converted into I and Q baseband signals. After the I and Q baseband signals are band-limited by the channel selection filters 15a and 15b of the filter unit 15, they are amplified to specified signal levels by the gain control amplifiers 16a and 16b of the gain control unit 16. The I and Q basebands amplified to the specified signal level are sampled and quantized by the AD converters 17a and 17b of the signal quantization unit 17, and then input to the baseband signal processing unit 18 and combined.
[0047]
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a channel selection filter 15a (15b) using a Twin-T filter capable of changing the frequency characteristic of the filter unit 15. The channel selection filter 15a includes an RC filter 21, a Twin-T filter 22, a Twin-T filter 23, an LPF 24, and an LPF 25.
[0048]
Here, the RC filter 21 is a first-order RC filter configured by a load unit of the quadrature mixer unit 13. The configuration of the Twin-T type filter 22 and the structure of the Twin-T type filter 23 are as shown in FIG. The LPFs 24 and 25 together constitute a fourth-order biquad type gm-C filter.
[0049]
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration example of a second-order biquad type gm-C filter (LPF 24 or 25). The fourth-order biquad type gm-C filter includes a gm amplifier 31, a gm amplifier 32, a capacitance (C1) 34, a capacitance (C2) 35 connected to the output side of these gm amplifiers 31, 32, and these gm amplifiers 31, 32. And current sources 35 and 36 for supplying the operating currents.
[0050]
With such a configuration, the gm value changes by changing the current of the current sources 35 and 36, and the frequency characteristic determined by the gm value and the capacitors 34 and 35 can be changed.
[0051]
FIG. 7 is a characteristic diagram showing an attenuation characteristic of each filter constituting FIG. In this figure, the frequency characteristic 41 of the RC filter 21, the composite frequency characteristic 42 of the Twin-T filter 22 and the Twin-T filter 23, and the composite of the RC filter 21, the Twin-T filter 22, and the Twin-T filter 23 A frequency characteristic 43, a frequency characteristic 44 of a fourth-order biquad type gm-C filter including the LPF 24 and the LPF 25, and a channel selection filter total frequency characteristic 45 are shown.
[0052]
In the RC filter 21, the cutoff frequency is set so that the cutoff band characteristic does not affect the desired signal band 46, so that the adjacent channel 47 and the next adjacent channel 48 cannot obtain sufficient attenuation. Instead, the Twin-T filter 22 and the Twin-T filter 23 ensure attenuation of the adjacent channel 47 and the next adjacent channel 48. For the channels subsequent to the next-order adjacent channel 49, the RC filter 21, the Twin-T filter 22, and the Twin-T filter 23 use an input dynamic range equal to or less than the input dynamic range of the fourth-order biquad gm-C filter including the LPFs 24 and 25. Attenuates the interference level. The desired signal band can be adjusted by the fourth-order biquad gm-C filter including the LPF 24 and the LPF 25, and the signal attenuation of the channels adjacent to the next adjacent channel 49 can be secured.
[0053]
Here, the filter characteristics shown in FIG. 7 also change due to variations in resistance or capacitance during the manufacture of the IC. At this time, the Twin-T filter 22 and the Twin-T filter 23 adjust the gain of the variable gain amplifier 3 so that the fourth-order biquad gm-C filter including the LPF 24 and the LPF 25 is controlled by the current sources 35 and 36. By adjusting the operating currents 35 and 36, the frequency characteristic variation of the filter is corrected.
[0054]
When the above-described gain adjustment of the variable gain amplifier 3 is performed, in order to keep the signal level of the subsequent stage constant, in the receiver of this embodiment, the gain is controlled by the gain control unit 16 as shown in FIG. After setting the level, the signal is quantized by the AD converters 17a and 17b of the quantization unit 17. With the filter configuration shown in FIG. 1, the variation in the frequency characteristics of the filter is adjusted by the variable gain of the variable gain amplifier 3, and this state is maintained, that is, the variable gain amplifiers 2, 3 in the state where the frequency characteristics are adjusted. When the gain difference is ΔG, by varying the gain so that ΔG becomes constant, the same function as the gain variable control of the gain control unit 16 can be obtained.
[0055]
According to the present embodiment, since a filter that can be easily adjusted by changing the input dynamic range and the frequency characteristic with high precision is used as the filter unit 15, the configuration of the channel selection filter such as a direct conversion receiver is extremely easy. And the adjustment can be performed easily and with high accuracy.
[0056]
As shown in FIG. 8, a buffer amplifier 8 is added to the common output section of the T-type circuit section 4 and the T-type circuit section 5, and the output of the buffer amplifier 8 and the capacitance 4C of the T-type circuit section 4 and the T-type Even in the configuration in which the resistor 5C of the circuit section 5 is connected, the same operation and effect as those of the filter of FIG. 1 are obtained. Therefore, the same effect can be obtained even if the Twin-T filter shown in FIG. 8 is used for the filter unit 15 in FIG.
[0057]
(Third embodiment)
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a channel selection filter according to the third embodiment of the present invention. However, the same parts as those in the above-described second embodiment will be described with the same reference numerals.
[0058]
The channel selection filter of the present example includes a channel selection filter section including an RC filter 21, a Twin-T type filter 22, a Twin-T type filter 23, an LPF 24, and an LPF 25, and an amplifier 49 and a variable gain amplifier 52 at a preceding stage. A Twin-T filter 53, a phase comparator 54 for comparing the phase of an input signal and an output signal of the Twin-T filter 53, and a loop filter for integrating a phase difference obtained by the phase comparator 54 into a control signal 56. 55, a second-order biquad-type LPF (gm-C filter) 57 including current sources 61 and 62, a phase comparator 58 for comparing phases of an input signal and an output signal of the gm-C filter 57, and a phase comparator 58 And a loop filter 59 that integrates the phase difference obtained by the above to obtain a control signal 60. The input signal of the amplifier 49 and the variable gain amplifier 52 of the Twin-T filter 53 and the reference input signal of the secondary biquad LPF 57 are generated from the reference signal source 51.
[0059]
Next, the operation of the present embodiment will be described. The reference signal of the reference signal source 51 is set so that the phase is delayed by 90 degrees between the notch frequency of the Twin-T filter 53 and the cutoff frequency of the secondary biquad LPF 57. The input signal from the reference signal source 51 and the output signal of the Twin-T filter 53 are compared in phase by a phase comparator 54, and the phase difference becomes a control signal 56 through a loop filter 55. The gain control negative feedback that changes the gain of the variable gain amplifier 52 is applied so that the phase difference at the above becomes a predetermined value. Thereby, the variation in the frequency characteristics due to the variation in R and C of the Twin-T filter 53 is automatically adjusted.
[0060]
If the Twin-T filter 53 and the Twin-T filters 22 and 23 are formed on the same IC, the variations in R and C are the same. Therefore, the control signal 56 output from the loop filter 55 is also effective as a control signal 56 for correcting a shift in the Twin-T filters 22 and 23, and the control signal 56 controls the variable gain of the Twin-T filters 22 and 23. By changing the gain of the amplifier, the frequency characteristics of the Twin-T filters 22 and 23 are adjusted so as to correct the deviation due to the variation in R and C.
[0061]
Similarly, the phase of the input signal from the reference signal source 51 and the output signal of the second-order biquad filter 57 are compared by a phase comparator 58 to become a control signal 60 through a loop filter 59. Current control negative feedback is applied to change the operating current of the current sources 61 and 62 so that the phase difference becomes a predetermined value. As a result, variations in frequency characteristics due to variations in the elements of the secondary biquad LPF 57 are automatically adjusted.
[0062]
If the secondary biquad type LPF 57 and the secondary biquad type LPFs 24 and 25 are formed on the same IC, the elements have the same variation. Therefore, the control signal 60 output from the loop filter 59 is also effective as a control signal 60 for correcting a shift in the secondary biquad type LPFs 24 and 25, and the control signal 60 operates the current sources of the secondary biquad type LPFs 24 and 25. By changing the current, the frequency characteristics of the secondary biquad type LPFs 24 and 25 are adjusted so as to correct the deviation due to the variation of the elements.
[0063]
According to the present embodiment, the frequency characteristic of the channel selection filter can be automatically adjusted to a predetermined characteristic. As a result, it is possible to omit the adjustment step after the manufacture of the channel selection filter, and it is possible to automatically correct the frequency characteristic with respect to variation in R, C or elements due to aging. Therefore, it is possible to obtain a channel selection filter suitable for a direct conversion receiver having high frequency accuracy.
[0064]
Although the output signal of the loop filter 55 is used for changing the gain of the variable gain amplifier 52 in the above embodiment, the same effect can be obtained by using the amplifier 49 as a variable gain amplifier and changing the gain of the variable gain amplifier. is there.
[0065]
(Fourth embodiment)
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of a channel selection filter according to the fourth embodiment of the present invention. However, the same parts as those of the third embodiment shown in FIG.
[0066]
The channel selection filter of the present example is a secondary biquad including a channel selection filter unit including an RC filter 21, a Twin-T filter 22, a Twin-T filter 23, an LPF 24, and an LPF 25, and current sources 61 and 62. Type LPF (gm-C filter) 57, a phase comparator 58 for comparing the phase of the input signal and the output signal of the gm-C filter 57, and a phase difference obtained by the phase comparator 58 are integrated to form a control signal 60. It has a loop filter 59 and a current value conversion circuit 63. The input signal of the secondary biquad type LPF 57 is generated from the reference signal source 51.
[0067]
Next, the operation of the present embodiment will be described. The signal of the reference signal source 51 is set such that the phase is delayed by 90 degrees at the cutoff frequency of the secondary biquad type LPF 57. The input signal from the reference signal source 51 and the output signal of the secondary biquad filter 57 are compared in phase by a phase comparator 58, and the obtained phase difference becomes a control signal 60 through a loop filter 59. By this control signal 60, current control negative feedback for changing the operating current of the current sources 61 and 62 is applied so that the phase difference in the phase comparator 58 becomes a predetermined value. As a result, variations in frequency characteristics due to variations in the elements of the secondary biquad LPF 57 are automatically adjusted.
[0068]
If the secondary biquad type LPF 57 and the secondary biquad type LPFs 24 and 25 are formed on the same IC, the elements have the same variation. Accordingly, the control signal 60 output from the loop filter 58 is also effective as a control signal for correcting a shift in the secondary biquad LPFs 24 and 25. The control signal 60 allows the operating current of the current sources of the secondary biquad LPFs 24 and 25 to be controlled. Is changed, the frequency characteristics of the secondary biquad type LPFs 24 and 25 are adjusted so as to correct the shift due to the variation of the elements.
[0069]
On the other hand, the control signal 60 output from the loop filter 58 is supplied to the Twin-T filters 22 and 23 constituting the channel selection filters by multiplying the control signal 60 by β by the current value conversion circuit 61. , And 23 are adjusted by the control signal obtained by multiplying the above-mentioned β by the control signal, so that the deviation due to the variation in R and C in the frequency characteristics of the Twin-T filters 22 and 23 is adjusted. You.
[0070]
Here, FIG. 11 shows the change ratio between the gain change of the variable gain amplifier 3 (see FIG. 1) and the notch frequency in the Twin-T filter having the configuration of FIG. The gain change ratio of the variable gain amplifier 3 and the change ratio of the notch frequency have a two-to-one relationship. However, in the gm-C filter 57, the current change ratio and the frequency change ratio become the same. Therefore, the notch frequency and the frequency change of the gm-C filter can be made equal by weighting the gain change ratio of the variable gain amplifier 3. Therefore, the control signal 60 output from the loop filter 58 is multiplied by β = 2 in the current value conversion circuit 61, and the control signal 60 of the gm-C filter is also used as the frequency characteristic adjustment signal of the Twin-T filter. it can.
[0071]
This embodiment also has the same effect as the third embodiment, but the circuit scale can be reduced because the negative feedback loop circuit of the Twin-T filter system can be omitted.
[0072]
(Fifth embodiment)
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration example of a filter circuit according to the fifth embodiment of the present invention. However, the same parts as those of the third embodiment shown in FIG.
[0073]
When the receiver is always in operation, the frequency characteristics of the channel selection filter can be automatically adjusted in the third and fourth embodiments. However, when the receiver operates intermittently, the time required for the circuit to stabilize becomes longer by the loop response time of the automatic adjustment, which is not suitable for the configuration of the above embodiment.
[0074]
The Twin-T filter circuit of the present example includes a Twin-T filter 53 having an amplifier 49 and a variable gain amplifier 52 at the preceding stage, and a phase comparator for comparing the phases of the input signal and the output signal of the Twin-T filter 53. 54, a loop filter 55 that integrates the phase difference obtained by the phase comparator 54 to be a control signal, an AD converter 71 that uses the control signal output from the loop filter 55 as a digital signal, and a digital control that is obtained by the AD converter 71. A holding circuit 72 for holding the value, an AD converter 71 and an operation timing control unit 74 for controlling the operation timing of the holding circuit 72, and an output value of the AD converter 71 or a held value of the holding circuit 72 are returned to an analog control signal to obtain a variable gain. It has a DA converter 73 that outputs to the gain control terminal of the amplifier 52.
[0075]
Next, the operation of the present embodiment will be described. When the variation width of the resistance and the capacitance on the IC is ± 10%, respectively, and there is no correlation between the variation of the resistance and the capacitance, the twin that constitutes the channel selection filter (see FIG. 9, not shown in this example) is formed. It is considered that the frequency characteristics of the T-type filter and the like fluctuate by 14%. Therefore, when adjusting the frequency accuracy to about 2% or less, 4-bit adjustment is sufficient. This can be realized by configuring the AD converter 71 and the DA converter 73 with 4 bits.
[0076]
The input signal from the reference signal source 51 and the output signal of the Twin-T filter 53 are compared in phase by a phase comparator 54, and the phase difference is obtained through a loop filter 55 to obtain a control signal. Converted to digital control values. This control value is converted into an analog control signal by the DA converter 73, and the gain of the variable gain amplifier 52 is changed so that the phase difference of the phase comparator 54 becomes a predetermined value. Automatically correct characteristic variations.
[0077]
At this time, the operation timing control unit 74 controls the response of the automatic adjustment loop and the holding circuit 72, and holds the digital control value output by the AD converter 71 at the time when the automatic frequency adjustment is completed. , Stop the operation of the AD converter 71 and open the automatic adjustment loop. By opening this automatic adjustment loop, the path in which the signal of the signal source 51 used for the automatic frequency adjustment of the filter is superimposed as a spurious on the gain control terminal of the variable gain amplifier 52 can be cut off, and the influence of unnecessary spurious is less likely. There are advantages.
[0078]
FIG. 13 is a timing chart for explaining the above-described operations in order of elapse of time. In the timing chart of this example, (a) shows the reception slot 81, (b) shows the intermittent reception operation timing 82, (c) shows the frequency characteristic adjustment timing 83, (d) shows the adjustment value holding timing 84, e) shows the adjustment value output timing 85.
[0079]
It is assumed that the timing at which the receiver (see FIG. 4, not shown in the present example is omitted) intermittently operates is the reception slot 81. When the frequency characteristic is not automatically adjusted, a control signal 75 is output to the AD converter 71 as shown in FIG. 13C during the filter frequency adjustment 82a of the reception 82b in FIG. The output 85a shown in FIG. 13E is converted into an analog signal by the DA converter 73 and output to the variable gain amplifier 52, so that the frequency characteristic is automatically adjusted. When this adjustment is completed, the output value of the AD converter 71 is held by the holding circuit 72 at the adjustment value holding timing 84 shown in FIG. In the next intermittent reception 82c in FIG. 13B, the data held in the holding circuit 72 is converted into an analog signal by the DA converter 73 and output to the variable gain amplifier 52 during the period 85b in FIG. Make adjustments.
[0080]
According to the present embodiment, the response characteristics at the time of intermittent startup are impaired by first automatically adjusting the frequency characteristics and holding the control value, and then adjusting the frequency characteristics using this held value at the time of intermittent startup thereafter. Automatic adjustment of a filter with high frequency accuracy can be performed without any need. Therefore, at the time of the intermittent reception of the receiver, the variation of the frequency characteristic of the Twin-T filter constituting the channel selection filter can be adjusted with high responsiveness using the data held in the holding circuit 72.
[0081]
In the above embodiment, the output signal of the DA converter 73 is used to change the gain of the variable gain amplifier 52. However, the same effect can be obtained by using the amplifier 49 as a variable gain amplifier and changing the gain of the variable gain amplifier. is there.
[0082]
Also, the number of bits of the AD converter 71 and the DA converter 73 may be increased or decreased according to the required adjustment accuracy. Further, the gm-c filter has the same configuration, and can adjust the variation in the frequency characteristics of the secondary biquad filter constituting the channel selection filter at the time of intermittent reception with good responsiveness.
[0083]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and may be embodied in other various forms in specific configurations, functions, operations, and effects without departing from the gist thereof.
[0084]
As described above, in the embodiment of the present invention, the variable gain amplifier is provided in the preceding stage of the Twin-T filter, and the gain of the variable gain amplifier is changed, so that the frequency characteristic of the Twin-T filter can be continuously and continuously changed. Adjustment can be easily and accurately performed, and a high dynamic range for an input signal can be obtained.
[0085]
Further, by changing the gain of the preceding variable gain amplifier by a control signal corresponding to the phase difference between the reference input signal and the output signal of the Twin-T filter, the frequency characteristic of the Twin-T filter is changed to a predetermined characteristic. Can be automatically adjusted.
[0086]
Further, control data obtained when the frequency characteristic of the Twin-T filter is automatically adjusted to a predetermined characteristic by the negative feedback loop at first is held, and the frequency characteristic of the Twin-T filter is changed by this control data from the next time. By performing the automatic adjustment, the automatic adjustment can be performed with good responsiveness even during the intermittent operation.
[0087]
In addition, by blocking the frequency characteristic automatic adjustment negative feedback path of the Twin-T type filter, it is possible to reduce the influence of unnecessary spurious.
[0088]
Further, in the receiving circuit, since the channel selection filter section includes the Twin-T type filter of the present embodiment, the frequency can be adjusted very easily without switching the resistance and the capacitance with a switch. The high dynamic range and high frequency accuracy required for the channel selection filter of the IF receiver can be easily realized.
[0089]
Further, the frequency characteristic of the Twin-T filter is changed to a predetermined characteristic by changing the gain of the variable gain amplifier of the Twin-T filter constituting the channel selection filter unit by a control signal generated by the filter circuit of the present embodiment. Can be automatically adjusted.
[0090]
Further, the control signal obtained by multiplying the control signal for automatically adjusting the frequency characteristic of the gm-C filter section by a predetermined value changes the gain of the variable gain amplifier of the Twin-T type filter constituting the channel selection filter section, thereby obtaining the Twin- The frequency characteristic of the T-type filter can be automatically adjusted to a predetermined characteristic.
[0091]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a filter circuit having a dynamic range capable of adjusting a variation in frequency characteristics due to element variation with high accuracy, and also capable of handling a large signal, and a receiving circuit using the filter circuit. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a Twin-T filter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration example of a variable gain amplifier in the filter of the first embodiment.
FIG. 3 is a characteristic diagram showing a notch frequency characteristic when the gain of the variable gain amplifier in the filter of the first embodiment is changed.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a receiver according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a filter unit (channel selection filter) according to the embodiment;
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a second-order biquad type gm-C filter according to the second embodiment.
FIG. 7 is a characteristic diagram showing attenuation characteristics of respective filters constituting a filter unit according to a second embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram showing another configuration example of the Twin-T filter according to the embodiment.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a channel selection filter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of a channel selection filter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a characteristic diagram showing a relationship between a gain change ratio and a notch frequency change ratio of the variable gain amplifier in the Twin-T filter according to the embodiment.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration example of a Twin-T filter according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a timing chart illustrating the operation of the filter circuit according to the fifth embodiment in the order of elapse of time.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional low-pass filter.
FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional gm-C filter.
FIG. 16 is a circuit diagram showing a detailed example of a conventional gm-C amplifier.
FIG. 17 is a characteristic diagram showing an example of input / output amplitude characteristics of a conventional gm-C filter and a low-pass filter.
[Explanation of symbols]
1,51 signal source
2,3,52 Variable gain amplifier
4,5 T-type circuit
6 Filter output terminal
8 Buffer amplifier
11 Antenna
12 Low noise amplifier
13 Mixer section
14 Local Department
15 Filter section
16 Gain control unit
17 Quantization unit
18 Baseband signal processing unit
21 RC filter
22, 23, 53 Twin-T type filters
24, 25 LPF (low pass filter)
31, 32 gm amplifier
35, 36, 61, 62, 93 Current source
49 amplifier
54, 58 Phase comparator
55, 59 Loop filter
57 gm-C filter
63 Current conversion circuit
71 AD converter
72 Holding circuit
73 DA converter
74 Operation timing control unit

Claims

A first variable gain amplifier for receiving and amplifying a signal;
A second variable gain amplifier that receives and amplifies the same signal;
A first T-type filter unit that receives an output of the first variable gain amplifier, and includes a first resistor, a second resistor, and a first capacitor;
A second T-type filter unit that receives an output of the second variable gain amplifier and includes a second capacitor, a third capacitor, and a third resistor;
A filter circuit for changing one of the gains of the first and second variable gain amplifiers.

A buffer amplifier connected to a common output side of the first T-type circuit and the second T-type circuit is provided, and an output side of the buffer amplifier is connected to a first capacitor of the first T-type circuit and the first 2. The filter circuit according to claim 1, wherein a negative feedback path is formed by connecting to a third resistor of the second T-type circuit.

A first variable gain amplifier for receiving and amplifying a signal;
A second variable gain amplifier that receives and amplifies the same signal;
A first T-type filter unit that receives an output of the first variable gain amplifier, and includes a first resistor, a second resistor, and a first capacitor;
A second T-type filter unit which receives an output of the second variable gain amplifier, and has a second capacitor, a third capacitor, and a third resistor;
A phase comparison unit that compares the phases of the signals input to the first and second variable gain amplifiers and the common output signal of the first and second T-type filter units;
A loop filter unit that integrates a phase difference obtained from the phase comparison unit,
A negative feedback path for feeding back the integrated phase difference as a control signal for changing the gain of one of the first and second variable gain amplifiers;
A filter circuit comprising:

A first variable gain amplifier for receiving and amplifying a signal;
A second variable gain amplifier that receives and amplifies the same signal;
A first T-type filter unit that receives an output of the first variable gain amplifier, and includes a first resistor, a second resistor, and a first capacitor;
A second T-type filter unit which receives an output of the second variable gain amplifier, and has a second capacitor, a third capacitor, and a third resistor;
A phase comparison unit that compares the phases of the signals input to the first and second variable gain amplifiers and the common output signal of the first and second T-type filter units;
A loop filter unit that integrates a phase difference obtained from the phase comparison unit,
An AD converter that converts the integrated phase difference into a digital value;
A holding circuit for holding a digital value obtained by the AD conversion;
A DA converter for converting the digital value obtained by the AD conversion or the held digital value to an analog signal,
A negative feedback path for feeding back the analog signal obtained by the DA conversion as a control signal for changing the gain of one of the first and second variable gain amplifiers;
A filter circuit comprising:

The digital value held by the holding circuit is used as a control signal for changing the gain of one of the first and second variable gain amplifiers. 5. The filter circuit according to 4.

The filter circuit according to claim 5, wherein the negative feedback path is cut off when the digital value is used as the control signal in the holding circuit.

A receiving unit for receiving a high-frequency signal;
A frequency converter for converting the received high-frequency signal into I and Q baseband signals;
A channel selection filter unit including the filter circuit according to claim 1, wherein a band is limited for the I and Q baseband signals;
A gain controller for controlling the gain of the band-limited I and Q baseband signals;
A quantization unit for quantizing the I and Q baseband signals whose gains are controlled,
A baseband signal processing unit that processes the quantized I and Q baseband signals;
A receiving circuit comprising:

The gain of one of the first and second variable gain amplifiers of the filter circuit according to claim 1, wherein the control signal generated by the filter circuit according to claim 3 or 4 is included in the channel selection filter unit. 8. The receiving circuit according to claim 7, wherein the receiving circuit is used as a control signal for changing the threshold value.

A gm-C filter unit for inputting a signal, a phase comparison unit for comparing the phase of the input signal with the output signal of the gm-C filter unit, and control by integrating a phase difference obtained from the phase comparison unit A gm-C filter having a loop filter section as a signal and a negative feedback path for controlling an operation current of the gm-C filter section by the control signal;
3. The filter circuit according to claim 1, wherein the control signal generated by the gm-C filter unit is multiplied by a predetermined value and included in the channel selection filter unit. The receiving circuit according to claim 7, wherein the receiving circuit is used as a control signal for changing one of the gains.