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JP2003501963A - 対称サブバンド音響エコーキャンセレーション - Google Patents

対称サブバンド音響エコーキャンセレーション

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Publication number
JP2003501963A
JP2003501963A JP2001502345A JP2001502345A JP2003501963A JP 2003501963 A JP2003501963 A JP 2003501963A JP 2001502345 A JP2001502345 A JP 2001502345A JP 2001502345 A JP2001502345 A JP 2001502345A JP 2003501963 A JP2003501963 A JP 2003501963A
Authority
JP
Japan
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frequency subband
signal
signals
acoustic
acoustic echo
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Pending
Application number
JP2001502345A
Other languages
English (en)
Inventor
フレデリク エーレンストロレ，
パトリク グルントストレム，
Original Assignee
テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル）
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） filed Critical テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル）
Publication of JP2003501963A publication Critical patent/JP2003501963A/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
    • H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
    • H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Interconnected Communication Systems, Intercoms, And Interphones (AREA)

Abstract

(57)【要約】 音響エコーキャンセラ−における処理の複雑性を、入力近端及び遠端信号をそれぞれ複数の周波数サブバンド信号に分割することによって、削減することができる。また、汎用の離散フーリエ変換行列の複素共役対称性によって、サブバンド信号のすべてではなく一部だけで、エコーキャンセレーション処理が済ませられる。あるいは、エコーキャンセレーション処理によって処理されるサブバンド信号は、エコーキャンセレーション処理によって処理されるサブバンド信号の１つの複素共役を生成することによって提供される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 本発明の技術分野 本発明は、一般的な双方向音声通信に関するものであり、より詳しくは、この
ような通信におけるエコーキャンセレーションに関するものである。
【０００２】 本発明の背景 図１は従来のエコーキャンセレーション技術が利用されている通信装置を示し
ている。図１の通信装置は、例えば、１４のハンズフリースピーカ／マイク構成
を含む電話（固定あるいは移動）であり得る。遠端（far-end）ソースからの信
号ｘfarは、スピーカ１１で再生される。スピーカ１１から音声が発声すると、
その音声は、近端構造に反響し、かつマイク１３へ入力する、また、マイク１３
は近端（near-end）ソースからの信号ｘnearも受信する。このエコー現象のため
に、遠端のリスナーは、遠端で生成される音声のエコーを実際に知覚することに
なる。
【０００３】 このようなエコーを解消するために、従来は、図１の１７及び１９で示される
ように、フィルタタップが調整可能なフィルタが適用されている。フィルタタッ
プ値は、１７で示される適応アルゴリズム（例えば、最小２乗平均アルゴリズム
）によって制御され、これによって、１９のエコーキャンセラフィルタは、スピ
ーカ１１及びマイク１３間のエコー経路にできる限り類似させることができる。
１５で、エコーキャンセラフィルタ１９によって生成される推定エコーは、マイ
ク１３の出力信号から取り除かれ、これによって、理想的な近端信号ｘnearだけ
の信号１２を得ることができる。
【０００４】 図１に示される通信装置の音響エコーを解消する従来技術は、これまで、通信
装置でサポートされる周波数範囲全体、例えば、典型的な汎用電話の３００〜３
４００ＭＨｚ全体で動作するアルゴリズムを採用している。
【０００５】 本発明に従えば、改良エコーキャンセレーションパフォーマスが、音声信号を
サブバンドに分割し、かつそのサブバンドでエコーキャンセレーション技術を適
用することによって達成される。有利な点は、サブバンドにエコーキャンセレー
ション技術を適用することによって、エコーキャンセレーションに使用するため
の適応フィルタを簡略化することができる。
【０００６】 詳細説明 図２は、本発明の実施形態に従うエコーキャンセラ２０を含む通信装置の関連
部分を示している。通信装置は、例えば、上述のハンズフリー構成を含む電話（
固定あるいは移動）であり得る。遠端音響信号ｘfarは、通常、２２で示される
音響エコー経路Ｈ（ｚ）を通過して、２６（例えば、マイク）で近端音響信号ｘ near と加算される。その結果として得られる信号ｄは、２３の解析フィルタバン
クＡに適用される。フィルタバンク２３は、信号ｄを複数の周波数サブバンドへ
分割し、そのサブバンド信号をダウンサンプリングする。同様にして、遠端信号
ｘfarは、２１の解析フィルタバンクＡに適用され、一実施形態では、この２１
の解析フィルタバンクＡは、２３の解析フィルタバンクと同一である。
【０００７】 最小２乗平均（ＬＭＳ）演算器２４及び加算演算子２９を含むエコーキャンセ
レーション演算器は、解析フィルタバンク２１及び２３に接続され、そうするこ
とで、ＬＭＳ演算器２４はフィルタバンク２１の出力ｘを受信し、加算演算子２
９は、フィルタバンク２３の出力ｄを受信する。加算演算子２９の出力は、ＬＭ
Ｓ演算器２４にフィードバックされ、かつエコーキャンセラの複素共役演算器２
７に適用される、この出力の一方は、２５の合成フィルタバンクＳに接続されて
いる。
【０００８】 図３は、図２のｘ（ｎ）上で動作する解析フィルタバンク２１及びｄ（ｎ）上
で動作する解析フィルタバンク２３の実施形態を示している。図３のデジタル化
遠端信号ｘ（ｎ）（あるいはデジタル化近端信号ｄ（ｎ））は、解析フィルタバ
ンク３１、例えば、従来の多相バンドパスフィルタのバンクに入力され、このバ
ンクは、遠端信号をＭ個の周波数サブバンドに分割する。次に、サブバンド信号
は、Ｋ因数のダウンサンプラ３３でダウンサンプリングされ、その結果として得
られるダウンサンプル化サブバンド信号は、３５の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）
フィルタＷ*に入力される。図３の構成は計算の複雑化を低減する、これは、Ｋ
因数によってＭ個のサブバンドのそれぞれがダウンサンプリングされるからであ
る。つまり、各サブバンドの各出力サンプルに対するフィルタタップ計算数は、
Ｋ因数によって削減されるからである。また、図３の構成は、適応エコーキャン
セレーションアルゴリズムの高速同時実行を提供する、これは、各サブバンドの
信号が「ホワイト化（whiter）」し、かつ入力信号ｘ（ｎ）（あるいはｄ（ｎ）
）よりもより平滑なエネルギーレベルを有するからである。一実施形態では、Ｍ
及びＫの値は、例えば、Ｍ／Ｋ＝４／３が選択される。解析フィルタであるＤＦ
Ｔフィルタ及びダウンサンプラは周知の技術であり、図３の実施形態では、任意
の適切な従来方法で実現することができる。
【０００９】 図４は図２の合成フィルタバンク２５の実施形態を示している。図４に示され
るように、また、以下に説明するように、Ｍ個の周波数サブバンドでフォーマッ
ト化された誤差信号ｅＭは、４１の逆ＤＦＴフィルタＷ*invに適用される。この
フィルタは、サブバンド誤差信号上で逆ＤＦＴ演算を実行する。フィルタ４１の
出力はアップサンプラ４３に適用され、このアップサンプラ４３は、Ｋ因数によ
ってサブバンド信号をアップサンプリングする。次に、アップサンプル化サブバ
ンド信号は、４５のそれぞれの合成フィルタへ入力される。合成フィルタは、（
図４では示されていない）従来の形態でその出力と合成され、所望のエコーキャ
ンセル化出力信号ｅ（ｎ）を生成する（図２も参照）。逆ＤＦＴフィルタは、ア
ップサンプラ及び合成フィルタは従来より周知であり、図４の実施形態では、任
意の適切な従来方法で実現することができる。
【００１０】 図５は、図３のフィルタ３５によって使用することができるＤＦＴ変調行列Ｗ
*例を示し、かつ図４のフィルタ４１によってＷ*invとして使用することができ
るそのＤＦＴ変調行列Ｗ*の転置行列例を示している。（本実施形態では、転置
行列は、図５の行列と同一である）。この行列は、すべてのＤＦＴ行列群の基本
原理を示し、即ち、このような行列群は、互いに複素共役である行を含んでいる
。例えば、図５のＤＦＴ行列では、行２及び４は互いに複素共役である。逆に、
これは、複数のサブバンド信号がＤＦＴ行列に適用されると、その結果として得
られる出力信号の少なくとも２つは互いに複素共役となることを意味する。
【００１１】 図２を再度参照し、かつここで、Ｍ及びＭ’を無視すると、加算演算子２９の
演算によって、通常、以下の式を得ることができる。
【００１２】 ｅ＝ｄ−ｙ （式１） ここで、ｙは、通常、ＬＭＳフィルタ２４の出力である。信号ｅは、以下の式に
よって与えられる、実数成分ｅrと虚数成分ｅiを含んでいる。
【００１３】 ｅr＝ｄr−ｙr （式２） ｅi＝ｄi−ｙi （式３） ここで、ｄr及びｄiは信号ｄの実数及び虚数成分であり、ｙr及びｙiは信号ｙの
実数及び虚数成分である。実数及び虚数成分ｙr及びｙiは、それぞれ以下の式に
よって与えられる。
【００１４】 ｙr＝ｘrｈr T−ｘiｈi T （式４） ｙi＝ｘrｈi T＋ｘiｈr T （式５） ここで、ｈr及びｈiはＬＭＳ演算器２４によって従来より使用される実数及び虚
数適応フィルタ係数行列であり、ｘr及びｘiは信号ｘの実数及び虚数成分である
。
【００１５】 式２及び式４を合成すると、以下の式が得られる。
【００１６】 ｅr＝ｄr−ｘrｈr T＋ｘiｈi T （式６） また、式３及び式５を合成すると、以下の式が得られる。
【００１７】 ｅi＝ｄi−ｘrｈi T−ｘiｈr T （式７） 上述したように、フィルタバンク２１の複数のサブバンド出力は、複素共役で
ある少なくとも２つのサブバンドを含み、これは、解析フィルタバンク２３の複
数のサブバンド出力となる。従って、別のサブバンドと複素共役であるサブバン
ドから起因する誤差信号は、以下の式で与えられる実数成分を有している。
【００１８】 ｅrcc＝ｄrcc−ｙrcc （式８） ここで、ｄrccは解析フィルタバンク２３から出力される複素共役サブバンド信
号の実数成分であり、ｙrccは、解析フィルタバンク２１から出力される複素共
役サブバンド信号に応答してＬＭＳフィルタ２４から出力されるサブバンド信号
の実数成分である。同様に、解析フィルタバンク２１及び２３から出力される複
素共役信号から起因する虚数成分ｅiccは、以下の式によって与えられる。
【００１９】 ｅicc＝ｄicc−ｙicc （式９） また、 ｙrcc＝ｘrccｈrcc T−ｘiccｈicc T （式１０） ｙicc＝ｘrccｈicc T−ｘiccｈrcc T （式１１） ここで、ｘrcc及びｘiccは解析フィルタバンク２１から出力される複素共役サブ
バンド信号の実数及び虚数成分であり、ｈrcc及びｈiccはｘrcc及びｘiccに応答
してＬＭＳフィルタアルゴリズムによって計算される実数及び虚数適応フィルタ
係数行列である。
【００２０】 複素共役の定義によって、以下の式が得られる。
【００２１】 ｘrcc＝ｘr （式１２） ｘicc＝−ｘi （式１３） ｄrcc＝ｄr （式１４） ｄicc＝−ｄi （式１５） ＬＭＳアルゴリズムの線形性によって、互いに複素共役となる入力サブバンド
信号に関係するフィルタ係数ｈそれぞれは、自身で互いに複素共役となる。従っ
て、複素共役の定義を適用すると、以下の式が得られる。
【００２２】 ｈrcc＝ｈr （式１６） ｈicc＝−ｈi （式１７） 式８、式１０、式１２〜１４、式１６及び式１７を合成すると、以下の式が得
られる。
【００２３】 ｅrcc＝ｄr−ｘrｈr T＋ｘiｈi T＝ｅr （式１８） 同様に、式９、式１１〜１３及び式１５〜１７を合成すると、以下の式が得ら
れる。
【００２４】 ｅicc＝−ｄi＋ｘrｈi T＋ｘiｈr T＝−ｅr （式１９） 従って、再度図２を参照すると、フィルタバンク２１からの第１サブバンド信
号ｘ及びフィルタバンク２３から第１サブバンド信号ｄがエコーキャンセレーシ
ョン演算器に適用される場合、その結果として得られるサブバンド信号ｅは複素
共役のサブバンド信号ｅcc（実数部ｅrcc及び虚数部ｅiccを含む）となり、これ
は、第２サブバンド信号ｘcc及びｄccの応答としてエコーキャンセレーション演
算器によって生成され、ここで、ｘcc及びｄccはフィルタバンク２１及び２３そ
れぞれから出力され、かつフィルタバンク２１及び２３から出力される第１サブ
バンド信号ｘ及びｄの複素共役となる。つまり、任意の複素共役サブバンド信号
は、フィルタバンク２１及び２３からエコーキャンセレーション演算器へ送信さ
れる必要はない、これは、関係する出力信号ｅccが、第１信号ｘ及びｄに関係す
る信号ｅの複素共役を取得することによって容易に判定されるからである。
【００２５】 これは図２及び図３で示され、ここで、解析フィルタ３１はＭ個のサブバンド
を生成するが、Ｍ’個のサブバンドだけはＤＦＴフィルタ３５から出力され、こ
こで、Ｍ’はＭより小さく、いくつかの実施形態では、少なくともＭ／２＋１で
ある。例えば、Ｍ＝４である場合、図５の行列はＤＦＴフィルタ３５で実現され
、Ｍ’＝３となる、これは、フィルタ３５によって生成されるサブバンド信号の
１つがフィルタ３５によって生成されるサブバンド信号のもう一方の複素共役と
なるからであり、それゆえ、そのサブバンド信号の１つは図２の２４及び２９の
エコーキャンセレーション演算器に適用される必要がない。
【００２６】 サブバンドにエコーキャンセレーションを適用する本発明の更なる利点は、以
下の例で示される。電気通信への適用において、入力信号が３４００ＭＨｚに帯
域制限されている場合、サンプリング周波数は８０００ＭＨｚとなり、８個のサ
ブバンドが使用され、そして、周波数サブバンドの１つは３５００から４０００
Ｈｚ間となる。この周波数バンドはその内部にスペクトルエネルギーを持たない
ので、このバンドは、歪みを発生することなく効果的に除去することができる。
また、例えば、Ｍ／２＋１＝８／２＋１＝５となり、ＤＦＴ行列の複素共役対称
性によって３個のサブバンドが更に除去できることが理解されることに注意する
。従って、本発明を使用すれば、エコーキャンセレーション演算器への入力対象
のサブバンドの総数は、この例では、Ｍ＝８サブバンドからＭ’＝４サブバンド
へ削減される。同様に、Ｍ＝１６サブバンドでは、Ｍ／２＋１＝１６／２＋１＝
９であり、２個のサブバンドはその内部にスペクトルエネルギーを持たないので
、エコーキャンセレーションフィルタリングは、Ｍ’＝７サブバンドだけに適用
される。
【００２７】 ＭからＭ’個へのサブバンドの削減は、図２で、フィルタバンク２１から出力
される信号ｘＭ’（ｎ）、ＬＭＳ演算器２４から出力される信号ｙＭ’（ｎ）及
びフィルタバンク２３から出力されるｄＭ’（ｎ）によって通常示される。同様
に、加算演算子２９から出力される信号ｅＭ’（ｎ）は、Ｍ’個のサブバンドを
含んでいる。この信号は、複素共役演算器２７に入力され、この複素共役演算器
２７は、ｅＭ’（ｎ）のサブバンド信号から複素共役サブバンド信号を生成する
、そうでなければ、エコーキャンセレーション演算器によって生成され、これに
よって、Ｍ個のサブバンドを含む信号ｅＭ（ｎ）を生成する。
【００２８】 図６は、上述の式８〜式１９の計算例の概要を示している。より詳しくは、第
１ＬＭＳエコーキャンセレーション演算器６３への信号入力が第２ＬＭＳエコー
キャンセレーション演算器６１への信号入力の複素共役である場合、ＬＭＳエコ
ーキャンセレーション演算器６３の出力はＬＭＳエコーキャンセレーション演算
器６１の出力の複素共役となる。
【００２９】 図７は、上述の式８〜１９及び図６の計算の簡略化例の概要を示している。よ
り詳しくは、図６の信号ｘrcc、ｘicc、ｄrcc、ｄiccに関係する信号ｅrcc及び
ｅiccは、信号ｅr及びｅi上で複素共役演算を実行することによって、ｘr、ｘi
、ｄr、ｄiから直接生成することができる。
【００３０】 図８は、図２の実施形態のエコーキャンセラの関連部分を示している。図８の
実施形態は、入力信号が３４００Ｈｚまでに帯域制限され、サンプリング周波数
が８０００Ｈｚで、Ｍ＝８サブバンドである上述の電気通信の適用例を示してい
る。上述したように、サブバンドの１つは、その内部にスペクトルエネルギーを
持たず、削除することができるので（図８では、サブバンド信号ｘ4及びｄ4は既
に削除されている）、Ｍは実質的に７となる。また、上述したように、３個以上
のサブバンドは、フィルタ３５のＤＦＴ行列の対称性によって削除することがで
きるので、信号ｘＭ’（ｎ）及びｄＭ’（ｎ）は、４個のサブバンドだけを含ん
でいる（Ｍ’＝４）。図８の例では、エコーキャンセレーション演算器は、従来
の複素標準化２乗平均（ＣＮＬＭＳ）技術を利用して、４個のサブバンド出力信
号ｅＭ’（ｎ）を生成し、かつ複素共役セクション２７で複素共役を生成するた
めに使用される３個のサブバンドを生成し、これによって、フィルタ４１への入
力対象の７個のサブバンド信号を生成する。
【００３１】 図９は、本発明に従うエコーキャンセレーションを含む通信装置によって実行
できる動作例を示している。９１で、入力信号ｘ（ｎ）及びｄ（ｎ）を受信する
。９２で、入力信号ｘ（ｎ）及びｄ（ｎ）をＭバンドフィルタに通し、Ｍ個の周
波数サブバンドを含む信号を生成する、そして、Ｍ個のサブバンド信号をＫ回ダ
ウンサンプリングする。９４で、ダウンサンプル化信号をＤＦＴ行列Ｗ*と乗算
する。９５で、複素共役サブバンド信号とスペクトルエネルギーを持たないサブ
バンド信号を含む不必要なサブバンド信号を削除する。９６で、残りのサブバン
ド信号に、適応エコーキャンセレーションフィルタリングを実行する。９７で、
信号ｅの既存サブバンド信号の複素共役を取得することによって、信号ｅの未取
得成分を生成する。９８で、Ｍ個のサブバンドを含む結果として得られる信号ｅ
と逆ＤＦＴ行列を乗算する。９３で、Ｍ個のサブバンド信号をＫ因数でアップサ
ンプリングし、Ｍ相フィルタを適用して、所望のエコーキャンセル化信号ｅ（ｎ
）を取得する。
【００３２】 上述の説明から明らかなように、本発明は、通信装置でエコーキャンセレーシ
ョンを実行するために必要とされる演算量を削減する。例えば、ＬＭＳ演算器が
、２５６タップの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含んでいる場合、複
素信号を有する８バンドシステムは、２×２５６×８のファイル計算が必要とな
る。この演算量は、本発明の原理を適用することによって、２に近い因数で分解
することができる。選択的には、システムパフォーマンスを向上することができ
る。例えば、Ｍ個のサブバンドのシステムでＬＭＳ演算器でＬタップが使用され
る場合、本発明の原理に従って削減された（Ｍ／２−Ｌ）×Ｌタップは、必要に
応じて、他のバンドへ分散することができ、その結果、残りのバンドのパフォー
マンスが向上する。
【００３３】 図２〜図９で説明される本発明の実施形態は、例えば、本発明に従う通信装置
で提供されるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のような最適プログラム化デー
タ処理装置によって実現できることが当業者には明らかであろう。選択的には、
上述の実施形態は、外部構成要素と、それに接続される最適プログラム化データ
処理装置を組み合わせて提供することができる。
【００３４】 本発明の実施形態の詳細を上述したが、本発明の範囲はこれに限定されず、様
々な実施形態で実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 エコーキャンセラを含む従来の通信装置を示す図である。
【図２】 本発明に従うエコーキャンセレーションを含む通信装置の関係部分を示す図で
ある。
【図３】 図２の解析フィルタバンクの実施形態を示す図である。
【図４】 図２の合成フィルタバンクの実施形態を示す図である。
【図５】 図３及び図４のＤＦＴフィルタで使用できるＤＦＴ行列例を示す図である。
【図６】 本発明に従うエコーキャンセラ演算例を示す図である。
【図７】 本発明に従うエコーキャンセラ演算簡略化例を示す図である。
【図８】 図２のエコーキャンセラの実施形態の関係部分を示す図である。
【図９】 図２及び図８のエコーキャンセラの実施形態によって実行できる動作例を示す
図である。
【手続補正書】
【提出日】平成１３年１２月５日（２００１．１２．５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】 図１に示される通信装置の音響エコーを解消する従来技術は、これまで、通信
装置でサポートされる周波数範囲全体、例えば、典型的な汎用電話の３００〜３
４００ＭＨｚ全体で動作するアルゴリズムを採用している。 ＥＰ−Ａ−０ ７３９ １０２では、各サブバンドの推定エコー経路の推定イ
ンパルス応答を調整するサブバンドエコーキャンセレーション方法が説明されて
いる。加えて、Budy等による米国特許番号５，８８９，８５７は、サブバンドフ
ィルタリングを有する音響エコーキャンセラを説明している。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３４】 本発明の実施形態の詳細を上述したが、この詳細な実施形態の説明は本発明の
範囲を限定することを意図しているものではない。むしろ、本発明は、様々な実
施形態で実施することができ、かつ本発明の範囲は、添付の請求項によって定義
されるものである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ， ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ， ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，Ｓ Ｅ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ Ｆターム(参考） 5D020 CC06 5K027 BB03 DD10 5K038 AA07 CC00 FF08 FF13 5K046 BB01 HH57 HH77 HH78 HH79

Claims (24)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 音響エコーキャンセラで使用するフィルタバンクであって、 デジタル音響信号を受信する入力と、 前記入力に接続され、前記音響信号をＭ個の周波数サブバンド信号に分割する
    整数Ｍ個のフィルタと、 それぞれが前記フィルタに接続され、Ｍ個のダウンサンプル化周波数サブバン
    ド信号を生成するために前記Ｍ個の周波数サブバンド信号のサンプリングレート
    を下げるＭ個のダウンサンプラと、 Ｍ×Ｍ変調行列を実現する追加フィルタとを備え、前記追加フィルタは、前記
    Ｍ個のダウンサンプラに接続され、周波数サブバンド信号を生成するために前記
    Ｍ個のダウンサンプル化周波数サブバンド信号に前記変調行列を適用し、かつ該
    フィルタは、前記追加周波数サブバンド信号を音響エコーキャンセレーション演
    算器へ提供するための出力を有する ことを特徴とするフィルタバンク。
  2. 【請求項２】 前記デジタル音響信号は、近端信号である ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタバンク。
  3. 【請求項３】 前記デジタル音響信号は、遠端信号である ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタバンク。
  4. 【請求項４】 前記変調行列は、少なくとも１対の複素共役行を有するＤＦ
    Ｔ行列である ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタバンク。
  5. 【請求項５】 音響エコーキャンセラで使用するフィルタバンクであって、 音響エコーキャンセレーション演算器によって生成され、かつ整数Ｍ個の追加
    周波数サブバンド誤差信号として形成されるデジタル化音響誤差信号を受信する
    入力と、 Ｍ×Ｍ変調行列を実現するフィルタと、前記フィルタは、前記入力に接続され
    、前記Ｍ個の追加周波数サブバンド誤差信号を生成するために、前記変調行列を
    前記Ｍ個の周波数サブバンド誤差信号に適用し、 それぞれが前記フィルタに接続される入力を有し、Ｍ個のアップサンプル化周
    波数サブバンド誤差信号を生成するために、前記Ｍ個の追加周波数サブバンド誤
    差信号を受信し、かつ該Ｍ個の追加周波数サブバンド信号のサンプリングレート
    を上げるＭ個のアップサンプラと、 それぞれが前記Ｍ個のアップサンプラに接続され、前記Ｍ個のアップサンプル
    化周波数サブバンド誤差信号を受信し、かつ該Ｍ個のアップサンプル化周波数サ
    ブバンド誤差信号からエコーキャンセル化近端信号を生成するＭ個の合成フィル
    タと を備えることを特徴とするフィルタバンク。
  6. 【請求項６】 前記変調行列は、ＤＦＴ行列である ことを特徴とする請求項５に記載のフィルタバンク。
  7. 【請求項７】 音響エコーキャンセラであって 複数の近端周波数サブバンド信号として形成されるデジタル化近端音響信号を
    受信する第１入力と、 複数の遠端周波数サブバンド信号として形成されるデジタル化遠端音響信号を
    受信する第２入力と、 前記第１及び第２入力に接続され、前記近端周波数サブバンド信号及び前記遠
    端周波数サブバンド信号に応答して、複数の周波数サブバンド誤差信号として形
    成される誤差信号を生成する音響エコーキャンセレーション演算器とを備え、 前記音響エコーキャンセレーション演算器は、前記複数の周波数サブバンド誤
    差信号を、エコーキャンセル化近端信号を生成できる合成フィルタバンクへ出力
    するための出力を有する ことを特徴とする音響エコーキャンセラ。
  8. 【請求項８】 前記音響エコーキャンセレーション演算器は、最小２乗平均
    演算器を含んでいる ことを特徴とする請求項７に記載の音響エコーキャンセラ。
  9. 【請求項９】 前記音響エコーキャンセレーション演算器は、複素標準化最
    小２乗平均演算器を含んでいる ことを特徴とする請求項８に記載の音響エコーキャンセラ。
  10. 【請求項１０】 音響エコーキャンセラであって 近端デジタル化音響信号を受信する第１入力と、 遠端デジタル化音響信号を受信する第２入力と、 前記第１入力に接続され、前記遠端信号をＭ個の周波数サブバンド遠端信号に
    分割し、前記Ｍ個の周波数サブバンド遠端信号から、Ｍより小さいＭ’個の追加
    周波数サブバンド遠端信号を生成する第１解析フィルタバンクと、 前記第２入力に接続され、前記近端信号をＭ個の周波数サブバンド近端信号に
    分割し、前記Ｍ個の周波数サブバンド近端信号から、Ｍ’個の追加周波数サブバ
    ンド近端信号を生成する第２解析フィルタバンクと、 前記第１及び第２解析フィルタバンクに接続され、該第１解析フィルタバンク
    から前記Ｍ’個の追加周波数サブバンド遠端信号を受信し、かつ該第２解析フィ
    ルタバンクから前記Ｍ’個の追加周波数サブバンド近端信号を受信する音響エコ
    ーキャンセレーション演算器と、該音響エコーキャンセレーション演算器は、前
    記Ｍ’個の追加周波数サブバンド遠端信号及び前記Ｍ’個の追加周波数サブバン
    ド近端信号に応答して、Ｍ’個の周波数サブバンド誤差信号を生成することが可
    能であり、 前記音響エコーキャンセレーション演算器に接続され、該音響エコーキャンセ
    レーション演算器からＭ−Ｍ’個の前記周波数サブバンド誤差信号を受信し、該
    Ｍ−Ｍ’個の前記周波数サブバンド誤差信号の複素共役を生成する複素共役演算
    器と、 前記複素共役演算器に接続され、前記Ｍ−Ｍ’個の複素共役を受信し、かつ前
    記音響エコーキャンセレーション演算器に接続され、該音響エコーキャンセレー
    ション演算器から前記Ｍ’個の周波数サブバンド誤差信号を受信する合成フィル
    タバンクとを備え、前記合成フィルタバンクは、前記Ｍ’個の周波数サブバンド
    誤差信号及びＭ−Ｍ’個の複素共役に応答して、エコーキャンセル化近端信号を
    生成する ことを特徴とする音響エコーキャンセラ。
  11. 【請求項１１】 前記音響エコーキャンセレーション演算器は、最小２乗平
    均演算器を含んでいる ことを特徴とする請求項１０に記載の音響エコーキャンセラ。
  12. 【請求項１２】 前記音響エコーキャンセレーション演算器は、複素標準化
    最小２乗平均演算器を含んでいる ことを特徴とする請求項１１に記載の音響エコーキャンセラ。
  13. 【請求項１３】 前記解析フィルタバンクそれぞれは、少なくとも１つの複
    素共役行対を有するＭ×Ｍ変調行列を実現するフィルタを含み、前記フィルタは
    、関連するＭ’個の追加周波数サブバンド信号を生成する ことを特徴とする請求項１０に記載の音響エコーキャンセラ。
  14. 【請求項１４】 前記変調行列は、少なくとも１つの複素共役行対を有する
    ＤＦＴ行列である ことを特徴とする請求項１３に記載の音響エコーキャンセラ。
  15. 【請求項１５】 音響エコーキャンセラのデジタル音響信号を処理する方法
    であって、 前記デジタル音響信号を受信し、 前記デジタル音響信号をＭ個の周波数サブバンド信号に分割し、 Ｍ個のダウンサンプル化周波数サブバンド信号を生成するために、前記Ｍ個の
    周波数サブバンド信号のサンプリングレートを下げ、 追加周波数サブバンド信号を生成するために、前記Ｍ個のダウンサンプル化周
    波数サブバンド信号にＭ×Ｍ変調行列を適用し、 音響エコーキャンセレーション演算器に前記追加周波数サブバンド信号を適用
    する ことを特徴とする方法。
  16. 【請求項１６】 前記デジタル音響信号は、近端信号である ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
  17. 【請求項１７】 前記デジタル音響信号は、遠端信号である ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
  18. 【請求項１８】 音響エコーキャンセラのエコーキャンセレーション演算器
    によって生成されるデジタル化音響誤差信号を処理する方法であって、 整数Ｍ個の周波数サブバンド誤差信号として形成される前記デジタル化音響誤
    差信号を受信し、 Ｍ個の追加周波数サブバンド誤差信号を生成するために、前記Ｍ個の周波数サ
    ブバンド誤差信号にＭ×Ｍ変調行列を適用し、 Ｍ個のアップサンプル化周波数サブバンド誤差信号を生成するために、前記Ｍ
    個の追加周波数サブバンド誤差信号のサンプリングレートを上げ、 前記Ｍ個のアップサンプル化周波数サブバンド誤差信号からエコーキャンセル
    化近端信号を生成するために、Ｍ個の合成フィルタを使用する ことを特徴とする方法。
  19. 【請求項１９】 音響エコーキャンセレーションを実行する方法であって、 複数の近端周波数サブバンド信号として形成されるデジタル化近端音響信号を
    受信し、 複数の遠端周波数サブバンド信号として形成されるデジタル化遠端音響信号を
    受信し、 前記近端周波数サブバンド信号及び前記遠端周波数サブバンド信号に応答して
    、複数の周波数サブバンド誤差信号として形成される誤差信号を生成し、 エコーキャンセル化近端信号を生成することが可能な合成フィルタバンクへ前
    記複数の周波数サブバンド誤差信号を提供する ことを特徴とする方法。
  20. 【請求項２０】 前記提供する工程は、前記近端及び遠端周波数サブバンド
    信号から前記周波数サブバンド誤差信号を生成するために、最小２乗平均技術を
    使用する ことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
  21. 【請求項２１】 音響エコーキャンセレーションを実行する方法であって、 遠端デジタル化音響信号を受信し、 近端デジタル化音響信号を受信し、 前記遠端信号をＭ個の周波数サブバンド遠端信号に分割し、 前記近端信号をＭ個の周波数サブバンド近端信号に分割し、 前記Ｍ個の周波数サブバンド遠端信号からＭより小さいＭ’個の追加周波数サ
    ブバンド遠端信号を生成し、 前記Ｍ個の周波数サブバンド近端信号からＭ’個の追加周波数サブバンド近端
    信号を生成し、 前記Ｍ’個の周波数サブバンド遠端信号及び前記Ｍ’個の周波数サブバンド近
    端信号に応答して、Ｍ’個の周波数サブバンド誤差信号を生成し、 前記Ｍ−Ｍ’個の周波数サブバンド誤差信号の複素共役を生成し、 前記Ｍ’個の周波数サブバンド誤差信号及び前記Ｍ−Ｍ’個の複素共役に応答
    してエコーキャンセル化近端信号を生成する ことを特徴とする方法。
  22. 【請求項２２】 前記１つ目の生成及び２つ目の生成工程それぞれは、少な
    くとも１つの複素共役行対を有するＭ×Ｍ変調行列を、関連するＭ個の周波数サ
    ブバンド信号へ適用する ことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
  23. 【請求項２３】 前記変調行列は、少なくとも１つの複素共役行対を有する
    ＤＦＴ行列である ことを特徴とする請求項２２に記載の方法。
  24. 【請求項２４】 前記３つ目の生成工程は、前記Ｍ’個の周波数サブバンド
    誤差信号を生成するために最小２乗平均を使用する ことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
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