JP2003244092A - マルチキャリア−ｃｄｍａ変調方式用送信装置およびマルチキャリア−ｃｄｍａ変調方式用受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 信頼性の高いマルチキャリア−ＣＤＭＡ通信
を提供することを目的とする。 【構成】 マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装
置において、誤り訂正符号化手段と送信信号変調回路と
の間に、誤り訂正符号化手段から出力されるデータを、
インタリーブサイズに等しいブロック長毎に順番を入れ
替えるインタリーブ手段を備え、第一の乗算手段とマル
チキャリア変調手段との間に、第一の乗算手段から出力
される連続した変調シンボルを、符号多重数に等しい数
だけ合成する送信シンボル合成手段と、送信シンボル合
成手段から出力される拡散率に等しい数の並列合成シン
ボルを、送信サブキャリア数に等しい数の並列合成サブ
キャリア信号に変換する第一の入出力信号幅変換手段
と、を備えるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信システムにおいてマルチキャリア−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌ
ｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｔｉｏｎ
ＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）変調方式信号の送受信
を行うマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置お
よび受信装置に関し、特に、周波数選択性フェージング
に起因して生じる近接する信号間での劣化を抑制する観
点から、送受信データ列の順序入れ替え（インタリー
ブ）を施すマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装
置および受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】［マルチキャリア変調方式とインタリー
ブ］マルチキャリア変調方式は複数のサブキャリアを用
いて情報伝送する方式である。サブキャリアごとの入力
データ信号はＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａ
ｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ（Ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）等に変調される。このようなマルチキャリア変
調方式の中で、各サブキャリアの周波数が直交関係にあ
る直交マルチキャリア変調方式は、直交周波数分割多重
（０ＦＤＭ：０ｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調
方式と呼ばれ、周波数利用効率が高く、マルチパス伝搬
が問題となる無線通信システムで広く適用されている。

【０００３】ところで、データの誤りには、誤りビット
がランダムに発生するランダム誤りのほか、誤りビット
が連続して発生するバースト誤りがある。このバースト
誤りに対する、誤り訂正後のデータ列のビット誤り率を
改善する手法として、データ列をある特定のブロックサ
イズに渡って順番を入れ替える操作（インタリーブ操
作）が知られている（参考文献：ＩＥＥＥ８０２．１１
ａ，“Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａ
ｙｅｒ（ＰＨＹ）ｉｎ ｔｈｅ ５ＧＨｚ ｂａｎ
ｄ”，１９９９．）。

【０００４】このインタリーブ操作は、周波数選択性フ
ェージングのため互いに隣接したサブキャリアが同時に
影響を受けやすく、バースト誤りが多＜発生しがちなマ
ルチパス干渉下でのマルチキャリア変調方式において、
特に有用である。

【０００５】図１０にインタリーブ操作を含んだマルチ
キャリア変調方式用送信装置のブロック図を示す。マル
チキャリア変調方式用送信装置は、入力データの誤り訂
正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂正符
号化手段から出力されるデータをインタリーブサイズに
等しいブロック長毎に順番を入れかえるインタリーブ手
段と、前記インタリーブ手段の出力データを用いて変調
を行い、変調シンボルを生成する送信信号変調手段と、
前記送信信号変調手段を用いて生成される連続した変調
シンボルをサブキャリア信号として並列に出力する第五
の直列並列変換手段と、

【０００６】前記第五の直列並列変換手段により出力さ
れるサブキャリア信号に対して一括マルチキャリア変調
を行いマルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリ
ア変調手段と、前記マルチキャリア変調手段によりマル
チキャリア変調信号を入力され、時系列方向の送信信号
を生成する第五の並列直列変換手段とから構成される。
ただし、ここではマルチキャリア変調手段として逆フー
リエ変換を用いている。

【０００７】図１１にデインタリーブ操作を含んだマル
チキャリア変調方式用受信装置のブロック図を示す。マ
ルチキャリア変調方式用受信装置は、前記マルチキャリ
ア変調方式用送信装置から送信される信号を受信しサブ
キャリア数に等しい数の並列出力に変換する第六の直列
並列変換手段と、前記第六の直列並列変換手段から出力
されるマルチキャリア変調信号に対して一括マルチキャ
リア復調を行いサブキャリア信号を出力するマルチキャ
リア復調手段と、前記マルチキャリア復調手段により並
列に出力されるサブキャリア信号を連続した受信シンボ
ル列に変換する第六の並列直列変換手段と、

【０００８】前記第六の並列直列変換手段により出力さ
れた受信シンボルを復調する受信信号復調手段と、図１
０に記載のインタリーブ手段の逆操作を行うデインタリ
ーブ手段と、前記デインタリーブ手段から出力されたデ
ータ列の誤り訂正符号を復号化する誤り訂正復号化手段
とから構成される。ただし、ここではマルチキャリア復
調手段としてフーリエ変換を用いている。

【０００９】マルチキャリア変調方式における通常のイ
ンタリーブ操作は、図１２において、 （インタリーブブロックサイズ）＝ Ｎ_subcarrier × Ｎ_bits/symbol （インタリーブセグメント長） ＝ Ｎ_subcarrier／Ａ （インタリーブ深さ） ＝ Ｎ_bits/symbol × Ａ とした場合に相当する。ただしＡの値は、一般にはサブ
キャリア数の適当な約数である。

【００１０】ここで無線ＬＡＮの国際規格として広く認
知されているＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいては（参考
文献：ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，“Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅ
ｄＰｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ）ｉｎ ｔｈ
ｅ ５ＧＨｚ ｂａｎｄ”，１９９９．）、Ａの値は３
であり、かつ例えばサブキャリアの変調方式がＱＰＳＫ
（１変調シンボルあたりデータビット数 Ｎ
_bits/symbol＝２）であるときには、 （インタリーブブロツクサイズ）＝ Ｎ_subcarrier × Ｎ_bits/symbol ＝４８×２＝９６ （インタリーブセグメント長） ＝ Ｎ_subcarrier／Ａ ＝４８／３＝１６ （インタリープ深さ） ＝ Ｎ_bits/symbol × Ｎ_code ＝２×３＝６ が規定されており、インタリーブ回路１２の前後におい
ては、 （入力ビットデータ列Ｓ２）＝｛ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ
４，．．．，ｂ１７，ｂ１８，ｂ１９，ｂ２
０，．．．．，ｂ３３，ｂ３４，ｂ３５，ｂ３
６，．．．，ｂ９６｝ （出力ビットデータ列Ｓ３）＝｛ｂ１，ｂ１７，ｂ３
３，．．．，ｂ２，ｂ１８，ｂ３４，．．．．，ｂ３，
ｂ１９，ｂ３５，．．．，ｂ４，ｂ２０，ｂ３
６，．．．，ｂ９６｝ を得る。また、同様にデインタリーブ回路３２の前後に
おいては、 （入力ビットデータ列Ｓ２１）＝｛ｂ１，ｂ１７，ｂ３
３，．．．，ｂ２，ｂ１８，ｂ３４，．．．．，ｂ３，
ｂ１９，ｂ３５，．．．，ｂ４，ｂ２０，ｂ３
６，．．．，ｂ９６｝ （出力ビットデータ列Ｓ２２）＝｛ｂ１，ｂ２，ｂ３，
ｂ４，．．．，ｂ１７，ｂ１８，ｂ１９，ｂ２
０，．．．．，ｂ３３，ｂ３４，ｂ３５，ｂ３
６，．．．，ｂ９６｝ を得る。

【００１１】このように伝送しようとするデータ列中の
連続するビット列は、インタリーブ操作により実際の周
波数軸上ではインタリーブセグメント長間隔で並ぶシン
ボルの中に含まれることになる。逆に、実際の伝搬環境
下で周波数軸上に連続して配置されたサブキャリアに含
まれるデータビットは、デインタリーブ及び復調後のデ
ータ列上ではインタリーブ深さ間隔で並ぶことになる。

【００１２】すなわち、マルチパス干渉に起因する周波
数選択性フェージングにより発生する周波数軸上のバー
スト誤りは、デインタリーブ操作によってインタリーブ
ブロックサイズ内で拡散されることとなり、バースト誤
りに対して耐性の低い誤り訂正符号化方式を用いた場合
でも、良好な誤り訂正特性を得ることができる。

【００１３】以上説明したように、マルチキャリア変調
方式においてインタリーブを行った場合は、サブキャリ
ア信号帯域全体にわたってビットインタリーブ効果があ
る。したがって、サブキャリア数を増やして信号帯域を
広帯域化した場合には、その効果はより顕著となる。

【００１４】［マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式］上
記したように、マルチキャリア変調方式はマルチパス干
渉の影響を受けにくく広帯域伝送に適した変調方式であ
るが、限られた割り当て周波数のもとで、異なる使用周
波数（チャネル）の繰り返しにより近接する複数セル間
での棲み分けを実現する場合には、１チャネルあたりの
周波数占有帯域幅が小さくならざるを得ない。

【００１５】広帯域伝送を保証するために占有帯域を広
く確保しながら複数セル間の面的な展開をはかる場合に
は、近隣のセルで同一の周波数を繰り返し使用せざるを
得なくなり、同一チャネル干渉が避けられなくなる。こ
の場合、マルチキャリア変調方式の特性は大きく劣化す
る。

【００１６】このため、利用周波数を同一の周波数帯域
で共有しながら、符号分離により各利用者あるいは各セ
ル間の分離を実現する変調方式としてマルチキャリア−
ＣＤＭＡ変調方式がある。これは複数のサブキャリアを
用いて情報伝送するという点でマルチキャリア変調の一
つの方式である。

【００１７】上記マルチキャリア変調方式では一つのサ
ブキャリアで一つの変調シンボル列の情報が伝送される
のに対し、このマルチキャリア−ＣＤＭＡ方式では複数
のサブキャリアで一つあるいは複数の変調シンボル列の
情報が共有され、各サブキャリアがこの一つあるいは複
数の変調シンボルから合成されて生成される。以後、前
者をマルチキャリア変調方式、後者をマルチキャリア−
ＣＤＭＡ変調方式と呼んで区別する。

【００１８】マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式は、マ
ルチキャリア変調信号を生成するマルチキャリア変調手
段（一般には逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ））の入力前
に、拡散符号による符号分割の手法を取り入れた変調方
式である。マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式では、入
力データ列にしたがって変調された変調シンボル列を、
周波数軸方向へＮ_SF個のサブキャリアにわたり複製す
る。このＮ_SF個に複製されたサブキャリア信号に対し、
周波数軸方向へ拡散符号を乗算する。この拡散されたサ
ブキャリア信号に対して、マルチキャリア変調を施すこ
とによりマルチキャリア変調信号を生成する。ここで、
このＮ_SFの値を拡散率（ＳｐｒｅａｄｉｎｇＦａｃｔｏ
ｒ）と呼ぶ。

【００１９】この時、Ｎ_SF個のサブキャリアで一つの変
調シンボル列の情報を共有しているため、拡散を行わな
いマルチキャリア変調方式に比べて伝送速度は１／Ｎ_SF
に低下している。しかし、互いに直交する拡散符号によ
り生成されたマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号同士
は、干渉なく共存することができる。あるいは、あらか
じめ直交する拡散符号系列によって符号多重化を行った
上でマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を生成すること
も可能である。

【００２０】このように、符号分離により全体の伝送容
量を劣化させることなく通信が河能であるため、直交拡
散符号を他利用者あるいは他セルに割り振ることによる
棲み分け、あるいは自局内での符号多重による伝送速度
の向上などが、同時に実現可能となる。

【００２１】また、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式
では、先に述べたようにサブキャリア単位での周波数方
向へ拡散を行っているため、この拡散操作そのものがマ
ルチパス干渉下での周波数選択性フェージングに対して
有効な耐性を有する。これはマルチキャリア−ＣＤＭＡ
変調方式が元々その性質上有する特徴であり、周波数ダ
イバーシチ効果と呼ぶ。

【００２２】図１３に代表的なマルチキャリア−ＣＤＭ
Ａ変調方式用送信装置のブロック図を示す（参考文献：
新他，“ブロードバンドパケット無線アクセスの検
討”、電子情報通信学会信学技報，ＲＣＳ２０００−１
３６，２０００−１０）。

【００２３】マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信
装置は、入力データの誤り訂正符号化を行う誤り訂正符
号化手段と、前記誤り訂正符号化手段から出力されるデ
ータを用いて変調を行い変調シンボルを生成する送信信
号変調手段と、前記信号変調手段を用いて生成される連
続した変調シンボルを、送信サブキャリァ数を拡散率で
除算した数だけ並列に出力する第七の直列並列変換手段
と、前記第七の直列並列変換手段から出力された変調シ
ンボルを拡散率に等しい数だけ複製する変調シンボル複
製手段と、拡散率に等しい長さの拡散符号系列を生成す
る第一の拡散符号生成手段と、

【００２４】前記変調シンボル複製手段を用いて複製さ
れる変調シンボルと、前記第一の拡散符号生成手段にて
生成された拡散符号とを、周波数方向に乗算し拡散する
第一の乗算手段と、前記第一の乗算手段から出力された
変調シンボルに一括マルチキャリア変調を行い、マルチ
キャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調手段
と、前記マルチキャリア変調手段によりマルチキャリア
変調信号が入力され、時系列方向の送信信号を生成する
第一の並列直列変換手段とから構成される。

【００２５】図１４に代表的なマルチキャリア−ＣＤＭ
Ａ変調方式用受信装置のブロック図を示す（参考文献：
新他，“ブロードバンドパケット無線アクセスの検
討”，電子通信情報学会信学技報，ＲＣＳ２０００−１
３６，２０００−１０）。

【００２６】マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信
装置は、図１３に示したマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調
方式用送信装置により生成される信号を受信し、サブキ
ャリア数に等しい数の並列出力に変換する第三の直列並
列変換手段と、前記第三の直列並列変換手段から出力さ
れるマルチキャリア変調信号に対して一括マルチキャリ
ア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャ
リア復調手段と、請求項１に記載の第一の拡散符号生成
手段と等しい拡散符号系列を生成する第二の拡散符号生
成手段と、

【００２７】前記マルチキャリア復調手段から出力され
た受信シンボルと前記第二の拡散符号生成手段により生
成された拡散符号とを周波数方向に乗算し逆拡散する第
二の乗算手段と、前記第二の乗算手段により出力された
受信シンボルを、周波数方向に拡散率の間隔毎に拡散率
に等しい数だけ合成して合成受信シンボルを出力する受
信シンボル合成手段と、

【００２８】前記受信シンボル合成手段から並列に出力
される受信シンボル列を連続した受信シンボル列に変換
する第七の並列直列変換手段と、前記第七の並列直列変
換手段により出力された受信シンボルを復調する受信信
号復調手段と、前記受信信号復調手段から出力されたデ
ータ列に、請求項１に記載された誤り訂正符号を復号化
するような復号化法を施す誤り訂正復号化手段とから構
成される。

【００２９】ここで、前記マルチキャリア変調方式用送
信装置及び受信装置と比較して、インタリーブ手段及び
デインタリーブ手段が廃されている。これは、マルチキ
ャリア−ＣＤＭＡ変調方式においては、拡散後拡散率に
等しい数のサブキャリアにわたって信号を共有している
ために、変調時には連続していた変調シンボルが、拡散
後周波数軸上ではマルチキャリア変調方式の時の場合に
比べて拡散率倍の間隔で配置されている。

【００３０】そのために、マルチキャリア変調信号にお
けるシンボルの符号多重を考えない場合、とりわけサブ
キャリア数を拡散率で除算した時の数が小さい場合に
は、インタリーブブロックサイズそのものの大きさが小
さくなり、拡散率の数のサブキャリアブロック毎のイン
タリーブを行うことの効果は小さくなってしまうからで
ある。

【００３１】一つの無線送受信装置と複数の無線送受信
装置とがハブ状に接続関係を確立しているような状況に
おいて、前者装置を基地局または親機、後者装置を通信
局または子機と定義する。基地局と一つの通信局との接
続関係のみに注目した場合に、図１３及び図１４に示す
マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置及び受信
装置は、相互間通信における符号多重化を考慮していな
いため、伝送速度はマルチキャリア変調方式を用いた場
合の１／Ｎ_SFとなる。そこで、図１３及び図１４の従来
装置を拡張し、一括マルチキャリア変調前及び一括マル
チキャリア復調後に符号多重を行うことによって伝送速
度を向上させたものが、図１５の送信装置及び図１６の
受信装置である。

【００３２】図１５に拡張された従来のマルチキャリア
−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置のブロック図を示す。図
１３に示すマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装
置との差異は、点線で示す拡張部分である。図１５に示
した前記第三の乗算手段及び前記マルチキャリア変調手
段との間に、符号多重化数に等しい連続した変調シンボ
ルを各サブキャリア毎に直列並列変換する第八の直列並
列変換手段と、前記第八の直列並列変換手段により出カ
された拡散率に等しい数の送信変調シンボル信号を合成
するシンボル合成手段とが挿入されている。

【００３３】図１６に拡張された従来のマルチキャリア
−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置のブロック図を示す。図
１４に示すマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装
置との差異は、点線で示す拡張部分である。図１６に示
した前記マルチキャリア復調手段及び第四の乗算手段と
の間に、入力受信シンボル信号に対し符号多重数に等し
い数だけのシンボルを複製するシンボル複製手段と、複
製された符号多重数に等しい数の受信シンボルを並列直
列変換する第八の並列直列変換手段とが挿入されてい
る。

【００３４】この図１５のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変
調方式用送信装置及び図１６のマルチキャリア−ＣＤＭ
Ａ変調方式用受信装置との構成によって、伝送データの
符号多重化が可能となり、入力データ列の長さが等しい
場合には伝搬空間中でのパケット長が短く出来るため、
結果として符号多重数Ｎ_code倍の伝送速度の向上が可能
である。

【００３５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来のマ
ルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式には次のような問題が
あった。すなわち、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式
における周波数ダイバーシチ効果は、拡散率に等しい数
のサブキャリア間でのみ生じる効果であるため、サブキ
ャリア数を増やして信号帯域を広帯域化しても、拡散率
を変化させない限り、周波数ダイバーシチ効果そのもの
は変化しないという問題である。

【００３６】そこで、本発明は、かかる事情に鑑み、特
に拡散率Ｎ_SFよりもマルチキャリア変調信号サブキャリ
ア数Ｎ_subcarrierが大きくなる場合に、あるいは１変調
シンボルあたり変調多値数Ｎ＿ｂｉｔｓ／ｓｙｍｂｏ１
が大きくなる場合に、マルチキャリア変調方式における
ビットインタリーブの仕組みを応用することによって、
より信頼性の高いマルチキャリア−ＣＤＭＡ通信を提供
することを目的とする。

【００３７】また、従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変
調用送信装置（受信装置）では、直並列変換後の変調シ
ンボル複製から拡散（フーリエ変換後の逆拡散から変調
シンボル合成）に至るまでの部分の処理が（Ｎ
_subcarrier）／（Ｎ_SF）個並列に付加され、回路構成が
複雑かつ大規模になっているという問題があった（ここ
で、Ｎ _subcarrierは全信号帯域のサブキャリア数であ
る）。この場合、回路規模を小さくして等価な操作を直
列的に処理する構成も不可能ではないが、この構成で
は、装置内での処理が複雑になるために処理遅延が大き
くなってしまう。

【００３８】そこで、本発明は、かかる事情に鑑み、変
調前（復調後）のインタリーブ回路（デインタリーブ回
路）でのビットインタリーブ操作を工夫することにより
処理の並列度を下げて回路規模を小さくできるととも
に、従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装
置及び受信装置ににはない良好なビットインタリーブ効
果を発揮することによって、より信頼性の高いマルチキ
ャリア−ＣＤＭＡ通信を提供することをも目的とする。

【００３９】さらに従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ送
信装置及び受信装置ではインタリーブ回路が存在しない
ために、インタリーブパラメータを適応的に変化させて
特性を向上させる仕組みが存在しないという問題もあっ
た。

【００４０】そこで、本発明は、かかる事情に鑑み、誤
り訂正符号化手段（誤り訂正復号化手段）及び送信信号
変調手段（受信信号復調手段）との間にインタリーブ回
路を備えてそのインタリーブパラメータを柔軟かつ適応
的に変化させることで、より信頼性の高いマルチキャリ
ア−ＣＤＭＡ通信を提供することを目的とする。

【００４１】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記課
題は、前記特許請求の範囲に記載の手段により、解決さ
れる。すなわち、請求項１に記載の発明は、入力データ
の誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、前記誤
り訂正符号化手段から出力されるデータを用いて変調を
行い変調シンボルを生成する送信信号変調手段と、前記
送信信号変調手段から出力される連続した変調シンボル
を拡散率に等しい数だけ複製する変調シンボル複製手段
と、拡散率に等しい長さの拡散符号系列を生成する第一
の拡散符号生成手段と、

【００４２】前記変調シンボル複製手段を用いて複製さ
れる変調シンボルおよび前記第一の拡散符号生成手段に
て生成された拡散符号を周波数方向に乗算し拡散する第
一の乗算手段と、前記第一の乗算手段から出力された変
調シンボルに一括マルチキャリア変調を行い、マルチキ
ャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調手段と、
前記マルチキャリア変調手段の出力信号であるマルチキ
ャリア変調信号を入力され、時系列方向の送信信号を生
成する第一の並列直列変換手段と、を備えるマルチキャ
リア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置において、

【００４３】前記誤り訂正符号化手段と前記送信信号変
調回路との間に、前記誤り訂正符号化手段から出力され
るデータを、インタリーブサイズに等しいブロック長毎
に順番を入れ替えるインタリーブ手段を備え、前記第一
の乗算手段と前記マルチキャリア変調手段との間に、前
記第一の乗算手段から出力される連続した変調シンボル
を、符号多重数に等しい数だけ合成する送信シンボル合
成手段と、前記送信シンボル合成手段から出力される拡
散率に等しい数の並列合成シンボルを、送信サブキャリ
ア数に等しい数の並列合成サブキャリア信号に変換する
第一の入出力信号幅変換手段と、を備えることを特徴と
する、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置で
ある。

【００４４】請求項１に記載の発明は、周波数すなわち
サブキャリア方向に送信シンボルを複製する手段及び周
波数方向に拡散符号を乗算し拡散する手段を備えている
ため、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を生成するこ
とが可能である。

【００４５】請求項１に記載の発明は、互いに直交する
拡散符号系列を用いて個々の送信変調シンボルを符号多
重する手段をマルチキャリア変調手段の前に備えている
ため、同一パケット内で多重化されたマルチキャリア−
ＣＤＭＡ変調信号を一括生成することが可能である。

【００４６】したがって、請求項１に記載の発明によれ
ば、送信シンボル合成手段を備えているため、符号多重
数を動的に変化させることができ、また、変調シンボル
複製手段から送信シンボル合成手段に至るまでの部分の
並列構成が廃されているため、拡散率を柔軟かつ容易に
変化させることができる。

【００４７】よって、請求項１に記載の発明によれば、
通信時の伝搬環境や、他ユーザ及び他セルからの符号分
離を考慮して、拡散率や符号多重数を動的に変化させる
ことができる。

【００４８】請求項２に記載の発明は、前記送信シンボ
ル合成手段は、符号多重化数に等しい連続した変調シン
ボルを各サブキャリア毎に直列並列変換する第一の直列
並列変換手段と、前記第一の直列並列変換手段により直
列並列変換された変調シンボルを合成するシンボル合成
手段と、を有することを特徴とする、請求項１に記載の
マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置である。

【００４９】ここで、送信シンボル合成手段に入力され
るシンボル列は、あらかじめ、請求項１に記載のマルチ
キャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置におけるインタ
リーブ手段によって順番を入れ替えられたデータに基づ
き変調されたシンボル列である。

【００５０】一般に、このシンボル列中にある連続する
符号多重数Ｎ_code個のシンボルを合成した合成シンボル
がマルチパス干渉による周波数選択性フェージングによ
って信号劣化を受けるため、連続した送信変調シンボル
信号が劣化を受ける。しかし請求項２に記載の発明によ
れば、デインタリーブ後の復調データ中の誤りは、あら
かじめ行われたビットインタリーブの効果により、連続
しないようになっている。

【００５１】請求項３に記載の発明は、前記第一の入出
力信号幅変換手段は、拡散率に等しい数の並列合成シン
ボルを並列直列変換する第二の並列直列変換手段と、前
記第二の並列直列変換手段により並列直列変換されたシ
ンボルを全送信サブキャリア数に等しい数に直列並列変
換する第二の直列並列変換手段と、を有することを特徴
とする、請求項１記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調
方式用送信装置である。

【００５２】請求項３に記載の発明において、第一の入
出力信号幅変換手段は、拡散率Ｎ_SF個の並列入力と全信
号サブキャリア数Ｎ_subcarrier個の並列出力を備え、拡
散率Ｎ_SF個分のサブキャリアの信号帯域幅を有する信号
を、全信号サブキャリア数Ｎ _subcarrier個分のサブキャ
リアの信号帯域幅を有する信号に変換できる。ただし、
一般的には拡散率Ｎ_SFの値は全信号サブキャリア数Ｎ
_subcarrierの約数になるよう設定される。

【００５３】図１７は、上記請求項１〜請求項３までの
いずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方
式用送信装置の動作を示すブロック図である。この図か
ら、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置
は、図１１に示す従来のマルチキャリア変調方式用送信
装置を拡張したものであることがわかる。

【００５４】すなわち、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変
調方式用送信装置は、従来のマルチキャリア変調方式送
信装置構成の前半部分、後半部分を用いて構成すること
ができるため、マルチキャリア変調方式に関する既存技
術の転用、応用等が容易であるという利点を有する。

【００５５】また、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方
式用送信装置は、図１３（あるいは図１５）に示す従来
のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置と比較
して、従来のマルチキャリア変調方式信号を送信するこ
とが実装上容易かつ自然である。

【００５６】また、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方
式用送信装置は、従来装置と比較して並列度が小さい。
したがって、本マルチキャリア変調方式用送信装置によ
れば、回路規模を小さくできるため、装置の低廉化及び
低消費電力化を図ることができる。

【００５７】請求項４に記載の発明は、請求項１に記載
のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置から送
信される信号を受信し、サブキャリア数に等しい数の並
列出力に変換する第三の直列並列変換手段と、前記第三
の直列並列変換手段から出力されるマルチキャリア変調
信号に対して一括マルチキャリア復調を行い、サブキャ
リア信号を出力するマルチキャリア復調手段と、請求項
１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装
置における第一の拡散符号生成手段が生成した拡散符号
系列と等しい拡散符号系列を生成する第二の拡散符号生
成手段と、

【００５８】前記マルチキャリア復調手段から出力され
た受信シンボルと前記第二の拡散符号生成手段により生
成された拡散符号とを周波数方向に乗算し逆拡散する第
二の乗算手段と、前記第二の乗算手段により出力された
受信シンボルを、周波数方向に拡散率の間隔毎に拡散率
に等しい数だけ合成して合成受信シンボルを出力する受
信シンボル合成手段と、前記受信シンボル合成手段から
並列に出力される受信シンボル列を復調する受信信号復
調手段と、前記受信信号復調手段から出力されたデータ
列の誤り訂正符号を復号化する誤り訂正復号化手段と、
を備えるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置
において、

【００５９】前記マルチキャリア復調手段と前記第二の
乗算手段との間に、前記マルチキャリア復調手段から出
力されるサブキャリア数に等しい数の並列サブキャリア
信号を、拡散率に等しい数の並列受信シンボルに変換す
る第二の入出力信号幅変換手段と、前記第二の入出力信
号幅変換手段から出力される受信シンボルを、符号多重
数に等しい数だけ複製する受信シンボル複製手段と、を
備え、

【００６０】前記受信信号復調手段と前記誤り訂正復号
化手段との間に、請求項１に記載のマルチキャリア−Ｃ
ＤＭＡ変調方式用送信装置が備えるインタリーブ手段が
行う変換の逆変換を行うデインタリーブ手段を備えたこ
とを特徴とする、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用
受信装置である。

【００６１】請求項４に記載の発明は、周波数方向すな
わちサブキャリア方向に送信時と同じ拡散符号を乗算し
逆拡散する手段、及び逆拡散後の受信シンボルを合成す
る手段を備えるため、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信
号を復調することが可能である。

【００６２】請求項４に記載の発明は、受信変調シンボ
ルを送信時に符号多重された数だけ複製し、送信された
時の拡散符号の組み合せから得られる受信シンボルの全
てを合成する手段をマルチキャリア復調手段の後に備え
ている。したがって、同一パケット内で多重化されたマ
ルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を一括復調することが
可能である。

【００６３】したがって、請求項４に記載の発明によれ
ば、受信シンボル複製手段を備えているため、符号多重
数を動的に変化させることができ、また、受信シンボル
複製手段から受信シンボル合成手段に至るまでの部分の
並列構成が廃されているため、送信信号の拡散率にあわ
せて、拡散率を柔軟かつ容易に変化させることができ
る。

【００６４】よって、請求項４に記載の発明によれば、
通信時の伝搬環境や、他ユーザ及び他セルからの符号分
離を考慮して拡散率や符号多重数を動的に変化させた場
合に、柔軟に信号を受信することが可能である。

【００６５】請求項５に記載の発明は、前記受信シンボ
ル複製手段は、入力された一つのサブキャリア信号を符
号多重化数に等しい数だけ複製するシンボル複製手段
と、前記シンボル複製手段により複製されたサブキャリ
ア信号を並列直列変換する第三の並列直列変換手段と、
を有することを特徴とする、請求項４に記載のマルチキ
ャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置である。

【００６６】マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式では、
拡散率Ｎ_SF個のサブキャリアにわたってシンボル情報が
共有される。さらに本発明の構成では、符号多重数Ｎ
_code個の変調シンボルが合成されている。すなわち、請
求項５に記載のマルチキャリア変調方式用受信装置にお
ける受信シンボル複製手段に入力されるシンボル列に
は、一つの受信シンボルあたり符号多重数Ｎ_code個の変
調シンボル情報が重ね合わされている。

【００６７】この受信シンボルに、送信時の多重符号を
周波数軸方向に乗算して逐次取り出し、拡散率Ｎ_SF個の
サブキャリアにわたって合成してそれぞれの復調のため
のシンボルを得ることができる。このように、符号に対
応する情報を逐次取り出して乗算するための受信シンボ
ル複製手段が、請求項５に示す発明の構成によって提供
される。

【００６８】請求項６に記載の発明は、前記第二の入出
力信号幅変換手段は、全受信サブキャリア数に等しい並
列サブキャリア信号を並列直列変換する第四の並列直列
変換手段と、前記第四の並列直列変換手段により並列直
列変換されたサブキャリア信号を、拡散率の数に等しい
数の並列受信シンボルを直列並列変換する第四の直列並
列変換手段と、を有することを特徴とする、請求項４に
記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置で
ある。

【００６９】請求項６に記載の発明における、第二の入
出力信号幅変換手段は、全信号サブキャリア数Ｎ−ｓｕ
ｂｃａｒｒｉｅｒ個の並列入力と拡散率Ｎ_SF個の並列出
力を備えるため、全信号サブキャリア数Ｎ_subcarrier個
分のサブキャリアの信号帯域幅を有する信号を、拡散率
Ｎ_SF個分のサブキャリアの信号帯域幅を有する信号に変
換できる。

【００７０】図１８は、請求項４〜請求項６までのいず
れか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用
受信装置の動作を示すブロック図である。この図から、
本発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信
装置は、図１１に示す従来のマルチキャリア変調方式用
受信装置を拡張したものだということがわかる。

【００７１】すなわち、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変
調方式用受信装置は、マルチキャリア変調方式受信装置
構成の前半部分および後半部分を用いて構成することが
できるため、マルチキャリア変調方式に関する既存技術
の転用、応用等が容易であるという利点を有する。

【００７２】また、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方
式用受信装置は、図１４（あるいは図１６）に示す従来
のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置と比較
して、従来のマルチキャリア変調方式信号受信すること
が実装上容易かつ自然である。

【００７３】また、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方
式用受信装置は、従来装置と比べて並列度が小さい。し
たがって、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信
装置によれば、回路規模を小さくすることができるた
め、装置の低廉化及び低消費電力化をはかることができ
る。

【００７４】請求項７に記載の発明は、前記インタリー
ブ手段におけるインタリーブパラメータは、別途入力さ
れる制御信号に従って適応的に変化することを特徴とす
る、請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のマルチ
キャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置である。

【００７５】請求項８に記載の発明は、前記デインタリ
ーブ手段におけるインタリーブパラメータは、別途入力
される制御信号に従って適応的に変化することを特徴と
する、請求項４〜請求項６のいずれか１項に記載のマル
チキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置である。

【００７６】請求項７に記載の発明によれば、伝搬路上
のマルチパス干渉による周波数選択性フェージングに対
し有効なインタリーブを実施することができる。請求項
８に記載の発明によれば、伝搬路上のマルチパス干渉に
よる周波数選択性フェージングに対し有効なデインタリ
ーブ手段を実現することができる。

【００７７】従来のマルチキャリア変調方式では、同一
パケット内でのフェージング状態の時間的変化が小さい
ことから、インタリーブブロックサイズは、１シンボル
区間に含まれるデータ長から決定される。

【００７８】これと同様に、マルチキャリア−ＣＤＭＡ
変調方式においても１シンボル区間に含まれるデータ長
によりインタリーブサイズを決めることが望ましいが、
この場合インタリーブサイズは拡散率Ｎ_SF及び符号多重
数Ｎ_codeのパラメータを含む。

【００７９】よって、インタリーブブロックサイズ、イ
ンタリーブセグメント長、及びインタリーブ深さのパラ
メータは、拡散率Ｎ_SF及び符号多重数Ｎ_codeの数にあわ
せて動的かつ適応的に変化させることが有効である。

【００８０】すなわち、マルチキャリア変調方式におけ
るインタリーブパラメータが、 （インタリーブブロックサイズ）＝Ｎ_subcarrier × Ｎ_bits/symbol （インタリーブセグメント長） ＝Ｎ_subcarrier／Ａ （インタリーブ深さ） ＝Ｎ_bits/symbol × Ａ であるのに対し、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式におけるインタリーブパラ メータを、 （インタリーブブロツクサイズ）＝Ｎ_subcarrier×Ｎ_bits/symbol×Ｎ_code×Ｎ_{S F} （インタリーブセグメント長） ＝Ｎ_subcarrier／Ｎ_SF （インタリーブ深さ） ＝Ｎ_bits/symbol×Ｎ_codeとする。ただし、 Ｎ_subcarrier ：全マルチキャリア信号サブキャリア数 Ｎ_bits/symbol：１変調シンボルあたり情報ビット数 Ｎ_code ：符号多重数 Ｎ_SF ：拡散率 Ａ ：Ｎ_subcarrierの適当な約数（適正値はフェージ ングの状態により決まる） であり、これらの情報がインタリーブ手段及びデインタ
リーブ手段への制御入力となる。

【００８１】ただし、本発明の構成において前記マルチ
キャリア−ＣＤＭＡ変調方式インタリーブパラメータ定
義に従った時、全信号サブキャリア数に比べて拡散率が
小さい場合には、逆にビットインタリーブの効果が小さ
くなってしまう。例えば最も極端な場合、Ｎ_SF＝１かつ
Ｎ_code＝１のときのマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式
信号は、マルチキャリア変調方式信号に等しくなるが、
前記マルチキャリア変調方式インタリーブパラメータ定
義に従うと、これはＡ＝１の時に相当する。

【００８２】しかしこれは一般にはフェージングの状態
により決まる適正値とは考えにくいため、例えば、 （インタリーブブロックサイズ）＝Ｎ_subcarrier×Ｎ_bits/symbol×Ｎ_code／Ｎ_{S F} とし、Ｎ_SF≧Ａの時には、 （インタリーブセグメント長） ＝Ｎ_subcarrier／Ｎ_SF （インタリーブ深さ） ＝Ｎ_bits/symbol×Ｎ_code Ｎ_SF＜Ａの時には、 （インタリーブセグメント長） ＝Ｎ_subcarrier／Ａ （インタリーブ深さ） ＝Ｎ_bits/symbol×Ａ×Ｎ_code／Ｎ_SF のように定義すると更に有効であると考えられる。

【００８３】これに対して、図１５に示されている拡張
された従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式送信装
置によってマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を生成し
た場合には、インタリーブ過程を経ずに連続したデータ
列をもとに変調シンボルが生成される。サブキャリア数
Ｎ_subcarrierが拡散率Ｎ_SFよりも大きい場合には、第三
の直列並列変換回路によって連続するシンボルは周波数
方向に直列並列変換されるため、傾向として本発明の構
成とほぼ同様のフェージングの影響を受ける。

【００８４】しかし１シンボルあたりのデータビット数
Ｎ_bits/symbolが２よりも大きい多値変調を行った場
合には、図１５に示す方式の場合シンボルを構成するデ
ータビットそのものは連続しているために、本発明によ
る構成に比べると通信品質は劣化し、この劣化の程度は
多値化数が大きくなるほど顕著になる。また、全信号サ
ブキャリア数に比べて拡散率が小さい場合には、先述の
ように通信品質が劣化する。

【００８５】しかも、従来の従来のマルチキャリア−Ｃ
ＤＭＡ変調方式送信装置はインタリーブ回路を持たない
ために、先に例で示したように、拡散率Ｎ_SF、符号多重
数Ｎ _code、フェージングの状態により決まる定数Ａ等の
値に基づいて柔軟かつ適応的にインタリーブパラメータ
変化させるのと同等の特性改善効果を得るのは困難であ
る。

【００８６】

【発明の実施の形態】［請求項１に記載の発明の実施の
形態］請求項１に記載の発明によるマルチキャリア−Ｃ
ＤＭＡ変調方式用送信装置の実施の形態を図１に示す。
図１０、図１３、図１５、及び図１７の対応する部分と
は同じ参照番号を付してある。

【００８７】送信データＳｌは誤り訂正符号化器１１に
入力され、誤り訂正用の冗長性を付せられ符号化後の送
信データＳ２として出力される。符号化後送信データＳ
２はインタリーブ回路１２に入力され、インタリーブサ
イズ、インタリーブセグメント長、インタリーブ深さ等
のパラメータに従い、データの順番を入れ替えられる。

【００８８】インタリーブ後送信データＳ３は送信信号
変調器１３に入力され、１変調シンボルあたりデータビ
ット（例えばＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａ
ｓｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）であれば２ビット、１
６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）であれば４ビット）毎に変調
器の変調方式に従ってシンボルが生成され、変調シンボ
ル列Ｓ４が出力される。

【００８９】送信シンボル列Ｓ４は、変調シンボル複製
回路１４に入力され、拡散率Ｎ_SFに等しい数の変調シン
ボル列に複製され、シンボル列Ｓ５として並列に出力さ
れる。すなわち、シンボル列Ｓ４及び拡散率Ｎ_SFにわた
って並列に出力される各々のシンボル列Ｓ５は等しいシ
ンボル列となる。拡散符号生成回路１５では、拡散率Ｎ
_SFに等しい数の並列信号出力Ｓ６が得られ、これが周波
数軸上での拡散符号となる。

【００９０】このように、送信信号複製回路１４と拡散
符号生成回路１５とは、いずれも拡散率Ｎ_SFに等しい並
列出力を有し、対応する出力要素同士が乗算回路１６に
て乗算され、シンボル（列）Ｓ７が出力される。すなわ
ち、あるタイミングでのシンボル出力Ｓ５，１＝｛（ｍ
５＿１，１），（ｍ５＿２，１），（ｍ５＿３，
１），．．．，（ｍ５＿Ｎ_SF，１）｝および拡散符号出
力Ｓ６，１｛（ｍ６＿１，１），（ｍ６＿２，１），
（ｍ６＿３，１），．．．，（ｍ６＿Ｎ_SF，１）｝との
間で、それぞれの対応する要素同士の乗算により、シン
ボル出力Ｓ７，１＝｛（ｍ５＿１，１）＊（ｍ６＿１，
１），（ｍ５＿２，１）＊（ｍ６＿２，１），（ｍ５＿
３，１）＊（ｍ６＿３，１），．．．，（ｍ５＿Ｎ_SF，
１）＊（ｍ６＿Ｎ _SF，１）｝を得ることになる。

【００９１】シンボル列Ｓ７は、送信シンボル合成回路
１７に入力され、符号多重数Ｎ_code個毎に合成されて合
成シンボル列Ｓ８として出力される。合成シンボル列Ｓ
８は拡散率Ｎ_SF個の並列入力として入力信号幅変換回路
１８に入力され、信号線数が変換されてマルチキャリア
−ＣＤＭＡ変調信号の全サブキャリア数Ｎ_subcarrier個
の並列出力を有する合成サブキャリア信号列Ｓ９に変換
される。

【００９２】周波数領域の合成サブキャリア信号Ｓ９
は、逆フーリエ変換回路１９に入力され、マルチキャリ
アー括変調が行われて時間領域の送信信号Ｓ１０が出力
される。この時間領域の送信信号Ｓ１０が、並列直列変
換回路２０にて並列直列変換され、時系列に従った送信
信号Ｓ１１が出力される。一般に、マルチキャリア変調
の際にはガードインターパルが付加されるが、図中も含
めてここではその手続きを省略してある。 ［請求項２に記載の発明の実施の形態］図１に示す請求
項１に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調
方式用送信装置の実施の形態における、請求項２の発明
に係るサブキャリア信号合成手段の実施の形態を図２に
示す。図１の対応する部分とは同じ参照番号を付してあ
る。

【００９３】シンボル列Ｓ７は、送信シンボル合成回路
１７に入力され、Ｎ_code個毎に合成されて合成シンボル
列Ｓ８として出力される。ここでの送信シンボル合成回
路１７の働きは、入力シンボル列Ｓ７中の連続するしｃ
ｏｄｅ個のシンボルに直列並列変換過程２１を施し、得
られたシンボルＳ１２をシンボル含成過程２２により複
素平面上で合成（和算）することにより合成シンボルＳ
８を得ることに相当する。このときの合成シンボル列Ｓ
８の長さは、入力シンボル列Ｓ７の長さの１／Ｎ_code倍
になる。 ［請求項３に記載の発明の実施の形態］図１に示す請求
項１に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調
方式用送信装置の実施の形態における、請求項３に記載
の発明に係る第一の入出力信号幅変換手段の実施の形態
を図３に示す。図１の対応する部分とは同じ参照番号を
付してある。

【００９４】合成シンボルＳ８は、拡散率Ｎ_SF個の並列
入力として入力信号幅変換回路１８に入力され、信号線
数が変換されてマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号の全
サブキャリア数Ｎ_subcarrier個の並列出力を有する合成
サブキャリア信号列Ｓ９に変換される。ここでの入出力
信号幅変換回路１８の働きは、拡散率Ｎ_SF個の並列入力
よりなる合成シンボル列Ｓ８に一旦並列直列変換過程２
３を施し、得られた合成シンボル列Ｓ１３に再び直列並
列変換過程２４を施して全サブキャリア数Ｎ_{su bcarrier}
個の並列出力よりなる合成サブキャリア信号列Ｓ９に変
換することに相当する。このときの合成サブキャリア信
号列Ｓ９の長さは、合成シンボル列Ｓ８の長さと比べて
しＮ_SF／Ｎ_subcarrier倍になる。 ［請求項４に記載の発明の実施の形態］請求項４に記載
の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信
装置の実施の形態を図４に示す。図１１、図１４、図１
６、及び図１８の対応する部分とは同じ参照番号を付し
てある。

【００９５】受信信号列Ｓ１４は、直列並列変換回路２
５に入力され、時間領域の並列受信信号列Ｓ１５に変換
される。時間領域の並列信号列Ｓ１５は、フーリエ変換
回路２６に入力され、マルチキャリア一括復調が行われ
て周波数領域の受信サブキャリア信号Ｓ１６に変換され
る。受信サブキャリア信号列Ｓ１６は、全サブキャリア
Ｎ_subcarrierの並列信号であるが、これを入力信号とし
て入出力信号幅変換回路２７へ入力し、信号線数が変換
されて拡散率Ｎ_SF個の並列信号出力から受信シンボルＳ
１７が出力される。

【００９６】受信シンボルＳ１７は、受信シンボル複製
回路１８に入力され、１つの受信シンボル入力に対して
符号多重数Ｎ_code個の連続するシンボル列が複製され、
受信シンボル列Ｓ１８として出力される。拡散符号生成
回路１５では、拡散率Ｎ_SFに等しい数の並列信号出力Ｓ
６が得られ、これが周波数軸上での拡散符号に相当す
る。請求項１に記載の送信装置同様、拡散率数Ｎ_SF個分
の受信シンボル入力Ｓ１８及び拡散符号生成回路１５か
らの拡散符号入力Ｓ６との対応する出力要素同士が乗算
回路１６にて乗算され、逆拡散後のシンボル（列）Ｓ１
９が出力される。

【００９７】すなわちあるタイミングでの受信シンボル
入力Ｓ１８，１＝｛ｍ１８＿１，１），（ｍ１８＿２，
１），（ｍ１８＿３，１），．．．，（ｍ１８＿Ｎ_SF，
１）｝および拡散符号入力Ｓ６，１＝｛（ｍ６＿１，
１），（ｍ６＿２，１），（ｍ６＿３，１），．．．，
（ｍ６＿Ｎ_SF，１）｝との間で、それぞれの対応する要
素同士の乗算により、逆拡散シンボル出力Ｓ１９，１＝
｛（ｍ１８＿１，１）＊（ｍ６＿１，１），（ｍ８＿
２，１）＊（ｍ６＿２，１），（ｍ１８＿３，１）＊
（ｍ１８＿３，１），．．．，（ｍ１８＿Ｎ_SF，１）＊
（ｍ６＿Ｎ_SF，１）｝を得ることになる。

【００９８】逆拡散シンボルＳ１９は、そのままではま
だ復調することが出来ない。そこでＮ_SF個分の並列逆拡
散シンボルＳ１９を受信シンボル合成回路３０に入力す
ることにより、合成受信シンボルＳ２０が出力される。
これは拡散率Ｎ_SFにわたって並列に入力された受信シン
ボルＳ１９を複素平面状で合成（和算）することによ
り、合成受信シンボルＳ２０を得ることに相当する。

【００９９】この合成受信シンボルＳ２０が受信信号復
調器３１に入力され、受信復調データＳ２１を得る。受
信復調データＳ２１はデインタリーブ回路３２に入力さ
れ、インタリーブサイズ、インタリーブセグメント長、
インタリーブ深さ等のパラメータに従い、データの順番
を入れ替えられる。デインタリーブ後受信復調データＳ
２２は、誤り訂正復号化器３３に入力され、冗長性が除
かれた後受信データとしてＳ２３が出力される。請求項
１に記載の送信装置の実施の形態同様、マルチキャリア
変調におけるガードインターバルカ除去等については、
図中も含めてここではその手続きを省略してある。 ［請求項５に記載の発明の実施の形態］図４に示す請求
項４に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調
方式用受信装置の実施の形態における、請求項５に記載
の発明に係る受信信号複製手段の実施の形態を図５に示
す。図２の対応する部分とは同じ参照番号を付してあ
る。

【０１００】受信シンボルＳ１７は、受信シンボル複製
回路１８に入力され、１つの受信シンボル入力に対して
符号多重数Ｎ_code個の連続するシンボル列が複製され、
受信シンボル列Ｓ１８として出力される。ここでの受信
シンボル複製回路２８の働きは、入力シンボル１つに対
しシンボル複製過程３４を施し、出力された符号多重数
Ｎ_code個の複製された並列シンボルＳ２４をさらに並列
直列変換過程３５によって連続したＮ_code個受信シンボ
ル列Ｓ１８を得ることに相当する。このときの受信シン
ボル列Ｓ１８の長さは、入力シンボル列Ｓ１７の長さの
Ｎ_code倍になる。 ［請求項６に記載の発明の実施の形態］図４に示す請求
項４に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調
方式用受信装置の実施の形態における、請求項６に記載
の発明に係る第二の入出力信号幅変換手段の実施の形態
を図６に示す。図２の対応する部分とは同じ参照番号を
付してある。

【０１０１】受信サブキャリア信号列Ｓ１６は、全サブ
キャリア数Ｎ_subcarrier個の並列入力として入力信号幅
変換回路１８に入力され、信号線数変換されて拡散率Ｎ
_SF個の並列出力を有する受信シンボノル列Ｓ９に変換さ
れる。ここでの入出力信号幅変換回路２７の働きは、全
サプキャリア数Ｎ_subcarrier個の並列入力よりなる受信
サブキャリア信号列Ｓ１６に一旦並列直列変換過程３６
を施し、得られた受信シンボノル列Ｓ２５に再び直列並
列変換過程３７を施して、拡散率Ｎ_SF個の並列出力より
なる受信シンボル列Ｓ１７に変換することに相当する。
このときの受信シンボル列Ｓ１７の長さは、受信サブキ
ャリア信号列Ｓ１６の長さと比べてＮ_{su bcarrier}／Ｎ_SF
になる。

【０１０２】［請求項７または請求項８に記載の発明の
実施の形態］図１に示す請求項１に記載の発明に係るマ
ルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置における、
請求項７に記載の発明に係るインタリーブ手段の実施の
形態を図７（ａ）に示す。また、図４に示す請求項４に
記載の発明に係るマルチキャリアーＣＤＭＡ変調方式用
受信装置における、請求項８に記載の発明に係るデイン
タリーブ手段の実施の形態を図７（ｂ）に示す。図１、
図４、図１０、図１１、図１３、及び図１４とは同じ参
照番号を付してある。

【０１０３】インタリーブ回路１２では、入力データ信
号Ｓ２に対し、別途入力される制御入力Ｓ２６に従って
インタリーブパラメータを決定し、出力データ信号Ｓ３
を出力する。

【０１０４】デインタリーブ回路３２では、入力データ
信号Ｓ２１に対し、別途入力される制御入力Ｓ２６に従
ってインタリーブパラメータを決定し、出力データ信号
Ｓ２２を出力する。

【０１０５】ここで決定されるインタリーブパラメータ
はインタリーブブロックサイズ、インタリーブセグメン
ト長、インタリーブ深さである。また、制御入力Ｓ２６
は、マルチキャリア−ＣＤＭＡ信号全サブキャリア数Ｎ
_subcarrier、１変調シンボあたり情報ビット数Ｎ
_bits/symbol、符号多重数Ｎ_code等の情報量を含む。

【０１０６】［実施例］ ［請求項７または請求項８に記載の発明の実施例］図７
に示す請求項７に記載の発明に係るインタリーブ手段及
び請求項８に記載の発明に係るデインタリーブ手段の実
施の形態において、具体的にサブキャリア数Ｎ＿ｓｕｂ
ｃａｒｒｉｅ＝２５６、拡散率Ｎ_SF＝３２、符号多重数
Ｎ_code＝２４とした場合のインタリーブ操作を実施例を
図９に示す。

【０１０７】ここで、 （インタリーブブロツクサイズ）＝Ｎ_subcarrier×Ｎ_bits/symbol×Ｎ_code×Ｎ_{S F} ＝２５６×２×２４／３２＝３８２ （インタリーブセグメント長） ＝Ｎ_subcarrier／Ｎ_SF ＝２５６／３２＝８ （インタリーブ深さ） ＝Ｎ_bits/symbol×Ｎ_code ＝２×２４＝４８ であるから、インタリーブ回路１２の前後において、 （入力ビットデータ列Ｓ２）＝ｌｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ
４，．．．，ｂ９，ｂ１０，ｂ１１，ｂ１
２，．．．．，ｂ１７，ｂ１８，ｂ１９，ｂ２
０，．．，ｂ２５，ｂ２６，ｂ２７，ｂ２８，．，ｂ３
８４｝ （出力ビットデータ列Ｓ３）＝｛ｂｌ，ｂ９，ｂ１７，
ｂ２５，．．．，ｂ２，ｂｌＯ，ｂ１８，ｂ２
６，．．．．，ｂ３，ｂ１ｌ，ｂ１９，ｂ２７，。．，
ｂ４，ｂ１２，ｂ２０，ｂ２８，．ｂ３８４｝ を得る。また、出インタリーブ回路３２の前後におい
て、 （入力ビットデータ列Ｓ２１）＝｛ｂｌ，ｂ９，ｂ１
７，ｂ２５，．．．，ｂ２，ｂＯ，ｂ１８，ｂ２６，
＿．，ｂ３，ｂ１ｌ，ｂ１９，ｂ２７，．，ｂ４，ｂ１
２，ｂ２０，ｂ２８，．，ｂ３８４｝ （出力ビットデータ列Ｓ２２）＝｛ｂ１，ｂ２，ｂ３，
ｂ４，．．．，ｂ９，ｂ１０，ｂ１１，ｂ１２，＿．，
ｂ１７，ｂ１８，ｂ１９，ｂ２０，．．，ｂ２５，ｂ２
６，ｂ２７，ｂ２８，．．，ｂ３８４｝ を得る。 ［計算機シミュレーションによる比較］図１に示す請求
項１に記載の発明におけるマルテキャリア−ＣＤＭＡ変
調方式用送信装置の実施の形態及び図４に示す請求項４
に記載の発明におけるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方
式用受信装置の実施の形態（ａ）及び、図１５に示す従
来のマルチキャリア変調方式用−ＣＤＭＡ送信装置を拡
張した実施の形態及び図１６に示す従来のマルチキャリ
ア変調方式用−ＣＤＭＡ受信装置を拡張した実施の形態
（ｂ）との間で、１ビットあたり雑音電力密度（Ｅｂ／
Ｎ０）とパケット誤り率との関係を比較したものを図９
に示す。ただし、サブキャリア数Ｎ＿ｓｕｂｃａｒｒｉ
ｅ＝２５６、拡散率Ｎ_SF＝３２、符号多重数Ｎ_code＝２
４とし、変調方式は１６ＱＡＭ（Ｎ_bits/symbol＝
４）、信号合成には０ＲＣ（０ｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔ
ｙ Ｒｅｍａｉｎｉｎｇ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を用い
た。

【０１０８】本発明の構成においてインタリーブを用い
た場合（ａ）には、従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変
調方式用送信装置及び受信装置を拡張することにより、
パケット伝送速度の高速化をはかった場合（ｂ）に比べ
て、良好な特性が得られている。

【０１０９】

【発明の効果】以上述べたように、本発明に係るビット
インタリーブ機能を有するマルチキャリア−ＣＤＭＡ送
信装置及び受信装置を用いることにより、マルチキャリ
ア−ＣＤＭＡが本来もっている周波数ダイバーシチ効果
より大きな、送信データ列のビットインタリーブ効果を
あげることができる。よって従来考えられてきたマルチ
キャリア−ＣＤＭＡ変調方式送受信装置では、伝搬環境
が劣悪であるためにディジタルパケット無線通信が不可
能であったような場合においても、本発明によれば、パ
ケット誤り率の向上により通信が可能となる。

【０１１０】特に、本発明によれば、拡散率よりもマル
チキャリア変調信号サブキャリア数が大きくなる場合
に、あるいは変調シンボルの多値化数が大きくなる場合
に、マルチキャリア変調方式におけるビットインタリー
ブの仕組みを応用するため、より信頼性の高いマルチキ
ャリア−ＣＤＭＡ通信を実現することができる。

【０１１１】更に、本発明においては、変調前（復調
後）のインタリーブ回路（デインタリーブ回路）でのビ
ットインタリーブ操作を工夫している。したがって、本
発明によれば、処理の並列度を下げて回路規模を小さく
できるとともに、従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調
方式用送信装置及び受信装置にはない良好なビットイン
タリーブ効果を得ることができるため、より信頼性の高
いマルチキャリア−ＣＤＭＡ通信を実現することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１に記載の発明の実施の形態を示すブロ
ック図である。

【図２】請求項２に記載の発明の実施の形態を示すブロ
ック図である。

【図３】請求項３に記載の発明の実施の形態を示すブロ
ック図である。

【図４】請求項４に記載の発明の実施の形態を示すブロ
ック図である。

【図５】請求項５に記載の発明の実施の形態を示すブロ
ック図である。

【図６】請求項６に記載の発明の実施の形態を示すブロ
ック図である。

【図７】請求項７および請求項８に記載の発明の実施の
形態を示すブロック図である。

【図８】請求項７および請求項８に記載の発明の実施例
を示す図である

【図９】計算機シミュレーションによる特性比較を示す
図である。

【図１０】マルチキャリア変調方式用送信装置における
インタリーブ操作を説明するブロック図である。

【図１１】マルチキャリア変調方式用受信装置における
デインタリーブ操作を説明するブロック図である。

【図１２】マルチキャリア変調方式におけるインタリー
ブ操作を示す図である。

【図１３】従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用
送信装置の実施の形態を示すブロック図である。

【図１４】従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用
受信装置の実施の形態を示すブロック図である。

【図１５】拡張された従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ
変調方式用送信装置の実施の形態を示すブロック図であ
る。

【図１６】拡張された従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ
変調方式用受信装置の実施の形態を示すブロック図であ
る。

【図１７】従来のマルチキャリア変調方式用送信装置か
ら本発明の実施の形態への拡張を示すブロック図であ
る。

【図１８】従来のマルチキャリア変調方式用受信装置か
ら本発明の実施の形態への拡張を示すブロック図であ
る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 堀 哲 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 阪田 徹 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 守倉 正博 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD23 DD33 EE02 EE14 EE21 EE31 FF01

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力データの誤り訂正符号化を行う誤り
   訂正符号化手段と、 前記誤り訂正符号化手段から出力されるデータを用いて
   変調を行い変調シンボルを生成する送信信号変調手段
   と、前記送信信号変調手段から出力される連続した変調
   シンボルを拡散率に等しい数だけ複製する変調シンボル
   複製手段と、拡散率に等しい長さの拡散符号系列を生成
   する第一の拡散符号生成手段と、前記変調シンボル複製
   手段を用いて複製される変調シンボルおよび前記第一の
   拡散符号生成手段にて生成された拡散符号を周波数方向
   に乗算し拡散する第一の乗算手段と、前記第一の乗算手
   段から出力された変調シンボルに一括マルチキャリア変
   調を行い、マルチキャリア変調信号を出力するマルチキ
   ャリア変調手段と、前記マルチキャリア変調手段の出力
   信号であるマルチキャリア変調信号を入力され、時系列
   方向の送信信号を生成する第一の並列直列変換手段と、
   を備えるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置
   において、 前記誤り訂正符号化手段と前記送信信号変調回路との間
   に、 前記誤り訂正符号化手段から出力されるデータを、イン
   タリーブサイズに等しいブロック長毎に順番を入れ替え
   るインタリーブ手段を備え、 前記第一の乗算手段と前記マルチキャリア変調手段との
   間に、 前記第一の乗算手段から出力される連続した変調シンボ
   ルを、符号多重数に等しい数だけ合成する送信シンボル
   合成手段と、 前記送信シンボル合成手段から出力される拡散率に等し
   い数の並列合成シンボルを、送信サブキャリア数に等し
   い数の並列合成サブキャリア信号に変換する第一の入出
   力信号幅変換手段と、 を備えることを特徴とする、マルチキャリア−ＣＤＭＡ
   変調方式用送信装置。
2. 【請求項２】 前記送信シンボル合成手段は、 符号多重化数に等しい連続した変調シンボルを各サブキ
   ャリア毎に直列並列変換する第一の直列並列変換手段
   と、 前記第一の直列並列変換手段により直列並列変換された
   変調シンボルを合成するシンボル合成手段と、 を有することを特徴とする、請求項１に記載のマルチキ
   ャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置。
3. 【請求項３】 前記第一の入出力信号幅変換手段は、 拡散率に等しい数の並列合成シンボルを並列直列変換す
   る第二の並列直列変換手段と、 前記第二の並列直列変換手段により並列直列変換された
   シンボルを全送信サブキャリア数に等しい数に直列並列
   変換する第二の直列並列変換手段と、 を有することを特徴とする、請求項１に記載のマルチキ
   ャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤ
   ＭＡ変調方式用送信装置から送信される信号を受信し、
   サブキャリア数に等しい数の並列出力に変換する第三の
   直列並列変換手段と、前記第三の直列並列変換手段から
   出力されるマルチキャリア変調信号に対して一括マルチ
   キャリア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマル
   チキャリア復調手段と、請求項１に記載のマルチキャリ
   ア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置における第一の拡散符
   号生成手段が生成した拡散符号系列と等しい拡散符号系
   列を生成する第二の拡散符号生成手段と、前記マルチキ
   ャリア復調手段から出力された受信シンボルと前記第二
   の拡散符号生成手段により生成された拡散符号とを周波
   数方向に乗算し逆拡散する第二の乗算手段と、前記第二
   の乗算手段により出力された受信シンボルを、周波数方
   向に拡散率の間隔毎に拡散率に等しい数だけ合成して合
   成受信シンボルを出力する受信シンボル合成手段と、前
   記受信シンボル合成手段から並列に出力される受信シン
   ボル列を復調する受信信号復調手段と、前記受信信号復
   調手段から出力されたデータ列の誤り訂正符号を復号化
   する誤り訂正復号化手段と、を備えるマルチキャリア−
   ＣＤＭＡ変調方式用受信装置において、 前記マルチキャリア復調手段と前記第二の乗算手段との
   間に、 前記マルチキャリア復調手段から出力されるサブキャリ
   ア数に等しい数の並列サブキャリア信号を、拡散率に等
   しい数の並列受信シンボルに変換する第二の入出力信号
   幅変換手段と、 前記第二の入出力信号幅変換手段から出力される受信シ
   ンボルを、符号多重数に等しい数だけ複製する受信シン
   ボル複製手段と、 を備え、 前記受信信号復調手段と前記誤り訂正復号化手段との間
   に、 請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用
   送信装置が備えるインタリーブ手段が行う変換の逆変換
   を行うデインタリーブ手段を備えたことを特徴とする、
   マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置。
5. 【請求項５】 前記受信シンボル複製手段は、 入力された一つのサブキャリア信号を符号多重化数に等
   しい数だけ複製するシンボル複製手段と、 前記シンボル複製手段により複製されたサブキャリア信
   号を並列直列変換する第三の並列直列変換手段と、 を有することを特徴とする、請求項４に記載のマルチキ
   ャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置。
6. 【請求項６】 前記第二の入出力信号幅変換手段は、 全受信サブキャリア数に等しい並列サブキャリア信号を
   並列直列変換する第四の並列直列変換手段と、 前記第四の並列直列変換手段により並列直列変換された
   サブキャリア信号を、拡散率の数に等しい数の並列受信
   シンボルを直列並列変換する第四の直列並列変換手段
   と、 を有することを特徴とする、請求項４に記載のマルチキ
   ャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置。
7. 【請求項７】 前記インタリーブ手段におけるインタリ
   ーブパラメータは、別途入力される制御信号に従って適
   応的に変化することを特徴とする、請求項１〜請求項３
   のいずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調
   方式用送信装置。
8. 【請求項８】 前記デインタリーブ手段におけるインタ
   リーブパラメータは、別途入力される制御信号に従って
   適応的に変化することを特徴とする、請求項４〜請求項
   ６のいずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変
   調方式用受信装置。