JP2003101598A - ダブル・アップコンバージョン変調器 - Google Patents
ダブル・アップコンバージョン変調器Info
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- H03C1/54—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type
- H03C1/542—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes
- H03C1/547—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes using field-effect transistors
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- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
- H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
- H03C3/403—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated using two quadrature frequency conversion stages in cascade
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交位相変調器において、低い消費電力でも
変調信号を高周波に変換することを可能とし、かつ変調
信号の品質を向上する。 【解決手段】 ダブル・アップコンバージョン変調器
は、第１コンバージョン段（１）および第２コンバージ
ョン段（２）を含む。第１コンバージョン段は、２つの
変調ユニット（１０１，１０２）により形成され、４相
ベースバンド信号を受信し、第１中間周波数（ＩＦ１）
の４相搬送信号により変調し、第１中間周波数に変換さ
れた信号（ＩＦ１Ｃ，ＩＦ１Ｃ＿ｂ）を与える。第２コ
ンバージョン段（２）ではさらに、前記アップコンバー
トされた信号を受信し、第２中間周波数（ＩＦ２）の互
いに逆位相の搬送信号によって変換し、高い周波数の信
号（ＨＦ＿Ｍ）を出力する。
変調信号を高周波に変換することを可能とし、かつ変調
信号の品質を向上する。 【解決手段】 ダブル・アップコンバージョン変調器
は、第１コンバージョン段（１）および第２コンバージ
ョン段（２）を含む。第１コンバージョン段は、２つの
変調ユニット（１０１，１０２）により形成され、４相
ベースバンド信号を受信し、第１中間周波数（ＩＦ１）
の４相搬送信号により変調し、第１中間周波数に変換さ
れた信号（ＩＦ１Ｃ，ＩＦ１Ｃ＿ｂ）を与える。第２コ
ンバージョン段（２）ではさらに、前記アップコンバー
トされた信号を受信し、第２中間周波数（ＩＦ２）の互
いに逆位相の搬送信号によって変換し、高い周波数の信
号（ＨＦ＿Ｍ）を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交ダブル周波数
アップコンバージョン変調器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
ｄｏｕｂｌｅ ｆｒｅｑｕａｎｃｙ ｕｐ−ｃｏｎｖｅ
ｒｔｉｏｎ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）に関し、特に移動電
話機の送信回路に使用されるものである。前記ダブル・
アップコンバージョン変調器は、第１の変調ユニットに
より形成される第１の周波数アップコンバージョン段を
含む。第１の変調ユニットは、１つの入力に４相ベース
バンド信号（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅｄ ｂａｓｅｂａ
ｎｄｓｉｇｎａｌ）を受信する。４相ベースバンド信号
は、第１の同相ベースバンド信号、第２の同相反転ベー
スバンド信号、第３の直交位相ベースバンド信号および
第４の直交位相反転ベースバンド信号で構成される。こ
の第１ユニットは４相搬送信号（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓ
ｅｄ ｃａｒｒｉｅｒ ｓｉｇｎａｌ）により制御さ
れ、４相搬送信号は、第１中間周波数により直交位相変
調され、第１の同相搬送信号、第２の同相反転搬送信
号、第３の直交搬送信号および第４の直交反転搬送信号
で構成される。前記変調ユニットは、第１の中間周波数
にアップコンバートされた信号を、その出力に供給す
る。
アップコンバージョン変調器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
ｄｏｕｂｌｅ ｆｒｅｑｕａｎｃｙ ｕｐ−ｃｏｎｖｅ
ｒｔｉｏｎ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）に関し、特に移動電
話機の送信回路に使用されるものである。前記ダブル・
アップコンバージョン変調器は、第１の変調ユニットに
より形成される第１の周波数アップコンバージョン段を
含む。第１の変調ユニットは、１つの入力に４相ベース
バンド信号（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅｄ ｂａｓｅｂａ
ｎｄｓｉｇｎａｌ）を受信する。４相ベースバンド信号
は、第１の同相ベースバンド信号、第２の同相反転ベー
スバンド信号、第３の直交位相ベースバンド信号および
第４の直交位相反転ベースバンド信号で構成される。こ
の第１ユニットは４相搬送信号（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓ
ｅｄ ｃａｒｒｉｅｒ ｓｉｇｎａｌ）により制御さ
れ、４相搬送信号は、第１中間周波数により直交位相変
調され、第１の同相搬送信号、第２の同相反転搬送信
号、第３の直交搬送信号および第４の直交反転搬送信号
で構成される。前記変調ユニットは、第１の中間周波数
にアップコンバートされた信号を、その出力に供給す
る。
【０００２】
【従来の技術】この形式の単純な直交変調器内のアップ
コンバージョンは、単一の変調ユニットにより形成さ
れ、先行技術において周知である。図１に示される変調
器は、２つの平衡ミキサ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ
ｍｉｘｅｒ）１０および１２を含む。第１のミキサ１０
は、その入力に同相ベースバンド信号ｂｂＩを受信し、
第２のミキサ１２は、その入力に直交位相ベースバンド
信号ｂｂＱを受信する。前記２個のミキサ１０および１
２は、高周波搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑにより制
御される。前記高周波搬送信号は、図示されない直交信
号ジェネレータの高い周波数により取得される。第１の
ミキサ１０は、高周波同相搬送信号ＨＦ＿Ｉにより制御
される。第２のミキサ１２は、高周波直交搬送信号ＨＦ
＿Ｑにより制御され、すなわち信号は、搬送信号ＨＦ＿
Ｉに対し９０°位相がシフトされる。ミキサ１０および
１２の出力に供給された信号は、搬送信号の周波数に変
調された直交変調信号となる。変調器の出力に設置され
ている加算器１４は、その出力において高周波変調信号
ＨＦ＿Ｍを提供するために、２つの変調信号を合成す
る。
コンバージョンは、単一の変調ユニットにより形成さ
れ、先行技術において周知である。図１に示される変調
器は、２つの平衡ミキサ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ
ｍｉｘｅｒ）１０および１２を含む。第１のミキサ１０
は、その入力に同相ベースバンド信号ｂｂＩを受信し、
第２のミキサ１２は、その入力に直交位相ベースバンド
信号ｂｂＱを受信する。前記２個のミキサ１０および１
２は、高周波搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑにより制
御される。前記高周波搬送信号は、図示されない直交信
号ジェネレータの高い周波数により取得される。第１の
ミキサ１０は、高周波同相搬送信号ＨＦ＿Ｉにより制御
される。第２のミキサ１２は、高周波直交搬送信号ＨＦ
＿Ｑにより制御され、すなわち信号は、搬送信号ＨＦ＿
Ｉに対し９０°位相がシフトされる。ミキサ１０および
１２の出力に供給された信号は、搬送信号の周波数に変
調された直交変調信号となる。変調器の出力に設置され
ている加算器１４は、その出力において高周波変調信号
ＨＦ＿Ｍを提供するために、２つの変調信号を合成す
る。
【０００３】先行技術で知られている、他の形式の単純
な直交変調アップコンバージョンを図２に示す。この変
調器は上に示したものと全く同じ原理で動作する。直交
変調信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑの高周波の生成におい
て、先の変調器との違いがある。ここでは、高周波ジェ
ネレータ２６は、変調出力信号に求められる周波数の２
倍の周波数２ＨＦの搬送信号を生成するために使用され
る。直交２分周器２８が、ジェネレータ２６の１つの出
力に設置されており、前記変調器の平衡ミキサ２０およ
び２２の制御に求められる変調周波数において、完全に
直交する搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑを取得するこ
とを可能にする。
な直交変調アップコンバージョンを図２に示す。この変
調器は上に示したものと全く同じ原理で動作する。直交
変調信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑの高周波の生成におい
て、先の変調器との違いがある。ここでは、高周波ジェ
ネレータ２６は、変調出力信号に求められる周波数の２
倍の周波数２ＨＦの搬送信号を生成するために使用され
る。直交２分周器２８が、ジェネレータ２６の１つの出
力に設置されており、前記変調器の平衡ミキサ２０およ
び２２の制御に求められる変調周波数において、完全に
直交する搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑを取得するこ
とを可能にする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図１の単純なアップコ
ンバージョン変調器の欠点は、互いに完全に直交する高
周波搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑを生成する必要が
あることである。そのような信号ジェネレータは、９０
°の位相シフトを十分正確に保証できないとしてもたち
まち複雑になる。さらにこのようなジェネレータの消費
電力の問題も非常に重要である。
ンバージョン変調器の欠点は、互いに完全に直交する高
周波搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑを生成する必要が
あることである。そのような信号ジェネレータは、９０
°の位相シフトを十分正確に保証できないとしてもたち
まち複雑になる。さらにこのようなジェネレータの消費
電力の問題も非常に重要である。
【０００５】図２の形式の変調器の欠点は、設計周波数
の２倍の周波数の信号を生成するために使用される高周
波ジェネレータ２６の消費電力が大きすぎることであ
る。実際に、設計周波数を１ＧＨｚ程度の周波数、例え
ば移動電話の動作範囲である９００ＭＨｚとする場合、
ジェネレータは１．８ＧＨｚの周波数の信号を生成しな
ければならない。
の２倍の周波数の信号を生成するために使用される高周
波ジェネレータ２６の消費電力が大きすぎることであ
る。実際に、設計周波数を１ＧＨｚ程度の周波数、例え
ば移動電話の動作範囲である９００ＭＨｚとする場合、
ジェネレータは１．８ＧＨｚの周波数の信号を生成しな
ければならない。
【０００６】これらの技術分野の当業者にとっての不変
の問題は、広くポータブル通信機器に組み込まれる低消
費電力回路の製作し、さらに直交信号変調の品質の最適
条件を得ることである。
の問題は、広くポータブル通信機器に組み込まれる低消
費電力回路の製作し、さらに直交信号変調の品質の最適
条件を得ることである。
【０００７】本発明は、上記の欠点を解消することを可
能にことにより特徴付けられる。
能にことにより特徴付けられる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】したがって既に明記した
ように、本発明は前記第１段が、第１の変調ユニットと
同様の第２の変調ユニットによっても形成され、前記第
２の変調ユニットが、第１、第２、第３および第４のベ
ースバンド信号を受信し、前記第１の中間周波数の第
１、第２、第３および第４の搬送信号によって形成され
る搬送信号によってコントロールされ、および１つの出
力に、前記第１のアップコンバートされた信号に対して
逆の位相で前記第１の中間周波数の第２のコンバートさ
れた信号を与え、前記第１段がさらに前記第１の変調ユ
ニットと同様の第２の変調ユニットから形成されること
を特徴とし、および前記変調器が、さらに第２のアップ
コンバージョン段を含み、第２のアップコンバージョン
段が、前記第１の中間周波数の前記第１および前記第２
のアップコンバートされた信号をそれぞれ受信し、第５
の同相搬送信号および第６の同相反転搬送信号により形
成される第２の中間周波数の２つの搬送信号によりコン
トロールされ、および前記第１および前記第２の中間周
波数の合計に対応する周波数の高周波信号を１つの出力
にあたえることを特徴とするダブルコンバージョン変調
器に関する。
ように、本発明は前記第１段が、第１の変調ユニットと
同様の第２の変調ユニットによっても形成され、前記第
２の変調ユニットが、第１、第２、第３および第４のベ
ースバンド信号を受信し、前記第１の中間周波数の第
１、第２、第３および第４の搬送信号によって形成され
る搬送信号によってコントロールされ、および１つの出
力に、前記第１のアップコンバートされた信号に対して
逆の位相で前記第１の中間周波数の第２のコンバートさ
れた信号を与え、前記第１段がさらに前記第１の変調ユ
ニットと同様の第２の変調ユニットから形成されること
を特徴とし、および前記変調器が、さらに第２のアップ
コンバージョン段を含み、第２のアップコンバージョン
段が、前記第１の中間周波数の前記第１および前記第２
のアップコンバートされた信号をそれぞれ受信し、第５
の同相搬送信号および第６の同相反転搬送信号により形
成される第２の中間周波数の２つの搬送信号によりコン
トロールされ、および前記第１および前記第２の中間周
波数の合計に対応する周波数の高周波信号を１つの出力
にあたえることを特徴とするダブルコンバージョン変調
器に関する。
【０００９】これにより本発明による変調器は、低い消
費電力の変調を達成することができる。実際に、入力ベ
ースバンド信号を高い周波数の出力信号に置き換えるた
めに使用される搬送信号は、高い出力変調周波数より低
い中間周波数である。したがって、周波数をより低くす
ることによって、搬送波を与えるために使用されるジェ
ネレータの消費電力量がより低くなる。
費電力の変調を達成することができる。実際に、入力ベ
ースバンド信号を高い周波数の出力信号に置き換えるた
めに使用される搬送信号は、高い出力変調周波数より低
い中間周波数である。したがって、周波数をより低くす
ることによって、搬送波を与えるために使用されるジェ
ネレータの消費電力量がより低くなる。
【００１０】これらの技術分野の当業者にとって、もう
一つの不変の問題は、できうる限りきれいな変調信号を
生成する必要があることである。このためには、不平衡
構造に現れるストレイ（ｓｔｒａｙ）信号またはフィー
ドスルー（ｆｅｅｄｔｈｒｏｕｇｈ）信号を除去するこ
とが不可欠である。
一つの不変の問題は、できうる限りきれいな変調信号を
生成する必要があることである。このためには、不平衡
構造に現れるストレイ（ｓｔｒａｙ）信号またはフィー
ドスルー（ｆｅｅｄｔｈｒｏｕｇｈ）信号を除去するこ
とが不可欠である。
【００１１】これが、本発明の好適実施例において、ダ
ブル・アップコンバージョン変調器が、第１のアップコ
ンバージョン段の２つの変調ユニットが、それぞれ第１
および第２の平衡ミキサならびにそれぞれ第３および第
４の平衡ミキサを含み、前記第１および第２のミキサ
が、その出力において第１の中間周波数の第１および第
２の変調信号をそれぞれ与え、第１のアップコンバート
された信号を取得するために第１および第２の変調信号
が第１ユニットの出力において合成され、前記第３およ
び第４のミキサが、その出力において第１の中間周波数
の第３および第４の変調信号をそれぞれ与え、第２のア
ップコンバートされた信号を取得するために第３および
第４の変調信号が第２ユニットの出力において合成さ
れ、第２のアップコンバージョン段が第５の平衡ミキサ
によって形成されることを特徴とする理由である。
ブル・アップコンバージョン変調器が、第１のアップコ
ンバージョン段の２つの変調ユニットが、それぞれ第１
および第２の平衡ミキサならびにそれぞれ第３および第
４の平衡ミキサを含み、前記第１および第２のミキサ
が、その出力において第１の中間周波数の第１および第
２の変調信号をそれぞれ与え、第１のアップコンバート
された信号を取得するために第１および第２の変調信号
が第１ユニットの出力において合成され、前記第３およ
び第４のミキサが、その出力において第１の中間周波数
の第３および第４の変調信号をそれぞれ与え、第２のア
ップコンバートされた信号を取得するために第３および
第４の変調信号が第２ユニットの出力において合成さ
れ、第２のアップコンバージョン段が第５の平衡ミキサ
によって形成されることを特徴とする理由である。
【００１２】つぎに、この形式の直交変調器において
は、搬送信号が正確な４位相状態にあることが非常に重
要になる。実際に移動電話の分野においては、変調信号
が１ＧＨｚ程度であり同相ベースバンド信号と直交信号
の間の位相シフトが別のストレイ信号を生ずる。
は、搬送信号が正確な４位相状態にあることが非常に重
要になる。実際に移動電話の分野においては、変調信号
が１ＧＨｚ程度であり同相ベースバンド信号と直交信号
の間の位相シフトが別のストレイ信号を生ずる。
【００１３】好適な実施例では、ダブル・アップコンバ
ージョン変調器は、第２のアップコンバージョン段をコ
ントロールする前記第２の中間周波数の搬送信号が、信
号ジェネレータによって前記第２周波数に直接生成さ
れ、および第１のアップコンバージョン段をコントロー
ルする第１の中間周波数の搬送信号が前記信号ジェネレ
ータの出力に置かれた直交分周器によって、前記周波数
を２分周することにより取得され、前記第２の中間周波
数が、前記第１の周波数の２倍の高さであることを特徴
とする。
ージョン変調器は、第２のアップコンバージョン段をコ
ントロールする前記第２の中間周波数の搬送信号が、信
号ジェネレータによって前記第２周波数に直接生成さ
れ、および第１のアップコンバージョン段をコントロー
ルする第１の中間周波数の搬送信号が前記信号ジェネレ
ータの出力に置かれた直交分周器によって、前記周波数
を２分周することにより取得され、前記第２の中間周波
数が、前記第１の周波数の２倍の高さであることを特徴
とする。
【００１４】以下に、例示として与えるひとつの実施例
を通じて、本発明を詳細に説明する。この実施例は添付
図面によって説明される。
を通じて、本発明を詳細に説明する。この実施例は添付
図面によって説明される。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１および２は、先行技術の範囲
において既に説明した。
において既に説明した。
【００１６】図３は、本発明によるダブル・アップコン
バージョン変調器の概略図である。変調器は、周波数ア
ップコンバージョン段とよばれる２つの段に分けられ
る。実際に２つの各ステージの働きは、変調することお
よび１つの入力に受信された信号をより高い周波数へ置
き換えることである。特に、第１の段は変調器が入力信
号を第１の中間周波数ＩＦ１に変調することを可能にす
る。ここで得られた信号は、その後第２の段を経てより
高い周波数へと“アップコンバート”される。
バージョン変調器の概略図である。変調器は、周波数ア
ップコンバージョン段とよばれる２つの段に分けられ
る。実際に２つの各ステージの働きは、変調することお
よび１つの入力に受信された信号をより高い周波数へ置
き換えることである。特に、第１の段は変調器が入力信
号を第１の中間周波数ＩＦ１に変調することを可能にす
る。ここで得られた信号は、その後第２の段を経てより
高い周波数へと“アップコンバート”される。
【００１７】第１のステージは、“変調ユニット”とよ
ばれるユニット１０１および１０２により形成される。
これら２つのユニットの内部構造は、同じである。２つ
の間の違いは、これらが受信する入力およびコントロー
ル信号である。
ばれるユニット１０１および１０２により形成される。
これら２つのユニットの内部構造は、同じである。２つ
の間の違いは、これらが受信する入力およびコントロー
ル信号である。
【００１８】第１の変調ユニット１０１は、２個の平衡
ミキサ１０３および１０４ならびに加算器１０７により
形成される。第２の変調ユニット１０２は、２個の平衡
ミキサ１０５および１０６ならびに加算器１０８により
形成される。ＭＯＳトランジスタの対により形成された
平衡ミキサが好適に使用することができる。そのような
ミキサの利点は、ミキサの出力におけるストレイ（ｓｔ
ｒａｙ）信号またはフィードスルー信号をキャンセルで
きることである。ミキサに受信された２つの入力信号お
よび２つのコントロール信号が逆位相のとき、これらの
フィードスルー信号が実質的にキャンセルされる。
ミキサ１０３および１０４ならびに加算器１０７により
形成される。第２の変調ユニット１０２は、２個の平衡
ミキサ１０５および１０６ならびに加算器１０８により
形成される。ＭＯＳトランジスタの対により形成された
平衡ミキサが好適に使用することができる。そのような
ミキサの利点は、ミキサの出力におけるストレイ（ｓｔ
ｒａｙ）信号またはフィードスルー信号をキャンセルで
きることである。ミキサに受信された２つの入力信号お
よび２つのコントロール信号が逆位相のとき、これらの
フィードスルー信号が実質的にキャンセルされる。
【００１９】ユニット１０１は４つの低い周波数または
ベースバンド入力信号を４つの入力に受信する。これら
の信号は４相をなしている。ミキサ１０３は、第１の入
力に同相ベースバンド信号ｂｂＩを、第２の入力に同相
反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂを受信し、ミキサ１０
４は、第３の入力に直交位相ベースバンド信号ｂｂＱ
を、第４の入力に直交位相反転ベースバンド信号ｂｂＱ
＿ｂを受信する。
ベースバンド入力信号を４つの入力に受信する。これら
の信号は４相をなしている。ミキサ１０３は、第１の入
力に同相ベースバンド信号ｂｂＩを、第２の入力に同相
反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂを受信し、ミキサ１０
４は、第３の入力に直交位相ベースバンド信号ｂｂＱ
を、第４の入力に直交位相反転ベースバンド信号ｂｂＱ
＿ｂを受信する。
【００２０】ユニット１０１はまた、４つのコントロー
ル信号または搬送信号を受信し、これらの信号もまた４
相をなしている。これらの搬送信号は、前記ベースバン
ド信号（ｂｂＩ、ｂｂＩ＿ｂ、ｂｂＱ、ｂｂＱ＿ｂ）が
搬送信号周波数に変調されることを可能にする。ミキサ
１０３は、同相搬送信号ＩＦ１Ｉ、同相反転搬送信号Ｉ
Ｆ１Ｉ＿ｂを受信する。ミキサ１０４は、直交位相搬送
信号ＩＦ１Ｑおよび直交位相反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿ｂ
を受信する。前記搬送信号の周波数は全て中間周波数Ｉ
Ｆ１である。
ル信号または搬送信号を受信し、これらの信号もまた４
相をなしている。これらの搬送信号は、前記ベースバン
ド信号（ｂｂＩ、ｂｂＩ＿ｂ、ｂｂＱ、ｂｂＱ＿ｂ）が
搬送信号周波数に変調されることを可能にする。ミキサ
１０３は、同相搬送信号ＩＦ１Ｉ、同相反転搬送信号Ｉ
Ｆ１Ｉ＿ｂを受信する。ミキサ１０４は、直交位相搬送
信号ＩＦ１Ｑおよび直交位相反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿ｂ
を受信する。前記搬送信号の周波数は全て中間周波数Ｉ
Ｆ１である。
【００２１】ユニット１０１の出力には、ミキサ１０３
および１０４の出力から供給された２つ変調信号ＩＦ１
ＩｍおよびＩＦ１Ｑｍを合成する加算器１０７が設置さ
れる。これら２つの変調信号ＩＦ１ＩｍおよびＩＦ１Ｑ
ｍの周波数は、中間周波数ＩＦ１であり、したがって、
加算器１０７の出力すなわちユニット１０１の出力にお
ける、アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃの周波数
は、中間周波数ＩＦ１である。この信号ＩＦ１Ｃは、特
に平衡ミキサ内で使用されているトランジスタにつきも
のの浮遊容量（ｓｔｒａｙ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）
および浮遊電荷（ｓｔｒａｙ ｑｕａｎｔｉｔｙ）に伴
うフィードスルー信号を含まないという利点を有する。
および１０４の出力から供給された２つ変調信号ＩＦ１
ＩｍおよびＩＦ１Ｑｍを合成する加算器１０７が設置さ
れる。これら２つの変調信号ＩＦ１ＩｍおよびＩＦ１Ｑ
ｍの周波数は、中間周波数ＩＦ１であり、したがって、
加算器１０７の出力すなわちユニット１０１の出力にお
ける、アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃの周波数
は、中間周波数ＩＦ１である。この信号ＩＦ１Ｃは、特
に平衡ミキサ内で使用されているトランジスタにつきも
のの浮遊容量（ｓｔｒａｙ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）
および浮遊電荷（ｓｔｒａｙ ｑｕａｎｔｉｔｙ）に伴
うフィードスルー信号を含まないという利点を有する。
【００２２】ユニット１０２は、ユニット１０１と全く
同じ方法により、２つの平衡ミキサ１０５および１０６
ならびに加算器１０８から形成される。４つの入力に受
信される信号は、同じ４相ベースバンド信号であり、コ
ントロール搬送信号も、中間周波数ＩＦ１の４相信号で
ある。
同じ方法により、２つの平衡ミキサ１０５および１０６
ならびに加算器１０８から形成される。４つの入力に受
信される信号は、同じ４相ベースバンド信号であり、コ
ントロール搬送信号も、中間周波数ＩＦ１の４相信号で
ある。
【００２３】２つのユニット１０１および１０２の間の
違いは、その入力において受信する信号とコントロール
信号の組合せである。実際にユニット１０２の目的は、
ユニット１０１の出力において提供されたアップコンバ
ートされた信号に対して位相が反転した、もう一つ他の
アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、その出力
において提供することである。
違いは、その入力において受信する信号とコントロール
信号の組合せである。実際にユニット１０２の目的は、
ユニット１０１の出力において提供されたアップコンバ
ートされた信号に対して位相が反転した、もう一つ他の
アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、その出力
において提供することである。
【００２４】これを行うためには、各々のミキサにより
受信されるベースバンド信号、搬送信号を反転させるだ
けでよい。ミキサが左右対称なのでどちらも同じことで
ある。この反転はミキサの出力に取得された変調信号に
改良を生じる。ミキサ１０５の出力の変調信号ＩＦ１Ｉ
ｍ＿ｂは、信号１Ｆ１Ｉｍに対して反対の位相である。
同様にミキサ１０６の変調信号ＩＦ１Ｑｍ＿ｂは、信号
ＩＦ１Ｑｍに対して位相が逆である。したがって、加算
器１０８の出力で取得されたアップコンバートされた信
号ＩＦ１Ｃ＿ｂは、アップコンバートされた信号ＩＦ１
Ｃに対して位相が逆である。
受信されるベースバンド信号、搬送信号を反転させるだ
けでよい。ミキサが左右対称なのでどちらも同じことで
ある。この反転はミキサの出力に取得された変調信号に
改良を生じる。ミキサ１０５の出力の変調信号ＩＦ１Ｉ
ｍ＿ｂは、信号１Ｆ１Ｉｍに対して反対の位相である。
同様にミキサ１０６の変調信号ＩＦ１Ｑｍ＿ｂは、信号
ＩＦ１Ｑｍに対して位相が逆である。したがって、加算
器１０８の出力で取得されたアップコンバートされた信
号ＩＦ１Ｃ＿ｂは、アップコンバートされた信号ＩＦ１
Ｃに対して位相が逆である。
【００２５】これにより、アップコンバージョン段１の
出力に、中間周波数ＩＦ１へ逆の位相にアップコンバー
トされた２つの信号ＩＦ１ＣおよびＩＦ１Ｃ＿ｂが存在
することになる。これら２つのアップコンバートされた
信号は、アップコンバージョン段２に提供される。
出力に、中間周波数ＩＦ１へ逆の位相にアップコンバー
トされた２つの信号ＩＦ１ＣおよびＩＦ１Ｃ＿ｂが存在
することになる。これら２つのアップコンバートされた
信号は、アップコンバージョン段２に提供される。
【００２６】この実施例において、それぞれ逆の位相に
アップコンバートされた信号が、同様のユニット１０１
および１０２により取得されることは、注意されるべき
である。しかし、逆の位相にアップコンバートされた信
号ＩＦ１Ｃ＿ｂを取得するために、例えば、１８０°位
相シフタのような、ミラー・ユニット１０２以外の方法
を用いることは予見可能である。
アップコンバートされた信号が、同様のユニット１０１
および１０２により取得されることは、注意されるべき
である。しかし、逆の位相にアップコンバートされた信
号ＩＦ１Ｃ＿ｂを取得するために、例えば、１８０°位
相シフタのような、ミラー・ユニット１０２以外の方法
を用いることは予見可能である。
【００２７】段２は、一方の入力には、中間周波数ＩＦ
１にアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃを、他方の入
力には、中間周波数ＩＦ１にアップコンバートされた信
号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、受信する単一の平衡ミキサ１１０に
より形成される。ミキサ１１０は中間周波数ＩＦ２の２
つの逆位相の搬送信号ＩＦ２ＩおよびＩＦ２Ｉ＿ｂによ
ってコントロールされる。ミキサ１１０の出力において
取得される変調信号ＨＦ＿Ｍは、その入力に受信された
信号に対応しており、周波数が置き換えられているか、
またはアップコンバートされている。実際に、変調信号
ＨＦ＿Ｍは高周波信号であり、その周波数ＨＦは中間周
波数の和ＩＦ１＋ＩＦ２に等しい。
１にアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃを、他方の入
力には、中間周波数ＩＦ１にアップコンバートされた信
号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、受信する単一の平衡ミキサ１１０に
より形成される。ミキサ１１０は中間周波数ＩＦ２の２
つの逆位相の搬送信号ＩＦ２ＩおよびＩＦ２Ｉ＿ｂによ
ってコントロールされる。ミキサ１１０の出力において
取得される変調信号ＨＦ＿Ｍは、その入力に受信された
信号に対応しており、周波数が置き換えられているか、
またはアップコンバートされている。実際に、変調信号
ＨＦ＿Ｍは高周波信号であり、その周波数ＨＦは中間周
波数の和ＩＦ１＋ＩＦ２に等しい。
【００２８】周波数の置き換えまたはアップコンバージ
ョンのための平衡ミキサの使用は、ミキサ１１０を形成
するトランジスタの漂遊容量に起因するフィードスルー
信号を除去するだけでなく、中間漂遊周波数ＩＦ１およ
びＩＦ２の信号をも除去する。
ョンのための平衡ミキサの使用は、ミキサ１１０を形成
するトランジスタの漂遊容量に起因するフィードスルー
信号を除去するだけでなく、中間漂遊周波数ＩＦ１およ
びＩＦ２の信号をも除去する。
【００２９】図４は、本発明によるダブル・アップコン
バージョン変調器を詳細に示す。変調器の全体的な構造
は、すでに図３に関連して記載されている。よって、２
つのアップコンバージョン段１および２ならびに、段１
の２つの変調ユニット２０１および２０２を再び見るこ
とができる。
バージョン変調器を詳細に示す。変調器の全体的な構造
は、すでに図３に関連して記載されている。よって、２
つのアップコンバージョン段１および２ならびに、段１
の２つの変調ユニット２０１および２０２を再び見るこ
とができる。
【００３０】使用される平衡ミキサは、２つのトランジ
スタにより形成される。トランジスタにはＭＯＳトラン
ジスタが好適に使用される。ＭＯＳトランジスタは、ミ
キサおよび一般的な構成のための、高水準の線形性を得
ることができる。
スタにより形成される。トランジスタにはＭＯＳトラン
ジスタが好適に使用される。ＭＯＳトランジスタは、ミ
キサおよび一般的な構成のための、高水準の線形性を得
ることができる。
【００３１】図４の２０３Ａから２０６Ａまで、および
２０３Ｂから２０６Ｂまでのトランジスタは、図３の１
０３から１０６のミキサに対応し、図４の２１０Ａおよ
び２１０Ｂのトランジスタは、図３のミキサ１１０に対
応する。
２０３Ｂから２０６Ｂまでのトランジスタは、図３の１
０３から１０６のミキサに対応し、図４の２１０Ａおよ
び２１０Ｂのトランジスタは、図３のミキサ１１０に対
応する。
【００３２】アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃおよ
びＩＦ１Ｃ＿ｂを、ユニット２０１および２０２におい
て取得するために、これら２つのユニットに提供された
ベースバンド信号および搬送信号は、以下のように接続
される。トランジスタ２０３Ａおよび２０３Ｂは、各々
そのドレインに同相ベースバンド信号ｂｂＩおよび同相
反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂを、かつ各々そのゲー
トに同相搬送信号ＩＦ１Ｉおよび同相反転搬送信号ＩＦ
１Ｉ＿ｂを受信し、そのソースは、２１３において接続
され、変調信号ＩＦ１Ｉｍをなす。トランジスタ２０４
Ａおよび２０４Ｂは、各々そのドレインに直交ベースバ
ンド信号ｂｂＱおよび直交反転ベースバンド信号ｂｂＱ
＿ｂを、かつ各々そのゲートに直交搬送信号ＩＦ１Ｑお
よび直交反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿ｂを受信し、そのソー
スは、２１４において接続され、変調信号ＩＦ１Ｑｍを
なす。トランジスタ２０５Ａおよび２０５Ｂは、２０３
Ａおよび２０３Ｂとは反対に、各々そのドレインに同相
反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂおよび同相ベースバン
ド信号ｂｂＩを、かつ各々そのゲートに同相搬送信号Ｉ
Ｆ１Ｉおよび同相反転搬送信号ＩＦ１Ｉ＿ｂを受信し、
そのソースは、２１５において接続され、変調信号ＩＦ
１Ｉｍ＿ｂをなす。トランジスタ２０６Ａおよび２０６
Ｂは、２０４Ａおよび２０４Ｂとは反対に、各々そのド
レインに直交反転ベースバンド信号ｂｂＱ＿ｂおよび直
交ベースバンド信号ｂｂＱを、かつ各々そのゲートに直
交搬送信号ＩＦ１Ｑおよび直交反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿
ｂを受信し、そのソースは、２１６において接続され、
変調信号ＩＦ１Ｑｍ＿ｂをなす。加算器２０７は、変調
信号ＩＦ１ＩｍおよびＩＦ１Ｑｍを合成して、アップコ
ンバートされた信号ＩＦ１Ｃを与え、加算器２０８は、
変調信号ＩＦ１Ｉｍ＿ｂおよびＩＦ１Ｑｍ＿ｂを合成し
て、アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを与え
る。
びＩＦ１Ｃ＿ｂを、ユニット２０１および２０２におい
て取得するために、これら２つのユニットに提供された
ベースバンド信号および搬送信号は、以下のように接続
される。トランジスタ２０３Ａおよび２０３Ｂは、各々
そのドレインに同相ベースバンド信号ｂｂＩおよび同相
反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂを、かつ各々そのゲー
トに同相搬送信号ＩＦ１Ｉおよび同相反転搬送信号ＩＦ
１Ｉ＿ｂを受信し、そのソースは、２１３において接続
され、変調信号ＩＦ１Ｉｍをなす。トランジスタ２０４
Ａおよび２０４Ｂは、各々そのドレインに直交ベースバ
ンド信号ｂｂＱおよび直交反転ベースバンド信号ｂｂＱ
＿ｂを、かつ各々そのゲートに直交搬送信号ＩＦ１Ｑお
よび直交反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿ｂを受信し、そのソー
スは、２１４において接続され、変調信号ＩＦ１Ｑｍを
なす。トランジスタ２０５Ａおよび２０５Ｂは、２０３
Ａおよび２０３Ｂとは反対に、各々そのドレインに同相
反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂおよび同相ベースバン
ド信号ｂｂＩを、かつ各々そのゲートに同相搬送信号Ｉ
Ｆ１Ｉおよび同相反転搬送信号ＩＦ１Ｉ＿ｂを受信し、
そのソースは、２１５において接続され、変調信号ＩＦ
１Ｉｍ＿ｂをなす。トランジスタ２０６Ａおよび２０６
Ｂは、２０４Ａおよび２０４Ｂとは反対に、各々そのド
レインに直交反転ベースバンド信号ｂｂＱ＿ｂおよび直
交ベースバンド信号ｂｂＱを、かつ各々そのゲートに直
交搬送信号ＩＦ１Ｑおよび直交反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿
ｂを受信し、そのソースは、２１６において接続され、
変調信号ＩＦ１Ｑｍ＿ｂをなす。加算器２０７は、変調
信号ＩＦ１ＩｍおよびＩＦ１Ｑｍを合成して、アップコ
ンバートされた信号ＩＦ１Ｃを与え、加算器２０８は、
変調信号ＩＦ１Ｉｍ＿ｂおよびＩＦ１Ｑｍ＿ｂを合成し
て、アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを与え
る。
【００３３】前記２つのアップコンバートされた信号
は、段２の入力に供給される。図３のミキサ１１０は、
図４のトランジスタ２１０Ａおよび２１０Ｂに対応す
る。段２の出力において、所望の周波数の変調信号だけ
を保ち続けるために、トランジスタは、中間周波数ＩＦ
２の同相および同相反転信号によってコントロールされ
る。
は、段２の入力に供給される。図３のミキサ１１０は、
図４のトランジスタ２１０Ａおよび２１０Ｂに対応す
る。段２の出力において、所望の周波数の変調信号だけ
を保ち続けるために、トランジスタは、中間周波数ＩＦ
２の同相および同相反転信号によってコントロールされ
る。
【００３４】トランジスタ２１０Ａは、そのドレインに
同相のアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃを、そのゲ
ートに同相搬送信号ＩＦ２Ｉを受信する。トランジスタ
２１０Ｂは、そのドレインに逆位相のアップコンバート
された信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、そのゲートに同相反転搬送
信号ＩＦ２Ｉ＿ｂを受信する。トランジスタ２１０Ａお
よび２１０Ｂのソースは、２２０に接続され高周波数変
調信号ＨＦ＿Ｍをなす。この信号の周波数ＨＦは、アッ
プコンバートされた信号の中間周波数ＩＦ１と段２の搬
送信号の中間周波数ＩＦ２の合計に等しい。
同相のアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃを、そのゲ
ートに同相搬送信号ＩＦ２Ｉを受信する。トランジスタ
２１０Ｂは、そのドレインに逆位相のアップコンバート
された信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、そのゲートに同相反転搬送
信号ＩＦ２Ｉ＿ｂを受信する。トランジスタ２１０Ａお
よび２１０Ｂのソースは、２２０に接続され高周波数変
調信号ＨＦ＿Ｍをなす。この信号の周波数ＨＦは、アッ
プコンバートされた信号の中間周波数ＩＦ１と段２の搬
送信号の中間周波数ＩＦ２の合計に等しい。
【００３５】図５は、中間周波数ＩＦ１およびＩＦ２の
搬送信号を生成するために使用される手段の一例であ
る。中間周波数ＩＦ２の信号を生成するジェネレータ３
０１は、出力に同相信号ＩＦ２Ｉを供給する。同相信号
ＩＦ２Ｉは、変調器の段２へ直接供給され、同相信号を
１８０°位相シフトするために備えられている手段へ直
接供給される。よって同相信号ＩＦ２Ｉおよび同相反転
信号ＩＦ２Ｉ＿ｂを得られる。ジェネレータ３０１によ
り供給された信号ＩＦ２Ｉは、直交分周器３０２にも供
給される。この分周器は、一方の出力に同相信号ＩＦ１
Ｉを供給し他方の出力に直交信号ＩＦＩＱを供給する。
２つの信号の周波数ＩＦ１は、中間周波数の２分の１で
ある。これらの信号ＩＦ１ＩおよびＩＦ１Ｑは、搬送信
号として変調器の段１に供給され、同相反転信号を生成
するために備えられた手段にも供給される。
搬送信号を生成するために使用される手段の一例であ
る。中間周波数ＩＦ２の信号を生成するジェネレータ３
０１は、出力に同相信号ＩＦ２Ｉを供給する。同相信号
ＩＦ２Ｉは、変調器の段２へ直接供給され、同相信号を
１８０°位相シフトするために備えられている手段へ直
接供給される。よって同相信号ＩＦ２Ｉおよび同相反転
信号ＩＦ２Ｉ＿ｂを得られる。ジェネレータ３０１によ
り供給された信号ＩＦ２Ｉは、直交分周器３０２にも供
給される。この分周器は、一方の出力に同相信号ＩＦ１
Ｉを供給し他方の出力に直交信号ＩＦＩＱを供給する。
２つの信号の周波数ＩＦ１は、中間周波数の２分の１で
ある。これらの信号ＩＦ１ＩおよびＩＦ１Ｑは、搬送信
号として変調器の段１に供給され、同相反転信号を生成
するために備えられた手段にも供給される。
【００３６】移動電話の例では、変調周波数は９００Ｍ
Ｈｚである。したがって６００ＭＨｚの信号を生成する
ジェネレータおよび分周器を採用することが有利であ
る。これにより、中間周波数ＩＦ２は６００ＭＨｚとな
り、中間周波数ＩＦ１はその２分の１の周波数すなわち
３００ＭＨｚとなる。これにより出力に９００ＭＨｚの
高周波変調信号ＨＦが得られる。
Ｈｚである。したがって６００ＭＨｚの信号を生成する
ジェネレータおよび分周器を採用することが有利であ
る。これにより、中間周波数ＩＦ２は６００ＭＨｚとな
り、中間周波数ＩＦ１はその２分の１の周波数すなわち
３００ＭＨｚとなる。これにより出力に９００ＭＨｚの
高周波変調信号ＨＦが得られる。
【００３７】前記例示は説明のためにのみ与えられるの
であって、他の実施例、特にユニット１０２および２０
２を備えたミラー変調ユニットのような、逆位相の信号
を生成する手段が発明の範囲に含まれることは、明らか
である。
であって、他の実施例、特にユニット１０２および２０
２を備えたミラー変調ユニットのような、逆位相の信号
を生成する手段が発明の範囲に含まれることは、明らか
である。
【図１】先行技術による直交変調器を示す図である。
【図２】他の先行技術による直交変調器を示す図であ
る。
る。
【図３】本発明による直交変調器の概略図である。
【図４】本発明による直交変調器の詳細図である。
【図５】搬送信号生成回路を示す図である。
１…第１のアップコンバージョン段
２…第１のアップコンバージョン段
１０１…第１の変調ユニット
１０２…第２の変調ユニット
１０３、１０４、１０５、１０６、１１０…平衡ミキサ
１０７、１０８…加算器
Claims (3)
- 【請求項１】 第１の変調ユニット（１０１、２０１）
で形成される第１のアップコンバージョン段（１）を含
み、 前記第１の変調ユニットが、 第１の入力、第２の入力、第３の入力および第４の入力
に、それぞれ第１の同相ベースバンド信号（ｂｂｌ）、
第２の同相反転ベースバンド信号（ｂｂｌ＿ｂ）、第３
の直交位相ベースバンド信号（ｂｂＱ）および第４の直
交位相反転ベースバンド信号（ｂｂＱ＿ｂ）によって形
成される４相ベースバンド信号を受信し、 第１の同相搬送信号（ＩＦ１Ｉ）、第２の同相反転搬送
信号（ＩＦ１Ｉ＿ｂ）、第３の直交搬送信号（ＩＦ１
Ｑ）および第４の直交反転搬送信号（ＩＦ１Ｑ＿ｂ）に
よって形成される、第１の中間周波数（ＩＦ１）の４相
搬送信号によってコントロールされ、および１つの出力
に、前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１のアップコ
ンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ）を与えるダブル・アッ
プコンバージョン変調器において、 前記第１のアップコンバージョン段（１）が、さらに前
記第１の変調ユニットと同様の第２の変調ユニット（１
０２、２０２）から形成され、 前記第２の変調ユニットが、 第１の入力、第２の入力、第３の入力および第４の入力
に、それぞれ前記第１の同相ベースバンド信号（ｂｂ
Ｉ）、前記第２の同相反転ベースバンド信号信号（ｂｂ
Ｉ＿ｂ）、前記第３の直交位相ベースバンド信号（ｂｂ
Ｑ）および前記第４の直交位相反転ベースバンド信号
（ｂｂＱ＿ｂ）によって形成される前記４相ベースバン
ド信号を受信し、 前記第１の同相搬送信号（ＩＦ１Ｉ）、前記第２の同相
反転搬送信号（ＩＦ１Ｉ＿ｂ）、前記第３の直交搬送信
号（ＩＦ１Ｑ）および前記第４の直交反転搬送信号（Ｉ
Ｆ１Ｑ＿ｂ）によって形成される、前記第１の中間周波
数（ＩＦ１）の４相搬送信号によってコントロールさ
れ、および１つの出力に、前記第１のアップコンバート
された信号に対して逆の位相であり前記第１の中間周波
数（ＩＦ１）である、第２のアップコンバートされた信
号（ＩＦ１Ｃ＿ｂ）を与え、 および当該変調器が、さらに第２のアップコンバージョ
ン段（２）を含み、前記第２のアップコンバージョン段
が、 第１の入力および第２の入力に、前記第１の中間周波数
（ＩＦ１）の前記第１のアップコンバートされた信号
（ＩＦ１Ｃ）および前記第２のアップコンバートされた
信号（ＩＦ１Ｃ＿ｂ）をそれぞれ受信し、 第５の同相搬送信号および第６の同相反転搬送信号（Ｉ
Ｆ２Ｉ、ＩＦ２Ｉ＿ｂ）により形成される、第２の中間
周波数（ＩＦ２）の２つの搬送信号によりコントロール
され、および前記第１の中間周波数および前記第２の中
間周波数の合計（ＩＦ１＋ＩＦ２）に対応する周波数
（ＨＦ）の高周波信号（ＨＦ＿Ｍ）を１つの出力に与え
ることを特徴とするダブル・アップコンバージョン変調
器。 - 【請求項２】 前記第１のアップコンバージョン段
（１）の前記第１の変調ユニットおよび第２の変調ユニ
ットが（１０１、１０２）、それぞれ第１の平衡ミキサ
（１０３）および第２の平衡ミキサ（１０４）ならびに
第３の平衡ミキサ（１０５）および第４の平衡ミキサ
（１０６）を含み、 前記第１のミキサ（１０３）および前記第２のミキサ
（１０４）が、前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１
の変調信号（ＩＦ１Ｉｍ）および第２の変調信号（ＩＦ
１Ｑｍ）をそれぞれ１つの出力に与え、前記第１のアッ
プコンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ）を取得するため
に、前記第１の変調信号および前記第２の変調信号が前
記第１のユニット（１０１）の出力において合成され、 前記第３の平衡ミキサ（１０５）および第４の平衡ミキ
サ（１０６）が、前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の第
３の変調信号（ＩＦ１Ｉｍ＿ｂ）および第４の変調信号
（ＩＦ１Ｑｍ＿ｂ）をそれぞれ１つの出力に与え、前記
第２のアップコンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ＿ｂ）を
取得するために、前記第３の変調信号および前記第４の
変調信号が前記第２のユニット（２０１）の出力におい
て合成され、および前記第２のアップコンバージョン段
（２）が第５の平衡ミキサ（１１０）で形成されること
を特徴とする、請求項１に記載のダブル・アップコンバ
ージョン変調器。 - 【請求項３】 前記第２の中間周波数（ＩＦ２）の前記
第５の搬送信号（ＩＦ２Ｉ）および前記第６の搬送信号
（ＩＦ２Ｉ＿ｂ）が、信号ジェネレータ（３０１）によ
って前記第２の周波数に直接生成され、 前記第１の周波数（ＩＦ１）の第１の搬送信号、第２の
搬送信号、第３の搬送信号および第４の搬送信号が、前
記信号ジェネレータの出力に置かれた直交分周器（３０
２）によって、前記生成された第２の周波数の信号を２
分周することにより取得され、 前記第２の中間周波数（ＩＦ２）が、前記第１の周波数
（ＩＦ１）の２倍の高さであることを特徴とする、請求
項１または２に記載のダブル・アップコンバージョン変
調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CH12682001 | 2001-07-10 | ||
| CH1268/01 | 2001-07-10 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003101598A true JP2003101598A (ja) | 2003-04-04 |
| JP3996458B2 JP3996458B2 (ja) | 2007-10-24 |
Family
ID=4565126
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002194338A Expired - Fee Related JP3996458B2 (ja) | 2001-07-10 | 2002-07-03 | ダブル・アップコンバージョン変調器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6728527B2 (ja) |
| JP (1) | JP3996458B2 (ja) |
| KR (1) | KR100863657B1 (ja) |
| CN (1) | CN1290361C (ja) |
| CA (1) | CA2390630A1 (ja) |
| TW (1) | TWI279111B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100838521B1 (ko) | 2006-12-05 | 2008-06-17 | 전자부품연구원 | 무선 통신용 디지털 중간 주파수 송신기 |
| KR100960022B1 (ko) | 2008-08-22 | 2010-05-28 | 전자부품연구원 | 디지털 중간주파수 무선송신기, 고주파 변조 장치 및 방법 |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100357709B1 (ko) * | 2000-02-09 | 2002-11-27 | (주) 아메켐 | 다목적, 다기능 복합 세정 및 세척제 |
| US7302011B1 (en) * | 2002-10-16 | 2007-11-27 | Rf Micro Devices, Inc. | Quadrature frequency doubling system |
| US11152971B2 (en) * | 2004-02-02 | 2021-10-19 | Charles Abraham | Frequency modulated OFDM over various communication media |
| US7272373B2 (en) * | 2004-06-30 | 2007-09-18 | Silacon Laboratories Inc. | Ratiometric clock systems for integrated receivers and associated methods |
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| US7376396B2 (en) * | 2004-06-30 | 2008-05-20 | Silicon Laboratories Inc. | Ratiometric transmit path architecture for communication systems |
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