JP2003033030A

JP2003033030A - 電源システム

Info

Publication number: JP2003033030A
Application number: JP2002140608A
Authority: JP
Inventors: Christoph Loef; レーフクリストフ; Christian Hattrup; ハットルップクリスティアン; Thomas Dipl Ing Schaer; シェールトーマス; Olaf Maertens; メルテンスオラフ; Martin Ossmann; オスマンマルティン
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2001-05-16
Filing date: 2002-05-15
Publication date: 2003-01-31
Anticipated expiration: 2022-05-15
Also published as: DE10123789A1; US6683800B2; JP4298223B2; EP1258978A2; EP1258978A3; DE50211871D1; EP1258978B1; US20030021127A1

Abstract

(57)【要約】【課題】電源システムに必要な動作パラメータを容易
に決定する。【解決手段】変圧器を有する共振構成に供給するため
のコンバータを有する電源システムの必要な動作パラメ
ータを決定するために、測定装置を有するシステムが提
案される。この測定装置は、電源システムの要素への電
圧印加がはじめに停止されて所定の出力電圧が生成さ
れ、共振構成に固有な１つ以上のパラメータが変圧器の
１次側に現れる共振電流の測定値から決定されるよう
に、コンバータを作動する。ここでは、好ましくは短時
間の励磁インターバルの後に、共振周波数、共振構成の
インピーダンス、共振キャパシタンスの容量値及び漏れ
インダクタンスが電流経路に基づいて決定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源システム及び
該電源システムを有するＸ線ユニット、及び電源システ
ムの動作パラメータを決定するための方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチモードの電源は、電子機器の電
力或いは電圧供給向けに使用されることがある。かかる
スイッチモード電源は、電源電圧をそれぞれの機器の動
作に必要な電圧に通常変換する。公知のスイッチモード
電源は、インバータ又はコンバータを備えており、これ
らは、直流電圧からスイッチされた交流電圧を生成す
る。このために、かかるコンバータは、制御可能なスイ
ッチを有している。

【０００３】このスイッチされた交流電圧（コンバータ
出力電圧）は、変圧器によりそれぞれの機器のために適
切な振幅を有する交流電圧に変換、すなわち、ステップ
アップ又はステップダウンされる。機器が直流電源を必
要とする場合、変換器の２次側の交流電圧が整流され、
平滑化キャパシタにより一般的に安定化される。

【０００４】動作を最適化するために、スイッチモード
電源は、共振構成として動作される。これら構成では、
共振キャパシタは、（ディスクリートなインダクタンス
により生成することができる）変圧器の漏れインダクタ
ンスと共に、直列共振回路を形成し、変圧器の２次側の
巻き線キャパシタンスにより必要性が拡張される場合、
直並列共振回路が形成される。動作において、コンバー
タの動作周波数は、負荷回路の固有の共振周波数に近づ
くように選択される。結果として、共振回路のインピー
ダンスでの電圧降下は最小になる。

【０００５】スイッチモード電源の実施の形態の１例
は、Ｘ線管の電源である。Ｘ線管は、約４０ｋＶ〜１５
０ｋＶまでの電圧、及び１．３Ａまでの電流が供給され
る。コントローラは、管電圧を要求された設定値に調整
する。制御変数として、コントローラは、コンバータの
作動、すなわちスイッチング周波数を使用し、ここで
は、デューティサイクルを適用することができる。

【０００６】この適用に設けられる共振回路は、一般的
に非常に高品質のものである。共振キャパシタの異なる
キャパシタンス値、又は変圧器の漏れインダクタンスの
ための異なる値のような使用される構成素子の耐性は、
老朽化にもよって、共振周波数に影響を与える。

【０００７】制御の目的のために、したがって、共振キ
ャパシタンスのキャパシタンス、及び変圧器の漏れイン
ダクタンスのような、制御システムの決定的要素となる
変数の場合において公知の値から導出する能力は、関心
事である。これは、高精度な素子の使用により保証する
ことができるが、これに応じて高価になる。さらに、老
朽化により素子の値における偏差といった問題が存在す
る。

【０００８】電源システムは、追加の制御装置を有する
スイッチモード電源から形成され、論文“Fast estimat
ion of unknown resonant frequencies by means of th
e VeCon chip set”EPE’97 Trondheim ,1997, Vol.3,
pp.353-357に既に記載されている。制御装置は、変圧器
の１次側の電流を測定するための電流センサ、及びコン
バータを制御するための制御出力を有している。

【０００９】この制御装置は、制御された共振回路の共
振周波数を決定するための測定装置を備えている。電源
システムの動作では、コンバータはスイッチング周波数
ｆで動作し、１次側電流の経路はサンプル値によりモニ
タされる。共振周波数は、サンプル値から推定され、こ
の推定値に従ってコンバータは調整される。これによ
り、電源システムを共振周波数で正確に動作させること
ができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ここで記載された制御
方法により、突然の変動の場合にも安定な動作が可能で
ある。しかし、１次側の電流をモニタすることは、通常
の動作において必要とされ、測定における困難が生じ
る。さらに、使用される「オンライン方法」は、この場
合励振周波数である作動に関する非常に簡単な調整のみ
を可能にすることから高価である。

【００１１】したがって、本発明の目的は、必要な動作
パラメータを容易に決定することができる電源システ
ム、及び該電源システムの動作パラメータを決定するた
めの方法、及び特に該電源システムを有するＸ線管を提
案することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的は、請求項１記
載の電源システム、請求項１０記載のＸ線ユニット及び
請求項１１記載の方法により達成される。従属する請求
項は、本発明の好適な実施の形態に関連している。

【００１３】電源システムは、コンバータ及び該コンバ
ータにより供給される変圧器を有している。コンバータ
は、電源、通常は直流電源（中間的な回路電圧）を有し
ており、該電源から、計時されるスイッチングにより、
作動により予め決定された周波数の交流電圧を生成す
る。コンバータは、２つのかかるスイッチを有する場合
があり、たとえば、４つのパワースイッチを有するコン
バータトポロジーもまた一般的である。コンバータトポ
ロジーの更なる変形例は、たとえばEP884830において記
載されている。

【００１４】コンバータの出力電圧は、いずれかの構成
からなり、システムの設計に依存して異なる巻き数、変
換比、数を有する変圧器に供給される。変圧器は、所定
の巻き数のキャパシタンスを一般に有し、制御システム
の振る舞いにおける一部分を果たすことができる。２次
側では、変圧器の出力電圧は、整流され、平滑化キャパ
シタにより平滑化される。共振キャパシタは、１次側に
直列に通常接続され、変圧器の漏れインダクタンスと共
に共振構成を形成する。

【００１５】また、電源システムを形成する部分は測定
装置であり、該測定装置は、電流センサ及びコンバータ
を作動するための手段を有している。測定装置は、コン
バータの作動を通して測定動作を制御し、電流センサを
介して電流測定を実行する。実際の実現では、測定装置
は、各種の構成を仮定することができ、一般にマイクロ
プロセッサ又はシグナルプロセッサであり、デジタル形
式で測定値が供給される。デジタル制御を実行するため
のマイクロプロセッサユニットが既に存在する場合に
は、測定装置は、個別の回路である必要性はなく、たと
えば、測定装置は、この既存の回路の追加機能として設
計される場合がある。

【００１６】本電源システムの構成素子への電圧印加が
はじめに停止されて、測定装置は測定を実行する。すな
わち、キャパシタンスが放電されたとき、インダクタン
スを通しての電流の流れは存在しない。このことは、た
とえば、電源システムの最後のスイッチングからの十分
に長い待ち時間により、システムに存在する（キャパシ
タのような）エネルギー記憶装置の放電の振る舞いが既
知である場合に保証される。

【００１７】測定動作の開始では、所定のコンバータ出
力電圧が生成されるように、測定装置はコンバータを作
動する。ここで、コンバータは、コンバータ出力電圧が
直流電圧であるようなやり方で作動されることが好まし
い。本発明の更なる実施の形態では、コンバータ出力電
圧は、短時間の励磁インターバルの間のみでスイッチオ
ンされ、次いで、その後に更なる電圧が存在しないよう
に、コンバータのスイッチが作動される。

【００１８】ここで定義される励磁インターバルの長さ
は、できるだけ短くされるべきであり、（正確な発振サ
イクルの長さは未知であるが、振幅のオーダーから、こ
の長さは使用される素子により予め決定される）多くて
も１０の完全な発振サイクルである。４以下が可能であ
る場合、少ないサイクル数であることが好ましく、特
に、１サイクル期間より少ない励磁インターバルである
ことがより好ましいが、少なくとも１サイクルの半周期
に等しい。

【００１９】１可能な実施の形態では、計算されるパラ
メータの推定値は、最初の発振サイクルから既に得られ
ており、次いで、結果は、更なる発振を参照することに
より確認される。しかし、出力電圧が非常に小さいまま
である限り有効であり、すなわち、短絡回路への近似を
２次側に関して仮定することができる。

【００２０】現れる電流は、電流センサにより測定され
る。本発明は、（はじめに放電される）２次側のキャパ
シタンス（変圧器の巻き線キャパシタンス及び平滑化キ
ャパシタンス）のために、立ち上がりの瞬間での電源シ
ステムは、２次側に関して短絡回路としてみなすことが
できる。ここで、励磁インターバルは、共振電流が更に
影響することなしに測定することができるように、観察
インターバルよりも大きいことが好ましい。

【００２１】数回の発振からなる好適な短い観察のイン
ターバルにおける測定について、近似は、小さなエラー
のみを有する。確かに、はじめの発振の半周期が考慮さ
れる場合、正弦波の電流経路は、高い正確さを有して構
成される。電流の経路は、電流センサにより測定され
る。ここでは、共振キャパシタンスと変圧器の漏れイン
ダクタンスとから形成される共振回路の最も重要なパラ
メータは、この経路から測定される。

【００２２】これらのパラメータは、共振周波数、共振
キャパシタンスのためのインピーダンス及び値、及び共
振インダクタンスであり、これらの４つの値は、互いに
関数として変動し、これにより、残りの変数を確定する
ために、いずれか２つの値を決定するための必要のみが
存在する。

【００２３】本発明の様々な実施の形態では、関心のあ
る電源システムのパラメータ、すなわち、共振周波数、
インピーダンス及び／又は漏れインダクタンスのための
値及び共振キャパシタンスを決定するための異なる手法
が提案される。

【００２４】共振周波数は、励磁において生じる正弦波
の共振電流の２つのゼロクロス間の時間長を計算するこ
とにより、容易に決定することができる。この電流の測
定が連続的でなく、単なるサンプル値の形式である場
合、ゼロクロスは、サンプル値の補間又は間引きにより
決定することができる。ここで発見される誤差のレベル
は、ゼロクロスの領域における正弦波の比較的一定の勾
配により非常に小さい。

【００２５】代替的に、測定装置は、正弦波関数を該電
流のサンプル値に整合させることにより、共振周波数を
決定することができる。用語「整合」は、適切な正弦波
の識別を含むことが意味され、誤差の程度に関して、サ
ンプルポイントにできるだけ近く近似する。整合は、２
乗平均誤差の形式における誤差の程度が最小化されるこ
とが好ましい。

【００２６】共振キャパシタンス及びインダクタンスに
ついてのインピーダンス及び値を決定するための様々な
測定手法も提案される。１次側電流及び１次側電圧が知
られている場合、インピーダンスは、特に容易に決定す
ることができる。１次側電圧は、励磁により、すなわち
コンバータの出力電圧により予め決定される。これは、
既知の値で一定であることが好ましく、代替的には、連
続的に測定することもできる。電流の経路は、上述され
たように、少なくともはじめの発振サイクルの間では、
近似的に正弦波であると考えることができる。励磁電圧
が一旦既知となれば、該電流の最大値（振幅）が既知で
ある場合に、インピーダンスは非常に容易に決定するこ
とができる。

【００２７】発振サイクル内に十分な数のサンプル値が
与えられると、電流の最大値は、サンプル値についての
最大値を使用することにより決定することができる。そ
の最大値の領域における正弦波曲線の平坦特性のため
に、非常に僅かな誤差のみが生じることになる。代替的
な手法によれば、電流の振幅は、正弦波関数をサンプル
値に整合することにより、サンプル値から計算される。
このことは、共振周波数が上述した方法のうちの１方法
により既に決定されている場合には特に容易である。

【００２８】本発明の更なる実施の形態では、電源シス
テムは、制御装置を有しており、該装置により、出力電
圧のような出力側変数を制御することができる。制御変
数として、制御装置は、コンバータの作動を使用する
（たとえば、スイッチング周波数及び／又はデューティ
サイクル）。ここで、コントローラの設計について特に
重要なことは、制御されるシステムの予め決定されるパ
ラメータであり、いわば、共振周波数、共振キャパシタ
ンス及びインダクタンスのためのインピーダンス及び／
又は値である。したがって、制御装置は、これらの予め
決定されたパラメータを使用することが好ましく、これ
により、非常に正確な制御が可能となる。

【００２９】たとえば、高精度な制御が必要とされるＸ
線ユニットの場合には、これは特に関係する。オーバシ
ュート、補正時間及び電圧上昇の形式に関する厳しい仕
様は、Ｘ線管の動作、すなわち、スイッチオン及び要求
値への電圧上昇に適用される。コントローラの調整は、
使用される構成素子が大きな耐性又は老朽特性を有する
場合であっても、これらの仕様に適合させることができ
る。

【００３０】このために、たとえば、指定された測定プ
ロセスは、Ｘ線ユニットのそれぞれのサービス間隔の後
に実行して、制御システムの必要なパラメータを決定す
ることができる。次いで、これらのパラメータは、制御
装置にリレーされ、該装置に記憶される。これにより、
更なる動作において、制御装置は、制御システムの振る
舞いに関する非常に正確な情報を有して動作することが
できる。

【００３１】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明の実施の形態を詳細に説明する。なお、これらの実施
の形態は、本発明を限定するものではない。図１は、電
源システム１０の回路図を表しており、該システムは、
コンバータ１２、変圧器１４、測定装置１６及び整流器
１８を有している。

【００３２】コンバータ１２は、４つの制御されるパワ
ースイッチＴ₁、Ｔ₂、Ｔ₃、Ｔ₄を有しており、本実施の
形態では、記号でのみ表されている。直流電圧源Ｕ
_dは、コンバータ１２に電圧を供給する。スイッチＴ₁〜
Ｔ₄の位置に応じて、コンバータの出力電圧Ｕ_wは、出力
コネクション２０に生成することができ、該電圧は、Ｕ
_d、０又は−U_dのいずれかである。

【００３３】たとえば、スイッチＴ₁及びＴ₄が閉じてお
り、Ｔ₂及びＴ₄が開いている場合、コンバータ出力電圧
Ｕ_wは、コンバータの供給電圧Ｕ_dに等しい。供給電圧Ｕ
_dは、本実施の形態では、電圧源で示されており、実際
には、通常整流された電源である（中間的な回路電
圧）。

【００３４】変圧器１４の一次側は、コンバータ出力２
０に接続されている。共振キャパシタンスＣ_rは、コン
バータ出力２０に直列に接続されている。抵抗Ｒ_pは、
変圧器の１次側の巻き線抵抗を表している。電流ｉ
_rは、１次側を流れる。電流センサ２２は、この電流の
測定のために設けられている。記録された測定値は、測
定装置１６により評価される。

【００３５】変圧器１４は、電源システム１０の特定の
適用向けに選択される。たとえば、Ｘ線管の高電圧供給
のために、電圧は高電圧向け変圧器により増加される。
整流器１８は、このケースでは、典型的なブリッジ整流
器であり、変圧器１４の２次側に接続されている。図１
に表されているキャパシタンスＣ_p、及び抵抗Ｒ_sは、変
圧器１４の２次側の巻き線キャパシタンス及び巻き線抵
抗を表している。ブリッジ整流器１８は、出力コネクシ
ョン２４を有しており、その間には、出力電圧Ｕ_aを平
滑化するために平滑化キャパシタＣ_gが並列に接続され
ている。

【００３６】電源システム１０は、コントローラ（図示
せず）を有しており、該コントローラは、所与の出力電
圧Ｕ_aを得るために、コンバータ１２を作動する。この
制御に関して、共振構成であることが思い出される。変
圧器１４は、漏れインダクタンスＬ_rを有しており、該
インダクタンスは、共振キャパシタンスＣ_rと共に直列
共振回路を形成している。変圧器１４の２次側の巻き線
キャパシタンスは、本システムを直並列共振回路に拡張
する。

【００３７】動作において、コンバータの動作周波数
は、負荷回路の固有の共振周波数の近くにあるように選
択される。本実施の形態では、固有の共振周波数は、共
振キャパシタンスＣ_rのキャパシタンス値と変圧器１４
の漏れインダクタンスＬ_rの値とからなる関数として決
定的に変動する。

【００３８】本実施の形態において、かなりの耐性を有
する構成素子が使用される場合、構成素子の値は、コン
トローラを設計するために必要とされる制御システムに
関する情報を有するために、はじめに決定されるべきで
ある。かかる正確な情報は、Ｘ線管向けの電圧供給の場
合に特に必要とされる。このケースでは、オーバシュー
トなしに電圧を迅速に上昇することに関して、非常に厳
しい制約が存在する。

【００３９】制御システムに関して必要な情報は、すな
わち共振周波数、共振回路のインピーダンス、及び共振
キャパシタンスＣ_rのキャパシタンスのための値及び漏
れインダクタンスＬ_rであり、測定装置１６により決定
される。同時に、これらの値は、互いに構成する関数と
して当然変動する。すなわち、これらの値のうちのいず
れか２つから、残りを決定することが可能である。

【００４０】測定装置１６は、処理の詳細が表されてい
ないが、コンバータ１２のスイッチＴ₁〜Ｔ₄、及び電流
センサ２２の測定値のデジタル形式での評価のためのＡ
／Ｄコンバータを有する適切な制御エレクトロニクスに
よるマイクロプロセッサを含んでいる。電圧Ｕ_dの値、
すなわちコンバータ１２の供給電圧もまた測定装置１６
には既知である。

【００４１】測定装置は、既知の、好ましくは等間隔の
サンプリングポイントで必要とされる測定値を検出して
処理する位置にある。測定装置１６は、パラメータを決
定するために、以下に記載される測定プロセスを独立か
つ自動的に実行し、プロセスで実行された測定値を評価
する。

【００４２】測定の始動に関して、共振回路への電圧印
加が停止されたと仮定、すなわち、全てのキャパシタが
機能せず、出力電圧Ｕ_aが値０を有すると仮定する。こ
の状態は、回路に存在するエネルギー記憶装置を故意に
放電することにより提供することができるが、回路をス
イッチオフにした後に、十分に長い待ち時間を通常要す
る。

【００４３】本実施の形態では、キャパシタのための放
電時間は既知であり、これにより、実際の回路にとっ
て、十分な測定精度により、エネルギー記憶装置が放電
されることを何時仮定することができるかを容易に判定
することができる。代替的に、充電されたエネルギー記
憶装置（の少なくとも１部）による測定プロセスを実行
することも可能である。しかし、これは、通常のキャパ
シタの充電状態が既知であり、解明されなければならな
いので、測定をかなり困難にする。

【００４４】ここで、電源システム１０への電圧印加が
停止されて、インバータの対角線上のスイッチが時間ｔ
＝０でオンにされた場合（たとえば、Ｔ₁及びＴ₄）、電
圧Ｕ _wは、共振回路の入力２０に存在し、該電圧は、中
間的な回路電圧Ｕ_dの振幅に等しい。対応するシステム
変数は、図２に示されている正弦波電流経路ｉ_rを有す
る共振は、直列共振回路において生じる。平滑化キャパ
シタＣ_gに形成される電圧Ｕ_aは、２次側電流ｉ_gの量を
統合したものである。

【００４５】共振におけるはじめの半周期の発振の開始
では、キャパシタンスＣ_p及びＣ_gは、機能していないの
で、２つのキャパシタンスは、等価なキャパシタＣ_pg＝
Ｃ_p＋Ｃ_gに結合することができる。ここで動作可能な平
滑化キャパシタは、直列の共振キャパシタンスＣ_rより
も本質的に大きく、これにより、キャパシタンスＣ_p _gに
関して形成する電圧は、中間の回路電圧Ｕ_dよりも本質
的に小さいことがわかる。この点に関して、システム
は、第１近似において、２次側に関して短絡回路とみな
される。したがって、電流ｉ_rの正弦波の共振の影響
は、無視される。

【００４６】図２に表されるシステムの変数は、Ｘ線管
向け電源システムの１次側の関連する変数を示してい
る。Ｕ_p及びU_aについての２次側の変数は、変換ファク
タを乗じることにより得られる。これにより、半サイク
ル後に、Ｕ_aについて５．５ｋＶという典型的な値が与
えられる。

【００４７】１次側の関連する出力電圧は、約１０Ｖで
あり、該電圧は、５５０Ｖである基準の中間の回路電圧
Ｕ_dの１．８％に対応する。出力電圧における僅かな上
昇は、出力側のキャパシタＣ_p及びＣ_gが、負荷回路にお
ける共振の特性に本質的な影響を与えないことを保証す
る。そのために、その影響は無視される。

【００４８】ある電流の半周期の発振の期間は、構成素
子Ｌ_r（変圧器１４の漏れインダクタンス）及びＣ_r（共
振キャパシタンス）に依存する。図２に示されるよう
に、測定装置１６は、短時間の励磁インターバル（この
例では３０μｓ）の間にスイッチＴ₁及びＴ₄が閉じてい
るように、コンバータ１２を作動する。次いで、スイッ
チは、再び開く。

【００４９】スイッチＴ₁及びＴ₄のデューティサイクル
は、すなわち、励磁インターバルの期間であり、このケ
ースでは、半周期の発振が生成されて干渉することなし
に観察することができるように、直列共振回路要素の半
サイクル期間で期待される最大値に少なくとも等しくあ
るべきである。これは、共振電流ｉ_rの極性の反転の
間、又はその後の所定の短時間の待ち時間の間に、スイ
ッチＴ₁及びＴ₄をオフにすることにより、高い信頼性を
達成することができる。

【００５０】しかし、実際の電源システム１０では、Ｃ
_r及びＬ_rについての構成素子の値は、少なくとも近似的
に既知であり、励磁インターバルについて固定された長
さを設定することができる。これにより、十分なマージ
ンにより、励磁が少なくとも半サイクル期間に等しいこ
とが保証される。

【００５１】励磁電圧（この場合：Ｕ_d）は、励磁イン
ターバルの間に一定であるべきである。代替的に、これ
が保証することができない場合、たとえば、コンバータ
出力電圧Ｕ_wの値も測定される場合がある。測定された
値は、測定装置１６に供給され、該装置は、いずれかの
影響を計算する。

【００５２】図２では、Ｕ_wrは、コンバータ出力電圧を
示している。図示されるように、全てのスイッチＴ₁、
Ｔ₂、Ｔ₃、Ｔ₄が開いた後であっても共振電流が流れる
ために、該出力電圧は、はじめに＋Ｕ_dを持続し、次い
でスイッチにアンチパラレルに接続されたダイオードを
介して電流が流れる。

【００５３】図２に表されるように現れる電流ｉ_rにつ
いての経路は、電流センサ２２を介して測定装置１６に
より測定される。前に電圧印加が停止された電源システ
ム１０では、純粋に正弦波発振に関して、非常に良好な
近似が得られる（これは、はじめのサイクルに特に適用
され、より詳細には、はじめに半周期の発振に適用され
る）。

【００５４】発振が現れるのを観察することにより、共
振素子Ｃ_r及びＬ_r、又は共振インピーダンス及び共振周
波数に関して求められる情報を決定することが可能であ
る。ここでは、多数の可能性が存在し、これらを以下に
説明する。実際の実施の形態では、以下に与えられる測
定方法の適切な組合せは、特に、測定装置１６で利用可
能な処理スピードに従い、利用可能な特定の構成素子に
ついて選択される。

【００５５】［固有の共振周波数を決定するための第１
の方法の説明］トランジスタＴ₁及びＴ₄への電圧印加を
停止した後、正弦波共振電流は、共振回路において形成
される。正弦波電流ｉ_rの振幅Ｉ_p及び周波数ｆ_Rは、以
下の式に従い減少させることができる。Ｉ(ｔ)＝Ｉ_p*sin(２・π・ｆ_R・ｔ＋Φ) （１）図３に示すように、電流は、等間隔の時間インターバル
Ｔで測定される。電流のサンプル値Ｉ_k＝Ｉ(ｋ・Ｔ) は、線形の係数Ｉ_k+1＝２・ρ・Ｉ_k−Ｉ_k-1 （２）ここで、ρ＝cos(２・π・ｆ_R・Ｔ)であり、サンプリング
間隔はＴにより与えられる。

【００５６】この相関関係は、測定された電流値Ｉ_kか
ら周波数ｆ_Rを決定するために利用することができる。
式（２）は、Ｉ_k及びＩ_k-1に基づいたＩ_k+1の推定式と
みなされる場合がある。この推定式のローカルな誤差
は、以下のように得ることができる。ｅ_k＝Ｉ_k+1−２・ρ・Ｉ_k−Ｉ_k-1 正弦波信号について、この誤差はゼロになる。誤差及び
ジッタを測定することにより生じる電流の測定値は小さ
い。値ρは、全体の推定誤差Ｅを計算することにより決
定することができる。

【数１】全体の推定誤差Ｅは、以下の式を解くことにより最小化
される。

【数２】これは、以下の値を最適値として導出する。

【数３】

【数４】を計算するために、２乗平方誤差の最小化が実行され、
Ｎ個の測定された値Ｉ_kが使用される。Ｎ＝４につい
て、以下の値が得られる。

【数５】次のステージでは、共振周波数が決定される。

【数６】これは、図４に示されている。デジタルプロセッサシス
テムでは、曲線がテーブルとして記憶される。この場
合、

【数７】の値が１の近くにあるときに、分解能

【数８】は相当に低くなる。

【００５７】サンプリングポイントの数Ｎが増加する場
合、個々のサンプリングポイントの間の時間間隔Ｔが減
少されるものの、高い精度を一般に達成することがで
き、

【数９】について大きな値が導出される。これは次に、図４にお
いて見ることができるように、式（６）の安定性を減少
させる。誤差及びジッタを測定することが考慮される場
合には、Ｎが４又は５の場合が提案される。さらに、測
定ポイントをより少なくすることにより、必要とされる
計算量を少なくすることができる。

【００５８】［固有の共振周波数を決定するための第２
の方法の説明］代替的に、共振周波数は、第２の方法に
より決定することもできる。第２の方法の狙いは、電流
のゼロクロスの間のインターバルから共振周波数を決定
することである。電流のゼロクロスを直接測定すること
は殆ど不可能であるので、それぞれのケースでは、線形
間引き又は補間について電流のゼロクロスに最も近くに
ある２つの測定ポイントを使用して、電流は等間隔にサ
ンプル抽出される。

【００５９】できるだけ正確にゼロクロスのタイミング
を検出することを可能にするために、測定は、互いにで
きるだけ迅速に実行されなければならず、これにより、
考慮されるはじめの半サイクルの発振について、十分に
多数の測定ポイントを利用することができる。この方法
は、正弦波関数の勾配がゼロクロスの領域において僅か
に変動するのみであるので、わずかな誤差のみを導入す
る。

【００６０】図５は、はじめの２つの測定ポイントの線
形間引きを通した、はじめの線形な推移がゼロクロス後
に生じることを示している。正弦波発振がその瞬間まで
遭遇しないので、補間は不可能である。しかし、次のゼ
ロクロスは、最後の正の値と最初の負の値との補間によ
り決定される。

【００６１】［インピーダンスを決定するための第１の
方法の説明］直列共振回路が一定電圧を接続することに
より電圧印加された場合、以下の式に示すような減衰さ
れた正弦波電流経路が現れる（図２参照）。

【数１０】すなわち、僅かに減少された共振周波数

【数１１】を有する減衰された発振

【数１２】が生じる。

【００６２】しかし、高品質の共振回路の場合、抵抗性
素子は非常に小さく、両作用は無視することができる。
減衰されない発振について、以下の式に到達される。ｉ
(ｔ)＝Ｉ_p・sin(ω₀ｔ)、ここで、

【数１３】求められるインピーダンスは、

【数１４】として得られる。

【００６３】上述された方法のうちの１つにより、共振
周波数を決定することが可能である。ここで、共振電流
の振幅Ｉ_pは、インピーダンスの計算のために必要とさ
れ、Ｋ個の測定された電流値からも決定される。測定さ
れた電流は、以下に示される。Ｉ_k＝Ｉ_p・sin(ω₀・ｋ・Ｔ＋Φ) ここで、Ｔはサンプリング間隔を表し、Φは位相シフト
を表している。

【００６４】電圧が印加される瞬間がｔ＝０として選択
された場合、位相シフトは、ゼロに等しい。Ｉ_pに従い
解決された以下の相関は、それぞれの測定値について得
られる。

【数１５】全ての評価された測定ポイントから生じたインピーダン
ス全体を平均することにより、更に結果を改善すること
ができる。電流の振幅Ｉ_pについて値が決定される場
合、Ｕ_dが既知であれば、これよりインピーダンスＺ₀を
計算することができる。既に述べたように、既知かつ一
定のＵ_dで作動することが好ましい。代替的にＵ_dは、以
下のように測定することもできる。

【数１６】ｆ₀及びＺ₀が既知である場合、Ｃ_r及びＬ_rについての値
を計算することが可能である。共振インダクタンスＬ_r
及び共振キャパシタンスＣ_rは、ｆ_n及びＺ₀から以下の
ように計算される。既知の式から、

【数１７】である。以下の式は、移項及び相互の置き換えにより得
ることができる。

【数１８】［インピーダンスを決定するための第２の方法の説明］
代替的に、電流の最大値は、より頻繁なサンプリングを
通して、直接的に測定することもできる。十分な数の測
定値が与えられると、満足される精度を有する電流の最
大値を決定することが可能である。これは、最大値での
正弦波関数の多くの測定ポイント及び平坦曲線のため
に、最も大きな測定値を最大値であると単に仮定するこ
とができる。次いで、この電流の最大値は、上述された
ように、回路の自己インピーダンスを決定するために使
用される。

【００６５】このように決定される制御システムのパラ
メータは、電源システム１０向けのコントローラの設計
に組み込まれる。当業者に知られている全ての従来の設
計技法は、対応するコントローラの設計のために考慮す
ることができる。DE19940137号では、パラメータＣ_r及
びＬ_rがコントローラの設計に使用される設計方法が記
載されている。

【００６６】特定の用途向けに選択される設計が、DE19
940137号に記載される方法のように非常に多くの計算を
必要とする場合、Ｌ_r及びＣ_rの可能性のある値について
対応する計算を前もって計算し、得られたコントローラ
のパラメータをテーブルに記憶することが賢明である。
上述した方法のうちの１つによるパラメータの測定に従
い、次いで、測定された値に対応するコントローラのパ
ラメータは、このテーブルに配置され、コントローラに
ロードされる。

【００６７】このことは、Ｌ_r及びＣ_rについての値が近
似的に既知である場合に可能であり、特に有効である
が、ある種の変動が生じる。次いで、対応するテーブル
は計算されて、Ｌ_r及びＣ_rについて十分に小さなインタ
ーバルで編集することができ、これにより、パラメータ
の測定後に、コントローラは、対応する正確さで調節す
ることができる。

【００６８】図６は、DE19940137号から既に説明され
た、コントローラにより制御されるＸ線管向けの電源シ
ステム１０の出力電圧Ｕ_aの上昇を示している。図６に
おいて、曲線２８は、コントローラの設計容量値からの
変動が構成素子、このケースではＣ_rに生じる場合にお
ける、出力Ｕ_aの時間的な特性を示している。比較のた
めに、曲線３０は、Ｃr及びＬrについての値の測定後の
時間的な特性、及び電圧コントローラの制御パラメータ
の整合を示している。

【００６９】本発明は、変圧器を有する共振構成を供給
するためのコンバータを有する電源システムに必要な動
作パラメータを決定するために、測定装置を有するシス
テムが提案される点を説明することにより要約すること
ができる。この測定装置は、コンバータを作動し、これ
により、電源システムの構成素子への電圧印加がはじめ
に停止され、所定の出力電圧が生成され、上記共振構成
に固有な１つ以上のパラメータが変圧器の１次側に現れ
る共振回路の測定値から決定される。ここでは、好まし
くは短時間の励磁インターバルの後に、電流経路に基づ
いて、共振周波数、共振構成のインピーダンス、共振キ
ャパシタンスのキャパシタンス値及び漏れインダクタン
スが決定される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態による電源システムを回路
図である。

【図２】図１における電流及び電圧の時間的な曲線を例
示する図である。

【図３】電流経路の概念図を示す図である。

【図４】推定される共振周波数の推定パラメータへの依
存性を表す図である。

【図５】サンプリングポイントを有する電流経路の概念
図を表す図である。

【図６】出力電圧の時間的な曲線の例示する図である。

【符号の説明】

１０：電源システム１２：コンバータ１４：変圧器１６：測定装置１８：整流器２０：出力コネクション２２：電流センサ２４：出力コネクションＴ₁〜Ｔ₄：スイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者クリストフレーフドイツ連邦共和国，52064 アーヘン，アイナッテンナーシュトラーセ 24 (72)発明者クリスティアンハットルップドイツ連邦共和国，52134 ヘルツォーゲンラート，アーヘナーシュトラーセ 36 (72)発明者トーマスシェールドイツ連邦共和国，52223 アーヘン，ルードルフシュトラーセ 79 (72)発明者オラフメルテンスドイツ連邦共和国，22339 ハンブルク, フンメルスビュッテラーハオプシュトラーセ 35 (72)発明者マルティンオスマンドイツ連邦共和国，52076 アーヘン，ローテハークヴェーク４−２Ｆターム(参考） 5H730 AA04 AS16 BB27 BB61 DD01 EE04 EE07 FD51 FG01 FG09

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチされるコンバータ出力電圧の生
成のためのコンバータと、１次側に関して前記コンバータにより供給され、２次側
に接続される負荷出力を有する変圧器と、前記変圧器の漏れインダクタンス及び／又は外部インダ
クタンスと共振構成を形成する少なくとも１つの共振キ
ャパシタンスと、前記変圧器の１次側の電流を測定するための電流センサ
を有し、電源システムの動作パラメータを判定するため
の測定装置と、前記コンバータを制御するための手段とを備え、前記測定装置は、前記電源システムの構成素子への電圧
印加がはじめに停止され、所定のコンバータ出力電圧が
生成されるように前記コンバータを作動するように設計
され、前記変圧器の１次側の電流の測定値から、前記共振構成
に固有な１つ以上のパラメータが決定される、ことを特
徴とする電源システム。
【請求項２】前記測定装置は、前記コンバータの出力
電圧が短時間の励磁インターバル後にスイッチオフにさ
れるように設計される、請求項１記載の電源システム。
【請求項３】前記測定装置は、前記変圧器の１次側の
電流のサンプル値から該電流の２つのゼロクロス間の少
なくとも１つの時間周期を計算することにより、共振周
波数を決定するように設計される、請求項１又は２記載
の電源システム。
【請求項４】前記測定装置は、前記変圧器の１次側の
電流のサンプル値に基づいて正弦波関数を調整し、誤差
の程度を最小化することにより共振周波数を決定するよ
うに設計される、請求項１又は２記載の電源システム。
【請求項５】前記測定装置は、前記変圧器の１次側の
電流の振幅を決定するように設計される、請求項１乃至
４のいずれか記載の電源システム。
【請求項６】前記測定装置は、前記変圧器の１次側の
電流のサンプル値から最大値又は最小値を決定すること
により、該電流の振幅を計算するように設計される、請
求項５記載の電源システム。
【請求項７】前記測定装置は、正弦波関数を前記変圧
器の１次側の電流のサンプル値に整合させることによ
り、該電流の振幅を決定するように設計される、請求項
５記載の電源システム。
【請求項８】整流器及び／又は少なくとも１つの平滑
化キャパシタは、前記変圧器の２次側に追加の要素とし
て設けられる、請求項１乃至７のいずれか記載の電源シ
ステム。
【請求項９】前記出力電圧を制御するための制御装置
が設けられ、前記制御装置による制御は、前記共振構成に固有な前記
計算されたパラメータを使用する、請求項１乃至８のい
ずれか記載の電源システム。
【請求項１０】請求項１乃至９のいずれか記載の電源
システムを有するＸ線ユニット。
【請求項１１】コンバータ出力電圧を生成するための
コンバータと、該コンバータ出力が供給され、その漏れ
インダクタンス及び／又は外部インダクタンスが共振キ
ャパシタンスと共振構成を形成する変圧器と、前記変圧
器の２次側に接続される負荷出力とを有する電源システ
ムの動作パラメータを決定するための方法であって、前記電源システムの構成素子への電圧印加が停止されて
いることをはじめに確認するステップと、所定のコンバータ出力電圧が少なくとも短時間の励磁イ
ンターバルで生成されるように、前記コンバータを作動
するステップと、少なくとも前記励磁インターバルの間に、前記変圧器の
１次側に現れる電流を測定するステップと、前記電流の測定値から、前記共振回路に固有な１つ以上
のパラメータを決定するステップと、により特徴付けら
れる方法。