JP2002529752A - 衛星無線航法システムの擬似雑音信号の受信器 - Google Patents
衛星無線航法システムの擬似雑音信号の受信器Info
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、座標と時間とを決定するために用いられる衛星無線航法システムから疑似雑音信号の受信するための受信器に関し、前記受信器は、ＧＰＳ，ＧＬＯＮＡＳＳシステムを用い、かつ、小型の寸法であり、サンプリング回路のような複雑な素子を一切備えない。無線周波数変換器２の信号出力とクロック出力とは、Ｎチャンネルディジタル相関器３の第１および第２信号入力とクロック入力とに各々接続されている。無線周波数変換器２の第２信号−周波数変換器の各チャンネル８，９にはミキサーが供給されている。前記ミキサーの出力は、直列接続された増幅器と閾値装置とを介してチャンネル出力に接続されている。第２信号−周波数変換器のミキサーの基準入力は、クロック信号とヘテロダイン周波数信号とを生成する装置１０における第２ヘテロダイン周波数信号の出力に接続されている。第１および第２周波数分割装置もまた、装置１０に接続されている。
Description
【０００１】
本発明は、無線航法の分野に関し、かつより詳細には、衛星無線航法システム
（satellite radio navigation systems）（ＳＲＮＳ）ＧＰＳ（米国）およびＧ
ＬＯＮＡＳＳ（ロシア）の擬似雑音信号の受信器に関する。この受信器は、Ｌ１
周波数範囲におけるこれらのシステムのＣ／Ａコードの信号の同時受信を行うも
のである。
（satellite radio navigation systems）（ＳＲＮＳ）ＧＰＳ（米国）およびＧ
ＬＯＮＡＳＳ（ロシア）の擬似雑音信号の受信器に関する。この受信器は、Ｌ１
周波数範囲におけるこれらのシステムのＣ／Ａコードの信号の同時受信を行うも
のである。
【０００２】
ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ（"Global Navigation Satellite System "GLONASS"
. Interface Control Document. KNITS VKS Russia", 1995 を参照）［１］およ
びＧＰＳ（"Global Position System. Standard Positioning Service. Signal
Specification" USA, 1993 を参照）［２］の擬似雑音信号の受信器は、現在で
は、座標（緯度、経度、高度）と対象物の速度と時間とを見出すために広く用い
られている。ＳＲＮＳ ＧＰＳとＧＬＯＮＡＳＳとの間の基本的な相違点は、近
接してはいるが異なったＬ１帯域上の周波数の利用と、異なった疑似雑音変調コ
ードの利用と、システム内における異なった衛星の信号の符号および周波数を双
方とも分割することの利用とにある。したがって、Ｌ１周波数帯域上における動
作中に、ＳＲＮＳ ＧＰＳ衛星は、１５７５．４２ＭＨｚの搬送周波数上の異な
る疑似雑音コードにより変調された信号を伝送し、その一方で、ＳＲＮＳ ＧＬ
ＯＮＡＳＳ衛星は、近接した周波数領域に存在する異なる搬送（レタード（lett
ered））周波数上の同じ疑似雑音コードにより変調された信号を伝送する。
. Interface Control Document. KNITS VKS Russia", 1995 を参照）［１］およ
びＧＰＳ（"Global Position System. Standard Positioning Service. Signal
Specification" USA, 1993 を参照）［２］の擬似雑音信号の受信器は、現在で
は、座標（緯度、経度、高度）と対象物の速度と時間とを見出すために広く用い
られている。ＳＲＮＳ ＧＰＳとＧＬＯＮＡＳＳとの間の基本的な相違点は、近
接してはいるが異なったＬ１帯域上の周波数の利用と、異なった疑似雑音変調コ
ードの利用と、システム内における異なった衛星の信号の符号および周波数を双
方とも分割することの利用とにある。したがって、Ｌ１周波数帯域上における動
作中に、ＳＲＮＳ ＧＰＳ衛星は、１５７５．４２ＭＨｚの搬送周波数上の異な
る疑似雑音コードにより変調された信号を伝送し、その一方で、ＳＲＮＳ ＧＬ
ＯＮＡＳＳ衛星は、近接した周波数領域に存在する異なる搬送（レタード（lett
ered））周波数上の同じ疑似雑音コードにより変調された信号を伝送する。
【０００３】 Ｌ１周波数範囲に対するＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳシステムにおけるレタード
周波数の正常値は、以下の規則にしたがって設定される。
周波数の正常値は、以下の規則にしたがって設定される。
【数１】 ここで、ｆj,iは、公称周波数値であり、 ｆj,0は、ゼロのレタード周波数であり、 ｉは、レター数であり、 Δｆjは、レタード周波数間の間隔である。 Ｌ１周波数範囲に対して、ｆ1,0＝１６０２ＭＨｚであり、Δｆ1＝０．５６２５
ＭＨｚである。
ＭＨｚである。
【０００４】 ＳＲＮＳ ＧＰＳにおける符号分割とＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳにおける周波数
分割とにより規定された、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号とＧＬＯＮＡＳＳ信号との間に
存在する相違点は、無線航法測定を実行することを可能にするためのこれらのＳ
ＲＮＳ信号の受信と対比処理とのために用いられる異なったハードウェアという
結果となる。
分割とにより規定された、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号とＧＬＯＮＡＳＳ信号との間に
存在する相違点は、無線航法測定を実行することを可能にするためのこれらのＳ
ＲＮＳ信号の受信と対比処理とのために用いられる異なったハードウェアという
結果となる。
【０００５】 無線周波数変換器を具備する疑似ランダム雑音信号の受信器が、従来技術にお
いて公知であり、この無線周波数変換器は、低雑音増幅器と、フィルタと、第１
ミキサーと、第１中間周波数増幅器と、直角位相ミキサー（quadrature mixer）
と、同相および直角位相チャンネル用の２つの量子化器と、第１ヘテロダイン周
波数（１４０１．５１ＭＨｚ）を生成するための信号整形器（signal shaper）
と、第１ヘテロダイン周波数の信号から第２ヘテロダイン周波数の信号を生成す
るためのディバイダ（divider）と、相関処理ユニットとを備える（例えば、"Gl
obal Positioning System (GPS) Receiver RF Front End. Analog-Digital Conv
erter, (Fig.1) Rockwell International Proprietary Information Order Numb
er. May 31, 1995" から）［３］。
いて公知であり、この無線周波数変換器は、低雑音増幅器と、フィルタと、第１
ミキサーと、第１中間周波数増幅器と、直角位相ミキサー（quadrature mixer）
と、同相および直角位相チャンネル用の２つの量子化器と、第１ヘテロダイン周
波数（１４０１．５１ＭＨｚ）を生成するための信号整形器（signal shaper）
と、第１ヘテロダイン周波数の信号から第２ヘテロダイン周波数の信号を生成す
るためのディバイダ（divider）と、相関処理ユニットとを備える（例えば、"Gl
obal Positioning System (GPS) Receiver RF Front End. Analog-Digital Conv
erter, (Fig.1) Rockwell International Proprietary Information Order Numb
er. May 31, 1995" から）［３］。
【０００６】 この装置は、無線航法測定を実行するためのＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の受信と対
比処理とに関する技術的問題を解決する。この装置によって、ＳＲＮＳ ＧＬＯ
ＮＡＳＳ信号の受信と対比処理とに関する問題を解決することはできない。
比処理とに関する技術的問題を解決する。この装置によって、ＳＲＮＳ ＧＬＯ
ＮＡＳＳ信号の受信と対比処理とに関する問題を解決することはできない。
【０００７】 さらに、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ疑似雑音信号の受信器（《Single-Channel
Users' Apparatus 《ACH-37》 for the GLONASS Systems》）が、従来技術にお
いて公知である（"Network Satellite Systems" by V.S.Shebshaevich, P.P.Dmi
triev, N.V.Ivantsevich et al. Moscow, "Radio i Syaz", 1993）［４］におけ
る１４６〜１４８頁の図９．２を参照）。この受信器は、アンテナと、低雑音増
幅器−変換器と、無線周波数変換器と、ディジタル処理装置と、航法プロセッサ
とを具備する。低雑音増幅器−変換器は、帯域フィルタと、増幅器と、第１ミキ
サーとを備える。無線周波数変換器は、中間周波数増幅器と、位相復調器と、ミ
ラーチャンネル位相抑制器を備えた第２ミキサーと、基準生成器の信号上で動作
するレタード周波数の制限器および同期装置とを備える。
Users' Apparatus 《ACH-37》 for the GLONASS Systems》）が、従来技術にお
いて公知である（"Network Satellite Systems" by V.S.Shebshaevich, P.P.Dmi
triev, N.V.Ivantsevich et al. Moscow, "Radio i Syaz", 1993）［４］におけ
る１４６〜１４８頁の図９．２を参照）。この受信器は、アンテナと、低雑音増
幅器−変換器と、無線周波数変換器と、ディジタル処理装置と、航法プロセッサ
とを具備する。低雑音増幅器−変換器は、帯域フィルタと、増幅器と、第１ミキ
サーとを備える。無線周波数変換器は、中間周波数増幅器と、位相復調器と、ミ
ラーチャンネル位相抑制器を備えた第２ミキサーと、基準生成器の信号上で動作
するレタード周波数の制限器および同期装置とを備える。
【０００８】 前記ディジタル処理装置は、疑似ランダムシーケンス生成器（pseudo-random
sequence generator：ＰＳＧ）（この疑似ランダムシーケンス生成器は、ＰＳＧ
システムのディジタルクロック信号生成器を備える）と、ディジタルドップラー
キャリアドリフト生成器と、ディジタルサンプルを記憶するための記憶装置を備
えた位相−符号変換器とを備える。前記航法プロセッサは、マイクロプロセッサ
シリーズ１８０６ＢＭ２に基づいている。
sequence generator：ＰＳＧ）（この疑似ランダムシーケンス生成器は、ＰＳＧ
システムのディジタルクロック信号生成器を備える）と、ディジタルドップラー
キャリアドリフト生成器と、ディジタルサンプルを記憶するための記憶装置を備
えた位相−符号変換器とを備える。前記航法プロセッサは、マイクロプロセッサ
シリーズ１８０６ＢＭ２に基づいている。
【０００９】 前記レタード周波数シンセサイザは、受信されたＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信
号のレタード周波数にしたがって、出力信号を生成する。シンセサイザにより生
成されるレタード周波数間の間隔は、０．１２５ＭＨｚに等しい。第１ヘテロダ
イン周波数信号は、シンセサイザ出力信号に４を掛けることにより生成され、そ
の一方で、第２ヘテロダイン周波数信号は、周波数シンセサイザの出力における
周波数を２で割ることにより生成される。受信器は、次の無線航法測定と位置決
定とのためのＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信と相関処理とに関する技術的
問題を解決するが、この受信器は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の受信と相関処理とに
関する問題を解決することはできない。
号のレタード周波数にしたがって、出力信号を生成する。シンセサイザにより生
成されるレタード周波数間の間隔は、０．１２５ＭＨｚに等しい。第１ヘテロダ
イン周波数信号は、シンセサイザ出力信号に４を掛けることにより生成され、そ
の一方で、第２ヘテロダイン周波数信号は、周波数シンセサイザの出力における
周波数を２で割ることにより生成される。受信器は、次の無線航法測定と位置決
定とのためのＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信と相関処理とに関する技術的
問題を解決するが、この受信器は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の受信と相関処理とに
関する問題を解決することはできない。
【００１０】 ＳＲＮＳ ＧＰＳとＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳとの間の違いにも関わらず、これ
らの構成上の類似、すなわち、衛星の軌道グループと用いられた周波数範囲とに
関する弾道強化（ballistic build-up）は、これら２つのシステムの信号を処理
することが可能な受信器の作成に関連した問題を定式化しかつ解決することを可
能にする。得られる結果は、詳細には、最適な幾何学的パラメータ［４，page 1
60］を備えた作用衛星群を選択する可能性に起因して、対象物位置の画定に関す
る高い信頼性、認証性、および正確さとなる。
らの構成上の類似、すなわち、衛星の軌道グループと用いられた周波数範囲とに
関する弾道強化（ballistic build-up）は、これら２つのシステムの信号を処理
することが可能な受信器の作成に関連した問題を定式化しかつ解決することを可
能にする。得られる結果は、詳細には、最適な幾何学的パラメータ［４，page 1
60］を備えた作用衛星群を選択する可能性に起因して、対象物位置の画定に関す
る高い信頼性、認証性、および正確さとなる。
【００１１】 （［４］，page 158-161, Fig.9.8）に記載されている、Ｌ１周波数範囲にお
いて動作するＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信器
が、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信と相関処理
とを実行する装置間で公知である。この受信器は、アンテナと、無線周波数変換
器と、基準生成器と、１次処理用のプロセッサとを具備する。この無線周波数変
換器は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数分割を実行す
る周波数変換器（“送受切換器”）と、帯域フィルタと、ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳチャンネル内の増幅器と、ミキサーと、ＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮ
ＡＳＳ信号をミキサーの信号入力に印加する配電盤と、第１ヘテロダイン信号を
ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳチャンネルのための基準入力ミキサーに印加する配
電盤とを具備する。ヘテロダイン周波数信号の適切な選択に起因して、第１中間
周波数（ＩＦ）は、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号に対して一定で
あり、かつ、全ての後続の信号処理の動作は、双方のシステムに関して共通であ
る。１次信号処理のためのプロセッサは、ＲＯＭメモリユニットを備えたマルチ
プレクサと、レタード周波数のディジタル生成器と、ディジタル相関器と、ＰＳ
Ｇ生成器と、マイクロプロセッサとを備える。この装置の不都合な点は、各々の
ＳＲＮＳの受信、変換、および相関信号処理が、同じ無線チャンネルを用いて連
続して実行され、これにより、航法情報を得るための後続処理のために必要とさ
れる時間が増大することである。さらに、この受信器は、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよ
びＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号を同時に処理するために用いられる２つの異な
るヘテロダイン信号を生成するための、複雑な切換え高周波シンセサイザ（comp
licated switched high-frequency synthesizer）を備える。
いて動作するＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信器
が、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信と相関処理
とを実行する装置間で公知である。この受信器は、アンテナと、無線周波数変換
器と、基準生成器と、１次処理用のプロセッサとを具備する。この無線周波数変
換器は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数分割を実行す
る周波数変換器（“送受切換器”）と、帯域フィルタと、ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳチャンネル内の増幅器と、ミキサーと、ＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮ
ＡＳＳ信号をミキサーの信号入力に印加する配電盤と、第１ヘテロダイン信号を
ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳチャンネルのための基準入力ミキサーに印加する配
電盤とを具備する。ヘテロダイン周波数信号の適切な選択に起因して、第１中間
周波数（ＩＦ）は、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号に対して一定で
あり、かつ、全ての後続の信号処理の動作は、双方のシステムに関して共通であ
る。１次信号処理のためのプロセッサは、ＲＯＭメモリユニットを備えたマルチ
プレクサと、レタード周波数のディジタル生成器と、ディジタル相関器と、ＰＳ
Ｇ生成器と、マイクロプロセッサとを備える。この装置の不都合な点は、各々の
ＳＲＮＳの受信、変換、および相関信号処理が、同じ無線チャンネルを用いて連
続して実行され、これにより、航法情報を得るための後続処理のために必要とさ
れる時間が増大することである。さらに、この受信器は、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよ
びＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号を同時に処理するために用いられる２つの異な
るヘテロダイン信号を生成するための、複雑な切換え高周波シンセサイザ（comp
licated switched high-frequency synthesizer）を備える。
【００１２】 当該の疑似雑音ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の統合さ
れた受信器の中で、Riley S., Howard N., Aardoom E., Daly P., Silvestrin P
.により、"A Command GPS/GLONASS High Precision Receiver for Space Applic
ations", Proc. Of ION GPS-95, Palm Springs, CA, US, Sept. 12-15, 1995, p
p.835-844,［５］において説明されている装置もまた公知であり、この装置は、
双方のＳＲＮＳ形式の信号の同時受信の問題を解決する。この受信器は、従来技
術として考えられている。
れた受信器の中で、Riley S., Howard N., Aardoom E., Daly P., Silvestrin P
.により、"A Command GPS/GLONASS High Precision Receiver for Space Applic
ations", Proc. Of ION GPS-95, Palm Springs, CA, US, Sept. 12-15, 1995, p
p.835-844,［５］において説明されている装置もまた公知であり、この装置は、
双方のＳＲＮＳ形式の信号の同時受信の問題を解決する。この受信器は、従来技
術として考えられている。
【００１３】 従来技術として考えられている、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡ
ＳＳ信号の受信のための受信器のブロック図が、図１〜図３に示されている。こ
の従来技術による受信器（図１）は、アンテナ１と、無線周波数変換器２と、デ
ィジタイザ５５と、Ｎチャンネルディジタル相関器とを、直列に接続された状態
で具備する。前記相関器は、Ｎ個のチャンネル（４1，４2．．．４N）と、プロ
セッサ５とを具備する。従来技術による受信器（図２）の無線周波数変換器２は
、入力ユニット６を具備し、この入力ユニットの入力は、アンテナ１と、第１信
号周波数変換のブロック７と、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ
信号の周波数の第２変換の第１チャンネル８および第２チャンネル９それぞれと
、個々のクロック信号生成器と３つの別個のヘテロダイン周波数信号生成用ユニ
ットまたは３つの周波数シンセサイザ（これらは、図２には示されていない）と
を具備するクロックおよびヘテロダイン周波数信号の生成のための装備１０とに
接続されている。ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ入力信号の予備的フィ
ルタリングのために用いられる入力ユニット６は、少なくとも１つの帯域フィル
タを具備する。
ＳＳ信号の受信のための受信器のブロック図が、図１〜図３に示されている。こ
の従来技術による受信器（図１）は、アンテナ１と、無線周波数変換器２と、デ
ィジタイザ５５と、Ｎチャンネルディジタル相関器とを、直列に接続された状態
で具備する。前記相関器は、Ｎ個のチャンネル（４1，４2．．．４N）と、プロ
セッサ５とを具備する。従来技術による受信器（図２）の無線周波数変換器２は
、入力ユニット６を具備し、この入力ユニットの入力は、アンテナ１と、第１信
号周波数変換のブロック７と、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ
信号の周波数の第２変換の第１チャンネル８および第２チャンネル９それぞれと
、個々のクロック信号生成器と３つの別個のヘテロダイン周波数信号生成用ユニ
ットまたは３つの周波数シンセサイザ（これらは、図２には示されていない）と
を具備するクロックおよびヘテロダイン周波数信号の生成のための装備１０とに
接続されている。ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ入力信号の予備的フィ
ルタリングのために用いられる入力ユニット６は、少なくとも１つの帯域フィル
タを具備する。
【００１４】 ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の第１周波数変換のために用いら
れるユニット７は、少なくとも１つの増幅器とミキサーとを備えるべきである。
考慮の下における回路において、ユニット７は、第１増幅器１４と、ミキサー１
５と、第２増幅器１６とを、直列に接続された状態で具備する。ＳＲＮＳ ＧＰ
Ｓ信号の第２周波数変換器のチャンネル８は、フィルタ１７と、ミキサー１８と
を、直列に接続された状態で具備し、このミキサーの出力は、チャンネル８の出
力、すなわち、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の出力である。ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信
号の第２周波数変換のチャンネル９は、フィルタ２１と、ミキサー２２とを、直
列に接続された状態で具備し、このミキサーの出力は、チャンネル９の出力、す
なわち、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の出力である。フィルタ１７，２１の入
力は、それぞれ第２信号周波数変換の第１チャンネル８および第２チャンネル９
の入力であり、これらの入力は、増幅器１６の出力に、すなわち、第１信号周波
数変換のユニット７の出力に接続されている。増幅器１４の入力、すなわち、ユ
ニット７の入力は、ユニット６の出力に接続されている。第１信号周波数変換の
ユニット７は、第１ヘテロダイン周波数の信号を生成するユニット（図２には示
されていない）の出力により形成された装備１０の第１ヘテロダイン周波数の信
号出力に接続されている。第２信号周波数変換の第１チャンネル８および第２チ
ャンネル９のミキサー１８，２２の基準入力は、第２および第３ヘテロダイン周
波数の信号を生成するそれぞれのユニット（図２には示されていない）の出力に
より形成された装備１０の第２および第３ヘテロダイン周波数の信号出力にそれ
ぞれ接続されている。第２信号周波数変換の第１チャンネル８および第２チャン
ネル９のミキサー１８，２２の出力、および、クロック信号生成器（図２には示
されていない）の出力により形成された装備１０のクロック信号の出力は、従来
技術による受信器の無線周波数変換器２の信号出力およびクロック出力である。
これらの出力は、ディジタイザ５５のそれぞれの信号およびクロック出力に接続
されている。
れるユニット７は、少なくとも１つの増幅器とミキサーとを備えるべきである。
考慮の下における回路において、ユニット７は、第１増幅器１４と、ミキサー１
５と、第２増幅器１６とを、直列に接続された状態で具備する。ＳＲＮＳ ＧＰ
Ｓ信号の第２周波数変換器のチャンネル８は、フィルタ１７と、ミキサー１８と
を、直列に接続された状態で具備し、このミキサーの出力は、チャンネル８の出
力、すなわち、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の出力である。ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信
号の第２周波数変換のチャンネル９は、フィルタ２１と、ミキサー２２とを、直
列に接続された状態で具備し、このミキサーの出力は、チャンネル９の出力、す
なわち、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の出力である。フィルタ１７，２１の入
力は、それぞれ第２信号周波数変換の第１チャンネル８および第２チャンネル９
の入力であり、これらの入力は、増幅器１６の出力に、すなわち、第１信号周波
数変換のユニット７の出力に接続されている。増幅器１４の入力、すなわち、ユ
ニット７の入力は、ユニット６の出力に接続されている。第１信号周波数変換の
ユニット７は、第１ヘテロダイン周波数の信号を生成するユニット（図２には示
されていない）の出力により形成された装備１０の第１ヘテロダイン周波数の信
号出力に接続されている。第２信号周波数変換の第１チャンネル８および第２チ
ャンネル９のミキサー１８，２２の基準入力は、第２および第３ヘテロダイン周
波数の信号を生成するそれぞれのユニット（図２には示されていない）の出力に
より形成された装備１０の第２および第３ヘテロダイン周波数の信号出力にそれ
ぞれ接続されている。第２信号周波数変換の第１チャンネル８および第２チャン
ネル９のミキサー１８，２２の出力、および、クロック信号生成器（図２には示
されていない）の出力により形成された装備１０のクロック信号の出力は、従来
技術による受信器の無線周波数変換器２の信号出力およびクロック出力である。
これらの出力は、ディジタイザ５５のそれぞれの信号およびクロック出力に接続
されている。
【００１５】 従来技術による受信器の無線周波数変換器２は、以下のように動作する： 所定の周波数範囲の信号の周波数フィルタリングを実行する入力ユニット６を
介しての、入力アンテナ１からの周波数範囲Ｌ１のＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬ
ＯＮＡＳＳ信号は、第１信号周波数変換のためのユニット７の入力に印加される
；前記ユニット７において、周波数範囲Ｌ１のＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳ信号は、第１増幅器１４において増幅され、ミキサー１５における周波数
により変換され、かつ、第２増幅器１６（中間周波数増幅器）において増幅され
る；前記ユニット７において実行される周波数の第１変換に関して、従来技術に
よる受信器は、装備１０のそれぞれの出力から供給された第１ヘテロダイン周波
数ｆг1＝１４１６ＭＨｚの信号を利用する。装備１０において、第１ヘテロダ
イン周波数ｆг1の信号は、第１ヘテロダイン周波数−第１周波数シンセサイザ
（図２には示されていない）の別個の信号整形ユニットによって合成される；前
記ユニット７において変換された周波数帯域Ｌ１のＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬ
ＯＮＡＳＳ信号は、第２信号周波数変換のための第１チャンネル８および第２チ
ャンネル９の入力に、すなわち、フィルタ１７，２１の入力に印加される；これ
らのフィルタの各々は、ＳＲＮＳの信号のフィルタリングを実行する、すなわち
、フィルタ１７は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号をフィルタリングし、かつ、フィルタ
２１は、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号をフィルタリングする；フィルタ１７，
２１により帯域外干渉を軽減され、かつ、チャンネル８，９の各々におけるシス
テム（ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ）に割り当てられた変換済み信号は、チャン
ネル８，９における周波数の第２変換のために、ミキサー１８，２２の信号入力
にそれぞれ印加される。この目的のために、従来技術による受信器は、第２ヘテ
ロダイン周波数（ｆг2＝１７３．９ＭＨｚ）および第３ヘテロダイン周波数（
ｆг3＝１７８．８ＭＨｚ）の信号を利用し、これらの信号は、装備１０に備え
られた第２および第３周波数シンセサイザ（図２には示されていない）である第
２ヘテロダイン周波数および第３ヘテロダイン周波数の信号を整形するそれぞれ
別個のユニットによって合成される。この場合において、第２ヘテロダイン周波
数ｆг2＝１７３．９ＭＨｚの信号は、第１チャンネル８のミキサー１８におい
てＳＲＮＳ ＧＰＳ信号を変換するために用いられ、その一方で、第３ヘテロダ
イン周波数ｆг3＝１７８．８ＭＨｚの信号は、第２チャンネル９のミキサー２
２においてＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号を変換するために用いられる；前記ミ
キサー１８，２２によって変換され送信されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳ信号は、それぞれチャンネル８，９の出力に印加される；例えば、水晶制
御発振器（図２には示されていない）のような別個のクロック信号生成器によっ
て装備１０において生成されたクロック周波数ＦТの信号の他に、チャンネル８
，９における周波数により変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳ
Ｓ信号は、従来技術による受信器の無線周波数変換器２の出力における信号を生
成する；従来技術による受信器の無線周波数変換器２の出力信号は、ディジタイ
ザ５５（図１）に印加され、最初にこれらの信号の４ビットアナログ−ディジタ
ル変換を、それぞれのアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）において実行し、
次にこれらの信号の２つの直角成分（Ｉ），（Ｑ）の２ビットサンプルを、ディ
ジタルフィルタにおいて整形する。無線周波数変換器２において生成されたクロ
ック周波数ＦТの信号は、アナログ−ディジタル変換を実施する場合のサンプリ
ングレートを設定するクロック信号として用いられる。航法情報を損なわずに４
ビットアナログ−ディジタル変換を実行するために、従来技術による受信器の無
線周波数変換器２の出力信号は、ナイキストの定理を満たすように、クロック周
波数ＦТを伴う周波数とスペクトルとにより整合される；この整合は、明確なク
ロックおよびヘテロダイン周波数の値を選択することによりもたらされる。ディ
ジタイザ５５における次のアナログ−ディジタル変換の周波数を規定するクロッ
ク周波数値、すなわち、時間に関するサンプリングレートは、ＦТ＝５７．０Ｍ
Ｈｚとして考えられる；この周波数に基づいて、第２信号周波数変換に関するヘ
テロダイン周波数ｆг2＝１７３．９ＭＨｚ，ｆг3＝１７８．８ＭＨｚの整合値
が選択され、すなわちこれにより、第２中間周波数上におけるＳＲＮＳ ＧＰＳ
およびＧＬＯＮＡＳＳ信号の平均周波数は、１４．２５ＭＨｚに近づく。このこ
とは、ＦТ＝５７．０ＭＨｚ（４×１４．２５ＭＨｚ）によって、ディジタイザ
５５の４ビットアナログ−ディジタル変換器における信号をディジタル化するこ
とと、ディジタイザ５５のディジタイザフィルタにおいて、ＦТの半分、すなわ
ち、２８．５ＭＨｚ（２×１４．２５ＭＨｚ）に等しいサンプリングレートによ
って、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の同相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）成分の２ビットサンプルを生成することを可能にする；ディジタイザ５５
から、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の同相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）サンプルは、２ワイヤリンクを介して、Ｎチャンネルディジタル相関器３
の第１（ＧＰＳ）および第２（ＧＬＯＮＡＳＳ）信号入力へ供給され、このＮチ
ャンネルディジタル相関器３は、そのチャンネル４の任意の組み合わせによって
、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ衛星の信号のディジタル処理を行う；
ＦТ／２（２８．５ＭＨｚ）の周波数を伴うクロック信号は、ディジタル５５の
クロック出力からＮチャンネルディジタル相関器３の入力に印加される。
介しての、入力アンテナ１からの周波数範囲Ｌ１のＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬ
ＯＮＡＳＳ信号は、第１信号周波数変換のためのユニット７の入力に印加される
；前記ユニット７において、周波数範囲Ｌ１のＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳ信号は、第１増幅器１４において増幅され、ミキサー１５における周波数
により変換され、かつ、第２増幅器１６（中間周波数増幅器）において増幅され
る；前記ユニット７において実行される周波数の第１変換に関して、従来技術に
よる受信器は、装備１０のそれぞれの出力から供給された第１ヘテロダイン周波
数ｆг1＝１４１６ＭＨｚの信号を利用する。装備１０において、第１ヘテロダ
イン周波数ｆг1の信号は、第１ヘテロダイン周波数−第１周波数シンセサイザ
（図２には示されていない）の別個の信号整形ユニットによって合成される；前
記ユニット７において変換された周波数帯域Ｌ１のＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬ
ＯＮＡＳＳ信号は、第２信号周波数変換のための第１チャンネル８および第２チ
ャンネル９の入力に、すなわち、フィルタ１７，２１の入力に印加される；これ
らのフィルタの各々は、ＳＲＮＳの信号のフィルタリングを実行する、すなわち
、フィルタ１７は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号をフィルタリングし、かつ、フィルタ
２１は、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号をフィルタリングする；フィルタ１７，
２１により帯域外干渉を軽減され、かつ、チャンネル８，９の各々におけるシス
テム（ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ）に割り当てられた変換済み信号は、チャン
ネル８，９における周波数の第２変換のために、ミキサー１８，２２の信号入力
にそれぞれ印加される。この目的のために、従来技術による受信器は、第２ヘテ
ロダイン周波数（ｆг2＝１７３．９ＭＨｚ）および第３ヘテロダイン周波数（
ｆг3＝１７８．８ＭＨｚ）の信号を利用し、これらの信号は、装備１０に備え
られた第２および第３周波数シンセサイザ（図２には示されていない）である第
２ヘテロダイン周波数および第３ヘテロダイン周波数の信号を整形するそれぞれ
別個のユニットによって合成される。この場合において、第２ヘテロダイン周波
数ｆг2＝１７３．９ＭＨｚの信号は、第１チャンネル８のミキサー１８におい
てＳＲＮＳ ＧＰＳ信号を変換するために用いられ、その一方で、第３ヘテロダ
イン周波数ｆг3＝１７８．８ＭＨｚの信号は、第２チャンネル９のミキサー２
２においてＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号を変換するために用いられる；前記ミ
キサー１８，２２によって変換され送信されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳ信号は、それぞれチャンネル８，９の出力に印加される；例えば、水晶制
御発振器（図２には示されていない）のような別個のクロック信号生成器によっ
て装備１０において生成されたクロック周波数ＦТの信号の他に、チャンネル８
，９における周波数により変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳ
Ｓ信号は、従来技術による受信器の無線周波数変換器２の出力における信号を生
成する；従来技術による受信器の無線周波数変換器２の出力信号は、ディジタイ
ザ５５（図１）に印加され、最初にこれらの信号の４ビットアナログ−ディジタ
ル変換を、それぞれのアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）において実行し、
次にこれらの信号の２つの直角成分（Ｉ），（Ｑ）の２ビットサンプルを、ディ
ジタルフィルタにおいて整形する。無線周波数変換器２において生成されたクロ
ック周波数ＦТの信号は、アナログ−ディジタル変換を実施する場合のサンプリ
ングレートを設定するクロック信号として用いられる。航法情報を損なわずに４
ビットアナログ−ディジタル変換を実行するために、従来技術による受信器の無
線周波数変換器２の出力信号は、ナイキストの定理を満たすように、クロック周
波数ＦТを伴う周波数とスペクトルとにより整合される；この整合は、明確なク
ロックおよびヘテロダイン周波数の値を選択することによりもたらされる。ディ
ジタイザ５５における次のアナログ−ディジタル変換の周波数を規定するクロッ
ク周波数値、すなわち、時間に関するサンプリングレートは、ＦТ＝５７．０Ｍ
Ｈｚとして考えられる；この周波数に基づいて、第２信号周波数変換に関するヘ
テロダイン周波数ｆг2＝１７３．９ＭＨｚ，ｆг3＝１７８．８ＭＨｚの整合値
が選択され、すなわちこれにより、第２中間周波数上におけるＳＲＮＳ ＧＰＳ
およびＧＬＯＮＡＳＳ信号の平均周波数は、１４．２５ＭＨｚに近づく。このこ
とは、ＦТ＝５７．０ＭＨｚ（４×１４．２５ＭＨｚ）によって、ディジタイザ
５５の４ビットアナログ−ディジタル変換器における信号をディジタル化するこ
とと、ディジタイザ５５のディジタイザフィルタにおいて、ＦТの半分、すなわ
ち、２８．５ＭＨｚ（２×１４．２５ＭＨｚ）に等しいサンプリングレートによ
って、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の同相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）成分の２ビットサンプルを生成することを可能にする；ディジタイザ５５
から、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の同相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）サンプルは、２ワイヤリンクを介して、Ｎチャンネルディジタル相関器３
の第１（ＧＰＳ）および第２（ＧＬＯＮＡＳＳ）信号入力へ供給され、このＮチ
ャンネルディジタル相関器３は、そのチャンネル４の任意の組み合わせによって
、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ衛星の信号のディジタル処理を行う；
ＦТ／２（２８．５ＭＨｚ）の周波数を伴うクロック信号は、ディジタル５５の
クロック出力からＮチャンネルディジタル相関器３の入力に印加される。
【００１６】 図３には、Ｎチャンネルディジタル相関器３のチャンネル４のブロック図が示
されている。チャンネル４は、入力信号を切り換えるための入力信号スイッチ３
１と、データ交換ユニット３２と、記憶ユニット３３〜３６と、ディジタルキャ
リア生成器３９と、制御レジスタ４０と、ディジタルコード生成器４１と、基準
Ｃ／Ａコード生成器（ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ）４２と、プログラム可能遅
延線４３と、ディジタルミキサー４４，４５と、相関器（ディジタル復調器）４
６〜４９とを具備する。データ交換ユニット３２は、それぞれのデータバスを介
して、制御レジスタ４０の入力を制御しているディジタルキャリア生成器を制御
している記憶ユニット３３〜３６の出力と、ディジタルコード生成器４１の制御
入力と、基準Ｃ／Ａコード生成器の第１入力との他に、プロセッサ５にも接続さ
れている。入力信号スイッチ３１の第１および第２入力（ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳ）は、Ｎチャンネルディジタル相関器３のそれぞれの信号入力に接続され
ている。入力信号スイッチ３１のこれらの入力には、サンプリングレートＦТ／
２（２８．５ＭＨｚ）におけるＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の同
相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分の２ビットサンプルが印加されている。入力
信号スイッチ３１の制御入力は、制御レジスタ４０の出力の１つに接続されてい
る。制御レジスタ４０の他の出力は、プログラム可能遅延線４３のそれぞれの入
力と、基準Ｃ／Ａコード生成器とに接続されている。入力信号スイッチ３１の出
力は、ディジタルミキサー４４，４５の第１出力に接続されており、このディジ
タルミキサー４４，４５の第２出力には、ディジタルキャリア生成器３９のそれ
ぞれの出力から基準周波数信号“cos”，“sin”が供給されている。記憶ユニッ
ト３３〜３６のクロック入力、ディジタルキャリア生成器３９、ディジタルコー
ド生成器４１、およびプログラム可能遅延線４３は、Ｎチャンネルディジタル相
関器３のクロック入力に接続されている。ディジタルミキサー４４，４５の出力
は、相関器（ディジタル復調器）４６，４７および相関器（ディジタル復調器）
４８，４９の第１入力にそれぞれ接続されている。
されている。チャンネル４は、入力信号を切り換えるための入力信号スイッチ３
１と、データ交換ユニット３２と、記憶ユニット３３〜３６と、ディジタルキャ
リア生成器３９と、制御レジスタ４０と、ディジタルコード生成器４１と、基準
Ｃ／Ａコード生成器（ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ）４２と、プログラム可能遅
延線４３と、ディジタルミキサー４４，４５と、相関器（ディジタル復調器）４
６〜４９とを具備する。データ交換ユニット３２は、それぞれのデータバスを介
して、制御レジスタ４０の入力を制御しているディジタルキャリア生成器を制御
している記憶ユニット３３〜３６の出力と、ディジタルコード生成器４１の制御
入力と、基準Ｃ／Ａコード生成器の第１入力との他に、プロセッサ５にも接続さ
れている。入力信号スイッチ３１の第１および第２入力（ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳ）は、Ｎチャンネルディジタル相関器３のそれぞれの信号入力に接続され
ている。入力信号スイッチ３１のこれらの入力には、サンプリングレートＦТ／
２（２８．５ＭＨｚ）におけるＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の同
相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分の２ビットサンプルが印加されている。入力
信号スイッチ３１の制御入力は、制御レジスタ４０の出力の１つに接続されてい
る。制御レジスタ４０の他の出力は、プログラム可能遅延線４３のそれぞれの入
力と、基準Ｃ／Ａコード生成器とに接続されている。入力信号スイッチ３１の出
力は、ディジタルミキサー４４，４５の第１出力に接続されており、このディジ
タルミキサー４４，４５の第２出力には、ディジタルキャリア生成器３９のそれ
ぞれの出力から基準周波数信号“cos”，“sin”が供給されている。記憶ユニッ
ト３３〜３６のクロック入力、ディジタルキャリア生成器３９、ディジタルコー
ド生成器４１、およびプログラム可能遅延線４３は、Ｎチャンネルディジタル相
関器３のクロック入力に接続されている。ディジタルミキサー４４，４５の出力
は、相関器（ディジタル復調器）４６，４７および相関器（ディジタル復調器）
４８，４９の第１入力にそれぞれ接続されている。
【００１７】 相関器（ディジタル復調器）４６，４９および相関器（ディジタル復調器）４
７，４８の第２入力には、パンクチュアル（punctual）“Ｐ”と、ＳＲＮＳ Ｇ
ＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステムのＣ／Ａコードを生成する基準Ｃ／Ａコード
生成器の出力に接続された入力を有するプログラム可能遅延線４３のそれぞれの
出力からの、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステムの基準Ｃ／Ａコー
ドの差“Ｅ−Ｌ”（初期−後期）または“Ｅ”（初期）のコピーがそれぞれ印加
されている。相関器（ディジタル復調器）４６〜４９の出力は、記憶ユニット３
３〜３６の入力にそれぞれ接続されている。
７，４８の第２入力には、パンクチュアル（punctual）“Ｐ”と、ＳＲＮＳ Ｇ
ＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステムのＣ／Ａコードを生成する基準Ｃ／Ａコード
生成器の出力に接続された入力を有するプログラム可能遅延線４３のそれぞれの
出力からの、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステムの基準Ｃ／Ａコー
ドの差“Ｅ−Ｌ”（初期−後期）または“Ｅ”（初期）のコピーがそれぞれ印加
されている。相関器（ディジタル復調器）４６〜４９の出力は、記憶ユニット３
３〜３６の入力にそれぞれ接続されている。
【００１８】 ＧＰＳに関して１．０２３ＭＨｚまたはＧＬＯＮＡＳＳに関して０．５１１Ｍ
Ｈｚの周波数における前記コード生成器４１の動作のために必要なクロック信号
は、その入力に、ディジタルコード生成器４１の出力から印加される。制御レジ
スタ４０の第１出力は、ディジタルコード生成器４１の出力に接続されている。
Ｈｚの周波数における前記コード生成器４１の動作のために必要なクロック信号
は、その入力に、ディジタルコード生成器４１の出力から印加される。制御レジ
スタ４０の第１出力は、ディジタルコード生成器４１の出力に接続されている。
【００１９】 従来技術による受信器のＮチャンネルディジタル相関器３（図３）のチャンネ
ル４は、以下のように動作する：データ交換ユニット３２を介して制御レジスタ
４０へ送られたプロセッサ５の命令により、入力信号スイッチ３１は、ＳＲＮＳ
ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳの４つの２ビット直角位相信号（Ｉ，Ｑ）を、デ
ィジタイザ５５の出力からチャンネルへ送信し、ディジタルキャリア生成器３９
は、データ交換ユニット３２を介してプロセッサ５により整形される２進コード
を有するプリセットＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターの“sin”および“cos”Ｉ
Ｆ信号を生成する。ディジタイザ５５の作用アルゴリズムと、ディジタル相関器
３のチャンネル４におけるサンプリングレート（無線周波数変換器２の、従来技
術による受信器の周波数計画において用いられているＦТ／２＝２８．５ＭＨｚ
に等しい）とによって、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ衛星の信号の中
間周波数の値は、±１４．２５ＭＨｚの範囲にある。ディジタルミキサー４４，
４５は、プリセットＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターまたはＳＲＮＳ ＧＰＳ衛星
の信号の選択を保証し、かつ、これらの信号のスペクトルを基本周波数帯域内に
（ゼロ周波数上に）伝送する。ディジタル復調器（相関器）４６，４９およびデ
ィジタル復調器（相関器）４７，４８は、受信された信号の、パンクチュアル“
Ｐ”と、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳそれぞれの基準Ｃ／Ａコードの
差“Ｅ−Ｌ”（初期−後期）または“Ｅ”（初期）のコピーとの対比を行う。こ
れらのコードのコピーは、プログラム可能遅延線４３により生成され、この遅延
線４３は、（データ交換ユニット３２を介しての）プロセッサ５の制御の下で、
Ｃ／Ａコードの初期および後期コピー間の間隔を、０．１〜１の長さのＣ／Ａコ
ードのＮ個の符号に変更することを可能にし、かつこれにより、コードトレーシ
ングシステムにおいて《精密な（narrow）弁別器》（《精密な相関器》）を形成
することを可能にする（A.J. Van Dierendonck., Pat. Fenton, and Tom Ford.
Theory and Performance of Narrow Correlator Spacing in a GPS Receiver. N
avigation: Journal of The Institute of Navigation, Vol.39, No.3, 1982[6]
, US patent1 5390207, cl. G01S 5/02, H04B 7/185, published 14.02.95.(Fen
ton, A.J. Van Dierendonck, <<Pseudorandom noise ranging receiver which c
ompensates for multipath distortion by dynamically adjusting the time de
lay spacing between early and late correlators>>)［７］, US patent1 5495
499, cl. H04L 9/00, published 27.02.96. (Fenton, A.J. Van Dierendonck, <
<Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath dis
tortion by dynamically adjusting the time delay spacing between early an
d late correlators>>)［８］）。
ル４は、以下のように動作する：データ交換ユニット３２を介して制御レジスタ
４０へ送られたプロセッサ５の命令により、入力信号スイッチ３１は、ＳＲＮＳ
ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳの４つの２ビット直角位相信号（Ｉ，Ｑ）を、デ
ィジタイザ５５の出力からチャンネルへ送信し、ディジタルキャリア生成器３９
は、データ交換ユニット３２を介してプロセッサ５により整形される２進コード
を有するプリセットＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターの“sin”および“cos”Ｉ
Ｆ信号を生成する。ディジタイザ５５の作用アルゴリズムと、ディジタル相関器
３のチャンネル４におけるサンプリングレート（無線周波数変換器２の、従来技
術による受信器の周波数計画において用いられているＦТ／２＝２８．５ＭＨｚ
に等しい）とによって、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ衛星の信号の中
間周波数の値は、±１４．２５ＭＨｚの範囲にある。ディジタルミキサー４４，
４５は、プリセットＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターまたはＳＲＮＳ ＧＰＳ衛星
の信号の選択を保証し、かつ、これらの信号のスペクトルを基本周波数帯域内に
（ゼロ周波数上に）伝送する。ディジタル復調器（相関器）４６，４９およびデ
ィジタル復調器（相関器）４７，４８は、受信された信号の、パンクチュアル“
Ｐ”と、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳそれぞれの基準Ｃ／Ａコードの
差“Ｅ−Ｌ”（初期−後期）または“Ｅ”（初期）のコピーとの対比を行う。こ
れらのコードのコピーは、プログラム可能遅延線４３により生成され、この遅延
線４３は、（データ交換ユニット３２を介しての）プロセッサ５の制御の下で、
Ｃ／Ａコードの初期および後期コピー間の間隔を、０．１〜１の長さのＣ／Ａコ
ードのＮ個の符号に変更することを可能にし、かつこれにより、コードトレーシ
ングシステムにおいて《精密な（narrow）弁別器》（《精密な相関器》）を形成
することを可能にする（A.J. Van Dierendonck., Pat. Fenton, and Tom Ford.
Theory and Performance of Narrow Correlator Spacing in a GPS Receiver. N
avigation: Journal of The Institute of Navigation, Vol.39, No.3, 1982[6]
, US patent1 5390207, cl. G01S 5/02, H04B 7/185, published 14.02.95.(Fen
ton, A.J. Van Dierendonck, <<Pseudorandom noise ranging receiver which c
ompensates for multipath distortion by dynamically adjusting the time de
lay spacing between early and late correlators>>)［７］, US patent1 5495
499, cl. H04L 9/00, published 27.02.96. (Fenton, A.J. Van Dierendonck, <
<Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath dis
tortion by dynamically adjusting the time delay spacing between early an
d late correlators>>)［８］）。
【００２０】 ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ衛星の信号の基準疑似ランダムＣ／Ａ
コードは、ＧＰＳに関して１．０２３ＭＨｚまたはＧＬＯＮＡＳＳに関して０．
５１１ＭＨｚのコードクロック周波数を用いることにより、ディジタルコード生
成器４１の出力から基準Ｃ／Ａコード生成器４２により生成される。生成された
疑似ランダムコードシーケンス形式とコードクロック周波数の値とに関する選択
は、データ交換ユニット３２を介してこれらの生成器の入力に印加されたプロセ
ッサ５からの命令により実行される。これらの信号の対比の結果は、記憶ユニッ
ト３３〜３６に記憶される。入力信号のパンクチュアルおよび差のコピーを伴う
動作の場合に関して、記憶ユニット３３は、信号のパンクチュアルコピーの対比
の直角位相成分Ｑｐを記憶し、記憶ユニット３４は、対比の直角位相成分Ｑｄを
記憶し、記憶ユニット３６は、パンクチュアルコピーの同相成分Ｉｐを記憶し、
記憶ユニット３５は、差のコピーの同相成分Ｉｄを記憶する。
コードは、ＧＰＳに関して１．０２３ＭＨｚまたはＧＬＯＮＡＳＳに関して０．
５１１ＭＨｚのコードクロック周波数を用いることにより、ディジタルコード生
成器４１の出力から基準Ｃ／Ａコード生成器４２により生成される。生成された
疑似ランダムコードシーケンス形式とコードクロック周波数の値とに関する選択
は、データ交換ユニット３２を介してこれらの生成器の入力に印加されたプロセ
ッサ５からの命令により実行される。これらの信号の対比の結果は、記憶ユニッ
ト３３〜３６に記憶される。入力信号のパンクチュアルおよび差のコピーを伴う
動作の場合に関して、記憶ユニット３３は、信号のパンクチュアルコピーの対比
の直角位相成分Ｑｐを記憶し、記憶ユニット３４は、対比の直角位相成分Ｑｄを
記憶し、記憶ユニット３６は、パンクチュアルコピーの同相成分Ｉｐを記憶し、
記憶ユニット３５は、差のコピーの同相成分Ｉｄを記憶する。
【００２１】 記憶ユニット３３〜３６に蓄積されたデータは、プロセッサ５によりデータ交
換ユニット３２を介して定期的に読み出され、この場合において、信号処理の全
てのアルゴリズム、すなわち、信号検索、キャリアおよびコードのトレーシング
、サービス情報の受信のアルゴリズムがもたらされる。
換ユニット３２を介して定期的に読み出され、この場合において、信号処理の全
てのアルゴリズム、すなわち、信号検索、キャリアおよびコードのトレーシング
、サービス情報の受信のアルゴリズムがもたらされる。
【００２２】 記憶期間は、Ｃ／Ａコード期間に、すなわち１ｍｓに等しい。信号処理の結果
を用いて、プロセッサ５は、キャリア周波数推定値をディジタルキャリア生成器
３９に供給しかつコードクロックレートをディジタルコード生成器４１に送信す
るチャンネル４の動作を制御する。
を用いて、プロセッサ５は、キャリア周波数推定値をディジタルキャリア生成器
３９に供給しかつコードクロックレートをディジタルコード生成器４１に送信す
るチャンネル４の動作を制御する。
【００２３】 従来技術による受信器の無線周波数変換器２に関する上述の説明から、従来技
術による受信器においては、５７．０ＭＨｚのクロック周波数、１４１６ＭＨｚ
の第１ヘテロダイン周波数、１７３．９ＭＨｚの第２ヘテロダイン周波数、およ
び１７８．８ＭＨｚの第３ヘテロダイン周波数というクロックおよびヘテロダイ
ン周波数の信号が生成されるという結果となる。これらのヘテロダイン周波数信
号は、これらのヘテロダイン周波数のいずれについても、単純な乗算または除算
により他のヘテロダイン周波数からは得ることができないという事実により規定
される複雑さを有するヘテロダイン回路によって、従来技術による受信器の無線
周波数変換器２において生成される。したがって、ヘテロダイン周波数は、装備
１０の構成内に包含される３つの別個のヘテロダイン周波数シンセサイザ（図２
には示されていない）によって合成され、これらのシンセサイザの各々は、独立
した無線工学装置を示し、この無線工学装置は、合成された周波数の安定性に課
された高度な要求（１秒当たり１０-11〜１０-12という相対的な周波数の不安定
性（Moses I. Navstar Global Positioning System Oscillator Requirements f
or the GPS Manpack. Proc. of the 30th Annual Frequency Control Sympos.,
1976, pp.390-400, ［９］を参照））に起因して製造が困難である。その理由は
、このことが受信器の出力特性に本質的な影響力を有しているためである。さら
に、生成されたクロック周波数の高い値（５７．０ＭＨｚ）は、次のディジタル
信号処理を行うための装備を複雑にする。その理由は、５７．０ＭＨｚのクロッ
ク周波数上で直接的にディジタル相関器３のチャンネル４を実現することは、複
雑な工学的タスクであり、かつさらに、受信器により消費される電力が相当に増
大するためである。ディジタル相関器３のチャンネル４が動作する必要があるク
ロック周波数を低下させるために、従来技術による受信器には、特別なユニット
−−ディジタイザ５５が供給されている。このユニットは５７．０ＭＨｚの周波
数上で動作し、かつ、無線周波数変換器２により生成された実際のＳＲＮＳ Ｇ
ＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号を、２つの直角位相成分（同相および直角位相）
により表される複合信号に変換する。
術による受信器においては、５７．０ＭＨｚのクロック周波数、１４１６ＭＨｚ
の第１ヘテロダイン周波数、１７３．９ＭＨｚの第２ヘテロダイン周波数、およ
び１７８．８ＭＨｚの第３ヘテロダイン周波数というクロックおよびヘテロダイ
ン周波数の信号が生成されるという結果となる。これらのヘテロダイン周波数信
号は、これらのヘテロダイン周波数のいずれについても、単純な乗算または除算
により他のヘテロダイン周波数からは得ることができないという事実により規定
される複雑さを有するヘテロダイン回路によって、従来技術による受信器の無線
周波数変換器２において生成される。したがって、ヘテロダイン周波数は、装備
１０の構成内に包含される３つの別個のヘテロダイン周波数シンセサイザ（図２
には示されていない）によって合成され、これらのシンセサイザの各々は、独立
した無線工学装置を示し、この無線工学装置は、合成された周波数の安定性に課
された高度な要求（１秒当たり１０-11〜１０-12という相対的な周波数の不安定
性（Moses I. Navstar Global Positioning System Oscillator Requirements f
or the GPS Manpack. Proc. of the 30th Annual Frequency Control Sympos.,
1976, pp.390-400, ［９］を参照））に起因して製造が困難である。その理由は
、このことが受信器の出力特性に本質的な影響力を有しているためである。さら
に、生成されたクロック周波数の高い値（５７．０ＭＨｚ）は、次のディジタル
信号処理を行うための装備を複雑にする。その理由は、５７．０ＭＨｚのクロッ
ク周波数上で直接的にディジタル相関器３のチャンネル４を実現することは、複
雑な工学的タスクであり、かつさらに、受信器により消費される電力が相当に増
大するためである。ディジタル相関器３のチャンネル４が動作する必要があるク
ロック周波数を低下させるために、従来技術による受信器には、特別なユニット
−−ディジタイザ５５が供給されている。このユニットは５７．０ＭＨｚの周波
数上で動作し、かつ、無線周波数変換器２により生成された実際のＳＲＮＳ Ｇ
ＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号を、２つの直角位相成分（同相および直角位相）
により表される複合信号に変換する。
【００２４】 前記ディジタイザ５５により行われるこの動作に起因して、従来技術による受
信器においては、ディジタル相関器３のチャンネル４の作用クロック周波数を電
力損失無しに半分にすることが可能である。この従来技術の不都合な点は、無線
周波数変換器２におけるクロックおよびヘテロダイン周波数の信号を整形するた
めに用いられる装備、特に、著しい数の周波数シンセサイザの複雑さである。さ
らに、ディジタイザ５５に類似した高価な装置を用いることが必要である。小型
かつ低電力消費かつ安価であって、広範な消費者により用いられるべき、ＳＲＮ
Ｓ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の統合疑似雑音受信器の作成の可能性は、
この問題の解決に依存している。同時に、このような受信器を用いるときには、
雑音、干渉および反射信号という条件の下での動作に関連した問題を解決するこ
とが必要である。問題は、疑似ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の受
信器が、見通し線（line-of-sight）の範囲内において３つのシステムの衛星に
より伝送される複数の信号と、雑音成分と、さらに、地表上の様々な対象物から
の前方信号（forward signal）の反射に起因する成分とからなる無線信号によっ
て動作するということである。
信器においては、ディジタル相関器３のチャンネル４の作用クロック周波数を電
力損失無しに半分にすることが可能である。この従来技術の不都合な点は、無線
周波数変換器２におけるクロックおよびヘテロダイン周波数の信号を整形するた
めに用いられる装備、特に、著しい数の周波数シンセサイザの複雑さである。さ
らに、ディジタイザ５５に類似した高価な装置を用いることが必要である。小型
かつ低電力消費かつ安価であって、広範な消費者により用いられるべき、ＳＲＮ
Ｓ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の統合疑似雑音受信器の作成の可能性は、
この問題の解決に依存している。同時に、このような受信器を用いるときには、
雑音、干渉および反射信号という条件の下での動作に関連した問題を解決するこ
とが必要である。問題は、疑似ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の受
信器が、見通し線（line-of-sight）の範囲内において３つのシステムの衛星に
より伝送される複数の信号と、雑音成分と、さらに、地表上の様々な対象物から
の前方信号（forward signal）の反射に起因する成分とからなる無線信号によっ
て動作するということである。
【００２５】 受信器の性能の正確さを低下させる後者の成分の影響は、“マルチパス”歪み
（"multipath" distortion）として知られている。従来技術による受信器に関す
る説明［５］から続くように、マルチパス歪みは、《精密な弁別器》または《精
密な相関器》［６］，［７］，［８］と称される処理モードを用いることにより
補正され、この処理モードは、ある一定の条件の下でコードトレーシング誤差を
、０〜１のＣ／Ａコードキャラクタ長さの範囲における反射された信号の遅延に
おいて０．４−０．０５のキャラクタ長さまで低下させる（しかし完全には除去
しない）ことを可能にする。
（"multipath" distortion）として知られている。従来技術による受信器に関す
る説明［５］から続くように、マルチパス歪みは、《精密な弁別器》または《精
密な相関器》［６］，［７］，［８］と称される処理モードを用いることにより
補正され、この処理モードは、ある一定の条件の下でコードトレーシング誤差を
、０〜１のＣ／Ａコードキャラクタ長さの範囲における反射された信号の遅延に
おいて０．４−０．０５のキャラクタ長さまで低下させる（しかし完全には除去
しない）ことを可能にする。
【００２６】
上記のことを考慮すると、マルチパス歪みの場合においてＳＲＮＳ受信器の疑
似雑音信号におけるコードトレーシング誤差を低下させる問題が切迫したもので
あることは明白である。クレームされた発明は、Ｌ１周波数範囲におけるＳＲＮ
Ｓ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステムのＣ／Ａコードの疑似雑音信号の統合
受信器の開発に向けられており、クロックおよびヘテロダイン周波数信号を整形
するために用いられる少数のシンセサイザと、ディジタイザ５５に類似した装置
の排除と、実際に重要な場合の大部分においてＣ／Ａコードをトレーシングする
ときのマルチパス歪み誤差の低下とに特徴づけられている。
似雑音信号におけるコードトレーシング誤差を低下させる問題が切迫したもので
あることは明白である。クレームされた発明は、Ｌ１周波数範囲におけるＳＲＮ
Ｓ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステムのＣ／Ａコードの疑似雑音信号の統合
受信器の開発に向けられており、クロックおよびヘテロダイン周波数信号を整形
するために用いられる少数のシンセサイザと、ディジタイザ５５に類似した装置
の排除と、実際に重要な場合の大部分においてＣ／Ａコードをトレーシングする
ときのマルチパス歪み誤差の低下とに特徴づけられている。
【００２７】
本発明の本質は、直列に接続されたＮチャンネルディジタル相関器およびプロ
セッサの他に、直列に接続されたアンテナおよび無線周波数変換器を具備する衛
星無線航法システムの疑似雑音信号の受信器であって、前記無線周波数変換器は
、前記アンテナに接続され、かつ、少なくとも１つの帯域フィルタを有する入力
ユニットと、少なくとも１つの増幅器とミキサーとを具備する第１信号周波数変
換のためのユニットと、第１信号周波数変換のユニットの出力に接続された、Ｇ
ＰＳ，ＧＬＯＮＡＳＳ衛星無線航法システムそれぞれの第２信号周波数変換の第
１および第２チャンネルとを具備し、前記装置の各々は、直列に接続されたフィ
ルタおよびミキサーと、クロック周波数信号とヘテロダイン周波数信号とを整形
するために用いられる、第１ヘテロダイン周波数信号を生成するためのユニット
を備える装備とを具備し、前記第１ヘテロダイン周波数信号を整形するユニット
の出力により形成された第１ヘテロダイン周波数信号の出力は、前記第１信号周
波数変換のユニットのミキサーの基準入力に接続されており、その一方で、第２
ヘテロダイン周波数の信号出力は、第２信号周波数変換のための第１チャンネル
のミキサーに接続されており、第２信号周波数変換の第１および第２チャンネル
の出力、および、前記クロック周波数信号とヘテロダイン周波数信号とを整形す
る装備のクロック周波数信号の出力は、無線周波数変換器の信号出力およびクロ
ック出力を形成し、前記Ｎチャンネルディジタル相関器において、そのチャンネ
ルの各々は、前記Ｎチャンネルディジタル相関器の第１および第２信号入力に接
続されている第１および第２入力を有する入力信号スイッチと、それぞれのデー
タバスを介して、前記プロセッサと、第１、第２、第３、第４記憶ユニットの出
力と、ディジタルキャリア生成器の制御入力と、制御レジスタの制御入力と、デ
ィジタルコード生成器の制御入力と、基準Ｃ／Ａコード生成器の第１入力とに接
続されたデータ交換ユニットと、を備え、前記記憶ユニット、ディジタルコード
生成器、ディジタルキャリア生成器、プログラム可能遅延線のクロック入力は、
Ｎチャンネルディジタル相関器のクロック入力に接続されており、前記入力信号
スイッチの出力は、同相および直角位相の相関処理チャンネルのディジタルミキ
サーの第１入力に接続されており、前記ディジタルミキサーの第２入力は、ディ
ジタルキャリア生成器の“ｃｏｓ”出力と“ｓｉｎ”出力とにそれぞれ接続され
ており、その一方で、前記ディジタルミキサーの出力は、第１および第２相関器
の第１入力間の接合点と、第３および第４相関器の第１入力間の接合点とに接続
されており、前記相関器の出力は、第１、第２、第３、第４記憶ユニットの信号
入力にそれぞれ接続されており、前記第１および第４相関器の第２入力は、プロ
グラム可能遅延線の基準Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピーの出力に接
続されており、前記プログラム可能遅延線の第１入力は、基準Ｃ／Ａコード生成
器の出力に接続されており、前記基準Ｃ／Ａコード生成器の第２入力は、ディジ
タルコード生成器の出力に接続されており、前記プログラム可能遅延線の第２入
力、および、前記基準Ｃ／Ａコード生成器の第３入力は、制御レジスタの第１お
よび第２出力にそれぞれ接続されており、前記制御レジスタの第３出力は、入力
信号スイッチの第３入力に接続されており、前記無線周波数変換器の信号出力お
よびクロック出力は、Ｎチャンネルディジタル相関器の第１および第２信号入力
およびクロック入力に、それぞれ接続されており、この場合において、第２信号
周波数変換のチャンネルの各々における前記無線周波数変換器において、ミキサ
ー出力は、直列に接続された利得制御増幅器および閾値装置（この閾値装置は、
２ビットレベル制御量子化器の形式で構成されている）とを介して、チャンネル
出力に接続されており、第２信号周波数変換の第２チャンネルのミキサーの基準
入力は、クロック信号とヘテロダイン周波数とを整形する装備の第２ヘテロダイ
ン周波数の信号出力に接続されており、前記装備において、第１ヘテロダイン周
波数信号を生成するユニットの出力は、周波数を８つに分割するための第１およ
び第２ユニットに接続されており、前記第１および第２ユニットの出力は、第２
ヘテロダイン周波数の信号出力と、クロック周波数信号の出力とをそれぞれ形成
し、前記Ｎチャンネルディジタル相関器のチャンネルの各々の構成には、それぞ
れのデータバスを介してデータ交換ユニットに接続されている出力を有し、かつ
、Ｎチャンネルディジタル相関器のクロック入力に接続されているクロック入力
を有する第５および第６記憶ユニットと、前記第５および第６記憶ユニットの信
号入力にそれぞれ接続されている出力を有する第５および第６相関器と、遅延ス
トローブ整形器と、キー部と、前記プログラム可能遅延線の基準Ｃ／Ａコードの
差“Ｅ−Ｌ”コピーまたは初期“Ｅ”コピーの出力に接続されている第１入力と
、前記キー部に接続されている第２入力とを有し、かつ、第２および第３相関器
の第２入力に接続されている出力を有する加算器とがさらに供給され、前記第５
および第６相関器の第１入力は、第１および第２ミキサーの出力にそれぞれ接続
されており、前記遅延ストローブの整形器出力は、第５および第６相関器の第２
入力と、制御レジスタの第４出力に接続されている制御入力を有する前記キー部
の信号入力とに接続されており、前記遅延ストローブ整形器の第１入力は、プロ
グラム可能遅延線の基準Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピーの出力に接
続されており、かつ、第２入力は、前記ディジタルコード生成器の出力に接続さ
れている受信器を開発することにある。
セッサの他に、直列に接続されたアンテナおよび無線周波数変換器を具備する衛
星無線航法システムの疑似雑音信号の受信器であって、前記無線周波数変換器は
、前記アンテナに接続され、かつ、少なくとも１つの帯域フィルタを有する入力
ユニットと、少なくとも１つの増幅器とミキサーとを具備する第１信号周波数変
換のためのユニットと、第１信号周波数変換のユニットの出力に接続された、Ｇ
ＰＳ，ＧＬＯＮＡＳＳ衛星無線航法システムそれぞれの第２信号周波数変換の第
１および第２チャンネルとを具備し、前記装置の各々は、直列に接続されたフィ
ルタおよびミキサーと、クロック周波数信号とヘテロダイン周波数信号とを整形
するために用いられる、第１ヘテロダイン周波数信号を生成するためのユニット
を備える装備とを具備し、前記第１ヘテロダイン周波数信号を整形するユニット
の出力により形成された第１ヘテロダイン周波数信号の出力は、前記第１信号周
波数変換のユニットのミキサーの基準入力に接続されており、その一方で、第２
ヘテロダイン周波数の信号出力は、第２信号周波数変換のための第１チャンネル
のミキサーに接続されており、第２信号周波数変換の第１および第２チャンネル
の出力、および、前記クロック周波数信号とヘテロダイン周波数信号とを整形す
る装備のクロック周波数信号の出力は、無線周波数変換器の信号出力およびクロ
ック出力を形成し、前記Ｎチャンネルディジタル相関器において、そのチャンネ
ルの各々は、前記Ｎチャンネルディジタル相関器の第１および第２信号入力に接
続されている第１および第２入力を有する入力信号スイッチと、それぞれのデー
タバスを介して、前記プロセッサと、第１、第２、第３、第４記憶ユニットの出
力と、ディジタルキャリア生成器の制御入力と、制御レジスタの制御入力と、デ
ィジタルコード生成器の制御入力と、基準Ｃ／Ａコード生成器の第１入力とに接
続されたデータ交換ユニットと、を備え、前記記憶ユニット、ディジタルコード
生成器、ディジタルキャリア生成器、プログラム可能遅延線のクロック入力は、
Ｎチャンネルディジタル相関器のクロック入力に接続されており、前記入力信号
スイッチの出力は、同相および直角位相の相関処理チャンネルのディジタルミキ
サーの第１入力に接続されており、前記ディジタルミキサーの第２入力は、ディ
ジタルキャリア生成器の“ｃｏｓ”出力と“ｓｉｎ”出力とにそれぞれ接続され
ており、その一方で、前記ディジタルミキサーの出力は、第１および第２相関器
の第１入力間の接合点と、第３および第４相関器の第１入力間の接合点とに接続
されており、前記相関器の出力は、第１、第２、第３、第４記憶ユニットの信号
入力にそれぞれ接続されており、前記第１および第４相関器の第２入力は、プロ
グラム可能遅延線の基準Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピーの出力に接
続されており、前記プログラム可能遅延線の第１入力は、基準Ｃ／Ａコード生成
器の出力に接続されており、前記基準Ｃ／Ａコード生成器の第２入力は、ディジ
タルコード生成器の出力に接続されており、前記プログラム可能遅延線の第２入
力、および、前記基準Ｃ／Ａコード生成器の第３入力は、制御レジスタの第１お
よび第２出力にそれぞれ接続されており、前記制御レジスタの第３出力は、入力
信号スイッチの第３入力に接続されており、前記無線周波数変換器の信号出力お
よびクロック出力は、Ｎチャンネルディジタル相関器の第１および第２信号入力
およびクロック入力に、それぞれ接続されており、この場合において、第２信号
周波数変換のチャンネルの各々における前記無線周波数変換器において、ミキサ
ー出力は、直列に接続された利得制御増幅器および閾値装置（この閾値装置は、
２ビットレベル制御量子化器の形式で構成されている）とを介して、チャンネル
出力に接続されており、第２信号周波数変換の第２チャンネルのミキサーの基準
入力は、クロック信号とヘテロダイン周波数とを整形する装備の第２ヘテロダイ
ン周波数の信号出力に接続されており、前記装備において、第１ヘテロダイン周
波数信号を生成するユニットの出力は、周波数を８つに分割するための第１およ
び第２ユニットに接続されており、前記第１および第２ユニットの出力は、第２
ヘテロダイン周波数の信号出力と、クロック周波数信号の出力とをそれぞれ形成
し、前記Ｎチャンネルディジタル相関器のチャンネルの各々の構成には、それぞ
れのデータバスを介してデータ交換ユニットに接続されている出力を有し、かつ
、Ｎチャンネルディジタル相関器のクロック入力に接続されているクロック入力
を有する第５および第６記憶ユニットと、前記第５および第６記憶ユニットの信
号入力にそれぞれ接続されている出力を有する第５および第６相関器と、遅延ス
トローブ整形器と、キー部と、前記プログラム可能遅延線の基準Ｃ／Ａコードの
差“Ｅ−Ｌ”コピーまたは初期“Ｅ”コピーの出力に接続されている第１入力と
、前記キー部に接続されている第２入力とを有し、かつ、第２および第３相関器
の第２入力に接続されている出力を有する加算器とがさらに供給され、前記第５
および第６相関器の第１入力は、第１および第２ミキサーの出力にそれぞれ接続
されており、前記遅延ストローブの整形器出力は、第５および第６相関器の第２
入力と、制御レジスタの第４出力に接続されている制御入力を有する前記キー部
の信号入力とに接続されており、前記遅延ストローブ整形器の第１入力は、プロ
グラム可能遅延線の基準Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピーの出力に接
続されており、かつ、第２入力は、前記ディジタルコード生成器の出力に接続さ
れている受信器を開発することにある。
【００２８】
クレームされた本発明の本質、および、その実現と産業的利用の可能性は、図
１〜図１２に示された図および周波数図に示されている。
１〜図１２に示された図および周波数図に示されている。
【００２９】 クレームされた受信器（図４）は、アンテナ１と、無線周波数変換器２と、Ｎ
個のチャンネル（４1，４2．．．４N）を具備するＮチャンネルディジタル相関
器と、プロセッサ５とを、直列に接続された状態で具備する。
個のチャンネル（４1，４2．．．４N）を具備するＮチャンネルディジタル相関
器と、プロセッサ５とを、直列に接続された状態で具備する。
【００３０】 考慮されている本発明の実施形態（図５を参照）において、無線周波数変換器
２は、入力ユニット６と、第１信号周波数変換のためのユニット７と、ＳＲＮＳ
ＧＰＳおよびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の第２周波数変換のための第１チャ
ンネル８および第２チャンネル９それぞれと、クロックおよびヘテロダイン周波
数信号を整形するための装備１０とを具備する。ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯ
ＮＡＳＳシステムの入力信号を予備的フィルタリングする問題を解決する入力ユ
ニット６は、少なくとも１つの帯域フィルタを具備すべきである。当該の実施形
態においては、実際的な適用を見出したので、ユニット６は、第１帯域フィルタ
１１と、増幅器１２と、第２帯域フィルタ１３とを、直列に接続された状態で具
備する。ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳの周波数の第１変換の問題を解
決するユニット７は、少なくとも１つの増幅器とミキサーとを具備すべきである
。実際的な適用のために考慮されている実施形態においては、ユニット７は、第
１増幅器１４と、ミキサー１５と、第２増幅器１６とを、直列に接続された状態
で具備する。考慮されている実施形態において、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の第２周
波数変換のチャンネル８は、フィルタ１７と、ミキサー１８と、制御利得増幅器
１９と、閾値装置２０と、を直列に接続された状態で具備しており、この閾値装
置は、２ビットのレベル制御された量子化器の形式で構成されている。この量子
化器の出力は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の出力であるチャンネル８の出力である。
２は、入力ユニット６と、第１信号周波数変換のためのユニット７と、ＳＲＮＳ
ＧＰＳおよびＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の第２周波数変換のための第１チャ
ンネル８および第２チャンネル９それぞれと、クロックおよびヘテロダイン周波
数信号を整形するための装備１０とを具備する。ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯ
ＮＡＳＳシステムの入力信号を予備的フィルタリングする問題を解決する入力ユ
ニット６は、少なくとも１つの帯域フィルタを具備すべきである。当該の実施形
態においては、実際的な適用を見出したので、ユニット６は、第１帯域フィルタ
１１と、増幅器１２と、第２帯域フィルタ１３とを、直列に接続された状態で具
備する。ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳの周波数の第１変換の問題を解
決するユニット７は、少なくとも１つの増幅器とミキサーとを具備すべきである
。実際的な適用のために考慮されている実施形態においては、ユニット７は、第
１増幅器１４と、ミキサー１５と、第２増幅器１６とを、直列に接続された状態
で具備する。考慮されている実施形態において、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の第２周
波数変換のチャンネル８は、フィルタ１７と、ミキサー１８と、制御利得増幅器
１９と、閾値装置２０と、を直列に接続された状態で具備しており、この閾値装
置は、２ビットのレベル制御された量子化器の形式で構成されている。この量子
化器の出力は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の出力であるチャンネル８の出力である。
【００３１】 考慮されている実施形態においてＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の第２周波数
変換のために用いられるチャンネル９は、フィルタ２１と、ミキサー２２と、制
御利得増幅器２３と、閾値装置２４と、を直列に接続された状態で具備しており
、この閾値装置は、２ビットのレベル制御された量子化器の形式で構成されてい
る。この量子化器の出力は、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の出力であるチャン
ネル９の出力である。考慮されている実施形態において、クロックおよびヘテロ
ダイン周波数の信号を整形するための装備１０は、第１ヘテロダイン周波数信号
を生成する整形ユニット２５（第１ヘテロダイン周波数信号のシンセサイザ）と
して構成され、この整形ユニット２５は、周波数を８で除算するための第１ユニ
ット２６および第２ユニット２７と直列に接続されている。当該の実施形態にお
いて、第１ヘテロダイン周波数信号を生成するユニット２５は、基準生成器２８
と、位相ロックループ（phase-locked-loop）周波数制御ユニット（ＰＬＬ）２
９と、電圧制御生成器３０とが直列に接続された形式で構成され、ユニット２５
の出力は、ＰＬＬユニット２９の第２入力に接続されている。
変換のために用いられるチャンネル９は、フィルタ２１と、ミキサー２２と、制
御利得増幅器２３と、閾値装置２４と、を直列に接続された状態で具備しており
、この閾値装置は、２ビットのレベル制御された量子化器の形式で構成されてい
る。この量子化器の出力は、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の出力であるチャン
ネル９の出力である。考慮されている実施形態において、クロックおよびヘテロ
ダイン周波数の信号を整形するための装備１０は、第１ヘテロダイン周波数信号
を生成する整形ユニット２５（第１ヘテロダイン周波数信号のシンセサイザ）と
して構成され、この整形ユニット２５は、周波数を８で除算するための第１ユニ
ット２６および第２ユニット２７と直列に接続されている。当該の実施形態にお
いて、第１ヘテロダイン周波数信号を生成するユニット２５は、基準生成器２８
と、位相ロックループ（phase-locked-loop）周波数制御ユニット（ＰＬＬ）２
９と、電圧制御生成器３０とが直列に接続された形式で構成され、ユニット２５
の出力は、ＰＬＬユニット２９の第２入力に接続されている。
【００３２】 前記装備１０において、ユニット２５の出力は、第１ヘテロダイン周波数の信
号の出力であり、ユニット２６の出力は、第２ヘテロダイン周波数の信号の出力
であり、ユニット２７の出力は、クロック周波数信号の出力である。フィルタ１
７，２１の入力は、それぞれ、第２信号周波数変換の第１チャンネル８および第
２チャンネル９の入力であり、増幅器１６の出力に、すなわち、第１信号周波数
変換のユニット７の出力に接続されている。増幅器１４の入力は、ユニット７の
入力であり、ユニット６の出力に、すなわち、フィルタ１３の出力に接続されて
いる。帯域フィルタ１１の入力は、ユニット６の入力であり、アンテナ１の出力
に接続されている。第１信号周波数変換のユニット７のミキサー１５の基準入力
は、第１ヘテロダイン周波数を生成する装備１０の信号出力に、すなわち、第１
ヘテロダイン周波数の信号を生成するユニット２５の出力に接続されている。第
２信号周波数変換のチャンネル８，９のミキサー１８，２２の基準入力は、装備
１０の第２ヘテロダイン周波数信号の出力に、すなわち、周波数を８で除算する
ためのユニット２６に接続されている。チャンネル８，９の出力および装備１０
のクロック信号出力は、無線周波数変換器２の信号およびクロック出力である。
前記クレームされた受信器の無線周波数変換器２は、標準の、連続的に生産され
る無線電子部品に基づいている。したがって、帯域フィルタ１１，１３と増幅器
１２とを備える入力ユニット６については、例えば、HEWLETT-PACKARD社のＭＧ
Ａ−８７５６３のような、帯域フィルタおよび増幅器の機能を実行する標準セラ
ミックフィルタなどにより構成することができる。周波数の第１変換のためのユ
ニット７内に備えられる増幅器１４およびミキサー１５は、ユニット２５の生成
器３０とともに、NEC社のＵＰＣ２７１５のようなマイクロプロセッサに基づい
てもよく、かつ、ユニット７の増幅器１６は、MOTOROLA社のＭＣ１３１４２のよ
うなチップに基づいてもよい。第２信号周波数変換のチャンネル８，９における
フィルタ１７，２１については、例えば、［１０ pages 217-220］に記載されて
いるような表面弾性波（surface acoustic wave：ＳＡＷ）の帯域フィルタとし
て構成することができ、ミキサー１８，２２および制御利得増幅器１９，２３に
ついては、例えば、NEC社のＵＰＣ２７５３のようなマイクロ回路を用いて構成
してもよく、かつ、閾値装置２０，２４（２ビットレベル制御量子化器）につい
ては、MAXIM社のＭＡＸ９６２のような二重比較器形式（double comparator）に
基づいてもよい。この場合において、例えば、標準のアナログ利得制御回路（Ａ
ＧＣ）を用いて、利得を制御することができる。ユニット２５内において用いら
れる基準生成器２８については、１５．３６ＭＨｚの周波数を備える信号を生成
する水晶発振器として構成することができる。詳細には、MOTOROLA社のＴＥＭＰ
ＵＳ−ＬＶＡのような、温度補正された水晶発振器（temperature-compensated
quartz-crystal oscillator）を用いることができる。ユニット２５内の位相ロ
ックループ周波数制御ユニット２９については、例えば、NATIONAL SEMICONDUCT
OR社のＬＭＸ２３３０のようなマイクロ回路を用いて構成することができ、この
マイクロ回路は、ＰＬＬ制御ユニット２９の動作を確実にする入力周波数ディバ
イダと、基準周波数ディバイダと、位相検出器と、バッファおよび内部レジスタ
とを具備する。標準マイクロ回路ＬＭＸ２３３０に基づくユニット２９のこれら
のディバイダの周波数分割係数（frequency division factor）は、外部信号に
より、すなわち、例えば、シリアルインタフェース（図５には図示せず）を介し
てのプロセッサ５からの、このマイクロ回路のそれぞれの入力上において作用す
る数字コードにより設定される。上記のディバイダの分割係数は、基準周波数（
１５．３６ＭＨｚ）と第１ヘテロダイン周波数（１４１３．１２ＭＨｚ）との間
において選択された関係から生じて設定される。基準周波数の分割係数は８であ
り、生成周波数の分割係数は２５〜７３６であり、比較周波数は１．９２ＭＨｚ
である。この場合において、ユニット２９の位相検出器は、生成器３０（MOTORO
LA社のマイクロ回路ＭＣ１３１４２）の周波数ディバイダの出力における位相誤
りに対応する電圧と、生成器３０の周波数をその制御素子（バリキャップ（vari
cap））によって調整するために用いられる生成器２８により供給される基準周
波数とを生成する。この電圧は、５０ｋＨｚの帯域を備えたＰＬＬループの伝達
特性（transfer characteristic）を具体化するユニット２９の構成内に備えら
れるＲＣフィルタを介して、生成器３０のバリキャップに印加される。上記のマ
イクロ回路などにより構成されるユニット２５のこのような構成は、周波数シン
セサイザの標準的構成に対応する（［11］，page 2-3...2-14, Fig.6 を参照）
。周波数を８個に分割する周波数分割ユニット２６，２７は、２個の分割モード
で動作するMOTOROLA社のＭＣ１２０９５や４個の分割モードで動作するMOTOROLA
社のＭＣ１２０９３のような標準周波数ディバイダに基づいてもよい。
号の出力であり、ユニット２６の出力は、第２ヘテロダイン周波数の信号の出力
であり、ユニット２７の出力は、クロック周波数信号の出力である。フィルタ１
７，２１の入力は、それぞれ、第２信号周波数変換の第１チャンネル８および第
２チャンネル９の入力であり、増幅器１６の出力に、すなわち、第１信号周波数
変換のユニット７の出力に接続されている。増幅器１４の入力は、ユニット７の
入力であり、ユニット６の出力に、すなわち、フィルタ１３の出力に接続されて
いる。帯域フィルタ１１の入力は、ユニット６の入力であり、アンテナ１の出力
に接続されている。第１信号周波数変換のユニット７のミキサー１５の基準入力
は、第１ヘテロダイン周波数を生成する装備１０の信号出力に、すなわち、第１
ヘテロダイン周波数の信号を生成するユニット２５の出力に接続されている。第
２信号周波数変換のチャンネル８，９のミキサー１８，２２の基準入力は、装備
１０の第２ヘテロダイン周波数信号の出力に、すなわち、周波数を８で除算する
ためのユニット２６に接続されている。チャンネル８，９の出力および装備１０
のクロック信号出力は、無線周波数変換器２の信号およびクロック出力である。
前記クレームされた受信器の無線周波数変換器２は、標準の、連続的に生産され
る無線電子部品に基づいている。したがって、帯域フィルタ１１，１３と増幅器
１２とを備える入力ユニット６については、例えば、HEWLETT-PACKARD社のＭＧ
Ａ−８７５６３のような、帯域フィルタおよび増幅器の機能を実行する標準セラ
ミックフィルタなどにより構成することができる。周波数の第１変換のためのユ
ニット７内に備えられる増幅器１４およびミキサー１５は、ユニット２５の生成
器３０とともに、NEC社のＵＰＣ２７１５のようなマイクロプロセッサに基づい
てもよく、かつ、ユニット７の増幅器１６は、MOTOROLA社のＭＣ１３１４２のよ
うなチップに基づいてもよい。第２信号周波数変換のチャンネル８，９における
フィルタ１７，２１については、例えば、［１０ pages 217-220］に記載されて
いるような表面弾性波（surface acoustic wave：ＳＡＷ）の帯域フィルタとし
て構成することができ、ミキサー１８，２２および制御利得増幅器１９，２３に
ついては、例えば、NEC社のＵＰＣ２７５３のようなマイクロ回路を用いて構成
してもよく、かつ、閾値装置２０，２４（２ビットレベル制御量子化器）につい
ては、MAXIM社のＭＡＸ９６２のような二重比較器形式（double comparator）に
基づいてもよい。この場合において、例えば、標準のアナログ利得制御回路（Ａ
ＧＣ）を用いて、利得を制御することができる。ユニット２５内において用いら
れる基準生成器２８については、１５．３６ＭＨｚの周波数を備える信号を生成
する水晶発振器として構成することができる。詳細には、MOTOROLA社のＴＥＭＰ
ＵＳ−ＬＶＡのような、温度補正された水晶発振器（temperature-compensated
quartz-crystal oscillator）を用いることができる。ユニット２５内の位相ロ
ックループ周波数制御ユニット２９については、例えば、NATIONAL SEMICONDUCT
OR社のＬＭＸ２３３０のようなマイクロ回路を用いて構成することができ、この
マイクロ回路は、ＰＬＬ制御ユニット２９の動作を確実にする入力周波数ディバ
イダと、基準周波数ディバイダと、位相検出器と、バッファおよび内部レジスタ
とを具備する。標準マイクロ回路ＬＭＸ２３３０に基づくユニット２９のこれら
のディバイダの周波数分割係数（frequency division factor）は、外部信号に
より、すなわち、例えば、シリアルインタフェース（図５には図示せず）を介し
てのプロセッサ５からの、このマイクロ回路のそれぞれの入力上において作用す
る数字コードにより設定される。上記のディバイダの分割係数は、基準周波数（
１５．３６ＭＨｚ）と第１ヘテロダイン周波数（１４１３．１２ＭＨｚ）との間
において選択された関係から生じて設定される。基準周波数の分割係数は８であ
り、生成周波数の分割係数は２５〜７３６であり、比較周波数は１．９２ＭＨｚ
である。この場合において、ユニット２９の位相検出器は、生成器３０（MOTORO
LA社のマイクロ回路ＭＣ１３１４２）の周波数ディバイダの出力における位相誤
りに対応する電圧と、生成器３０の周波数をその制御素子（バリキャップ（vari
cap））によって調整するために用いられる生成器２８により供給される基準周
波数とを生成する。この電圧は、５０ｋＨｚの帯域を備えたＰＬＬループの伝達
特性（transfer characteristic）を具体化するユニット２９の構成内に備えら
れるＲＣフィルタを介して、生成器３０のバリキャップに印加される。上記のマ
イクロ回路などにより構成されるユニット２５のこのような構成は、周波数シン
セサイザの標準的構成に対応する（［11］，page 2-3...2-14, Fig.6 を参照）
。周波数を８個に分割する周波数分割ユニット２６，２７は、２個の分割モード
で動作するMOTOROLA社のＭＣ１２０９５や４個の分割モードで動作するMOTOROLA
社のＭＣ１２０９３のような標準周波数ディバイダに基づいてもよい。
【００３３】 クレームされた受信器の考慮された実施形態において、Ｎチャンネルディジタ
ル相関器３の各々のチャンネル４（図６）は、入力信号スイッチ３１を具備して
おり、この入力信号スイッチ３１の第１および第２入力は、ＧＰＳおよびＧＬＯ
ＮＡＳＳ信号入力であり、Ｎチャンネルディジタル相関器３の第１および第２信
号入力に接続されている。さらに、チャンネル４は、データ交換ユニット３２を
具備しており、このデータ交換ユニット３２は、それぞれのデータバスを介して
、制御レジスタ４０と、ディジタルコード生成器４１の制御入力と、基準Ｃ／Ａ
コード生成器４２の第１入力との他に、プロセッサ５の入力と、第１〜第６記憶
ユニット３３〜３８とに接続されている。さらに、チャンネル４は、プログラム
可能遅延線４３と、同相および直角位相の相関処理チャンネルそれぞれのディジ
タルミキサー４４，４５と、第１〜第６相関器４６〜５１と、遅延ストローブ整
形器５２と、キー部５３と、加算器５４とを備える。記憶ユニット３３〜３８、
ディジタルコード生成器４１、ディジタルキャリア生成器３９、およびプログラ
ム可能遅延線４３のクロック入力は、Ｎチャンネルディジタル相関器３のクロッ
ク入力に接続されている。スイッチ３１の出力は、同相および直角位相の相関処
理チャンネルのディジタルミキサー４４，４５の第１入力に接続されており、こ
れらのディジタルミキサー４４，４５の第２入力は、それぞれ、ディジタルキャ
リア生成器３９の“ｃｏｓ”および“ｓｉｎ”出力に接続されている。その一方
で、これらの出力は、第１、第２および第５相関器４６，４７，５０の入力間の
接合点と、第３、第４および第６相関器４８，４９，５１の第１入力間の接合点
とに接続されており、これらの相関器の出力は、第１、第２、第５記憶ユニット
３３，３４，３７および第３、第４、第６記憶ユニット３５，３６，３８の信号
入力に、それぞれ接続されている。
ル相関器３の各々のチャンネル４（図６）は、入力信号スイッチ３１を具備して
おり、この入力信号スイッチ３１の第１および第２入力は、ＧＰＳおよびＧＬＯ
ＮＡＳＳ信号入力であり、Ｎチャンネルディジタル相関器３の第１および第２信
号入力に接続されている。さらに、チャンネル４は、データ交換ユニット３２を
具備しており、このデータ交換ユニット３２は、それぞれのデータバスを介して
、制御レジスタ４０と、ディジタルコード生成器４１の制御入力と、基準Ｃ／Ａ
コード生成器４２の第１入力との他に、プロセッサ５の入力と、第１〜第６記憶
ユニット３３〜３８とに接続されている。さらに、チャンネル４は、プログラム
可能遅延線４３と、同相および直角位相の相関処理チャンネルそれぞれのディジ
タルミキサー４４，４５と、第１〜第６相関器４６〜５１と、遅延ストローブ整
形器５２と、キー部５３と、加算器５４とを備える。記憶ユニット３３〜３８、
ディジタルコード生成器４１、ディジタルキャリア生成器３９、およびプログラ
ム可能遅延線４３のクロック入力は、Ｎチャンネルディジタル相関器３のクロッ
ク入力に接続されている。スイッチ３１の出力は、同相および直角位相の相関処
理チャンネルのディジタルミキサー４４，４５の第１入力に接続されており、こ
れらのディジタルミキサー４４，４５の第２入力は、それぞれ、ディジタルキャ
リア生成器３９の“ｃｏｓ”および“ｓｉｎ”出力に接続されている。その一方
で、これらの出力は、第１、第２および第５相関器４６，４７，５０の入力間の
接合点と、第３、第４および第６相関器４８，４９，５１の第１入力間の接合点
とに接続されており、これらの相関器の出力は、第１、第２、第５記憶ユニット
３３，３４，３７および第３、第４、第６記憶ユニット３５，３６，３８の信号
入力に、それぞれ接続されている。
【００３４】 第１、第４相関器４６，４９の第２入力は、プログラム可能遅延線４３のＣ／
Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”基準コピーの出力に接続されており、プログラ
ム可能遅延線４３の第１入力は、基準Ｃ／Ａコード生成器４２の出力に接続され
ており、基準Ｃ／Ａコード生成器４２の第２入力は、ディジタルコード生成器４
１の出力に接続されている。プログラム可能遅延線４３の第２入力および基準Ｃ
／Ａコード生成器４２の第３入力は、制御レジスタ４０の第１および第２入力に
それぞれ接続されており、制御レジスタ４０の第３入力は、入力信号スイッチ３
１の第３入力に接続されている。加算器５４の第１入力は、プログラム可能遅延
線４３のＣ／Ａコードの差“Ｅ−Ｌ”または初期“Ｅ”のコピーの出力に接続さ
れており、第２入力は、キー部５３の出力に接続されており、かつ、出力は、第
２および第３相関器４７，４８の第２入力に接続されている。遅延ストローブ整
形器５２の出力は、第５および第６相関器５０，５１の第２入力と、キー部５３
の信号入力とに接続されており、キー部５３の制御入力は、制御レジスタ４０の
第４出力に接続されている。遅延ストローブ整形器５２の第１入力は、プログラ
ム可能遅延線４３のＣ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピーの出力に接続さ
れており、その一方で、第２入力は、ディジタルコード生成器４１の出力に接続
されている。所定のチャンネル構成におけるＮチャンネルディジタル相関器３に
ついては、実際には、例えば、ＳＡＭＳＵＮＧ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ株式会
社またはＳＧＳ ＴＯＭＳＯＮ株式会社の標準素子のライブラリを用いた大規模
なＬＳＩ集積回路として構成することができる。
Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”基準コピーの出力に接続されており、プログラ
ム可能遅延線４３の第１入力は、基準Ｃ／Ａコード生成器４２の出力に接続され
ており、基準Ｃ／Ａコード生成器４２の第２入力は、ディジタルコード生成器４
１の出力に接続されている。プログラム可能遅延線４３の第２入力および基準Ｃ
／Ａコード生成器４２の第３入力は、制御レジスタ４０の第１および第２入力に
それぞれ接続されており、制御レジスタ４０の第３入力は、入力信号スイッチ３
１の第３入力に接続されている。加算器５４の第１入力は、プログラム可能遅延
線４３のＣ／Ａコードの差“Ｅ−Ｌ”または初期“Ｅ”のコピーの出力に接続さ
れており、第２入力は、キー部５３の出力に接続されており、かつ、出力は、第
２および第３相関器４７，４８の第２入力に接続されている。遅延ストローブ整
形器５２の出力は、第５および第６相関器５０，５１の第２入力と、キー部５３
の信号入力とに接続されており、キー部５３の制御入力は、制御レジスタ４０の
第４出力に接続されている。遅延ストローブ整形器５２の第１入力は、プログラ
ム可能遅延線４３のＣ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピーの出力に接続さ
れており、その一方で、第２入力は、ディジタルコード生成器４１の出力に接続
されている。所定のチャンネル構成におけるＮチャンネルディジタル相関器３に
ついては、実際には、例えば、ＳＡＭＳＵＮＧ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ株式会
社またはＳＧＳ ＴＯＭＳＯＮ株式会社の標準素子のライブラリを用いた大規模
なＬＳＩ集積回路として構成することができる。
【００３５】 クレームされた受信器の動作については、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号にお
けるｉ＝０〜１２からのレタード周波数を用いた、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号および
ＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信および処理の例に関して考慮する。これらのレタード
周波数は、"Interface Control Document"［１］にしたがって用いられる。
けるｉ＝０〜１２からのレタード周波数を用いた、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号および
ＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信および処理の例に関して考慮する。これらのレタード
周波数は、"Interface Control Document"［１］にしたがって用いられる。
【００３６】 クレームされた装置は、以下のように動作する。 Ｌ１周波数範囲においてアンテナ１（図４）により受信されたＳＲＮＳ ＧＰ
ＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、無線周波数変換器２（図５）の入力上において
作用し、かつ、所定の周波数範囲において周波数フィルタリングを実行する入力
ユニット６の第１帯域ユニット１１の入力に供給される。考慮されている場合の
ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号は、周波数帯域ΔＦ＝８．１８４ＭＨｚを占有し、かつ、
ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号は、周波数帯域ΔＦ＝１０．８３８ＭＨｚを占有
する。ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は接近していない。考慮され
ている場合のＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号による周波数軸上にお
いて占有された周波数帯域の位置は、図７аに示されており、ここでは、ＳＲＮ
Ｓ ＧＰＳ信号の周波数帯域は、１５７１．２８〜１５７９．５１２ＭＨｚの範
囲により割り当てられ、かつ、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数帯域は、
１５９９．９５６〜１６１０．７９４ＭＨｚの周波数範囲を占有する。フィルタ
１１（図５）の出力から、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、増幅
器１２を介して、フィルタ１３の入力へ供給される。このフィルタ１３について
は、所定の場合において、フィルタ１１と同様に構成することができ、かつ、同
じ増幅−周波数特性を有する。
ＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、無線周波数変換器２（図５）の入力上において
作用し、かつ、所定の周波数範囲において周波数フィルタリングを実行する入力
ユニット６の第１帯域ユニット１１の入力に供給される。考慮されている場合の
ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号は、周波数帯域ΔＦ＝８．１８４ＭＨｚを占有し、かつ、
ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号は、周波数帯域ΔＦ＝１０．８３８ＭＨｚを占有
する。ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は接近していない。考慮され
ている場合のＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号による周波数軸上にお
いて占有された周波数帯域の位置は、図７аに示されており、ここでは、ＳＲＮ
Ｓ ＧＰＳ信号の周波数帯域は、１５７１．２８〜１５７９．５１２ＭＨｚの範
囲により割り当てられ、かつ、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数帯域は、
１５９９．９５６〜１６１０．７９４ＭＨｚの周波数範囲を占有する。フィルタ
１１（図５）の出力から、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、増幅
器１２を介して、フィルタ１３の入力へ供給される。このフィルタ１３について
は、所定の場合において、フィルタ１１と同様に構成することができ、かつ、同
じ増幅−周波数特性を有する。
【００３７】 増幅器１２を介して相互接続された２つの帯域フィルタ１１，１３を用いるこ
とにより、入力ユニット６に関する必要な周波数選択性の特性と、例えば４０Ｍ
Ｈｚの総帯域に関する信号対雑音比とを得ることが可能となる。無線周波数変換
器２（図５）のユニット６の出力から、周波数帯域Ｌ１（Ｆ１）のＳＲＮＳ Ｇ
ＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、第１信号周波数変換に関するユニット７
の入力に印加され、ここで、これらの信号は、第１増幅器１４において増幅され
、ミキサー１５において周波数変換され、かつ、第２増幅器１６（中間周波数増
幅器）において増幅される。クレームされた受信器のユニット７のミキサー１５
において実行される第１信号周波数変換に関しては、基準周波数生成器２８によ
り生成された１５．３６ＭＨｚの周波数を有する基準信号から生成器３０とＰＬ
Ｌユニット２９とによってユニット２５において合成された第１ヘテロダイン周
波数ｆг1＝１４１３．１２ＭＨｚの信号が用いられる。第１周波数変換の結果
として、周波数軸上におけるＳＲＮＳ ＧＰＳ信号とＧＬＯＮＡＳＳ信号とによ
り占有された周波数帯域の位置は、図７бに示されているように変化し、ここで
は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の周波数帯域は１５８．２０８〜１６６．３９２ＭＨ
ｚであり、かつ、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号は１８６．３８６〜１９７．６
７４ＭＨｚの帯域を占有する。無線周波数変換器の第１ヘテロダイン周波数（ｆ г1 ＝１４１３．１２ＭＨｚ）の選択は、第２ヘテロダイン周波数（ｆг2＝１／
８×ｆг1＝１７６．６４ＭＨｚ）が、変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の周波数
範囲の上限と変換されたＳＲＮＳＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数範囲の下限との間
に割り当てられるように行われる（図７）。増幅器１６の出力からの無線周波数
変換器２のユニット７において変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳ
Ｓ信号は、第２信号周波数変換の第１および第２チャンネル８，９の入力に、す
なわち、フィルタ１７，２１の入力に印加される。これらのフィルタの各々は、
それぞれのＳＲＮＳ信号の帯域フィルタリングを実行する。すなわち、フィルタ
１７は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号のフィルタリングを行い、かつ、フィルタ２１は
、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号のフィルタリングを行う。フィルタ１７，２１
は、それぞれ、８．２ＭＨｚおよび１０．８ＭＨｚの通過帯域を有し、かつ、１
６２．３ＭＨｚおよび１９２．３ＭＨｚの中心周波数を、それぞれ有している。
とにより、入力ユニット６に関する必要な周波数選択性の特性と、例えば４０Ｍ
Ｈｚの総帯域に関する信号対雑音比とを得ることが可能となる。無線周波数変換
器２（図５）のユニット６の出力から、周波数帯域Ｌ１（Ｆ１）のＳＲＮＳ Ｇ
ＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、第１信号周波数変換に関するユニット７
の入力に印加され、ここで、これらの信号は、第１増幅器１４において増幅され
、ミキサー１５において周波数変換され、かつ、第２増幅器１６（中間周波数増
幅器）において増幅される。クレームされた受信器のユニット７のミキサー１５
において実行される第１信号周波数変換に関しては、基準周波数生成器２８によ
り生成された１５．３６ＭＨｚの周波数を有する基準信号から生成器３０とＰＬ
Ｌユニット２９とによってユニット２５において合成された第１ヘテロダイン周
波数ｆг1＝１４１３．１２ＭＨｚの信号が用いられる。第１周波数変換の結果
として、周波数軸上におけるＳＲＮＳ ＧＰＳ信号とＧＬＯＮＡＳＳ信号とによ
り占有された周波数帯域の位置は、図７бに示されているように変化し、ここで
は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の周波数帯域は１５８．２０８〜１６６．３９２ＭＨ
ｚであり、かつ、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号は１８６．３８６〜１９７．６
７４ＭＨｚの帯域を占有する。無線周波数変換器の第１ヘテロダイン周波数（ｆ г1 ＝１４１３．１２ＭＨｚ）の選択は、第２ヘテロダイン周波数（ｆг2＝１／
８×ｆг1＝１７６．６４ＭＨｚ）が、変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の周波数
範囲の上限と変換されたＳＲＮＳＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数範囲の下限との間
に割り当てられるように行われる（図７）。増幅器１６の出力からの無線周波数
変換器２のユニット７において変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳ
Ｓ信号は、第２信号周波数変換の第１および第２チャンネル８，９の入力に、す
なわち、フィルタ１７，２１の入力に印加される。これらのフィルタの各々は、
それぞれのＳＲＮＳ信号の帯域フィルタリングを実行する。すなわち、フィルタ
１７は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号のフィルタリングを行い、かつ、フィルタ２１は
、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号のフィルタリングを行う。フィルタ１７，２１
は、それぞれ、８．２ＭＨｚおよび１０．８ＭＨｚの通過帯域を有し、かつ、１
６２．３ＭＨｚおよび１９２．３ＭＨｚの中心周波数を、それぞれ有している。
【００３８】 前記フィルタ１７，２１によって帯域外干渉からフィルタリングされかつチャ
ンネル８，９の各々における周波数変換後に前記システム（ＧＰＳおよびＧＬＯ
ＮＡＳＳ）において割り当てられた信号は、ミキサー１８，２２の信号入力に、
それぞれ供給される。クレームされた受信器の無線周波数変換器２における、チ
ャンネル８，９のミキサー１８，２２において行われる第２周波数変換に対して
、ユニット２５により合成された第１ヘテロダイン周波数の信号の周波数を８個
に分割するユニット２６によって生成された第２ヘテロダイン周波数ｆг2＝１
７６．６４ＭＨｚの信号が用いられる。第２周波数変換の結果として、周波数軸
上においてＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号により占有された周波数
帯域の位置は、図８に示されるように変化し、ここでは、図８аは、ＳＲＮＳ
ＧＰＳ信号の周波数帯域（１０．２４８〜１８．４３２ＭＨｚ）を示し、かつ、
図８бは、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数帯域（１０．１９６〜２１．
０３４ＭＨｚ）である。第２周波数変換器のチャンネル８，９の各々においてミ
キサー１８，２２によって変換されるＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信
号は、制御利得増幅器１９，２３において増幅され、次に、レベル制御された２
ビット量子化器である閾値装置２０，２４において３レベル（２ビット）変換を
受け、これにより、クレームされた受信器の無線周波数変換器２の必要な形式の
出力信号を生成する。これらの信号（“実際の”信号）は、Ｎチャンネルディジ
タル相関器３のチャンネル４において、すなわち、同相および直角位相の相関処
理チャンネルのディジタルミキサー４４，４５において“除去される”キャリア
の存在により特徴づけられる。次に、無線周波数変換器２において生成された信
号は、Ｎチャンネル相関器３において、無線周波数変換器２のユニット２６の出
力信号から、すなわち、第２ヘテロダイン周波数ｆг2＝１７６．６４ＭＨｚの
信号からユニット２７によって生成されたクロック周波数信号により規定される
クロック周波数を用いて、周波数ｆг2を８個に分割することにより、ディジタ
ル化される。Ｎチャンネルディジタル相関器３におけるディジタル信号処理中に
用いられるクロック周波数値は、ＦТ＝２２．０８ＭＨｚという値となる。航法
情報を損なわずにディジタル化を行うために、変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよ
びＧＬＯＮＡＳＳ信号と、クロック周波数信号とは、互いに整合される。すなわ
ち、クロック周波数ｆTの値と、変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳ
Ｓ信号の周波数帯域の値とは、およそ２：１の比率である。
ンネル８，９の各々における周波数変換後に前記システム（ＧＰＳおよびＧＬＯ
ＮＡＳＳ）において割り当てられた信号は、ミキサー１８，２２の信号入力に、
それぞれ供給される。クレームされた受信器の無線周波数変換器２における、チ
ャンネル８，９のミキサー１８，２２において行われる第２周波数変換に対して
、ユニット２５により合成された第１ヘテロダイン周波数の信号の周波数を８個
に分割するユニット２６によって生成された第２ヘテロダイン周波数ｆг2＝１
７６．６４ＭＨｚの信号が用いられる。第２周波数変換の結果として、周波数軸
上においてＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号により占有された周波数
帯域の位置は、図８に示されるように変化し、ここでは、図８аは、ＳＲＮＳ
ＧＰＳ信号の周波数帯域（１０．２４８〜１８．４３２ＭＨｚ）を示し、かつ、
図８бは、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数帯域（１０．１９６〜２１．
０３４ＭＨｚ）である。第２周波数変換器のチャンネル８，９の各々においてミ
キサー１８，２２によって変換されるＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信
号は、制御利得増幅器１９，２３において増幅され、次に、レベル制御された２
ビット量子化器である閾値装置２０，２４において３レベル（２ビット）変換を
受け、これにより、クレームされた受信器の無線周波数変換器２の必要な形式の
出力信号を生成する。これらの信号（“実際の”信号）は、Ｎチャンネルディジ
タル相関器３のチャンネル４において、すなわち、同相および直角位相の相関処
理チャンネルのディジタルミキサー４４，４５において“除去される”キャリア
の存在により特徴づけられる。次に、無線周波数変換器２において生成された信
号は、Ｎチャンネル相関器３において、無線周波数変換器２のユニット２６の出
力信号から、すなわち、第２ヘテロダイン周波数ｆг2＝１７６．６４ＭＨｚの
信号からユニット２７によって生成されたクロック周波数信号により規定される
クロック周波数を用いて、周波数ｆг2を８個に分割することにより、ディジタ
ル化される。Ｎチャンネルディジタル相関器３におけるディジタル信号処理中に
用いられるクロック周波数値は、ＦТ＝２２．０８ＭＨｚという値となる。航法
情報を損なわずにディジタル化を行うために、変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよ
びＧＬＯＮＡＳＳ信号と、クロック周波数信号とは、互いに整合される。すなわ
ち、クロック周波数ｆTの値と、変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳ
Ｓ信号の周波数帯域の値とは、およそ２：１の比率である。
【００３９】 したがって、クレームされた受信器において、第１ヘテロダイン周波数ｆг1
＝１４１３．１２ＭＨｚ、第２ヘテロダイン周波数ｆг2＝１７６．６４ＭＨｚ
、クロック周波数ＦТ＝ｆг2：８＝１７６．６４：８、というヘテロダインお
よびクロック信号が整形される。したがって、第２ヘテロダイン周波数信号およ
びクロック信号は、ユニット２６，２７を用いて単にこの信号を８個に順次的に
分割することによって、第１ヘテロダイン周波数信号から得られる。
＝１４１３．１２ＭＨｚ、第２ヘテロダイン周波数ｆг2＝１７６．６４ＭＨｚ
、クロック周波数ＦТ＝ｆг2：８＝１７６．６４：８、というヘテロダインお
よびクロック信号が整形される。したがって、第２ヘテロダイン周波数信号およ
びクロック信号は、ユニット２６，２７を用いて単にこの信号を８個に順次的に
分割することによって、第１ヘテロダイン周波数信号から得られる。
【００４０】 したがって、クレームされた統合受信器において、定式化された技術的タスク
の第１部分および第２部分が行われる。第一に、周波数帯域Ｌ１のｉ＝０からｉ
＝１までのレタード周波数によってＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号
を同時に受信かつ変換することは、クロック周波数信号およびヘテロダイン周波
数信号を生成するための単一周波数シンセサイザ（ユニット２５）を用いて実行
され、かつ第二に、従来技術によるディジタイザと類似した装置が存在しない。
さらに、生成された信号のクロック周波数（受け取られた信号の時間に対するサ
ンプリングレート）は、無線周波数変換器において変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳ
およびＧＬＯＮＡＳＳ信号のスペクトルと整合される。
の第１部分および第２部分が行われる。第一に、周波数帯域Ｌ１のｉ＝０からｉ
＝１までのレタード周波数によってＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号
を同時に受信かつ変換することは、クロック周波数信号およびヘテロダイン周波
数信号を生成するための単一周波数シンセサイザ（ユニット２５）を用いて実行
され、かつ第二に、従来技術によるディジタイザと類似した装置が存在しない。
さらに、生成された信号のクロック周波数（受け取られた信号の時間に対するサ
ンプリングレート）は、無線周波数変換器において変換されたＳＲＮＳ ＧＰＳ
およびＧＬＯＮＡＳＳ信号のスペクトルと整合される。
【００４１】 前記定式化されたタスクの第３部分は、Ｎチャンネルディジタル相関器３にお
いて、すなわち、そのチャンネル４（このチャンネル４は、幾つかの衛星の信号
を同時に追跡（trace）することを可能にする）において解決される。Ｎチャン
ネルディジタル相関器３の動作については、１つの衛星の信号を処理する際の、
Ｎチャンネル相関器３のチャンネル４の１つの動作の例に基づいて説明する。チ
ャンネル４の動作は、以下のように行われる。２ビットに量子化された“実際の
”ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、無線周波数変換器２のそれぞ
れの出力からＮチャンネルディジタル相関器３の信号入力に印加される。
いて、すなわち、そのチャンネル４（このチャンネル４は、幾つかの衛星の信号
を同時に追跡（trace）することを可能にする）において解決される。Ｎチャン
ネルディジタル相関器３の動作については、１つの衛星の信号を処理する際の、
Ｎチャンネル相関器３のチャンネル４の１つの動作の例に基づいて説明する。チ
ャンネル４の動作は、以下のように行われる。２ビットに量子化された“実際の
”ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、無線周波数変換器２のそれぞ
れの出力からＮチャンネルディジタル相関器３の信号入力に印加される。
【００４２】 Ｎチャンネルディジタル相関器３の信号入力から、入力されたＳＲＮＳ ＧＰ
ＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、各々のチャンネル４を介して、スイッチ３１へ
供給される。スイッチ３１は、２つの信号（ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳ）のう
ち１つを、前記チャンネル内におけるこの信号を処理するためにデータ交換ユニ
ット３２を介して作用するプロセッサ５からの命令により選択する。
ＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号は、各々のチャンネル４を介して、スイッチ３１へ
供給される。スイッチ３１は、２つの信号（ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳ）のう
ち１つを、前記チャンネル内におけるこの信号を処理するためにデータ交換ユニ
ット３２を介して作用するプロセッサ５からの命令により選択する。
【００４３】 前記ディジタルキャリア生成器３９は、基準信号キャリア周波数の同相（cos
）および直角位相（sin）成分を生成し、これらの成分は、ディジタルミキサー
４４，４５における入力信号により増加する。ディジタルキャリア生成器３９は
、入力信号キャリアの周波数および位相を追跡するループを閉じるためにデータ
交換ユニット３２を介してプロセッサ５により制御される。キャリアが“除去さ
れた”後に、信号の同相および直角位相成分は、相関器４６〜４９において、デ
ィジタルコード生成器４１、基準Ｃ／Ａコード生成器４２（ＧＰＳおよびＧＬＯ
ＮＡＳＳ）、プログラム可能遅延線４３、遅延ストローブ整形器５２、キー部５
３、および加算器５４、というユニット一式によって生成された基準Ｃ／Ａコー
ドと相関させられる。ディジタルコード生成器４１は、Ｃ／Ａコード（ＧＰＳお
よびＧＬＯＮＡＳＳ）のクロック信号を生成し、次に、この信号は、基準Ｃ／Ａ
コード生成器４２（ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ）の入力に印加される。ディジ
タル制御された生成器４１は、コード追跡ループを閉じるために、データ交換ユ
ニット３２を介してプロセッサ５により制御される。ディジタルコード生成器４
１からのＣ／Ａコードのクロック信号を参照することにより、基準Ｃ／Ａコード
生成器４２は、基準Ｃ／Ａコードを生成し、該コードは、各々のＳＲＮＳ ＧＰ
Ｓ衛星に関して特有のものであり、かつ、周波数分割マルチプレクスを用いた全
てのＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ衛星に対して同一である。コードシーケンス形式
は、データ交換ユニット３２を介して基準Ｃ／Ａコード生成器４２に接続された
プロセッサ５により設定される。基準Ｃ／Ａコード生成器４２により生成された
基準Ｃ／Ａコードは、プログラム可能遅延線４３に印加される。プログラム可能
遅延線４３は、基準Ｃ／Ａコードの一時的な移動を、その２つの出力において、
基準Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”および差“Ｅ−Ｌ”（初期−後期）コ
ピーを整形することにより行う。基準Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピ
ーは、第１および第２相関器４６，４９の第２入力と、遅延ストローブ整形器５
２の第１出力に印加され、その一方で、基準Ｃ／Ａコードの差“Ｅ−Ｌ”（初期
−後期）コピーは、加算器５４の第１入力に印加される。ディジタルコード生成
器４１の出力から遅延ストローブ整形器５２の第２入力に供給されたコードクロ
ック周波数信号と、プログラム可能遅延線４３から遅延ストローブ整形器５２の
第１入力に供給されるＣ／Ａコードの現在のキャラクタの極性に関する情報とを
用いる遅延ストローブ整形器５２は、コードキャラクタの境界を決定し、かつ、
コードの初期コピーと後期コピーとの間における遅延ｄに等しい継続時間を有す
るマルチパス補償のための一連のゲート信号を生成し、反復期間は、Ｃ／Ａコー
ドキャラクタの継続時間に等しく、かつ、極性は、コードのパンクチュアルコピ
ーの以前のキャラクタの極性と一致し、かつ、始まりは、コードのパンクチュア
ルコピーのキャラクタの終わりに対して値ｄ／２だけ遅延される。閉じられたキ
ー部５３によって、加算器５４は、基準Ｃ／Ａコード生成器４２の出力から、基
準Ｃ／Ａコードの差コピーの信号を受信し、かつ、マルチパス補償のための補正
ゲートパルスを備えた差弁別信号を自らの出力において生成する遅延ストローブ
整形器５２の出力から、一連のゲーティングパルスを受信し、この信号は、第２
および第３相関器４７，４８の第２入力に印加される。
）および直角位相（sin）成分を生成し、これらの成分は、ディジタルミキサー
４４，４５における入力信号により増加する。ディジタルキャリア生成器３９は
、入力信号キャリアの周波数および位相を追跡するループを閉じるためにデータ
交換ユニット３２を介してプロセッサ５により制御される。キャリアが“除去さ
れた”後に、信号の同相および直角位相成分は、相関器４６〜４９において、デ
ィジタルコード生成器４１、基準Ｃ／Ａコード生成器４２（ＧＰＳおよびＧＬＯ
ＮＡＳＳ）、プログラム可能遅延線４３、遅延ストローブ整形器５２、キー部５
３、および加算器５４、というユニット一式によって生成された基準Ｃ／Ａコー
ドと相関させられる。ディジタルコード生成器４１は、Ｃ／Ａコード（ＧＰＳお
よびＧＬＯＮＡＳＳ）のクロック信号を生成し、次に、この信号は、基準Ｃ／Ａ
コード生成器４２（ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ）の入力に印加される。ディジ
タル制御された生成器４１は、コード追跡ループを閉じるために、データ交換ユ
ニット３２を介してプロセッサ５により制御される。ディジタルコード生成器４
１からのＣ／Ａコードのクロック信号を参照することにより、基準Ｃ／Ａコード
生成器４２は、基準Ｃ／Ａコードを生成し、該コードは、各々のＳＲＮＳ ＧＰ
Ｓ衛星に関して特有のものであり、かつ、周波数分割マルチプレクスを用いた全
てのＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ衛星に対して同一である。コードシーケンス形式
は、データ交換ユニット３２を介して基準Ｃ／Ａコード生成器４２に接続された
プロセッサ５により設定される。基準Ｃ／Ａコード生成器４２により生成された
基準Ｃ／Ａコードは、プログラム可能遅延線４３に印加される。プログラム可能
遅延線４３は、基準Ｃ／Ａコードの一時的な移動を、その２つの出力において、
基準Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”および差“Ｅ−Ｌ”（初期−後期）コ
ピーを整形することにより行う。基準Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピ
ーは、第１および第２相関器４６，４９の第２入力と、遅延ストローブ整形器５
２の第１出力に印加され、その一方で、基準Ｃ／Ａコードの差“Ｅ−Ｌ”（初期
−後期）コピーは、加算器５４の第１入力に印加される。ディジタルコード生成
器４１の出力から遅延ストローブ整形器５２の第２入力に供給されたコードクロ
ック周波数信号と、プログラム可能遅延線４３から遅延ストローブ整形器５２の
第１入力に供給されるＣ／Ａコードの現在のキャラクタの極性に関する情報とを
用いる遅延ストローブ整形器５２は、コードキャラクタの境界を決定し、かつ、
コードの初期コピーと後期コピーとの間における遅延ｄに等しい継続時間を有す
るマルチパス補償のための一連のゲート信号を生成し、反復期間は、Ｃ／Ａコー
ドキャラクタの継続時間に等しく、かつ、極性は、コードのパンクチュアルコピ
ーの以前のキャラクタの極性と一致し、かつ、始まりは、コードのパンクチュア
ルコピーのキャラクタの終わりに対して値ｄ／２だけ遅延される。閉じられたキ
ー部５３によって、加算器５４は、基準Ｃ／Ａコード生成器４２の出力から、基
準Ｃ／Ａコードの差コピーの信号を受信し、かつ、マルチパス補償のための補正
ゲートパルスを備えた差弁別信号を自らの出力において生成する遅延ストローブ
整形器５２の出力から、一連のゲーティングパルスを受信し、この信号は、第２
および第３相関器４７，４８の第２入力に印加される。
【００４４】 開放キー部５３によって、加算器５４の出力において、かつこれにより、第２
および第３相関器４７，４８の第２入力において、コードの差コピーが単に存在
する。受信されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号と、Ｃ／Ａコード
のパンクチュアルコピー“Ｐ”および補正ストローブを備えた差コピー“Ｅ−Ｌ
＋Ｋ”との対比の結果は、コードエポック（code epoch）（１ｍｓ）の継続時間
に等しい期間内に、データ交換ユニット３２を介してプロセッサ５により読み出
されかつコードおよびキャリアを追跡するループを閉じるために用いられる記憶
ユニット３３〜３６内に蓄積される。さらなる第５および第６相関器５０，５１
、および、第５および第６記憶ユニット３７，３８は、プロセッサ５が、反映さ
れた信号パワーを評価することを可能にする。本質的なことは、Ｎチャンネルデ
ィジタル相関器３の各々のチャンネル４において、キー部５６を閉じることによ
り、一連の遅延ストローブと入力信号との対比の結果を、差弁別器の出力からの
信号に加算する前記動作が、“精密な相関器”条件の下で、システムがコード追
跡モードに設定された後に（すなわち、コードの初期“Ｅ”コピーと後期“Ｌ”
コピーとの間の間隔が、プログラム可能遅延線４３によってコードを追跡する場
合に、プロセッサ５により最小値まで減少させられた後に）のみ実行されるとい
う事実である。これに加えて、一連の遅延ストローブと入力信号との対比を実行
する別個の相関器および記憶ユニットを用いる場合に、このような対比の結果に
ついては、マルチパス効果の強度を決定する目的のために計算器により評価する
ことができる。前記結果は、反映された信号が、本質的にコード追跡処理中に誤
差数を増加させる場合にのみ、オペレータが、従来の“精密な相関器”モードか
ら、“補正ストローブを備えた精密な相関器”モードへ移行することを可能にす
る。この方法は、“精密な相関器”モードの利用と比較して利点を有しており、
このことは、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステム（これらのシステ
ムにおいては、一方では、入力信号のパワーは、非常に低くかつ雑音レベルのは
るか下方にあり、他方では、反映された信号のパワーは、幾つかの場合において
は、前方信号のパワーと等しいかまたは該パワーよりも高い著しい値に到達する
ことがあり、これにより、消費者のコーディネイトを決定する場合に本質的なエ
ラーを引き起こす）のＣ／Ａコードの受信器にとって非常に重要である。ゲーテ
ィングディジタル信号の補正シーケンスの利用は、１．５ｄより大きい反映され
た信号の遅延係数におけるマルチパス効果の影響を完全に除去することを可能に
し、かつ、ｄ／２を超過する遅延係数に起因するその否定的影響を低減させる。
こうして、純粋な“精密な相関器”モードと比較した場合のパワー損失は、１．
７６ｄＢだけ増加する。
および第３相関器４７，４８の第２入力において、コードの差コピーが単に存在
する。受信されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号と、Ｃ／Ａコード
のパンクチュアルコピー“Ｐ”および補正ストローブを備えた差コピー“Ｅ−Ｌ
＋Ｋ”との対比の結果は、コードエポック（code epoch）（１ｍｓ）の継続時間
に等しい期間内に、データ交換ユニット３２を介してプロセッサ５により読み出
されかつコードおよびキャリアを追跡するループを閉じるために用いられる記憶
ユニット３３〜３６内に蓄積される。さらなる第５および第６相関器５０，５１
、および、第５および第６記憶ユニット３７，３８は、プロセッサ５が、反映さ
れた信号パワーを評価することを可能にする。本質的なことは、Ｎチャンネルデ
ィジタル相関器３の各々のチャンネル４において、キー部５６を閉じることによ
り、一連の遅延ストローブと入力信号との対比の結果を、差弁別器の出力からの
信号に加算する前記動作が、“精密な相関器”条件の下で、システムがコード追
跡モードに設定された後に（すなわち、コードの初期“Ｅ”コピーと後期“Ｌ”
コピーとの間の間隔が、プログラム可能遅延線４３によってコードを追跡する場
合に、プロセッサ５により最小値まで減少させられた後に）のみ実行されるとい
う事実である。これに加えて、一連の遅延ストローブと入力信号との対比を実行
する別個の相関器および記憶ユニットを用いる場合に、このような対比の結果に
ついては、マルチパス効果の強度を決定する目的のために計算器により評価する
ことができる。前記結果は、反映された信号が、本質的にコード追跡処理中に誤
差数を増加させる場合にのみ、オペレータが、従来の“精密な相関器”モードか
ら、“補正ストローブを備えた精密な相関器”モードへ移行することを可能にす
る。この方法は、“精密な相関器”モードの利用と比較して利点を有しており、
このことは、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステム（これらのシステ
ムにおいては、一方では、入力信号のパワーは、非常に低くかつ雑音レベルのは
るか下方にあり、他方では、反映された信号のパワーは、幾つかの場合において
は、前方信号のパワーと等しいかまたは該パワーよりも高い著しい値に到達する
ことがあり、これにより、消費者のコーディネイトを決定する場合に本質的なエ
ラーを引き起こす）のＣ／Ａコードの受信器にとって非常に重要である。ゲーテ
ィングディジタル信号の補正シーケンスの利用は、１．５ｄより大きい反映され
た信号の遅延係数におけるマルチパス効果の影響を完全に除去することを可能に
し、かつ、ｄ／２を超過する遅延係数に起因するその否定的影響を低減させる。
こうして、純粋な“精密な相関器”モードと比較した場合のパワー損失は、１．
７６ｄＢだけ増加する。
【００４５】 図９は、一連のキャラクタを整形するＮチャンネルディジタル相関器３のチャ
ンネル４の上述の動作を示す。図９аに示されているのは、Δｔのコードキャラ
クタの継続時間を備える基準Ｃ／Ａコード生成器４２の出力における疑似ランダ
ムシーケンスである。図９бは、通常の《精密な相関器》モードにおいて用いら
れかつプログラム可能遅延線４３により形成される差“Ｅ−Ｌ”疑似ランダムシ
ーケンスを示す。図９вは、遅延ストローブ整形器５２の出力における一連の補
正ストローブを示す。図９гは、加算器５４における合計信号（すなわち、マル
チパスの歪みを補正するために、補正ストローブのシーケンスに追加された差疑
似ランダムシーケンスの信号）を示す。図１０は、Ｎチャンネルディジタル相関
器３のチャンネル４とプロセッサ５との合同動作中の《精密な相関器》上におけ
るマルチパス現象の否定的影響を示す。図１０аにおける曲線１は、前方信号に
より規定されたコードを追跡するシステムの弁別器の反転出力である（受信され
た信号および疑似ランダムシーケンスの差“Ｅ−Ｌ”を変調する疑似ランダムＣ
／Ａコードの相互的な相関関数）。曲線２は、前方信号の増幅の半分に等しい増
幅を有する遅延（マルチパス）信号におけるコードを追跡するシステムの弁別器
の応答であり、かつ、遅延は、疑似雑音コードシーケンスキャラクタの持続時間
の半分を生じさせる。信号の初期コピーと後期コピーとの間における遅延は、０
．２５キャラクタ長さに等しい。簡略化のために、無限の通過帯域を備えた理想
的なＩＦフィルタの場合のための計算が行われる。双方の信号の到着の場合には
、弁別器の出力は、前方および遅延信号に対する結果として生じる応答を表す（
図１０бにおいては、この信号が反転されている）。この場合に、弁別器のゼロ
出力が、前方信号のゼロではない遅延（すなわち、マルチパス効果に起因する間
隔の決定における誤差）に対応していることは明白である。対応するゲート信号
を《精密な相関器》とともに用いることは、この否定的影響を低減させることを
可能にする。
ンネル４の上述の動作を示す。図９аに示されているのは、Δｔのコードキャラ
クタの継続時間を備える基準Ｃ／Ａコード生成器４２の出力における疑似ランダ
ムシーケンスである。図９бは、通常の《精密な相関器》モードにおいて用いら
れかつプログラム可能遅延線４３により形成される差“Ｅ−Ｌ”疑似ランダムシ
ーケンスを示す。図９вは、遅延ストローブ整形器５２の出力における一連の補
正ストローブを示す。図９гは、加算器５４における合計信号（すなわち、マル
チパスの歪みを補正するために、補正ストローブのシーケンスに追加された差疑
似ランダムシーケンスの信号）を示す。図１０は、Ｎチャンネルディジタル相関
器３のチャンネル４とプロセッサ５との合同動作中の《精密な相関器》上におけ
るマルチパス現象の否定的影響を示す。図１０аにおける曲線１は、前方信号に
より規定されたコードを追跡するシステムの弁別器の反転出力である（受信され
た信号および疑似ランダムシーケンスの差“Ｅ−Ｌ”を変調する疑似ランダムＣ
／Ａコードの相互的な相関関数）。曲線２は、前方信号の増幅の半分に等しい増
幅を有する遅延（マルチパス）信号におけるコードを追跡するシステムの弁別器
の応答であり、かつ、遅延は、疑似雑音コードシーケンスキャラクタの持続時間
の半分を生じさせる。信号の初期コピーと後期コピーとの間における遅延は、０
．２５キャラクタ長さに等しい。簡略化のために、無限の通過帯域を備えた理想
的なＩＦフィルタの場合のための計算が行われる。双方の信号の到着の場合には
、弁別器の出力は、前方および遅延信号に対する結果として生じる応答を表す（
図１０бにおいては、この信号が反転されている）。この場合に、弁別器のゼロ
出力が、前方信号のゼロではない遅延（すなわち、マルチパス効果に起因する間
隔の決定における誤差）に対応していることは明白である。対応するゲート信号
を《精密な相関器》とともに用いることは、この否定的影響を低減させることを
可能にする。
【００４６】 このことは、図１１に示されている。図１１аは、ストローブの補正シーケン
スと、受信された信号の疑似雑音コードシーケンスとの対比の結果を示す。この
結果を《精密な相関器》弁別器の出力（図１０аにおける曲線１）と結合させる
ことにより、図１１б（反転信号）に示される、《補正ストローブを備えた精密
な相関器》を用いた弁別器出力が得られる。この場合に、１．５よりも大きな遅
延を有するマルチパス信号が弁別器信号に対して何の効果も有していないことは
明白である。実際に、１つほどのキャラクタ（遅延＋１近傍における負の三角形
）のマルチパス信号の遅延において誤った弁別器信号が発生する危険性があるが
、概して、このような遅延を有するマルチパス信号は低い増幅を有しており、か
つ、これらの否定的効果は重大なものではない。図１２は、マルチパス信号遅延
に応じて、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳのＣ／Ａコードの信号を用い
た範囲測定の誤差の計算図である。前方およびマルチパス信号の組み合わせは、
以下の式により説明される。
スと、受信された信号の疑似雑音コードシーケンスとの対比の結果を示す。この
結果を《精密な相関器》弁別器の出力（図１０аにおける曲線１）と結合させる
ことにより、図１１б（反転信号）に示される、《補正ストローブを備えた精密
な相関器》を用いた弁別器出力が得られる。この場合に、１．５よりも大きな遅
延を有するマルチパス信号が弁別器信号に対して何の効果も有していないことは
明白である。実際に、１つほどのキャラクタ（遅延＋１近傍における負の三角形
）のマルチパス信号の遅延において誤った弁別器信号が発生する危険性があるが
、概して、このような遅延を有するマルチパス信号は低い増幅を有しており、か
つ、これらの否定的効果は重大なものではない。図１２は、マルチパス信号遅延
に応じて、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳのＣ／Ａコードの信号を用い
た範囲測定の誤差の計算図である。前方およびマルチパス信号の組み合わせは、
以下の式により説明される。
【数２】 ここで、Ａ：前号信号増幅、 Ｃf（ｔ）：信号を変調する疑似ランダムシーケンス、 ｗ０：搬送周波数、 φ：搬送位相、 α：マルチパス信号の相対的増幅、 δ：前方信号に対するマルチパス信号の遅延係数 である。
【００４７】 通常の《精密な相関器》の場合において、追跡の定常状態のためにＩＥ-ＬＩ
Ｐ＋ＱＥ-ＬＱＰ［６］形式の一貫しない弁別器を用いることにより、コード追
跡システムの弁別器出力における信号は、以下の形式をとる。
Ｐ＋ＱＥ-ＬＱＰ［６］形式の一貫しない弁別器を用いることにより、コード追
跡システムの弁別器出力における信号は、以下の形式をとる。
【数３】 ここで、Ｒf（τ）：信号を変調する疑似ランダムシーケンスの自動相関関数、
τｋ：コード追跡誤差、 ｄ：コードの初期コピーと後期コピーとの間における遅延、 φｍ＝ｗ０・δ：直接信号と遅延信号との間における位相差 である。
τｋ：コード追跡誤差、 ｄ：コードの初期コピーと後期コピーとの間における遅延、 φｍ＝ｗ０・δ：直接信号と遅延信号との間における位相差 である。
【００４８】 《補正ストローブを備えた精密な相関器》を用いる場合に関し、追跡の定常状
態のためにＩＥ-ＬＩＰ＋ＱＥ-ＬＱＰ［６］形式の一貫しない弁別器を用いるこ
とにより、コード追跡システムの弁別器出力における信号は、以下の形式をとる
。
態のためにＩＥ-ＬＩＰ＋ＱＥ-ＬＱＰ［６］形式の一貫しない弁別器を用いるこ
とにより、コード追跡システムの弁別器出力における信号は、以下の形式をとる
。
【数４】 ここで、Ｓｆ：相対的継続時間ｄと、受信されている信号を変調する疑似雑音シ
ーケンスとを備える一連の補正ストローブの相関関数である。φｍ＝０、次に、
φｍ＝π，α＝０．５，ｄ＝０．１を設定し、かつ、上記の式を、Ｅ（τｋ）＝
０の場合について解くことにより、範囲決定の誤差を計算することができる。簡
略化のために、図１２には、信号を変調させる疑似雑音シーケンスのキャラクタ
の形状を歪ませない、無限の通過帯域を備えた理想的なフィルタの無線周波数変
換器を用いる場合の、範囲決定における誤差計算の結果が示されている。
ーケンスとを備える一連の補正ストローブの相関関数である。φｍ＝０、次に、
φｍ＝π，α＝０．５，ｄ＝０．１を設定し、かつ、上記の式を、Ｅ（τｋ）＝
０の場合について解くことにより、範囲決定の誤差を計算することができる。簡
略化のために、図１２には、信号を変調させる疑似雑音シーケンスのキャラクタ
の形状を歪ませない、無限の通過帯域を備えた理想的なフィルタの無線周波数変
換器を用いる場合の、範囲決定における誤差計算の結果が示されている。
【００４９】 したがって、第３の技術的タスクが実現される。すなわち、多くの実際に重要
な場合に、ディジタル相関器は、マルチパス効果により生じるＣ／Ａコードを追
跡する誤差を除去する。
な場合に、ディジタル相関器は、マルチパス効果により生じるＣ／Ａコードを追
跡する誤差を除去する。
【００５０】 産業上の応用分野 クレームされた受信器に関する提案された構成については、産業上大量に生産
される標準的な無線電子部品に基づいて実現することができ、このことは、連続
的な生産という条件の下では重要である。このことは全て、ＳＲＮＳ ＧＰＳお
よびＧＬＯＮＡＳＳシステムのＣ／Ａコードの信号により広範囲のユーザーの位
置を判断するために、クレームされた統合受信器が前記ユーザーによって用いら
れるために好都合な前提を作り出す。上述のことから、クレームされた発明が、
実行可能であり、産業上応用可能であり、公式化された技術的タスクを行い、か
つ、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳのＣ／Ａコードの信号により同時に
動作しかつ航法測定において“標準手精度”を提供する携帯式受信器のように非
常に有望であることは明白である。
される標準的な無線電子部品に基づいて実現することができ、このことは、連続
的な生産という条件の下では重要である。このことは全て、ＳＲＮＳ ＧＰＳお
よびＧＬＯＮＡＳＳシステムのＣ／Ａコードの信号により広範囲のユーザーの位
置を判断するために、クレームされた統合受信器が前記ユーザーによって用いら
れるために好都合な前提を作り出す。上述のことから、クレームされた発明が、
実行可能であり、産業上応用可能であり、公式化された技術的タスクを行い、か
つ、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳのＣ／Ａコードの信号により同時に
動作しかつ航法測定において“標準手精度”を提供する携帯式受信器のように非
常に有望であることは明白である。
【図１】 従来技術による装置のブロック図である。
【図２】 従来技術による装置の無線周波数変換器のブロック図である。
【図３】 従来技術による装置のＮチャンネルディジタル相関器のチャンネ
ルの１つのブロック図である。
ルの１つのブロック図である。
【図４】 クレームされた受信器のブロック図である。
【図５】 本発明のある実施形態におけるクレームされた受信器の無線周波
数変換器のブロック図である。
数変換器のブロック図である。
【図６】 考慮された実施形態におけるクレームされた受信器のＮチャンネ
ルディジタル相関器のチャンネルのブロック図である。
ルディジタル相関器のチャンネルのブロック図である。
【図７】 周波数の第１変換の前における、クレームされた受信器の無線周
波数変換器のＬ１範囲において受信されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳ
Ｓ信号の周波数帯域の割り当てを示す周波数図を示す。
波数変換器のＬ１範囲において受信されたＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳ
Ｓ信号の周波数帯域の割り当てを示す周波数図を示す。
【図８】 周波数の第１変換の後における、クレームされた受信器の無線周
波数変換器におけるＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数帯域の
割り当てを示す周波数図を示す。
波数変換器におけるＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ信号の周波数帯域の
割り当てを示す周波数図を示す。
【図９】 Ｎチャンネル相関器のチャンネル素子の動作を示す記号シーケン
スを示す図であり、аは、基準Ｃ／Ａコード生成器の出力における疑似ランダム
シーケンスを示し、бは、プログラム可能な遅延線により生成された《精密な相
関器》条件の下で用いられる差“Ｅ−Ｌ”の疑似ランダムシーケンスを示し、в
は、遅延されたストローブ整形器の出力における補正ストローブのシーケンスを
示し、гは、加算器の出力におけるマルチパス歪みを補正するために補正ストロ
ーブのシーケンスに加えられた差分疑似ランダムシーケンスを示す。
スを示す図であり、аは、基準Ｃ／Ａコード生成器の出力における疑似ランダム
シーケンスを示し、бは、プログラム可能な遅延線により生成された《精密な相
関器》条件の下で用いられる差“Ｅ−Ｌ”の疑似ランダムシーケンスを示し、в
は、遅延されたストローブ整形器の出力における補正ストローブのシーケンスを
示し、гは、加算器の出力におけるマルチパス歪みを補正するために補正ストロ
ーブのシーケンスに加えられた差分疑似ランダムシーケンスを示す。
【図１０】 反射された（マルチパス）信号の存在に起因する《精密な相関
器》出力からの差信号の歪みを示す図である。
器》出力からの差信号の歪みを示す図である。
【図１１】 аは、マルチパス歪みを補償するゲートディジタル信号（図９
гに示される）の相関関数を示す図であり、абは、《精密な相関器》と補正ゲ
ート信号との間の合同相関関数を示す図である。
гに示される）の相関関数を示す図であり、абは、《精密な相関器》と補正ゲ
ート信号との間の合同相関関数を示す図である。
【図１２】 様々な形式の相関器に対するマルチパス信号の存在に起因する
、計算された誤差を示す図である。
、計算された誤差を示す図である。
１ アンテナ ２ 無線周波数変換器 ３ Ｎチャンネルディジタル相関器 ４ チャンネル ５ プロセッサ ６ 入力ユニット ７ 第１信号周波数変換のためのユニット ８ ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号の第２周波数変換のための第１チャンネル ９ ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の第２周波数変換のための第２チャンネル １０ クロックおよびヘテロダイン周波数信号を整形するための装備 １１ 第１帯域フィルタ １２ 増幅器 １３ 第２帯域フィルタ １４ 第１増幅器 １５ ミキサー １６ 第２増幅器 １７，２１ フィルタ １８，２２ ミキサー １９，２３ 制御利得増幅器 ２０，２４ 閾値装置 ２５ 整形ユニット２５（第１ヘテロダイン周波数信号のシンセサイザ） ２６ 第１ユニット ２７ 第２ユニット ２８ 基準生成器 ２９ 位相ロックループ（ＰＬＬ）周波数制御ユニット ３０ 電圧制御生成器 ３１ 入力信号スイッチ ３２ データ交換ユニット ３３〜３８ 第１〜第６記憶ユニット ３９ ディジタルキャリア生成器 ４０ 制御レジスタ ４１ ディジタルコード生成器 ４２ 基準Ｃ／Ａコード生成器 ４３ プログラム可能遅延線 ４４，４５ ディジタルミキサー ４６〜５１ 第１〜第６相関器 ５２ 遅延ストローブ整形器 ５３ キー部 ５４ 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ボリス・ドミトリエヴィッチ・フェドトフ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195213・カザンスカヤ・ウル・５−６ (72)発明者 ウラジミール・ニコラエヴィッチ・イワノ フ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195297・ペレフォツニ・パー・９・アパー トメント・85 (72)発明者 アレクサンダー・ニコラエヴィッチ・コロ トコフ ロシア・セント−ペテルスグルグ・ 195027・パンフィロヴァ・ストリート・ 21・アパートメント・９ (72)発明者 ヴィクター・イヴァノヴィッチ・マラシン ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195273・ナウキ・プロスペクト・44・アパ ートメント・336 (72)発明者 セルゲイ・ボリソヴィッチ・ピサレフ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 198152・クラスノプティロフスカヤ・スト リート・12・アパートメント・22 (72)発明者 デニス・ゲオルギエヴィッチ・ポヴェレニ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195297・スズダルスキー・レーン・91・ア パートメント・３ (72)発明者 イリナ・イヴゲニエフナ・ガリチナ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 197198・クラスノアルメイスカヤ・ストリ ート・９・アパートメント・13 (72)発明者 ミカイル・ペトロヴィッチ・ソシン ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 194295・ポエティチェスキー・ブールヴァ ード・５・アパートメント・170 (72)発明者 ボリス・ヴァレンチノヴィッチ・シェブシ ャエヴィッチ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 190121・モイカ−リバー・エンブ・104・ アパートメント・３ (72)発明者 ヴヤチェスラフ・ステパノヴィッチ・ニク リン ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195248・ビー・ポロクホフスカヤ・ストリ ート・54−１・アパートメント・95 (72)発明者 オレグ・ドミトリエヴィッチ・オシポフ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 194356・ホ・シ・ミナ・ストリート・７− １・アパートメント・120 (72)発明者 ミカイル・ユリエヴィッチ・シリン ロシア・モスクワ・105094・セメノフスカ ヤ・ナブ・３／１−２・アパートメント・ 49 (72)発明者 アナトリー・ニコラエヴィッチ・ソルダテ ンコフ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 191002・ルーベンシュテイナ・ストリー ト・23・アパートメント・１ (72)発明者 ドヒョン・チュン 大韓民国・ソウル・ジュンゴクドン・クワ ンギング・90−55 (72)発明者 ヨン・チャン・リー 大韓民国・スウォン・キュンギ−ド・パル ダル−グ・ヨントン−ドン・956−２ Ｆターム(参考） 2F029 AA01 AB07 AC02 AC03 AD01 5J062 AA01 CC07 DD03 DD05 DD13 DD15 EE01
Claims (1)
- 【請求項１】 直列に接続されたアンテナおよび無線周波数変換器と、 互いに接続されたＮチャンネルディジタル相関器およびプロセッサと を具備する衛星無線航法システムの疑似雑音信号の受信器であって、 前記無線周波数変換器は、 前記アンテナに接続され、かつ、少なくとも１つの帯域フィルタを有する入力
ユニットと、 少なくとも１つの増幅器とミキサーとを具備する第１信号周波数変換のための
ユニットと、 衛星無線航法システムＧＰＳ，ＧＬＯＮＡＳＳそれぞれの第２信号周波数変換
の第１および第２チャンネルと を具備し、 前記帯域フィルタは、前記入力ユニットの出力に接続されており、 前記増幅器および前記ミキサーは、前記第１信号周波数変換のためのユニット
の出力に接続されており、 前記第１および第２チャンネルの各々は、 直列に接続されたフィルタおよびミキサー を具備し、 第１ヘテロダイン周波数信号を生成するユニットと、 クロック周波数信号とヘテロダイン周波数信号とを生成する装備と をさらに具備し、 前記第１ヘテロダイン周波数信号を生成するユニットの出力により形成されて
いる第１ヘテロダイン周波数信号の出力は、前記第１信号周波数変換のユニット
のミキサーの基準入力に接続されており、その一方で、第２ヘテロダイン周波数
の信号出力は、第２信号周波数変換の第１チャンネルのミキサーに接続されてお
り、 第２信号周波数変換の第１および第２チャンネルの出力、および、前記クロッ
ク周波数信号とヘテロダイン周波数信号とを生成する装備のクロック信号の出力
は、無線周波数変換器の信号出力およびクロック出力を形成し、 前記Ｎチャンネルディジタル相関器において、そのチャンネルの各々は、 前記Ｎチャンネルディジタル相関器の第１および第２信号入力に接続されてい
る第１および第２入力を有する入力信号スイッチと、 それぞれのデータバスを介して、前記プロセッサと、第１、第２、第３、第４
記憶ユニットの出力と、ディジタルキャリア生成器の制御入力と、制御レジスタ
の制御入力と、ディジタルコード生成器の制御入力と、基準Ｃ／Ａコード生成器
の第１入力とに接続されたデータ交換ユニットと、 を備え、 前記記憶ユニット、ディジタルコード生成器、ディジタルキャリア生成器、プ
ログラム可能遅延線のクロック入力は、Ｎチャンネルディジタル相関器のクロッ
ク入力に接続されており、 前記入力信号スイッチの出力は、同相および直角位相の相関処理チャンネルの
ディジタルミキサーの第１入力に接続されており、 前記ディジタルミキサーの第２入力は、ディジタルキャリア生成器の“ｃｏｓ
”出力と“ｓｉｎ”出力とにそれぞれ接続されており、かつ、前記ディジタルミ
キサーの出力は、第１および第２相関器の相互接続された第１入力間の接合点と
、第３および第４相関器の相互接続された第１入力間の接合点とに接続されてお
り、前記相関器の出力は、第１、第２、第３、第４記憶ユニットの信号入力にそ
れぞれ接続されており、 前記第１および第４相関器の第２入力は、プログラム可能遅延線の基準Ｃ／Ａ
コードのパンクチュアル“Ｐ”コピーの出力に接続されており、前記プログラム
可能遅延線の第１入力は、基準Ｃ／Ａコード生成器の出力に接続されており、前
記基準Ｃ／Ａコード生成器の第２入力は、ディジタルコード生成器の出力に接続
されており、 前記プログラム可能遅延線の第２入力、および、前記基準Ｃ／Ａコード生成器
の第３入力は、制御レジスタの第１および第２出力にそれぞれ接続されており、
前記制御レジスタの第３出力は、入力信号スイッチの第３入力に接続されている
、 受信器において、 前記無線周波数変換器の信号出力およびクロック出力は、Ｎチャンネルディジ
タル相関器の第１および第２信号入力およびクロック入力に、それぞれ接続され
ており、 第２信号周波数変換のチャンネルの各々における前記無線周波数変換器におい
て、ミキサー出力は、直列に接続された利得制御増幅器と、２ビットレベル制御
量子化器の形式で構成された閾値装置とを介して、チャンネル出力に接続されて
おり、第２信号周波数変換の第２チャンネルのミキサーの基準入力は、クロック
信号とヘテロダイン周波数とを生成する装備の第２ヘテロダイン周波数信号の出
力に接続されており、前記装備において、第１ヘテロダイン周波数信号を生成す
るユニットの出力は、周波数を８つに分割する第１および第２ユニットに接続さ
れており、前記第１および第２ユニットの出力は、第２ヘテロダイン周波数の信
号出力と、クロック周波数の信号出力とをそれぞれ形成し、 前記Ｎチャンネルディジタル相関器のチャンネルの各々には、 それぞれのデータバスを介してデータ交換ユニットに接続されている出力を有
し、その一方で、Ｎチャンネルディジタル相関器のクロック入力に接続されてい
るクロック入力を有する第５および第６記憶ユニットと、 前記第５および第６記憶ユニットの信号入力にそれぞれ接続されている出力を
有する第５および第６相関器と、 遅延ストローブの整形器と、 キー部と、 前記プログラム可能遅延線の基準Ｃ／Ａコードの差“Ｅ−Ｌ”コピーまたは初
期“Ｅ”コピーの出力に接続されている第１入力と、前記キー部に接続されてい
る第２入力とを有し、その一方で、第２および第３相関器の第２入力に接続され
ている出力を有する加算器と がさらに供給され、 前記第５および第６相関器の第１入力は、第１および第２ミキサーの出力にそ
れぞれ接続されており、前記遅延ストローブの整形器の出力は、第５および第６
相関器の第２入力と、制御レジスタの第４出力に接続されている制御入力を有す
る前記キー部の信号入力とに接続されており、 前記遅延ストローブの整形器の第１入力は、プログラム可能遅延線の基準Ｃ／
Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”コピーの出力に接続されており、その一方で、
第２入力は、前記ディジタルコード生成器の出力に接続されている ことを特徴とする受信器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/RU1998/000369 WO2000028677A1 (fr) | 1998-11-11 | 1998-11-11 | Recepteur de signaux de pseudo-bruit provenant de systemes de radionavigation satellite |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002529752A true JP2002529752A (ja) | 2002-09-10 |
Family
ID=20130287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000581761A Pending JP2002529752A (ja) | 1998-11-11 | 1998-11-11 | 衛星無線航法システムの擬似雑音信号の受信器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6441780B1 (ja) |
| EP (1) | EP1052786A1 (ja) |
| JP (1) | JP2002529752A (ja) |
| KR (1) | KR20010034174A (ja) |
| CN (1) | CN1285980A (ja) |
| AU (1) | AU3280299A (ja) |
| WO (1) | WO2000028677A1 (ja) |
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