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JP2002512471A - ダイレクト変換受信機 - Google Patents

ダイレクト変換受信機

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Publication number
JP2002512471A
JP2002512471A JP2000545261A JP2000545261A JP2002512471A JP 2002512471 A JP2002512471 A JP 2002512471A JP 2000545261 A JP2000545261 A JP 2000545261A JP 2000545261 A JP2000545261 A JP 2000545261A JP 2002512471 A JP2002512471 A JP 2002512471A
Authority
JP
Japan
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input
signal
output
phase shift
mixer
Prior art date
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Pending
Application number
JP2000545261A
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English (en)
Inventor
アーパイア、ドメニコ
ゴア、チャールズ、ジュニア
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ericsson Inc
Original Assignee
Ericsson Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson Inc filed Critical Ericsson Inc
Publication of JP2002512471A publication Critical patent/JP2002512471A/ja
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 本発明によるホモダイン受信機は信号入力と、その信号入力に結合される第１および第２の混合器を有する。入力信号の変調周波数に等しい基準信号が局部発振器で生成される。局部発振器から出力される基準信号は切換え可能移相要素に供給され、その出力は第１混合器に直接結合され、かつ、第２移相要素を介して第２混合器に間接的に結合される。切換え可能移相要素は制御入力の状態に応じて、入力信号の位相を所定の位相だけ偏移させ、移相要素の一方の出力状態は、他方の出力状態から位相がπラジアンだけ偏移する。第２移相要素は入力信号の位相をπ／２ラジアンだけ偏移させる。混合器の出力は、対をなす切換え可能インバータおよびローパスフィルタと結合される。切換え可能移相要素と切換え可能インバータとの切換えは切換え発振器によって制御される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の分野） 本発明は一般に，受信無線信号を同相(I)および 直交(Q)成分に分離し、混合
器の非直線性に起因する二次相互変調成分を抑えて同調局部発振器からのフィー
ドバックを減少させるダイレクト変換受信機（またはホモダイン受信機）に関す
るものである。
【０００２】 （背景） 現代の通信装置で使用される最も一般的なタイプの受信機はスーパーヘテロダ
イン受信機である。このタイプの受信機は、ほとんどあらゆる家庭、オフィス、
自動車におけるテレビ受像機、電話、ラジオに採用されている。スーパーヘテロ
ダイン受信機では、入力無線周波数（ＲＦ）信号（周波数ｆ1で搬送される）は
局部発振器から発生する正弦波形信号（周波数ｆ2）と混合（あるいは多重化）
される。その結果として得られる出力信号は、合成周波数の和と差（ｆ1＋ｆ2と
ｆ1−ｆ2）を中心とした２つの入力信号周波数偏移バージョンを含む。一般に、
最も高い周波数成分（ｆ1＋ｆ2を中心とする）はバンドパスフィルタで除波され
、出力信号に含まれるのは中間周波（ＩＦ）成分（ｆ1−ｆ2を中心とする）のみ
である。高性能スーパーヘテロダイン受信機では、この過程が数回繰り返される
場合がある。
【０００３】 スーパーヘテロダイン受信機は広く使用されているが、バンドパスフィルタ等、
集積化が不可能で高価なＲＦ部品、ＩＦ部品が必要である。したがって、スーパ
ーヘテロダイン受信機は、携帯電話、ポケットベル、コードレス電話等の小型、
低価格の移動通信システムの用途には適さない。
【０００４】 ダイレクト変換受信機（または、ホモダイン受信機）などの代替的な受信機は
当該分野で周知であり、潜在的にスーパーヘテロダイン受信機よりも多くの利点
がある。図１で示される従来のダイレクト変換受信機では、入力信号をＩＦ信号
への中間変換を経ずに、そのままベースバンドの同相成分および直交成分に変換
する。この従来のダイレクト変換受信機の動作は簡単である。数学的にｇ（ｔ）
（ｇ（ｔ）＝ｇi（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ1ｔ）−ｇq（ｔ）ｓｉｎ（２πｆ1ｔ）で
表される入力バンドパス信号はＲＦ入力で受信され、プリセレクタ・フィルタ１
および低雑音増幅器（ＬＮＡ）２を通過する。プリセレクタ・フィルタ１は、単
に所要信号ｇ（ｔ）を通過させて、帯域外スプリアス信号を除波するように設計
されたバンドパスフィルタである。大半の用途では、プリセレクタ・フィルタの
帯域幅は所要信号の帯域幅よりもはるかに広い。また、プリセレクタ・フィルタ
は所要信号とともに不要な信号を通過させることもある。
【０００５】 信号ｇ（ｔ）はプリセレクタ・フィルタ１を通過した後、分離されて２つの混
合器３、３’に送られる。上側混合器３’において、信号ｇ（ｔ）はキャリア周
波数（例えば、ｃｏｓ（２πｆ1ｔ））と同じ周波数に同調した正弦波形と混合
される。下側混合器３においても、信号ｇ（ｔ）は上側混合器３’と同じ正弦波
形と混合されるが、この場合の正弦波形の位相はπ／２だけ異なる（例えば、ｓ
ｉｎ（２πｆ1ｔ））。混合器３、３’は、キャリアの２倍周波数（２ｆc）をも
ち、ベースバンドを中心とする所要信号ｇ（ｔ）の同相成分ｇi（ｔ）および直
交成分ｇq（ｔ）を生成する。高周波成分はローパスフィルタ６、６’によって
除波され、最終的に同相信号および直交信号が増幅器７、７’によって増幅され
る。
【０００６】 スーパーヘテロダイン受信機の方が一般的であるが、ダイレクト変換受信機に
はスーパーヘテロダイン受信機より優れた点がいくつかある。第一に、ダイレク
ト変換受信機は入力信号をそのまま直接ベースバンド信号に変換するので、ＲＦ
信号からＩＦ信号への初期変換ステップが省略できる。その結果、中間フィルタ
、混合器、増幅器がすべて省略可能になって、回路が簡略化される。第二に、ダ
イレクト変換受信機の場合、プリセレクタ・フィルタ以外のところでは、ローパ
スフィルタだけを使用して、バンドパスフィルタは使用しない。一般に、単一チ
ップ集積するのは、バンドパスフィルタよりもローパスフィルタの方が簡単であ
る。したがって、ダイレクト変換受信機は大部分を単一集積回路上に形成するこ
とが可能であり、スーパーヘテロダイン受信機よりも小型で安価に構成できる。
【０００７】 ダイレクト変換受信機はスーパーヘテロダイン受信機よりも利点が多いが、従
来のダイレクト変換受信機にはいくつかの欠点もある。従来のダイレクト変換受
信機に関する１つの問題は混合器の二次ひずみである。二次ひずみは、混合器が
本質的に非線形装置であることに起因する。所要信号と共にオフチャンネルＲＦ
信号が検出されると、混合器の非直線性によって、ベースバンドにおける不要な
信号の第2高調波とＤＣオフセットが生じる。また、ダイレクト変換受信機は所
要信号をベースバンドの方にシフトするので、混合器から発生するこの二次ひず
みによって受信機性能が著しく劣化することもあり得る。さらに、混合器は２乗
検波器のように動作し、強い干渉波（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｒ）の包絡線をベース
バンドに変換することがある。干渉波の包絡線が時間的に一定であるならば、ベ
ースバンドにＤＣオフセットが現れる。この場合、この不要なＤＣオフセットを
抑制するいくつかの方法が当該分野で知られている。例えば、混合器のベースバ
ンド出力を高域フィルタにかけることによってＤＣオフセットを減衰させること
ができる。この方法はＤＣオフセットを除去する場合に効果的であるが、干渉波
の不定包絡線に基づくひずみの除去には効果がない。したがって、干渉波の定包
絡線、不定包絡線のいずれかに起因するひずみを減衰させることができるホモダ
イン受信機が望まれる。
【０００８】 ダイレクト変換受信機に関するもう一つの問題はスプリアス放射である。ダイ
レクト変換受信機におけるスプリアス放射の主因は局部発振器からの漏洩である
。普通のスーパーヘテロダイン受信機では、アンテナへの局部発振器漏洩は第１
の受信機バンドパスフィルタによって減衰する。しかし、ダイレクト変換受信機
では、局部発振器周波数はプリセレクタ・フィルタの通過帯域範囲内である。し
たがって、従来のダイレクト変換受信機では局部発振器からの漏洩を抑止するこ
とができない。
【０００９】 （発明の概要および目的） 本発明によるホモダイン受信機は、信号入力と、信号入力に結合される第１お
よび第２の混合器とを有する。局部発振器は入力信号の変調周波数に等しい基準
信号を生成する。局部発振器から出力される基準信号は切換え可能移相要素（ｓ
ｗｉｔｃｈａｂｌｅ ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｇｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）を通過した
後、第１の混合器に直接結合されるとともに、第２の移相要素を介して間接的に
第２の混合器に結合される。切換え可能移相要素は制御入力の状態に応じて入力
信号の位相に所定の偏移を与える。移相要素の一方の出力状態は、他方の出力状
態から位相がπラジアンだけ偏移する。第２の移相要素はπ／２ラジアンだけ入
力信号の位相を偏移させる。混合器の出力は、対をなす切換え可能インバータお
よびローパスフィルタに結合される。切換え可能移相要素と切換え可能インバー
タの切換えは、切換え発振器によって制御される。
【００１０】 本発明の目的は、ひずみ抑制力を増強することにより受信品質を改良したラジ
オ受信機を構成することである。
【００１１】 また、本発明の目的は、局部発振器からのスプリアス放射を減少させるラジオ
受信機を構成することである。
【００１２】 （好ましい実施例の詳細説明） 本発明の好ましい実施例のブロック図を図２に示す。ＲＦ信号はＲＦ入力で受
信され、プリセレクタ・フィルタ１を経て低雑音（ＬＮ）増幅器２に供給される
。入力信号は分離されて、上側混合器３’と下側混合器３に供給される。局部発
振器４は入力ＲＦ信号の搬送波と同じ周波数に同調した正弦波形を生成する。局
部発振器４で生成される正弦波形は切換え可能移相要素５の一方の入力に供給さ
れ、そこで、制御入力２０の状態に応じて入力正弦波形の位相が−π／２または
π／２ラジアン（−９０°と９０°）だけ偏移する。位相偏移は必ずしも−π／
２とπ／２である必要はないが、第１の移相量と第２の移相量との差分は必ずπ
ラジアン（すなわち１８０°）に等しい。
【００１３】 切換え発振器７は、「ｏｎ」状態と「ｏｆｆ」状態に対応する２つの状態（例
えば、方形波パルス列）をもつ切換え信号を生成する。この切換え信号は移相要
素５の制御入力２０と、切換え可能インバータ要素９、９’の制御入力２２、２
２’に供給される。切換え信号が「ｏｎ」状態のとき、移相要素５とインバータ
要素９、９’はそれぞれ−π／２と−１に設定される。切換え信号が「ｏｆｆ」
状態のとき、移相要素５とインバータ要素９、９’はそれぞれπ／２と１に設定
される。
【００１４】 移相要素５の出力は下側混合器３の第２入力に直接接続されるとともに、第２
の移相要素８に接続される。第２の移相要素８は入力の位相をπ／２にわたって
連続的に偏移させる。第２の位相要素８の出力は上側混合器３’の第２入力に接
続される。
【００１５】 上側混合器３’の出力は上側インバータ要素９’に供給され、下側混合器３の
出力は下側インバータ要素９に供給される。各インバータ要素９、９からの出力
は、それぞれチャンネルフィルタ１０、１０’を通過して、最終的な増幅器で１
１、１１’に供給される。
【００１６】 本発明によれば、２つの混合器から生じる相互変調成分は抑制され、局部発振
器で１８０°位相シフトが生じても変化しない。混合器から発生する二次相互変
調成分はいずれも局部発振器の１８０°位相シフトによる影響を受けないので、
本発明によれば、オフチャンネルＲＦ信号の第２高調波、ＤＣオフセット、強い
干渉波の振幅包絡線によるひずみは、所要信号の受信品質に大きな影響を与える
ことなく、効果的に減少する。
【００１７】 本発明の好ましい実施例の動作を例示するため、既知の周波数ｆ1で伝播する
所要信号ｇ（ｔ）は、図２に示されるようにＲＦ入力に現れるものと想定する。
ｇ（ｔ）はプリセレクタ・フィルタ１とＬＮ増幅器２を通過した後、分離されて
上側混合器３’および下側混合器３に供給される。局部発振器４は、ｇ（ｔ）の
搬送波周波数と同じ周波数（すなわち、ｃｏｓ（２πｆ1ｔ））の正弦波形、例
えば余弦波を生成するように調整される。この正弦波形の位相は移相要素５によ
って−π／２またはπ／２だけ偏移する。したがって、移相要素５の状態に応じ
て、局部発振器４で生成される正弦波形はｃｏｓ（２πｆ1ｔ）からｃｏｓ（２
πｆ1ｔ−π／２）＝−ｓｉｎ（２πｆ1ｔ）またはｃｏｓ（２πｆ1ｔ＋π／２
）＝ｓｉｎ（２πｆ1ｔ）に変化する。そして、この正弦波形信号は分離されて
、一方は下側混合器３の入力に直接供給され、他方は第２の移相要素８に供給さ
れる。入力位相、この場合の±ｓｉｎ（２πｆ1ｔ）は、第２の移相要素８によ
ってπ／２だけ偏移する。したがって、この例では、上側混合器３’への入力は
、±ｓｉｎ（２πｆ1ｔ＋π／２）＝±ｃｏｓ（２πｆ1ｔ）になる。
【００１８】 局部発振器４で生成された正弦波形とｇ（ｔ）との乗算が混合器３、３’によ
って実行され、上側混合器３’で±ｇ（ｔ）＊ｓｉｎ（２πｆ1ｔ）が生成され
、下側混合器３で±ｇ（ｔ）＊ｃｏｓ（２πｆ1ｔ）が生成される。そして、混
合器３、３’の出力はインバータ９、９’に供給され、局部発振器の位相偏移に
同期して状態が切り替わる。換言すれば、移相要素５が−π／２だけシフトする
と、インバータ９、９’は−１に設定される。同様に、移相要素がπ／２だけシ
フトすると、インバータ９、９は１に設定される。インバータ９、９’は所要信
号のＩ成分とＱ成分を効果的に「再構成」して、ｇ（ｔ）＊ｓｉｎ（２πｆ1ｔ
）およびｇ（ｔ）＊ｃｏｓ（２πｆ2ｔ）を出力する。したがって、所要信号の
一次のＱ成分、Ｉ成分は、インバータに結合された１８０°位相シフトによる影
響を受けない。
【００１９】 移相要素５およびインバータ９、９’の動作によって、所要信号には影響を与
えずに、二次相互変調成分を大幅に減衰させることができる。それは、すべての
二次相互変調成分が局部発振器４の１８０°位相シフトには影響されずに、イン
バータ９、９’の符号変化の影響を受けるからである。したがって、インバータ
９、９’は、切換え発振器７の周波数に等しい速度で信号極性を切り換えること
によって、二次相互変調成分を効果的に「裁断」（ｃｈｏｐ ｕｐ）する。これ
により、ベースバンドのすべての二次ひずみがローパスフィルタ１０、１０’の
阻止帯域に変換される。もちろん、切換え発振器７の周波数の近傍に現れる二次
ひずみが、システムによってダウンコンバートされることもある。二次ひずみの
ダウンコンバージョンを抑えるためには、切換え発振器７の周波数をプリセレク
タ・フィルタ１の帯域幅よりも高くする必要がある。
【００２０】 本発明には、ベースバンドに現れる二次ひずみを減衰させる働きに加えて、Ｒ
Ｆ入力のスプリアスの局部発振器４からの放射を減少させるという第２の利点が
ある。従来技術によるホモダイン受信機では、局部発振器で生成された信号が混
合器３、３’に逆伝播するため、スプリアス放射が問題になる。
【００２１】 ここで再び図２を参照すると、本発明では、局部発振器４で生成された信号は
混合器５、５’に入力される前に、切換え可能移相要素５を通過する。これは局
部発振器４の出力信号のスペクトルを変調する効果がある。切換え周波数ｆ0が
プリセレクタ・フィルタ１の帯域幅より高くなるように選択されれば、プリセレ
クタ・フィルタの阻止帯域によって、ＲＦ入力への信号の戻り結合が防止されて
、局部発振器からの漏洩によるスプリアス放射が減少する。したがって、好まし
い実施例では、切換え発振器の切換え周波数は、プリセレクタ・フィルタ１の帯
域幅よりも高くなるように選択される。
【００２２】 切換え発振器の周波数はプリセレクタ・フィルタの帯域幅よりも高くなければ
ならないが、一定である必要はない。好ましい実施例では、切換え発振器の周波
数は周波数コントローラ２５から得られる擬似ランダムパターンにしたがって変
化する。周波数コントローラ２５は、切換え発振器７の切換え周波数ｆsを制御
するための手段であって、当該分野で周知の構成を持つＰＬＬ等の周波数制御装
置として実現される。これによって電力は拡散され、また、漏洩測定に使用され
るスペクトル分析器の分解能帯域幅よりも拡散信号の帯域幅が広ければ、局部発
振器漏洩をさらに減少させる効果がある。
【００２３】 好ましい実施例では、局部発振器と切換え発振器は単一のソースにロックされ
、図２に示される破線内の要素はすべて集積回路化される。
【００２４】 図４、図５は本発明の新たな実施例を示す。図４では、混合器３、３’とイン
バータ９、９’の間にローパスフィルタ１２、１２’がそれぞれ追加されている
。また、それぞれのインバータに信号供給する切換え発振器７から発生する信号
は、遅延要素１３によって時間τだけ遅延する。遅延時間（τ）はローパスフィ
ルタ１２、１２’のグループ遅延に等しくなるように設定される。これらの低域
通過フィルタ１２、１２’は、インバータ９、９’の入力における信号の帯域幅
を制限する働きをする。低域通過フィルタ１２、１２’のコーナー周波数は一般
に切換え周波数ｆ0よりもはるかに高い。
【００２５】 もう一つの発明実施例を図５に示す。この回路では、受信信号が４チャンネル
に分離され、各チャンネルから別々の混合器３、３’、３’’、３’’’に供給
される。混合器３、３’、３’’、３’’’には、局部発振器４から正弦波形が
供給される。上側混合器３では、局部発振器信号の位相がπ／２（すなわち、ｓ
ｉｎ（２πｆ1ｔ））だけ偏移する。二番目の混合器３’では、局部発振器の位
相が−π／２（すなわち、−ｓｉｎ（２πｆ1ｔ））だけ偏移する。三番目の混
合器３’’では、局部発振器信号の位相がπ（すなわち、−ｃｏｓ（２πｆ1ｔ
））だけ偏移する。下側の混合器３’’’では、局部発振器信号は位相偏移しな
い（すなわち、ｃｏｓ（２πｆ1ｔ））。各混合器３、３’、３’’、３’’’
からの出力は、それぞれ低域通過フィルタ８、８’、８’’、８’’’を通過し
て増幅器９、９’、９’’、９’’’で増幅される。最終的には、二次相互変調
成分を排除するために減算器１０によって上側２チャンネルの減算が実行され、
所要信号の直交成分が得られる。同様に、二次相互変調成分を排除するために減
算器１０’によって下側２チャンネルの減算が実行され、所要信号の同相成分が
得られる。
【００２６】 本発明の各実施例に用いられる要素は、いずれも当該分野において周知であり
、ここの用途に応じてさまざまな方法で実施することができる。例えば、図３で
示される二重電圧スイッチによってインバータ要素を実現することができる。イ
ンバータ要素３、３’からの切換え信号が第１の状態になると、インバータは−
１状態に切り替わって信号電圧を反転させる。同様に、インバータ要素３、３’
からの切換え信号が第２の状態になると、インバータは+１状態に切り替わるが
、信号は不変である。あるいは、電圧の代わりに切換え電流によってインバータ
３、３’を動作させることも可能である。
【００２７】 本発明は、混合器の非直線性に起因する相互変調成分による偶数次ひずみ（最
も影響が大きいのは二次）を除去するために効果がある。
【００２８】 当業者には明らかなとおり、特許請求の範囲に記載された発明の真の趣旨およ
び範囲から逸脱することなく、本発明に各種修正、変更を加えることが可能であ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来のダイレクト変換受信機。
【図２】 本発明の好ましい実施例。
【図３】 本発明のインバータ要素を実現する回路。
【図４】 本発明の代替の実施例。
【図５】 本発明の代替の実施例。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年６月１９日（２０００．６．１９）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項４
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１５
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１６
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１７
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１９
【補正方法】変更
【補正内容】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，Ｇ Ｈ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ， ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ， ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 ゴア、チャールズ、ジュニア アメリカ合衆国 ノースカロライナ、ダー ラム、 ブルックストーン ドライブ 5202

Claims (22)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 RF信号を受信するための装置であって、 変調されたRF信号を受信するRF入力を有し、 第1と第2入力および出力のある混合器を有し、該混合器の第1入力は前記RF入
    力に電気的に結合し、 基準信号を生成するための局部発振器を有し、 第1状態および第2状態のある切換え信号を生成する切換え発振器を有し、 信号入力、制御入力および出力のある切換え可能移相要素を有し、前記信号入
    力は前記局部発振器に電気的に結合し、前記制御入力は前記切換え発振器に電気
    的に結合し、前記切換え可能移相要素の出力は前記混合器の第2入力に結合し、 信号入力、制御入力および出力のある切換え可能インバータを有し、前記混合
    器の出力は前記切換え可能インバータの信号入力に電気的に結合し、前記切換え
    発振器の出力は前記切換え可能インバータの信号入力に電気的に結合した、こと
    を備えた装置。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の装置において、さらに、 第1入力、第2入力および出力のある第2混合器を有し、前記第1入力は前記入力
    に電気的に結合し、 入力および出力のある固定移相要素を有し、該固定移相要素の入力は前記切換
    え可能移相要素の出力に電気的に結合し、かつ前記固定移相要素の出力は前記第
    2混合器の第2入力に電気的に結合し、 信号入力、制御入力および出力のある第2切換え可能インバータを有し、前記
    第2混合器の出力は前記第2切換え可能インバータの信号入力に電気的に結合し、
    かつ前記切換え発振器の出力は前記第2切換え可能インバータの制御入力に電気
    的に結合した、装置。
  3. 【請求項３】 請求項２記載の装置において、前記切換え可能移相要素は第
    1移相状態と第２移相状態を有し、前記切換え可能移相要素は、入力信号の位相
    を、前記第1移相状態において第1位相シフトだけ、かつ前記第2移相状態におい
    て前記第1位相シフトから180度ずれた第2位相シフトだけシフトする、装置。
  4. 【請求項４】 請求項２記載の装置であって、更に、前記第1切換え可能イ
    ンバータの出力に電気的に結合された第1ローパスフィルタと、前記第2切換え可
    能インバータの出力に電気的に結合された第2ローパスフィルタとを有する、装
    置。
  5. 【請求項５】 請求項２記載の装置であって、前記切換え発振器で生成され
    る信号の周波数は可変である、装置。
  6. 【請求項６】 請求項２記載の装置であって、前記第１および第２の切換え
    可能インバータは二重電圧スイッチを有する、装置。
  7. 【請求項７】 請求項４記載の装置であって、更に、下側カットオフ周波数
    および上側カットオフ周波数を有し、前記第１および第２混合器に電気的に結合
    されたプリセレクタ・フィルタを有する、装置。
  8. 【請求項８】 請求項７記載の装置であって、前記第１および第２ローパス
    フィルタは前記プリセレクタ・フィルタの上側および下側カットオフ周波数の差
    に少なくとも等しいコーナー(corner)周波数を有する、装置。
  9. 【請求項９】 請求項７記載の装置であって、更に、前記プリセレクタ・フ
    ィルタと前記第１および第２混合器との間に電気的に直列接続された増幅器を有
    する、装置。
  10. 【請求項１０】 請求項９記載の装置であって、更に、 前記第１切換え可能インバータとシステムの第１出力との間に電気的に直列接
    続された第２増幅器と、 前記第２切換え可能インバータとシステムの第２出力との間に電気的に直列接
    続された第３増幅器とを有する、装置。
  11. 【請求項１１】 請求項７記載の装置であって、前記切換え発振器で生成さ
    れた信号の周波数は前記プリセレクタ・フィルタの上側カットオフ周波数よりも
    高い、装置。
  12. 【請求項１２】請求項４記載の装置であって、更に、 前記第1混合器と前記第1切換え可能インバータの間に直列接続され、時間&#11
    6;に等しいグループ遅延を有する第3ローパスフィルタと、 前記第2混合器と前記第2切換え可能インバータの間に直列接続され、時間&#11
    6;に等しいグループ遅延を有する第4ローパスフィルタと、 前記第1および第2切換え可能インバータに送られる切換え信号が時間tだ
    け遅延するように前記第1および第2切換え可能インバータと前記切換え発振器の
    間に直列接続された遅延要素と、を有する装置。
  13. 【請求項１３】 請求項５記載の装置であって、前記切換え発振器で生成さ
    れた信号の周波数は所定の擬似ランダムパターンに従って偏移する、装置。
  14. 【請求項１４】 請求項５記載の装置であって、前記切換え発振器で生成さ
    れる信号は方形波である、装置。
  15. 【請求項１５】ダイレクト変換受信機における二次非直線性および局部発振
    器漏洩に起因するひずみを低減させる方法であって、 既知周波数で伝播するRF信号を受信するステップと、 受信RF信号と同じ周波数の正弦波形を局部発振器で生成するステップと、 生成された正弦波形の位相を、第1移相量と第2移相量の差が180度になるよう
    に第1移相量と第2移相量の間で偏移させるステップと、 受信RF信号と前記偏移した信号を混合器で混合するステップと、 前記生成された正弦波形が前記第1移相量により変化したときに前記混合器の
    出力を同時に反転し、かつ、前記生成された正弦波形が前記第2移相量に変化し
    たときに前記混合器の出力を送出するステップと、 前記信号をフィルタ処理するステップと、を備えた方法。
  16. 【請求項１６】ダイレクト変換受信機における二次非直線性および局部発振
    器漏洩に起因するひずみを低減させる方法であって、 既知周波数で伝播するRF信号を受信するステップと、 受信RF信号を第1チャンネルおよび第2チャンネルに分離するステップと、 受信RF信号と同じ周波数の正弦波形を局部発振器で生成するステップと、 生成された信号の位相を、第1移相量と第2移相量の差が180度になるように前
    記第1移相量と第2移相量の間で変化させるステップと、 生成された信号を第3および第4チャンネルに分離するステップと、 第3チャンネルで伝播する信号の位相を90度変化させるステップと、 前記第1チャンネルで伝播する受信信号と第3チャンネルで伝播する信号を混合
    して第6チャンネルを形成するステップと、 第2チャンネルで伝播する受信信号と第4チャンネルで伝播する信号を混合して
    第7チャンネルを形成するステップと、 前記生成された正弦波形が第1移相量により変化したときに前記第6および第7
    チャンネルで伝播する信号を同時に反転し、前記生成された正弦波形が前記第2
    移相量に変化したときに前記第6および第7チャンネルで伝播する信号を送出する
    ステップと、 前記第6および第7チャンネルで伝播する信号をフィルタ処理するステップと、
    を備えた方法。
  17. 【請求項１７】既知周者数で伝播するRF信号を受信するための装置であって
    、 RF信号を受信するための入力手段を有し、 第1入力、第2入力および出力のある第1混合器を有し、前記第1入力は前記入力
    手段に電気的に結合し、 第1入力、第2入力および出力のある第2混合器を有し、前記第1入力は前記入力
    手段に電気的に結合し、 所要受信信号と同じ周波数の出力信号を生成するように調整され、かつ前記第
    4混合器に直接結合された局部発振器を有し、 入力および出力のある第1移相要素を有し、前記入力は前記局部発振器と電気
    的に結合し、前記出力は前記第1混合器と電気的に結合し、前記第1移相によって
    入力信号の位相を+90度変化させ、 入力および出力のある第2移相要素を有し、前記入力が前記局部発振器と電気
    的に結合し、前記出力は前記第2混合器と電気的に結合し、前記第2移相によって
    入力信号の位相を-90度変化させ、 前記第1混合器の出力に電気的に結合された第1ローパスフィルタを有し、 前記第2混合器の出力に電気的に結合された第2ローパスフィルタを有し、 第1入力、第2入力および1つの出力のある減算器要素を有し、前記第1入力は前
    記第1ローパスフィルタの出力に電気的に結合し、前記第2入力は前記第2ローパ
    スフィルタの出力に電気的に結合し、前記減算器要素は前記第1入力で受信した
    信号から前記第2入力で受信した信号を減ずる、ことを備えた装置。
  18. 【請求項１８】請求項１７記載の装置であって、 第1入力、第2入力および出力のある第3混合器を有し、前記第1入力は前記入力
    手段に電気的に結合し、 第1入力、第2入力および出力のある第4混合器を有し、前記第1入力は前記入力
    手段に電気的に結合し、前記第2入力は前記局部発振器の出力に直接接続し、 入力および出力のある第3移相要素を有し、前記入力は前記局部発振器と電気
    的に接続され、前記出力は前記第3混合器の第2入力と電気的に結合され、前記第
    3移相は入力信号の位相を180度変化させ、 前記第3混合器の出力に電気的に結合された第3ローパスフィルタを有し、 前記第4混合器の出力に電気的に結合された第4ローパスフィルタを有し、 第1入力、第2入力および1つの出力のある第2減算器要素を有し、前記第1入力
    は前記第3ローパスフィルタの出力に電気的に結合し、前記第2入力は前記第4ロ
    ーパスフィルタの出力に電気的に結合し、前記第2減算器要素は前記第1入力で受
    信した信号から前記第2入力で受信した信号を減ずる、ことを備えた装置。
  19. 【請求項１９】受信機からのスプリアス放射を減少させるための装置であっ
    て、 局部発振器の出力に結合した切換え可能移相要素を有し、該切換え可能移相要
    素は制御入力を有し、 前記切換え可能移相要素の制御入力に結合される切換え周波数fsをもつ切換え
    発振器を有する、装置。
  20. 【請求項２０】 請求項１９記載の装置であって、更に、前記切換え発振器
    の切換え周波数ｆsを変化させる手段を有する、装置。
  21. 【請求項２１】 請求項２０記載の装置であって、切換え周波数を変化させ
    る前記手段が擬似ランダムパターンにしたがって切換え周波数ｆsを変える、装
    置。
  22. 【請求項２２】 局部発振器を有する受信機からのスプリアス放射を減少さ
    せるための方法であって、 局部発振器信号を生成するステップと、 切換え可能移相要素に局部発振器信号を通過させるステップと、 切換え可能移相要素から得られる位相シフトを周期的に変化させるステップと
    、を備えた方法。
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