JP2002511708A

JP2002511708A - 変換領域信号の定義特性を改善するシステム，装置および方法

Info

Publication number: JP2002511708A
Application number: JP2000544105A
Authority: JP
Inventors: エム・ベダット・エウイボグル; ジアン・ヤング; アラダーナ・ナルラ; フランク・ロバート・クシシャング
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1998-04-10
Filing date: 1999-04-09
Publication date: 2002-04-16
Also published as: AU739896B2; BR9909560A; CN1296689A; CA2328098A1; AU3487199A; MXPA00009895A; KR20010042557A; EP1068707A1; EP1068707A4; WO1999053663A1

Abstract

(57)【要約】変換領域シンボルの定義特性を改善するためのシステム，装置および方法である。本装置は、入力データを第１領域においてシンボルのブロックにマッピングし、シンボルの各ブロックに対応するオフセット・ビットを生成する信号マッピング装置；および第１領域においてシンボルのブロックおよび対応するオフセット・ビットに応答して、摂動変換領域シンボルのブロックを生成し、変換シンボルの定義特性を改善する摂動／変換装置を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【関連出願】

本出願は、全文が本明細書に参考文献として含まれる１９９８年４月１０日出
願の米国出願番号第０９／０５８，６７１号の部分継続出願である。

【０００２】

【産業上の利用分野】

本発明は、変換領域信号の定義特性を改善するシステム，装置および方法に関
し、さらに詳しくは、時間領域信号の最高平均エネルギ比（PAR: peak-to-avera
ge energy ratio）を軽減するシステム，装置および方法に関する。

【０００３】

【従来の技術】

離散多重トーン（DMT: discrete multitone）信号の時間領域最高平均エネル
ギ比（PAR）が大きいことは、DMTシステムの大きな欠点としてあげられることが
多い。この問題は、直交周波数分割多重（OFDM: orthogonal frequency divisio
n multiplexing）や直交直角位相振幅変調（OQAM: orthogonal quadrature ampl
itude modulation)を用いるシステムなど、他の変調法を用いるシステムにおい
ても同様に存在する。

【０００４】 PARが大きいと、高精度のデジタル−アナログ変換器（DAC：digital-to-analo
g converter）の実現を必要とするか、あるいは入力信号がDAC範囲を超える場合
に導入される信号歪み（クリッピング）に対してシステムが耐性を持つことが要
求される。一定のDAC精度に関して、信号値が常に範囲内にあるように入力信号
をスケーリング（調整）すると、量子化ノイズが過剰になることがある。一方で
、信号のスケーリングが不充分であるとクリッピング・ノイズが過剰になる。

【０００５】 DMTおよびOFDMシンボルの時間領域最高振幅を軽減するためにいくつかの手法
が提案されてきた。これらの方法は、３つの種類に分類することができる。第１
の種類では、複数のシンボルを用いて同じデータを表現し、予約トーン（reserv
ed tone）上に送信されるサイド情報を用いてどのシンボルが送信されたかを受
信機に知らせる。たとえば、J.S. Chow, J.A.C. BinghamおよびM.S. Flowers の
「Mitigating clipping noise in multicarrier systems 」Proc. 1997 Int. Co
nf. Commun. (ICC '97), pp. 715-719（１９９７年６月）においては、DMTシン
ボルのピークが高すぎる場合は、DMTシンボルがスケーリングされて、予約トー
ンを用いて計数比を受信機に中継する。この方法では、被送信シンボルの信号対
雑音比（SNR: signal-to-noise ratio）が下がり、それによって、ビット誤り率
が大きくなる。１９９７年９月にADSL標準２版に対して提出されたT1E1.4/97270
のDjokovicの「PAR reduction without noise enhancement」では、送信機が元
のDMTシンボルと、このシンボルをスクランブルすることによって形成される共
役との間で選択を行う。D.J. MestdaghおよびP.M. Spruytの「A method to redu
ce the probability of clipping in DMT-based transceivers」IEEE Trans. On
Commun., vol. 44. 1234-1238（１９９６年１０月）では、擬似乱数位相シーケ
ンスを元のDMTシンボルに追加する。この種の方法の最も大きな欠点は、送信機
が受信機に送信するシンボルに関してサイド情報に依存しなければならないこと
である。データ速度の損失および帯域幅の増大に加えて、サイド情報が壊れると
、DMTシンボル全体が破壊されることになる。

【０００６】第２の種類のPAR低減方法は、優れたPAR特性を有するシーケンスの決定に基づ
いて行う。たとえば、S. Shepherd, J. OrrissおよびS. Barton「Asymptotic li
mits in peak envelope power reduction by redundant coding in orthogonal
frequency-division multiplex modulation」IEEE Trans. on Commun., vol.46,
pp.5-10（１９９８年１月））を参照されたい。これらの方法は、一般に可能な
被送信シンボルの集合から「悪い」時間領域シーケンスを除くことにより行われ
るので、データ速度の損失を起こす。さらに、これらの方法はデータを「良い」
シンボルにマッピングすることを必要とする。このマップは一般に、ルックアッ
プ・テーブルを介して実現される。必要とされるルックアップ・テーブルの規模
は、数多くのトーンと大きな配座寸法とを有するDMTシステムでは実際的ではな
くなる。

【０００７】第３の種類の方法においては、PARの低減は冗長信号表現により行われる。こ
の方法では、特定のデータ・ブロックを、ある等価クラスからの複数の可能な被
送信信号のうち任意の信号により表現することができる。「最も望ましい」クラ
ス−−この場合は、時間領域ピーク値が小さいもの−−が代表となり、送信のた
めに選定される。このような方法では、受信機はそのクラスの要素を検出する場
合はいつでも等価クラスと関連するデータ・ブロックを生成する「モジューロ等
価クラス」を操作するよう設計される。このようにして、受信機は送信機を代表
するクラスを選択するために用いられる正確なアルゴリズムを知らなくても済む
。DMTケースで「モジューロ等価クラス」を操作する１つの方法として、種々の
周波数ビンの内容を受信機に単純に無視させる方法がある。A. GathererおよびM
.Polley 「Controlling clipping probability in DMT transmission 」Conf. R
ecord 31st Asilomar Conf. On Sign. Sys. And Comp. pp. xx-yy, （１９９７
年１１月）；A. GathererおよびM. Polley「Proposed PAR Reduction Technique
s for G. lite Universal ADSL Technical Group Contribution 」TG/98-025（
１９９８年２月４日）；J. TelladoおよびJ.M. Cioffi「PAR reduction in mult
icarrier transmission systems」T1E1.4標準委員会に対する寄稿97-367（１９
９７年１２月）；を参照されたい。任意の特定のデータ・ブロックに関して、送
信機はこれらの未使用ビンに値をおいて、（できる限り）被送信時間領域信号の
ピーク値を最小限に抑えることができる。これらの方法は、いくつかのビンがデ
ータの送信に用いられないために大きなデータ速度の損失を起こす。

【０００８】従って、DMT変調法においてデータ運搬または複合周波数ビンを利用してデー
タ速度に影響を与えずにPARを低減し、さらに未使用の周波数ビンを利用してさ
らにPARを低減するPAR低減法が必要とされる。また、一般的に他の変調法にも適
応することができ、時間領域または一般的には変換領域信号のその他の特性を改
善するこのような方法が必要とされる。

【０００９】

【好適な実施例の説明】本発明は、一般に、ブロック変換後の信号−−以下変形領域信号（transform-
domain signal）と呼ぶ−−の定義特性を改善するためのシステムおよび方法に
関する。本発明のより容易に理解可能な説明を行うために、本明細書においては
、時間領域信号（本明細書においては、より一般的に変換領域信号と称する）の
最高平均エネルギ比（PAR: peak-to-average energy ratio）を本発明を離散多
重トーン（DMT: discrete multitone）変調法において軽減するための実際の用
途を説明する。当業者には明白であろうが、本発明は直交周波数分割多重（OFDM
: orthogonal frequency division multiplexing）および直交直角位相振幅変調
（OQAＭ: orthogonal quadrature amplitude modulation）などの他の変調法に
も一般的に適応可能である。さらに、当業者には明白であろうが、本発明はPAR
のみならず変換領域信号の他の定義特性を改善するためにも用いることができる
。たとえば、変換領域信号がたとえば、単純な在来型電話サービス(POTS: plain
old telephone service)の電話における非線形性により発生する音声帯域（０
−４kHz）干渉を軽減することが望ましいDSLシステムのスプリッタレス動作など
のように非線形性を起こした後でその信号のスペクトルを整形するためにも用い
ることができる。

【００１０】 DMTシステムの送信法は、Ｎ個のシンボルのブロックに基づく。ブロック内の
各シンボルは異なる周波数ビンに対応する。このため、各シンボル・ブロックＸ
は、周波数領域シンボルX₀−X_N-1で構成される。DMTを用いる非対称デジタル加
入者線（ADSL: asymmetrical digital subscriber line）システムにおいては（
Ｎは偶数とする）、ゼロ（X₀）およびナイキスト（X_N/2）周波数ビンにおいて送
信されるシンボルはない。下側のN/2-1複素周波数ビン（X₁−X_N/2-1）で送信さ
れるシンボルが存在し、上側のN/2-1複素周波数ビン（X_N/2+1−X_N-1）が下側N/2
-1の複素共役画像として選択されるので、それに由来する周波数領域信号は、時
間領域信号を実数値化するために必要とされるエルミート対称（Hermitian symm
etry）を有する。従って、実際には、１ブロックにつきｎ個（ただしｎ＝N/2-1
）の複素周波数ビンが存在する。

【００１１】図１Ａに示すように、DMT送信機１０は、パーソナル・コンピュータなどのデ
ータ端末装置（図示せず）から回線１２上でシリアル・デジタル・ビット・スト
リームを受信する。シリアル・ビット・ストリームは、シリアル−パラレル変換
器１４によってパラレル形式に変換される。各ブロックについて、シリアル−パ
ラレル変換器は、(kn-r)＋m個の情報ビットｖ，ｕを出力する。ただしｒは冗長
ビット数であり、ｋは拡張配座において等価クラスを表すために必要とされるビ
ット数である。変数ｒおよびｋならびに等価クラスと拡張配座という用語につい
ては以下に説明する。

【００１２】上述の如く、ｎは１ブロックにつき生成される複素周波数ビン・シンボルの数
である。ｍベース情報ビットｕは、ｍ＝m₁＋m₂＋．．．m_nに対応する。ただし、
m_iは複素周波数ビンiにおいて送信されるベース情報ビット数を表す。ｎ個の複
素周波数ビン毎に、ベース配座マッピング装置が、m_i個のベース情報ビットをベ
ース配座からのシンボル内にマッピングする。i番目のベース配座には２^mi個の
点が含まれる。

【００１３】ベース配座マッピング装置１６において、各周波数ビンに関するベース配座が
、周波数ビンに関するチャネル品質によって決定され、各ブロックのためにｎ個
のベース・シンボルｇが生成される。チャネル品質は、通常は、トレーニング・
シーケンス中のチャネルを探査することによって決定される。配座の寸法、すな
わち配座から選定されるシンボルによって表すことのできる入力データ・ビット
の数は、ビンの周波数範囲内のチャネルの品質によって決まる。品質の良いチャ
ネルは、点がより密接に配されるより密度の高い配座を用いることができるので
、各シンボルと共により多くのビットを送信することができる。かくして、シン
ボルのブロックにより表される入力データ・ビット数は、チャネルの品質に依存
する。

【００１４】本発明によるベース配座の一般的な考え方を特定の例で説明するために、１シ
ンボルにつき２ビットを送信することのできるベース配座を備えるDMTシステム
を考える。図２には、点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを含むベース配座３０（１つの象限にあ
ると仮定する）が図示される。これらの点から、ベース配座マッピング装置１６
によってベース配座シンボルが選択される。さらに本発明により、ベース配座の
うち少なくともいくつかが拡張されて、１シンボルにつきm_i個のベース情報ビッ
トを送信するために必要な2^mi点を超える追加の点が含まれる。これらの拡張配
座は、等価クラス（equivalence class）に分割される。

【００１５】ベース信号配座は、１シンボルにつき最大ｋ個の追加ビットの送信に対応する
ために拡張される。これらのknビットの一部が追加情報ビットの送信に用いられ
、他のビットは被送信シンボルの選定において送信機に融通性を与えるために用
いられる。この余剰の自由度を用いて、結果の信号の目標関数、たとえば、非線
形変換後の被送信信号の最高時間領域振幅またはスペクトル形状を最適化するこ
とができる。このようなkn追加ビットを「オフセット・ビット」と呼ぶ。

【００１６】図２に示す例では、ベース配座３０が４倍だけ拡張されて、１６点拡張配座３
２を形成する。従って、拡張配座３２内の等価点のうちどれが送信されるかを決
定するには、１シンボルにつきｋ＝２のオフセット・ビットが必要とされる。拡
張配座３２は、ベース配座３０と、各々がＡ−Ｄと記される４つの点を含む拡張
領域３４，３６，３８とを備える。同じラベルを有する点はすべて同じ等価クラ
スに属する。

【００１７】図２の例においては、拡張配座は、４つの象限の各々にベース配座を繰り返す
ことによってベース配座から形成される。ｉ番目のシンボルに関する配座内の隣
接点の間の最小距離はd_iと定義される。この距離は、チャネル品質により決まる
。この種の配座拡張を加法的拡張（additive expansion）と呼ぶ。これは、拡張
配座内の等価点がベース配座内の点に値（この例では各次元において０または−
２d_i）を加えることによって生成されるためである。

【００１８】この例では、４倍だけベース配座を拡張した。もちろん、ベース配座は４より
も大きな倍数だけ拡張することもできる。たとえば、各次元において０または＋
／−2d_iの整数倍をベース配座内の点に加えることによって、さらに等価クラス
点を生成することができる。以下に示すように、性能上の能力とシステムの複雑
性とは、両方とも配座拡張が大きくなるほど増大する。ｃ個の点をもつ一般的な
正方形配座については、拡張配座点は各次元にcd_i/2の整数倍を加えることによ
って生成することができる。複数の配座点等価クラスを備える拡張配座を生成す
る別の方法は当業者には明らかであろう。以下に、ベース配座の回転により生成
される拡張配座を説明する。

【００１９】再び図１Ａを参照して、kn-rビット，ｖがオフセット剰余類代表発生器（offs
et coset representative generator）１８に送られる。発生器１８は、knオフ
セット（あるいは、さらに詳しくは、剰余類代表オフセット）ビットを生成する
。ｎ個のベース・シンボルｇとkn剰余類代表オフセット・ビットｔが拡張配座マ
ッピング装置２０により合成されて、拡張配座からｎ個の拡張シンボルｈを形成
する。上記の例では、ｋ＝２のとき、ベース・シンボルｇはベース配座に対応し
、ｋ個のオフセット・ビットが対応するシンボルの象限を選択する。ｎ個の拡張
シンボルがエルミート対称ブロック発生器２２によりＮ個の共役対称シンボルX
（X₀−X_N-1）のブロックにマッピングされる。エルミート対称ブロック発生器２
２においては、ｎ個のシンボルがシンボルX₁−X_N/2-1にマッピングされ、シンボ
ルX_N/2+1−X_N-1はX₁−X_N/2-1複素共役数である。Ｎ個のシンボルＸのブロックが
Ｎ個の周波数領域シンボルをＮ個の時間領域シンボルx(x₀-x_N-1)に変換する逆離
散フーリエ変換（IDFT: inverse discrete Fourier transform）装置２４などの
逆変換装置に送られる。摂動装置２６がＮ個の時間領域シンボルｘを変更して、
剰余類代表オフセット・ビットｔを変更してＮ個の時間領域シンボルの定義特性
を改善することによって、この例では以下に説明するようにピーク値を最小限に
抑えることによって、摂動時間領域ブロックｙを生成する。摂動時間領域ブロッ
クｙがパラレル−シリアル変換器２８に送られ、変換器２８は摂動時間領域ブロ
ックｙをパラレル形式からシリアル形式に変換して、チャネル上に送信する。

【００２０】ベース配座マッピング装置１６，オフセット剰余類代表オフセット発生器１８
，拡張配座マッピング装置２０およびエルミート対称ブロック発生器２２は、集
合的に信号マッピング装置２３を形成する。マッピング装置２３は、シリアル−
パラレル変換器１４から入力されたデータを周波数領域シンボルのブロックＸに
マッピングする。また、IDFT装置２４と摂動装置２６とが集合的に摂動／変換装
置２７を形成する。

【００２１】図３において、本発明による受信機４０の概略ブロック図が示される。チャネ
ルを通過した後の摂動時間領域シンボルｙがシリアル−パラレル変換器４４にお
いてシンボルｗとして受信される。変換器４４は、時間領域シンボルｗをシリア
ル形式で受信し、それを被受信時間領域シンボルｗ，w₀−w_N-1のブロックに変換
する。被受信時間領域シンボルｗ，w₀−w_N-1のブロックは離散フーリエ変換（DF
T）装置４６に送られ、装置４６が時間領域シンボルのブロックを被受信周波数
領域シンボルＷ，W₀−W_N-1のブロックに変換する。被受信周波数領域シンボルＷ
，W₀−W_N-1のブロックは周波数領域エコライザ装置４８に送られ、装置４８は被
送信摂動周波数領域ブロックＹ，Y₀−Y_N-1に対するチャネルの影響を考慮して、
被受信シンボルＷ，W₀−W_N-1をスケーリングして被送信ブロックＹ，Y₀−Y_N-1の
推定値であるシンボルＹ’，Y'₀−Y'_N-1を生成する。

【００２２】被送信摂動周波数領域ブロックＹ’の推定値がベース・シンボルおよびオフセ
ット抽出装置５０に送られ、装置５０はベース・シンボルｇと有効摂動オフセッ
ト・ビットｓとを抽出する。オフセット・ビットは図１Ａの摂動装置２６におい
て変更されているために、これらのビットは、正確には剰余類代表オフセット・
ビットｔとは対応しない。ベース・シンボルおよびオフセット抽出装置５０は、
まずＮシンボルのブロックＹにおいて送信されるｎ個のシンボルｇの各々を、対
応する拡張配座内の点に解読する。これらのｎ個のシンボルのオフセット・ビッ
トｓがオフセット・デコーダ５２に送られ、オフセット情報ビットｖ’を回復す
る。これは以下に説明するオフセット情報ビットｖと等価である。ｎ個のベース
・シンボルｇがベース配座マッピング解除装置（デマッパ）５４に送られて、ｍ
個のベース情報ビットｕを回復する。ベース・シンボルｇはベース配座内の点に
対応する。

【００２３】解読された情報ビットｕ，ｖはさらに処理されて、パーソナル・コンピュータ
などのデータ端末装置に送られる。オフセット剰余類代表発生器オフセット剰余類代表発生器１８を図４に、より詳細に図示する。１ｘ（kn-r
）行ベクトルと見なされるオフセット情報ビットｖが行列ブロック６０において
kn-rの行とkn列とを有する行列H^-Tにより後段乗算（モジューロ２）（すなわち
濾波）されて、剰余類代表オフセット・ビットｔの１ｘkn行ベクトルを生成する
。このビットｔは図１の拡張配座マッピング装置２０および摂動装置２６に送ら
れる。

【００２４】１ブロックについてｎ＝３個のシンボルが送信され、１シンボルについて１つ
の冗長ビットが存在する場合（ｒ＝３）場合の行列H^-Tの例は次のようになる：

【００２５】

【数１】

【００２６】この例では、オフセット情報ビットがｖ＝[v₀v₁v₂]で与えられるとすると、出
力ビットは単純にゼロを挟んだ入力ビットすなわちｔ＝[v₀０v₁０v₂０]と
なる。摂動装置摂動装置２６を図５に、より詳細に示す。摂動装置２６は、時間領域において
動作し、シンボルのブロックにを摂動を起こす。しかし、図１Ｂに示す摂動／変
換装置２７’における摂動装置２６’のように周波数領域で動作するよう容易に
変更することができる。kn剰余類代表オフセット・ビットｔが有効摂動発生器７
０に送られる。有効摂動発生器７０は、２^rの有効摂動ベクトル（または複雑で
なくするためにその部分集合）を生成する。ただしｒは冗長ビット数である。一
般に、「摂動」は加法的ではないが、以下の手法に従うと加法的であると見なす
ことができる。y₁を摂動ｉに対応する摂動時間領域ブロックとする。ただしｉ＝
０，１，．．．，２^r−１。p_i＝y_i−ｘとする。ただしｘ＝y₀。ベクトル｛p_i：
ｉ＝０，１，．．．２^r−１｝を「有効摂動ベクトル」と称し、ｘを「公称時間
領域ブロック」とする。

【００２７】摂動セレクタ７２がこれらの2^r個の有効摂動ベクトル（またはその部分集合）
p_i（p_i,₀−p_i,_N-1）を受信し、これらの摂動ベクトルの各々を公称時間領域ブロ
ックｘ（x₀−x_N-1）に加えて、y_i＝ｘ＋p_iを生成する。時間領域ピークの最も小
さいベクトルｙ（または他の目標関数を備える）が選択されて送信される。

【００２８】ｎ個のシンボルの各々に関して２^k倍だけ拡張することにより拡張配座が形成
されると、ｍ個のベース・ビットに加えてkn個のオフセット・ビットｔをシンボ
ルの各ブロックにおいてチャネル上に送信することができる。これらのknオフセ
ット・ビットのうち、kn-rの剰余類代表オフセット・ビットを用いて追加の情報
ビットを送付し、ｒ個の冗長ビットにより与えられる融通性を利用して変換領域
信号の補網の特性を改善する。ｒの値が大きいほど、変換領域信号の定義特性の
改善における融通性が大きくなるが、情報送信のビット速度は遅くなる。有効摂動発生器有効摂動発生器７０をバイナリ線形コードに基づいて説明する。ただし、当業
者には明白であろうが、この構造は非バイナリ・グループ・コードにも延長する
ことができる。

【００２９】図６の有効摂動発生器７０は、各シンボルのオフセット変更に対応する有効摂
動ベクトルを生成する。有効摂動発生器７０に与えられるkn個の剰余類代表オフ
セット・ビットｔがｒ行およびkn列を有する行列Ｇを用いて摂動コードワード発
生器８０が生成する被定義線形コードＣを表す剰余類を定義する。

【００３０】行列Ｇと図４の行列ブロックH^-TがGH^T＝０となるように選択される。ただし、
Ｈはkn-r行とkn列とを有する行列で、それ自身が特性H^-TH^T＝I_kn-rを満足する。
ただし、I_kn-rは(kn-r)x(kn-r)の単位行列である。言い換えると、H^TはH^-Tの右
逆数（right inverse）である。Ｇが行ランクｒを有し、Ｈが行ランクkn-rを有
することが求められる。ｎ＝３，ｒ＝３，ｋ＝２のとき行列Ｇの例は次のように
なる：

【００３１】

【数２】

【００３２】ここで、Ｇは任意の周知のバイナリ線形コードの生成行列として選定すること
ができ、ハミング距離特性に関して、あるいは他の別の規準に応じて最適化され
る切り捨てまたは終息畳込コードに対応する場合がある。

【００３３】 kn個の剰余類代表オフセット・ビットｔを用いて、有効摂動発生器７０は、行
列Ｇにより定義される有効コードワードc_iによりビットを排他的論理和演算すな
わちモジューロ２加算することによってオフセット・ビットｔを変更する。摂動
コードワード発生器８０が生成するコードワードは、cH^T＝０の特性を有する。
有効コードワードｃを剰余類代表オフセット・ビットｔで排他的論理和演算する
と、有効摂動オフセット・ビットｔで排他的論理和演算s_i＝ｔc_iを生成する。有
効摂動オフセット・ビットs_iが摂動マッピング装置８２およびエルミート対称ブ
ロック発生器８４を介してＮシンボル・ブロックP_iにマッピングされる。これに
ついては下記に説明する。この選択プロセスによって、有効摂動オフセット・ビ
ットs_iのうち任意のビットが用いられ、以下に説明するようにオフセット情報ビ
ットｖに解読される。

【００３４】 kn個の有効摂動オフセット・ビットs_iの各集合はシンボル毎のｋオフセット・
ビットと対応する。ｋ＝２，ｒ＝ｎを前提とする上記の例で続けると、オフセッ
ト・ビットs_iがｎシンボルの象限を定義する。同様に、シンボル毎にｋ＝２ビッ
トが元のベース配座点を含む等価クラス内の適切な点を生成するために必要とさ
れるベース配座ないの点の変位を定義する。公称時間領域ブロックｘにおいては
、オフセット・ビットはｔにより定義される。同様にこの例では、有効摂動オフ
セット・ビットs_iが被送信シンボルの象限の変化に対応する。ｔはオフセット情
報ビットｖから生成されたことを思い出されたい。従って、ｔから形成される有
効摂動オフセット・ビットs_iは情報に依存する。

【００３５】 H^-Tが上記の例で定義され、ｒ＝ｎ（１シンボルにつき１個の冗長ビット）の
場合、未修正の剰余類代表オフセット・ビットｔは、ｎ対のビットからなる。こ
のとき各対の第２ビットはゼロである。従って、剰余類代表オフセット・ビット
ｔは、００と１０とにより表される２つの象限のうちの１つから選択するに過ぎ
ない。この例では、有効コードワードc_iは、ｎ対のビットからなり、各対の第１
ビットが０になる。対の第２ビットがゼロでない場合、c_iは００から０１に、あ
るいは１０から１１に象限を修正する。ｄをベース配座内の近隣点間の距離とす
る。この例では、象限００がベース配座を含む象限を示すものと定義されると、
象限１０はベース配座の下の象限，象限０１がベース配座の左側の象限，象限１
１が残りの象限として定義され、有効摂動オフセット・ビットは各シンボルにつ
いて０または−2dの摂動だけ情報に依存する剰余類代表オフセット・ビットｔに
より選定される剰余類を修正する。

【００３６】摂動マッピング装置８２は、有効摂動オフセット・ビットs_iの各集合をｎシン
ボル摂動にマッピングする。これらのｎシンボル摂動は、ｔからs_iへとオフセッ
ト・ビットを変更することに由来する結果の摂動を表す。h_i’により、ベース・
シンボルｇとオフセット・ビットs_iに対応するｎ拡張シンボルを表す。ｎ摂動シ
ンボルq_iはh_i’とｈとの差、すなわちq_i＝h_i’−ｈである。上記の例では、q_iは
各シンボル内に０または−2dの摂動を含む。

【００３７】有効摂動オフセット・ビットs_iの各集合に関して、ｎ個の摂動シンボル（上記
の例では各シンボルに関して０または−2d）がエルミート対称ブロック発生器８
４により、複素共役対称を持つＮシンボル周波数領域シンボルP_iにマッピングさ
れる。エルミート対称ブロック発生器８４の動作は上記に説明された。周波数領
域シンボルP_iはIDFT装置８６に送られて、2^r時間領域摂動ベクトルp_iを生成する
。

【００３８】当業者には明白であろうが、ｋ，ｒ，Ｈ，Ｇの値が異なっていると異なる摂動
ベクトルが得られる。また、シンボルに対するビットのマッピング法が異なると
、異なる摂動ベクトルが得られる。生成される有効摂動ベクトルはオフセット情
報ビットｖに依存する。

【００３９】一般に、ｋ，Ｈ，Ｇ，ｒが一定で、マッピング法が一定である場合は、2^rの有
効摂動ベクトルの集合は2^knの可能な時間領域摂動ベクトルの集合から求められ
る。上記のように着信するｔの各々に関してこれらの有効摂動ベクトルを生成す
る代わりに、有効摂動ベクトル発生器７０がメモリ内に2^kn個すべての時間領域
摂動ベクトルを格納して、これらの摂動ベクトルのうちどの2^r個（またはその部
分集合）が与えられるｔに関して有効であるかを決定するために剰余類代表オフ
セット・ビットｔを用いることもできる。拡張配座が上記のように加法的拡張で
ない場合、摂動シンボルは、剰余類代表オフセット・ビットｔだけでなくベース
・シンボルｇにも依存することに留意されたい。この場合、2^kn個以上の可能な
時間領域摂動ベクトルが存在することになる。摂動セレクタ摂動セレクタ７２を図７に、より詳細に示す。2^r個の有効時間領域摂動ベクト
ルp_iの各々に関して、摂動時間領域ブロックy_iがブロック９０により計算される
。ただしy_i＝ｘ＋p_iである。次に、計算されるy_i摂動時間領域ブロックのすべて
がブロック９２で評価され、ピーク値の最も小さいy_iが送信すべきシンボルの摂
動時間領域ブロックとして選択される。ベース・シンボルおよびオフセット抽出装置図３のベース・シンボルおよびオフセット抽出装置５０は、周波数領域等価ブ
ロックＹ’を拡張配座内のｎ個のシンボル点にマッピングする。拡張配座内の各
点は、ベース配座内の各点と等しい（等価クラス代表）。オフセットは、2^k個の
等価点のうちどの点が実際に送信されたかを示す。2^k個の等価クラス点は、１シ
ンボルにつきｋ個のオフセット・ビットにより表される。送信される等価クラス
点は、kn個のオフセット・ビットｓにより表される。これらのオフセット・ビッ
トがオフセット・デコーダ５２に送られ、デコーダ５２はオフセット・ビットに
エンコードされる情報ビットを決定する。これについては下記に説明する。ベー
ス配座内のｎ個の等価クラス代表は、被送信ベース・シンボルｇの推定値であり
、ベース配座マッピング解除装置５４に送られる。この装置が、被送信ベース情
報ビットuの推定値にこれらの点のマッピングを解除する。オフセット・デコーダ図８により詳細に示されるオフセット・デコーダ５２は、行列ブロック１００
を備える。行列ブロック１００においては、オフセット・ビットｓの１ｘkn行ベ
クトルがkn行およびkn-r列を有する行列H^Tにより後段乗算（モジューロ２）（す
なわち濾波）されて、オフセット情報ビットｖ’の１ｘ（kn-r）行ベクトルを回
復する。

【００４０】有効摂動オフセット・ビットs_iの候補の各々がどのようにして同じオフセット
情報ビットに解読されるかを示すために、エンコーディングのプロセスと解読の
プロセスとを数学的に表現しなければならない。回復される情報ビットｖ’（解
読）は次のように数学的に表現することができる：

【００４１】

【数３】

【００４２】そして有効摂動オフセット・ビットｓ（エンコーディング）は次のように数学的
に表現することができる：

【００４３】

【数４】

【００４４】ただしｃ＝rGは図６の摂動コードワード発生器８０により生成される有効コード
ワードである。等式（４）の右側をｓに関して等式（３）に代入すると、以下の
式が導かれる：

【００４５】

【数５】

【００４６】Ｇ，H^T，H^-Tを次の条件（１），（２）が満足されるように選択する：（１）H^TH^-T＝Ｉ（ただしＩは単位行列）；（２）GH^T＝０。すると、ｒの値に関
わらずｖ’＝ｖとなる。フレーム準拠摂動 DMT準拠システムなどのブロック準拠システムにおいては、ビットがＮシンボ
ルのブロックにマッピングされる。上記に説明する本発明においては、オフセッ
ト・ビットがブロック毎に修正されることを前提とする。言い換えると、Ｎシン
ボルのブロック上に送信されるｎ＝N/2-1すべてのシンボルが合同して摂動され
る。場合によっては、ブロックをｎシンボルよりも少ないサイズを有するフレー
ムに分割することが便利なことがある。たとえば、ｎとｒが大きい場合、有効摂
動ベクトルの大きな集合を生成，格納および／または試験しなければならない。
より小さいフレーム・サイズを用いて、摂動がフレーム毎に実行されると、試験
，格納および／または生成しなければならない有効摂動ベクトルの数が減る。こ
の方法の代償は、性能に多少低下が起こることである。これは、摂動がフレーム
毎に所望の特性を最適化するよう選択されるためである。これらの性能は、以下
に説明する先取り（ルックアヘッド）を用いることで多少は回復することができ
る。これにより、もちろんシステムは複雑になる。

【００４７】フレーム準拠摂動を行う場合、本発明の送信機は次の２点で異なる：１）オフ
セット剰余類代表発生器が以下に示すようにkn/fビットのｆフレームで動作する
；２）摂動装置がその入力を分割して、以下に示すようにkn/fビットのｆフレー
ムで動作する。また、本発明の受信機は次の２点で異なる；すなわち、オフセッ
ト・デコーダがその入力を分割し、以下に示すようにkn/fビットのｆフレームで
動作する。

【００４８】説明を簡単にするために、n/fは整数であると想定することが最も容易である
ことに注目されたい。そうでない場合は、オフセット剰余類代表発生器と摂動装
置およびオフセット・デコーダは、異なるサイズのフレーム上で動作する必要が
ある。その場合でも、n/fが整数でない場合への一般化は簡単である。フレーム準拠オフセット剰余類代表発生器図９のオフセット剰余類代表発生器１８ａは、kn-r情報ビットｖを受信しkn-r
ビットｖをサイズkn/f−r/fのフレームに分割するフレーム分割器１１０を備え
る。これらのフレームはv_iと示され、ｎ＝n/fおよびｒ’＝r/fである。このため
、ｆ個のフレームの各々に関して、kn'-r'の情報ビットがv_iを介して送信され、
ｒ’冗長ビットを用いて変換領域シンボルの所望の特性を改善する。オフセット
情報ビットのこれらの１ｘ（kn'-r'）フレームは行列ブロック１１２₀−１１２_f _-1 において、kn'-r'行とkn'列とを有する行列H^-Tにより後段乗算（モジューロ２
）（すなわち濾波）されて、kn'剰余類代表オフセット・ビットt_j(t_o−t_f-1)の
１ｘkn'フレームを生成する。ｆフレーム(t_o−t_f-1)はフレーム集中器１１４内
に連結されて、kn剰余類代表オフセット・ビットｔを形成する。このビットは図
１の拡張配座マッピング装置２０と図１０の摂動装置２６ａに送られる。フレーム準拠摂動装置図１０Ａの摂動装置２６ａは、フレーム分割器１２０を備える。この分割器は
、kn剰余類代表オフセット・ビットｔを受信し、このビットをt_o−t_f-1で示され
るサイズkn'のｆフレームに分割する。あるいは、サイズkn'のフレームを図９の
オフセット剰余類代表発生器１８ａから直接得ることもできる。剰余類代表オフ
セット・ビットt_jの各フレームは、有効摂動発生器１１２_j（１１２₀−１１２_f- ₁ ）に送られ、発生器は2^rの有効摂動ベクトル（またはその部分集合）を生成し
て、これらをｊ番目のフレームに対応するｊ番目の摂動セレクタ１２４_j（１２
４₀−１２４_f-1）に送る。

【００４９】一般に、摂動は加法的ではないが、以下の方法で加法的であると見なすことが
できる。y_j,₁を摂動ｉに対応する摂動時間領域ブロックとする。ただしｉ＝０，
１，．．．，２^r−１。p_j,i＝y_j,i−y_j,0として、y_j,o＝y_j-1とする。これにつ
いては後述する。ベクトル｛p_j,i：ｉ＝０，１，．．．２^r−１｝を剰余類代表
オフセット・ビットt_jのｊ番目のフレームに対応する「有効摂動ベクトル」と称
する。

【００５０】ｊ番目の摂動セレクタに、剰余類代表オフセット・ビットt_jのｊ番目のフレー
ムに対応する2^rの有効摂動（またはその部分集合）ベクトルp_j,iが与えられる。
また、y_j-1"と示される摂動セレクタ１２４_j-1の出力も与えられる。第１摂動セ
レクタである、摂動セレクタ１２４₀には、公称時間領域ブロックｘが与えられ
る。これをy_-1"と示す。摂動セレクタ１２４_jは、摂動セレクタ１２４_jに与えら
れる有効摂動ベクトルの各々に関してy_j,i＝y_j-1"＋p_j,iを計算する。また時間
領域ピークが最も小さいy_j"を摂動セレクタ１２４_j+1に与える。最後の摂動セレ
クタである摂動セレクタ１２４_f-1はｙ＝y_i-1"をチャネルに出力する。

【００５１】摂動装置２６ａにおいて、摂動がフレーム毎に逐次選択される。この装置の性
能は、先取りを組み込むことによって改善することができる。すなわち、現行フ
レームのみに基づく有効摂動オフセット・ビットs_jと対応する摂動出力ベクトル
y_j"とを選択せずに、摂動セレクタ１２４_jは現行フレームと将来のフレームに関
する有効摂動オフセット・ビットｓとを用いて、どの摂動出力ベクトルが最もピ
ーク時間領域電力が低くなるかを決定することができる。

【００５２】この考え方を説明するために、まず先取り深さ１を考える。図１０Ｂの摂動装
置２６ｂは、摂動セレクタ１２４_jを備える。摂動セレクタ１２４は、摂動セレ
クタ１２４_j+1に入る摂動ベクトルを見つけて、どの有効摂動オフセット・ビッ
トs_jが有効オフセット・ビットs_j+1と合成されて、y_j+1"＝y_j-1"＋s_j＋s_j+1のピ
ーク電力を最も軽減するかを判断する。次にベクトルy_j"＝y_j-1"＋s_jが摂動セレ
クタ１２４_j+1に出力される。同様に、摂動セレクタ１２４_j+1は摂動セレクタ_j+ ₂ を先取りする。

【００５３】先取り深さがΔの場合、摂動セレクタ１２４_jは摂動セレクタ１２４_j+1ないし
１２４_j+Δに入る有効摂動ベクトルを先取りして、どの有効摂動オフセットビッ
トs_jが有効摂動オフセット・ビットs_j+1−s_j+Δと合成されてy_j+1"＝y_j-1"＋s_j
＋s_j+1＋．．．＋s_j+Δのピーク電力を最も軽減するかを判断する。この装置の
実行例においては、ブロック境界を超えて先取りすることはできないことに留意
されたい。従って、最後のΔ−１の摂動セレクタはΔより小さい先取り深さを持
つことになる。さらに、最後のΔ−１の摂動セレクタは、摂動セレクタｆ−Δ−
１において完全に決定される。摂動装置２６ｂは、先取り深さΔ＝１を有する。
シンボルの時間領域ブロックのピーク電力を改善しようとする場合、ブロック境
界を超える先取りを行っても役に立たない。その他の目標関数に関しては、ブロ
ック境界を超える先取りが有用な場合もある。当業者には明白であろうが、本発
明はブロック境界を超える先取りを行うよう修正することができる。先取り深さ
Δが１ブロック内のフレーム数ｆと等しい場合は、この方法により上記の第１摂
動セレクタまで軽減する。すなわち、サイズｎシンボルの１フレームを想定する
場合と等しい。フレーム準拠有効摂動発生器図１１に有効摂動発生器１２２₀−１２２_f-1の構造を示す。有効摂動発生器に
は、ｎ’シンボルのフレームに対応するkn'ビットの個々のフレームが備えられ
、ピーク電力を最小限に抑えるために時間領域シンボルｘを修正するために用い
られるＮシンボルの有効摂動ベクトルを生成する。

【００５４】有効摂動発生器は、各フレーム内のｎ’シンボルに関するオフセット・ビット
の変更に対応する有効摂動ベクトルを生成する。有効摂動発生器に与えられるkn
'剰余類代表オフセット・ビットt_jが、ｒ’行とkn'列とを有する行列Ｇを用いて
摂動コードワード発生器１２６により生成される定義された線形コードＣに関す
る剰余類代表を定義する。行列Ｇと行列ブロックH^-T（図１のオフセット剰余類
代表発生器１８内の）がGH^T＝０となるよう選択される。ただし、Ｈは、kn'−ｒ
’行とkn'列とを有する行列であり、それ自身がH^-TH^T＝I_kn'-r'の特性を満足す
る。このときI_kn'-r'は(kn'-r')ｘ(kn'-r')単位行列である。言い換えると、HT
はH^-Tの右逆数である。Ｇが行ランクｒ’を、Ｈが行ランクkn'-r'を有すること
を必要とする。

【００５５】摂動コードワード発生器１２６においては、2^r'コードワード（またはその部
分集合）c_i＝r_iGがr_iで示されるｒ’冗長ビットに関して2^r'の可能な選択肢（ま
たはその部分集合）をすべてＧにより後段乗算することによって、生成される。
摂動コードワード発生器１２６により生成されるコードワードは、cH^T＝０の特
性を有する。2^r'の有効コードワードc_iがある。kn'剰余類代表ビットt_jを用いて
、有効摂動発生器はビットを摂動コードワード発生器１２６により定義される有
効コードワードc_iで排他的論理和演算すなわちモジューロ２加算することによっ
て、剰余類代表符号ビットt_jを変更する。それに由来する有効摂動ビットs_j,i＝
t_jc_iが摂動マッピング装置１２８とエルミート対称ブロック発生器１３０十を介
してＮシンボル・ブロックP_j,iにマッピングされる。この選択プロセスにより、
有効摂動ビットs_j,iのうち任意のビットを用いることができ、それが以下に説明
するように情報ビットv_jに解読されることに注目されたい。

【００５６】摂動マッピング装置１２８は、有効摂動オフセット・ビットs_j,iの各集合をn'
シンボル摂動q_j,i'にマッピングする。これらn'シンボル摂動は、t_jないしs_j,i
のフレームｊのオフセット・ビットを変更した結果の摂動を表す。h_jがｈのn'拡
張シンボルのｊ番目のフレームを示すものとする。これらの拡張シンボルは、ベ
ース・シンボルｇとオフセット・ビットt_jから決定された。ベース・シンボルｇ
とオフセット・ビットs_j,iに対応するn'拡張シンボルをh_j,i'により示す。n'摂
動シンボルq_j,i'は、h_j,i'とh_jとの差、すなわちq_j,i＝h_j,i−h_jである。これら
のn'シンボル摂動q_j,_i'がq_j,i、ｎシンボル摂動の集合にマッピングされる。た
だし、ｎシンボル摂動q_j,iの集合内のn'シンボルのｊ番目のフレームのみが非ゼ
ロである。有効摂動オフセット・ビットs_j,iの各集合に関して、ｎ摂動シンボル
がエルミート対称ブロック発生器１３０により複素共役対称を持つＮシンボル周
波数領域シンボルP_j,iにマッピングされる。エルミート対称ブロック発生器１３
０の動作は上記に説明した。周波数領域シンボルP_j,iがIDFT装置１３２に送られ
、2^r'時間領域摂動ベクトルp_j,iを生成する。

【００５７】当業者には明白であろうが、ｋ，ｒ’，Ｈ，Ｇの値を異なるものにすると、異
なる摂動ベクトルが誘導される。また、ビットをシンボルにマッピングする場合
に異なる方法を用いると、異なる摂動ベクトルが得られる。生成される有効摂動
ベクトルは情報ビットv_jに依存する。一般に、ｋ，Ｈ，Ｇ，ｒ’の値が一定で、
マッピング法が一定であると、2^r'有効摂動ベクトルの集合は2^kn'の可能な時間
領域摂動ベクトルの集合から得られる。上記のように、着信する各t_jに関してこ
れらの有効摂動ベクトルを生成せずに、有効摂動ベクトル発生器が2^kn'の可能な
時間領域摂動ベクトルをすべてメモリ内に格納し、剰余類代表オフセット・ビッ
トt_jを用いて、これらの摂動ベクトルのうち、どの2^r'個分のベクトル（または
その部分集合）が特定のt_jに関して有効であるかを決定することもできる。拡張
配座が上記のような加法的拡張でない場合は、摂動シンボルは剰余類代表オフセ
ット・ビットt_jだけでなくベース・シンボルｇにも依存することに注目されたい
。この場合は、2^kn'以上の可能な時間領域摂動ベクトルが存在する。フレーム準拠摂動セレクタ図１２に、摂動セレクタ１２４_j（１２４₀−１２４_f-1）をより詳細に示す。2 ^r' の有効時間領域摂動ベクトルp_j,i（またはその部分集合）の各々に関して、摂
動時間領域ブロックy_j,iがブロック１４０により計算される。すなわちy_j,i＝y_j _-1 "＋p_j,iである。（注記：摂動セレクタ１２４₀に対する入力はy_-1"＝ｘである
。）計算されるy_j,i摂動時間領域ブロックのすべてがブロック１４２において評
価され、最もピーク値の小さいy_j"＝y_j,iが摂動セレクタ１２４_j+1に与えられる
シンボルの摂動時間領域ブロックとして選択される。（注記：摂動セレクタ１２
４_f-1の出力がチャネルy_f-1"＝ｙに出力される。）フレーム準拠オフセット・デコーダ図１３のオフセット・デコーダ５２ａは、kn'有効摂動オフセット・ビットｓ
をそれぞれkn'＝kn/fビットのフレームに分割するフレーム分割器１５０を備え
る。各フレームs₀−s_f-1が行列ブロック（１５２₀−１５２_f-1）に与えられる。
ｊ番目の行列ブロックにおいて、１ｘkn'有効摂動オフセット・ビットのｊ番目
のフレームがkn'行およびkn'-r'列を有する行列H^Tにより乗算（モジューロ２）
（すなわち濾波）されて、１ｘ（kn'-r'）オフセット情報ビットv'_jのｊ番目の
フレームを回復する。オフセット情報ビットv'₀−v'_f-1のｆフレームがフレーム
連結器１５４に送られ、連結器１５４はｆフレームを連結してkn-rオフセット情
報ビットv'の推定値を形成する。

【００５８】有効摂動オフセット・ビットs_j,iの候補の各々が同じオフセット情報ビットv_j にどのように解読されるかを説明するためには、エンコーディングと解読のプロ
セスを数学的に表現しなければならない。回復されるオフセット情報ビットv_j’
（解読）は次式で数学的に表すことができる：

【００５９】

【数６】

【００６０】また有効摂動オフセット・ビットs_j（エンコーディング）は次式で数学的に表す
ことができる：

【００６１】

【数７】

【００６２】ただしｃ＝rGは図１１の摂動コードワード発生器１２６により生成される有効コ
ードワードである。式（７）の右辺をｓに関して式（６）に代入すると、次式が
導かれる：

【００６３】

【数８】

【００６４】次の条件が満たされるようにＧ，HT，H-Tを選択する：（１）H^TH^-T＝Ｉ（ただし
Ｉは単位行列）；（２）GH^T＝０。すると、ｒの値に関わらずv_j’＝v_jとなる。スプリッタレス動作スプリッタなしで動作する非対称デジタル加入者線（ADSL）モデムにおいては
、送信されるADSL信号がPOTS電話の音声帯域（０−４kHz）で干渉を起こす。こ
の干渉は、POTS電話の非線形装置による相互変調効果の結果である。この干渉は
、上記の本発明を利用して被送信信号の適切な目標関数を改善することによって
削減することができる。可能な目標関数の１つに、被送信ADSL信号が2kHzの非線
形性を通過した後で信号のスペクトルにノッチを形成する方法がある。

【００６５】下付文字ｋで時間を表す。X(k)はｋ番目の非摂動時間領域DMTシンボル・ブロ
ックを表し、x(k+1)はk+1番目のブロックを表すものとする。同様にy_k'はｋ番目
の被送信摂動時間領域DMTシンボル・ブロックを示し、y(k+1)はk+1番目のシンボ
ル・ブロックを示すものとする。Z(k)が図１４のスペクトル計算機１６４の出力
、すなわち2kHzで評価されるPOTSの非線形性の後で、時間ｋまでに送信される被
送信信号ｙのスペクトルを表すものとする。

【００６６】この目標関数は、上記に開示される本発明により改善することができる。実際
には、摂動セレクタの選択規準に新たな目標関数を組み込むことによってこれを
実現することができる。図１４に示すように、本実施例の摂動セレクタ７２ａは
、摂動器１６０，非線形装置１６２，スペクトル計算機１６４およびセレクタ１
６６で構成される。摂動器１６０は、有効摂動ベクトルの各々で公称時間領域ブ
ロックｘを修正して、候補送信ブロックy_iを生成する。これらのブロックがPOTS
の非線形性を模倣する非線形装置１６２に送られる。スペクトル計算機１６４は
、2kHz付近の非線形変形信号の電力を計算し、セレクタ１６６がスペクトル計算
機１６４の出力を最小限にする候補摂動時間領域ブロックy_iを選定する。

【００６７】上記の例では、図２に関して説明された「加法的」配座拡張を想定した。この
特定の目標関数に関しては、以下に説明する代替の配座拡張を用いることによっ
て更なる利点を得ることができる。とりわけ、以下に明らかにされるように、実
行の複雑性を大幅に軽減することができる。

【００６８】図１６の回転拡張配座１７０は、図２に示すようにベース配座を移動させる（
これを上記では加法的配座拡張と称した）のではなく、ベース配座１７２内のシ
ンボルを回転することにより形成される。

【００６９】図１５に示される例では、１シンボルについて２ビットを送信することのでき
るベース配座１７２を備えるDMTシステムを考察する。ベース配座１７２には、
点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが含まれ、これらの点からベース配座シンボルが図１のベース
配座マッピング装置１６により選択される。ベース配座１７２は、４倍だけ拡張
されて、１６点配座を形成する。かくして、拡張配座内のどの等価点が送信され
るかを決定するには、１シンボルについてｋ＝２ビットが必要とされる。拡張は
いざ１７０は、ベース配座１７２と、各々がＡないしＤと記される４つの点を含
む拡張領域１７４，１７６，１７８とを備える。拡張配座１７０は、ベース配座
内の各点を０度，９０度，１８０度および２７０度回転させることによって、ベ
ース配座１７２から形成される。

【００７０】ｎベース・シンボルｇの各々に関して、ベース配座マッピング装置１６は、ベ
ース配座１７２内の点を選定する。図１の拡張配座マッピング装置２０は、kn'
または2n（１シンボルについて２ビット）の剰余類代表オフセット・ビットｔ
を用いて、ｎシンボルを０度，９０度，１８０度および２７０度回転させる。１
シンボルにつき２ビットのマッピングを定義する１つの方法として、００が０度
の回転に、０１が９０度の回転に、１１が１８０度の回転に、１０が２７０度の
回転に対応する。

【００７１】実行時の複雑性を軽減するために、この方法ではIDFTの再計算を必要としない
摂動コードワードを用いる。すなわちｒ行とknまたは2r行とを有する図１の摂動
コードワード発生器８０の行列Ｇの行を選択して、この行列から生成されるコー
ドワードc_iが公称時間領域ブロックｘから容易に得ることのできる摂動時間領域
ブロックy_iを導くようにする。Ｇ，Ｈ^T，H^-Tは、GH^T＝０およびH^-TH^T＝Ｉ_2nx2n
となるよう選定されなければならないことを想起されたい。ただしＩ_2nx2nは2nx
2n単位行列である。

【００７２】このように複雑性が軽減された方法は、行列Ｇについて３行を可能にすること
により実現することができる。これは、ｒ＝３冗長ビットにも対応する。ｎ＝８
として、この３行は次の通りである：１．１１１１１１１１１１１１１１１１；ｘの符号反転に対応す
る。２．００００００００００００００００；ｘのN/2サンプルの回
転に対応する。３．０００１１１１００００１１１１０；ｘのN/4サンプルの回
転に対応する。

【００７３】この例では、２³＝８の可能な摂動y_iに対応するｒ＝３冗長ビットが存在する
。セレクタ１６６は、これらの８個の摂動から最も良いものを選択して、スペク
トル計算機１６４の出力を最小限に抑える。すなわちPOTSの非線形性により変形
された後で被送信ブロックｙのスペクトルにおいて2kHzでヌルを生成する。これ
らの摂動は、被送信シンボルのピークを変えることはないが、被送信シンボルの
非線形的に変形されたスペクトルを整形するために用いることができることに注
目されたい。

【００７４】図１４の摂動セレクタ７２ａは、先取りを組み込むことによって性能を改善す
ることができる。１段階の先取りにより、摂動セレクタは、摂動時間領域ブロッ
クy(k)を選択して、y(k)がy(k+1)に関して最良の選択肢と組み合わされてスペク
トルZ_k+1におけるヌルが最も深くなるようにする。Δ段階の先取りでは、ｋ番目
のブロックに関して動作する摂動セレクタが摂動時間領域ブロックy(k)を選択し
て、y(k+1)−y(k+Δ)に関する最良の選択肢と組み合わされてスペクトル計算機
の出力を最小限にするようにする。

【００７５】上記の例では、非コード化システムに関して説明したが、本発明はコード化シ
ステム、たとえばトレリス・コード化システムの場合にも、当業者には明白な方
法で容易に拡張することができる。

【００７６】本発明はコンピュータ・ディスクまたはメモリ・チップなどのコンピュータで
利用可能な媒体上に格納することのできるソフトウェアおよび／またはファーム
ウェアにおいて具現することができることに注目されたい。本発明はまた、本発
明がたとえばインターネットなど電気的に送信されるソフトウェア／ファームウ
ェア内に実現される場合などに、搬送波内に具現されるコンピュータ・データ信
号の形式をとることもある。

【００７７】本発明は、神髄または本質的特性から逸脱することなく、他の特定の形式に具
現することができる。説明される実施例は、あらゆる点において、説明のための
ものに過ぎず、制限するためのものではない。従って、本発明の範囲は、上記の
説明ではなく添付の請求項によって示される。請求項と同等の意味および範囲を
有するすべての変更点は、その範囲に入るものとする。

【図面の簡単な説明】

【図１Ａ】本発明により構築されるDMT送信機の概略ブロック図である。

【図１Ｂ】本発明により構築される代替のDMT送信機の概略ブロック図で
ある。

【図２】本発明による拡張信号点配座である。

【図３】本発明により構築される受信機の概略ブロック図である。

【図４】図１Ａおよび図１Ｂのオフセット剰余類代表発生器の概略ブロッ
ク図である。

【図５】図１Ａの摂動装置の概略ブロック図である。

【図６】図５の摂動装置における有効摂動発生器の概略ブロック図である
。

【図７】図５の摂動装置における摂動セレクタの概略ブロック図である。

【図８】図３の受信機のオフセット・デコーダの概略ブロック図である。

【図９】図１Ａおよび図１Ｂのオフセット剰余類代表発生器の代替のフレ
ーム準拠構造の概略ブロック図である。

【図１０Ａ】図１Ａの摂動装置の代替のフレーム準拠構造の概略ブロック
図である。

【図１０Ｂ】先取りを組み込む図１０Ａの摂動装置の概略ブロック図であ
る。

【図１１】図１０Ａに示される有効摂動発生器の概略ブロック図である。

【図１２】図１０に示される摂動セレクタの概略ブロック図である。

【図１３】図３のオフセット・デコーダの代替のフレーム準拠構造の概略
ブロック図である。

【図１４】 DSLスプリッタレス用途における図５の摂動セレクタの代替構
造の概略ブロック図である。

【図１５】本発明による代替の回転拡張信号点配座である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者ジアン・ヤングアメリカ合衆国マサチューセッツ州 02048 マンスフィールドコロニアル・ドライブ43 (72)発明者アラダーナ・ナルラアメリカ合衆国マサチューセッツ州 02166 アウバーンデイルグローブ・ストリート・ナンバー７ 290 (72)発明者フランク・ロバート・クシシャングカナダ国オンタリオ州エル５ジェイ１エム６ミシサウガハートランド・ドライブ1998 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FA01 FD02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変換領域シンボルの定義特性を改善する装置であって：第１領域において入力データをシンボルのブロックにマッピングする信号マッ
ピング装置；および前記第１領域における前記シンボルのブロックと対応するオフセット・ビット
とに応答して、摂動変換領域シンボルのブロックを生成し、前記変換シンボルの
前記定義特性を改善する摂動／変換装置；によって構成されることを特徴とする装置。
【請求項２】前記摂動／変換装置が：前記信号マッピング装置に応答して、前記第１領域においてシンボルの各ブロ
ックを変換領域シンボルのブロックに変換する反転変換装置；および前記反転変換装置と前記対応のオフセット・ビットとに応答して、変換領域シ
ンボルの各ブロックを選択的に摂動させ、摂動変換領域シンボルの前記ブロック
を形成する摂動装置；によって構成されることを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項３】前記摂動／変換装置が：前記信号マッピング装置に応答して、シンボルの各ブロックを選択的に摂動さ
せて摂動シンボルのブロックを形成する摂動装置；および前記摂動装置に応答して、前記第１領域において摂動シンボルの前記ブロック
を摂動変換領域の前記ブロックに変換する反転変換装置；によって構成されることを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項４】請求項１記載の前記摂動／変換装置により形成されるシンボ
ルを受信および解読する受信機。
【請求項５】所定の規準を満足する摂動変換領域シンボルのブロックを選
択するセレクタによってさらに特徴化される請求項１記載の装置。
【請求項６】前記所定の規準が最小の最高平均電力比であることを特徴と
する請求項５記載の装置。
【請求項７】前記所定の規準が音声帯域における最小量の非線形干渉であ
ることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項８】摂動変換領域シンボルの前記被選択ブロックを送信する送信
機によってさらに特徴化される請求項５記載の装置。
【請求項９】摂動シンボルの前記被受信ブロックを周波数領域シンボルに
変換する変換装置；ベース・シンボルおよび摂動オフセット・ビットを抽出し、前記ベースシンボ
ルをベース情報ビットに変換するオフセット抽出装置；および前記摂動オフセット・ビットをオフセット情報ビットに変換するオフセット・
デコーダ；によって特徴化される摂動シンボルのブロックを受信する受信機。