JP2002217992A

JP2002217992A - 復調装置および復調方法

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Publication number: JP2002217992A
Application number: JP2001008474A
Authority: JP
Inventors: Ippei Jinno; 一平神野; Mikihiro Ouchi; 幹博大内; Hisaya Kato; 久也加藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-01-17
Filing date: 2001-01-17
Publication date: 2002-08-02

Abstract

(57)【要約】【課題】受信状態や変調方式にかかわらず、また固定
劣化の増加を招くことなくチューナの局部発振器の位相
雑音の影響を補正する。【解決手段】チューナのＶＣＯ９０１を制御するＰＬ
Ｌ９において、基準発振器９０５の出力とＶＣＯ９０１
の出力とを位相比較器９０９で位相比較した結果からＶ
ＣＯ９０１の瞬時位相ずれを検出し、位相変換器１０で
搬送波の位相角度に変換し、その位相角度をＡＦＣルー
プのＮＣＯ１６に帰還することで、ＶＣＯ９０１の瞬時
位相ずれをフィードフォワード形式で補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、衛星・地上・ＣＡ
ＴＶのディジタル放送における復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、復調装置は、特許第２７６６２６
７号に記載されたものが知られている。図１３はその構
成を示すもので、入力信号はＰＳＫ変調波である。この
入力信号は２分配され、一方は位相比較器１０１、ルー
プフィルタ１０２、ＶＣＯ（電圧制御発振）回路１０３
で構成される一般的なキャリア再生ＰＬＬ（位相同期ル
ープ）回路に導かれ、他方は位相雑音検出器１０４に導
かれる。但し、ここで用いるループフィルタ１０２は帯
域を設定する時定数を調整できるようになっている。上
記ＰＬＬ回路は、位相比較器１０１で入力信号とＶＣＯ
回路１０３からの局部発振信号とを位相比較して位相差
を求め、この位相差信号をループフィルタ１０２で電圧
信号に変換し、この電圧信号でＶＣＯ回路１０３の発振
周波数を制御するものである。ＶＣＯ回路１０３の発振
周波数信号はキャリア再生信号として出力され、同時に
位相雑音検出器１０４に送られる。この位相雑音検出器
１０４に入力信号及びキャリア再生信号から相対的な位
相雑音強度を求め、この位相雑音強度に応じて上記ルー
プフィルタ１０２の帯域を制御するものである。このル
ープフィルタ１０２の帯域は位相雑音が大きいときには
広帯域に、位相雑音が小さいときには狭帯域に制御され
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】復調装置に入力される
変調信号の位相雑音劣化の要因としては、復調装置の前
段に接続されるチューナにおいて選局のために使用され
る局部発振器の位相雑音の影響が支配的である。従来例
の構成では、このチューナの位相雑音が大きい場合に
は、復調装置のＶＣＯ１０３を制御するＰＬＬのループ
フィルタ１０２の帯域幅が広帯域に設定されるので、位
相雑音によって発生する復調信号の位相方向ジッタを抑
えこむことはできる。但し、ＰＬＬループの雑音帯域幅
も広がるために位相雑音が小さい場合、すなわちループ
フィルタが狭帯域の場合に比べると受信性能が悪化する
（固定劣化が大きくなる）という問題点があった。

【０００４】また、位相雑音量の判定の基準点として、
復調後の信号を符号点に識別した結果を用いるために、
Ｃ／Ｎ劣化等で受信状態が劣化した場合や、Ｎ値ＰＳ
Ｋ、Ｍ値ＱＡＭ等で多値化された場合に位相雑音量の検
出が困難になるという問題点があった。

【０００５】本発明は、受信状態や変調方式にかかわら
ず、また固定劣化の増加を招くことなくチューナで発生
する位相雑音を除去することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、チューナの局部発振器を制御するＰＬＬに
おいて、ＰＬＬ内部の基準発振器出力と局部発振器出力
との位相比較出力から局部発振器の瞬時位相ずれを検出
し、検出した瞬時位相ずれを位相変換器で搬送波の位相
角度に変換し、その位相角度をＡＦＣループまたは搬送
波再生ループのＮＣＯ（数値制御発振器）に帰還するこ
とで、局部発振器の瞬時位相ずれをフィードフォワード
形式で除去する構成を備えたものである。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図１〜１２を用いて説明する。図１は、本発明の復
調装置のブロック図である。図１において、１はアン
プ、２、３はミキサ、４、５はＬＰＦ（低域通過フィル
タ）、６、７はＡＤＣ（Ａ／Ｄコンバータ）、８は移相
器、９はＰＬＬ、１０は位相変換器、１１は複素乗算
器、１２、１３はＲＲＣＦ（ルートレイズドコサインフ
ィルタ）、１４は周波数誤差検出器、１５はループフィ
ルタ、１６はＮＣＯ、１７は複素乗算器、１８は位相誤
差検出器、１９はループフィルタ、２０はＮＣＯ、２１
は変調信号入力端子、２２はＩ軸復調信号出力端子、２
３はＱ軸復調信号出力端子である。

【０００８】変調信号入力端子２１には、搬送波周波数
１５００ＭＨｚのＣＳデジタル放送仕様のＱＰＳＫ変調
信号が入力されるとする。変調信号入力端子２１から入
力されたＱＰＳＫ変調信号は、アンプ１により増幅され
２分配されてそれぞれミキサ２，３に入力される。搬送
波周波数１５００ＭＨｚのＱＰＳＫ変調信号を受信する
場合には、選局ＰＬＬ９では１５００ＭＨｚの局部発振
信号を生成する。ミキサ２，３では選局ＰＬＬ９で発生
した１５００ＭＨｚの局部発振信号をミキサ３には直接
入力し、ミキサ２には移相器８で９０度移相して入力す
る。これにより、ミキサ２，３で直交検波が行われ、同
相軸（Ｉ軸）および直交軸（Ｑ軸）からなる複素ベース
バンド信号になる。

【０００９】このベースバンド信号は、ＬＰＦ４，５に
て次段のＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数の１／
２以上の周波数成分を除去し、ＡＤＣ６，７でデジタル
化され、複素乗算器１１に入力される。複素乗算器１１
は、受信したＱＰＳＫ信号の搬送波周波数とＰＬＬ９内
部の局部発振器の発振周波数の差を補正するＡＦＣルー
プを実現する。

【００１０】複素乗算器１１の出力は、ＲＲＣＦ１２，
１３にて、Ｉ軸とＱ軸に独立に同じルートロールオフ特
性のフィルタ処理が施され符号間干渉が除去される。Ｒ
ＲＣＦ１２，１３の出力は複素乗算器１７に入力され
る。複素乗算器１７は、ＡＦＣループで除去できなかっ
た微少な周波数誤差成分と位相誤差成分を高速に補正す
る搬送波再生ループを実現するものである。複素乗算器
１７の出力は、復調信号としてＩ軸復調信号出力端子２
２、Ｑ軸復調信号出力端子２３から出力される。出力さ
れた復調信号は誤り訂正回路に入力されて元のデータが
復元される。

【００１１】次にＡＦＣループについて説明する。ＲＲ
ＣＦ１２，１３から出力された信号は、分岐されて周波
数誤差検出器１４に入力される。周波数誤差検出器１４
では受信信号の搬送波周波数とＰＬＬ９の局部発振器の
周波数との誤差を検出する。周波数誤差検出器１４の原
理は、まず受信ベクトル（ＲＲＣＦ１２，１３の出力）
の極座標上における角度を求め、逐次ｎ番目のシンボル
の受信ベクトルの角度と（ｎ＋１）番目のシンボルの受
信ベクトルの角度の差を求める。これは、単位時間（１
シンボル期間）の間の位相回転であるので周波数誤差に
相当する。すなわち、受信信号の搬送波周波数とＰＬＬ
９の局部発振器の周波数との周波数誤差に相当する。な
お、ｎ相ＰＳＫの受信信号には２π／ｎの整数倍の角度
の位相変調成分がある。このため１シンボル間に±２π
／２ｎを超える搬送波の周波数誤差による位相回転は、
変調成分と分離ができなくなるので検出できない。すな
わちシンボル周波数ｆｓｙｍに対して、±ｆｓｙｍ／２
ｎが周波数誤差検出限界である。例えば、シンボル周波
数２０ＭＨｚのＱＰＳＫ変調信号では、±２．５ＭＨｚ
が検出限界となる。

【００１２】周波数誤差検出器１４で得られた周波数誤
差はループフィルタ１５で平均化されてＮＣＯ１６に入
力される。ＮＣＯ１６は入力信号の値に応じて出力周波
数が変化する発振器であり、ループフィルタ１５の出力
に応じて直交正弦波ｅｘｐ（−ｊ（ω０・ｔ））を複素
乗算器１１に出力する。

【００１３】以上より、複素乗算器１１、ＲＲＣＦ１
２，１３、周波数誤差検出器１４、ループフィルタ１
５、ＮＣＯ１６によりＡＦＣループが構成され搬送波の
周波数同期が得られる。

【００１４】ＡＦＣループの動作を数式を用いて説明す
る。第ｎ番目のベースバンド信号を、（Ｉｎ＋ｊＱｎ）
とし、複素乗算器１１に入力される周波数オフセットを
含むベースバンド信号の角周波数誤差成分をω０、位相
誤差成分をθ０とすると、複素乗算器１１に入力される
信号は、（Ｉｎ＋ｊＱｎ）ｅｘｐ（ｊ（ω０・ｔ＋θ
０））と表現できる。ここでＮＣＯ１６の出力は定常状
態では、ｅｘｐ（−ｊ（ω０・ｔ））に収束するの
で、結局複素乗算器１１の出力は、周波数誤差が除去さ
れる。

【００１５】図１１は、ループフィルタ１５のブロック
図である。ループフィルタ１５は乗算器１５０１、加算
器１５０２、ラッチ回路（Ｄ）１５０３を含んで構成さ
れる。ラッチ回路１５０３はシンボルクロックに同期し
て加算器１５０２の出力を保持するラッチ回路である。
周波数誤差検出器１４の出力が乗算器１５０１に入力さ
れると、乗算器１５０１では定数γが乗算されて加算器
１５０２に入力される。加算器１５０２はラッチ回路１
５０３とで累積加算器を構成している。ラッチ回路１５
０３の出力はループフィルタ１５の出力となってＮＣＯ
１６に入力される。なお、乗算器１５０１の機能は、定
数γの値が２のべき乗の場合、乗算器への入力信号をビ
ット単位でシフトして出力することで容易に実現でき
る。

【００１６】図７はＮＣＯ１６のブロック図である。Ｎ
ＣＯ１６は加算器１６０１、ラッチ回路（Ｄ）１６０
２、加算器１６０４、データ変換回路１６０５，１６０
６を含んで構成される。また、加算器１６０１とラッチ
回路１６０２とで累積加算器１６０３を構成する。累積
加算器１６０３はオーバーフローを禁止しない加算器で
構成され、その積分動作により瞬時周波数から瞬時位相
への変換を行う。加算器１６０４では、累積加算器１６
０３出力の瞬時位相と位相変換器１０の出力を加算す
る。位相変換器１０については後程説明する。加算器１
６０４の出力信号はコサインおよびサイン特性を有する
データ変換回路１６０５および１６０６にて、直交正弦
波となり複素乗算器１１に出力される。なお、データ変
換回路１６０５、１６０６はＲＯＭまたは関数近似によ
る演算回路などで実現できる。

【００１７】次に搬送波再生ループについて説明する。
複素乗算器１７の出力は分岐されて位相誤差検出器１８
に入力される。ＮＣＯ２０の出力と、ＲＲＣＦ１２，１
３の出力である複素ベースバンド信号の搬送波との位相
誤差が、Ｉ，Ｑ平面上の各受信シンボル点と最も近い理
想受信点（符号点）との誤差として検出される。

【００１８】位相誤差検出器１８からの位相誤差情報
は、搬送波再生のためにループフィルタ１９を介してＮ
ＣＯ２０に入力される。ＮＣＯ２０は入力信号の値に応
じて出力周波数が変化する発振器であり、ループフィル
タ１９の出力に応じて直交正弦波ｅｘｐ（−ｊ（ω１・
ｔ））を複素乗算器１７に出力する。

【００１９】以上より、複素乗算器１７、位相誤差検出
器１８、ループフィルタ１９、ＮＣＯ２０により搬送波
再生ループが構成され搬送波の位相同期が得られる。

【００２０】搬送波再生の過程を数式を用いて説明す
る。すなわち第ｎ番目のベースバンド信号を、（Ｉｎ＋
ｊＱｎ）とし、複素乗算器１７に入力される微小周波数
オフセットおよび位相オフセットを含むベースバンド信
号の角周波数誤差成分をω１、位相誤差成分をθ１とす
ると、複素乗算器１７に入力される信号は、（Ｉｎ＋ｊ
Ｑｎ）ｅｘｐ（ｊ（ω１・ｔ＋θ１））と表現できる。
ここでＮＣＯ２０の出力は定常状態では、ｅｘｐ（−ｊ
（ω１・ｔ＋θ１））に収束するので、結局複素乗算器
１７の出力は、ベースバンド信号（Ｉｎ＋ｊＱｎ）が得
られることになる。

【００２１】図１０は、ループフィルタ１９のブロック
図である。この構成は所謂完全積分型のＬＰＦである。
ループフィルタ１９は乗算器１９０１、１９０２、加算
器１９０３、１９０５、ラッチ回路（Ｄ）１９０４を含
んで構成される。ラッチ回路１９０４はシンボルクロッ
クに同期して加算器１９０３の出力を保持するラッチ回
路であり、その出力は加算器１９０５と１９０３に与え
られる。位相誤差検出器１８の出力が乗算器１９０１、
１９０２に入力されると、乗算器１９０１では定数αが
乗算されて加算器１９０５に入力され、乗算器１９０２
では定数βが乗算され、加算器１９０３に入力される。
加算器１９０３はラッチ回路１９０４とで累積加算器を
構成している。加算器１９０５での加算結果はループフ
ィルタ１９の出力となってＮＣＯ２０に入力される。な
お、乗算器１９０１、１９０２の機能は、定数α、βの
値が２のべき乗の場合、乗算器への入力信号をビット単
位でシフトして出力することで容易に実現できる。

【００２２】図９はＮＣＯ２０のブロック図である。Ｎ
ＣＯ２０は加算器２００１、ラッチ回路（Ｄ）２００
２、データ変換回路２００４，２００５を含んで構成さ
れる。また、加算器２００１とラッチ回路２００２で累
積加算器２００３を構成する。累積加算器２００３はオ
ーバーフローを禁止しない加算器で構成され、その積分
動作により瞬時周波数から瞬時位相への変換を行う。累
積加算器２００３の出力信号はコサインおよびサイン特
性を有するデータ変換回路２００４および２００５に
て、直交正弦波となり複素乗算器１７に出力される。な
お、データ変換回路２００４、２００５はＲＯＭまたは
関数近似による演算回路などで実現できる。

【００２３】次に本発明のポイントであるＰＬＬ９、位
相変換器１０、ＮＣＯ１６で構成される位相雑音除去の
しくみを説明する。まず、ＰＬＬ９の詳細を説明する。
図４はＰＬＬ９のブロック図である。９０１はＶＣＯ
（電圧制御発振器）、９０２はＮ分周器、９０３は位相
比較器、９０４はＭ分周器、９０５は基準発振器、９０
６はループフィルタ、９０７，９０８はＬ分周器、９０
９は位相比較器である。

【００２４】デジタル放送受信用チューナでは、選局Ｐ
ＬＬの基準発振器として４ＭＨｚの水晶発振器が一般に
使用される。従って、基準発振器９０５の発振周波数は
４ＭＨｚとする。またＰＬＬの位相比較周波数は選局周
波数の設定分解能により決定されるが、ここでは２５０
ｋＨｚとする。これにより位相比較器９０３は２５０ｋ
Ｈｚで位相比較を行うことになり、Ｍ分周器９０４の分
周比Ｍの値は１６で固定となる。

【００２５】一方、受信チャンネルに応じてＶＣＯ９０
１の発振周波数は変化するが、この図１の形態のダイレ
クトコンバージョン形式の受信方式では、ＶＣＯ９０１
の発振周波数は受信する変調信号の搬送波周波数に合わ
せる必要がある。ここでは、仮に受信信号の搬送波周波
数を１５００ＭＨｚとしたので、位相比較器９０３の位
相比較周波数２５０ｋＨｚまで分周するためには、Ｎ分
周器９０２の分周比Ｎの値は６０００となる。このよう
にＮの値を変更することにより、ＶＣＯ９０１の周波数
可変範囲内で任意の周波数の信号を受信することができ
る。位相比較器９０３で検出されたＶＣＯ９０１の基準
発振器９０５に対する位相誤差信号はループフィルタ９
０６で平滑化された後ＶＣＯ９０１の周波数を制御す
る。このＰＬＬループ（ＶＣＯ９０１、Ｎ分周器９０
２、位相比較器９０３、ループフィルタ９０６）により
ＶＣＯ９０１の発振周波数が設定された周波数（この場
合は１５００ＭＨｚ）になるように制御される。

【００２６】ＶＣＯ９０１の設定周波数からの揺らぎが
位相雑音であり、基準発振器９０５の発振周波数との差
をモニタすることで観測することができる。すなわち、
位相比較器９０３の出力がＶＣＯ９０１の位相雑音を表
していることになる。位相比較周波数は２５０ｋＨｚに
設定しており、ＶＣＯ９０１の出力を分周しているので
分周比の値のＮ周期分のＶＣＯ９０１の出力を平均化し
て位相誤差を観測していることになる。また、通常は位
相雑音の周波数成分として一般に数１０ｋＨｚ程度まで
が問題となる。位相比較周波数を２５０ｋＨｚに設定し
ているので、さらに平均化することが可能で、Ｎ分周器
９０２、Ｍ分周器９０４の出力をそれぞれさらにＬ分周
するとして、Ｌ分周器９０７，９０８に接続する。ここ
では、例としてＬ＝４として位相比較器９０９の位相比
較周波数を６２．５ｋＨｚとする。

【００２７】次に位相比較器９０９の構成例を図６に示
す。図６は位相比較器９０９のブロック図である。位相
比較器９０９は、カウンタ９０９０１とラッチ回路９０
９０２から構成される。

【００２８】位相比較器９０９の動作を図１２を用いて
説明する。カウンタ９０９０１とラッチ回路９０９０２
はクロックＣＬＫに同期して動作する。このＣＬＫはこ
こではＡＤＣ６，７のサンプリング周波数に一致するも
のとする。衛星デジタル放送の受信ではサンプリング周
波数を６０ＭＨｚに設定することが多い。

【００２９】カウンタ９０９０１はＣＬＫに同期して１
ずつインクリメント動作を行う。カウンタ９０９０１は
ｃｌｅａｒ端子があり、Ｌ分周器９０８の出力が接続さ
れている。Ｌ分周器９０８の出力は、基準発振器９０５
の発振周波数ｆREFに対してｆREF／Ｍ／Ｌの周波数とな
るが、さらにその波形の立下りでＣＬＫの１周期分の負
極性パルスを出力するものとする（図１２の（ｂ）の波
形）。カウンタ９０９０１はｃｌｅａｒパルスが入力さ
れると、カウント値が０に戻る。この例ではｆREF／Ｍ
／Ｌ＝６２．５ｋＨｚとなり、６０ＭＨｚのＣＬＫで動
作するカウンタ９０９０１のカウント出力は、０〜９５
９となり（図１２の（ｄ）の波形）、このカウント出力
はラッチ回路９０９０２に入力される。

【００３０】ラッチ回路９０９０２にはｅｎ端子があ
り、Ｌ分周器９０７の出力が接続されている。Ｌ分周器
９０７の出力は、ＶＣＯ９０１の発振周波数ｆVCOに対
してｆVCO／N／Ｌの周波数となるが、さらにその波形の
立上がりでＣＬＫの１周期分の負極性パルスを出力する
ものとする（図１２の（ａ）の波形）。ラッチ回路９０
９０２は、このｅｎパルスが入力された時刻にカウンタ
９０９０１から入力されたデータを取り込んで次のｅｎ
パルスまで保持する動作をする（図１２の（ｅ）の波
形）。

【００３１】ＰＬＬ９がロック状態にある場合は、ｆRE
F／Ｍ／ＬとｆVCO／N／Ｌは位相同期がとれているの
で、これらの波形のデューティが５０％になるように分
周を行っていれば、波形の立下りで発生するｃｌｅａｒ
パルスと波形の立ち上がりで発生するｅｎパルスの関係
から、０〜９５９のカウント動作のほぼ中心でｅｎパル
スが発生して、ラッチ９０９０２の出力は４８０前後の
値となる。

【００３２】ＶＣＯ９０１の位相雑音が発生している状
態では、ＰＬＬ９の位相同期は保持しているものの、基
準位相のｆREF／Ｍ／Ｌに対してｆVCO／N／Ｌの位相が
変動するためにラッチ９０９０２の出力は４８０からず
れた値が検出される。これによりＶＣＯ９０１の瞬時位
相ずれ（波形Ｎ×Ｌ周期分の平均）を定量的に検出する
ことができる。

【００３３】ラッチ９０９０２の出力は位相変換器１０
に入力される。位相変換器１０では、（式１）の演算を
行って正負の符号を有する位相角θに変換する。

【００３４】 θ＝２π×（ＣＴ−（（ＣＴmax＋１）／２））／（ＣＴmax＋１）（式１）ここで、ＣＴはラッチ９０９０２の出力の値、ＣＴmax
はカウンタ９０９０１のカウント値の最大値（この例で
は９５９）である。

【００３５】計算された位相角θは、図７のＮＣＯ１６
内部の加算器１６０４に入力される。加算器１６０４で
は、ＡＦＣループとしてのトラッキングを行う累積加算
器１６０３から出力される位相信号に、ＶＣＯ９０１の
瞬時位相ずれ量に対応する位相角θをその位相ずれを補
正する向きの符号で加算する。加算器１６０４出力の位
相信号によりデータ変換回路１６０５，１６０６で直交
正弦波を生成し、ＶＣＯ９０１の瞬時位相ずれの影響を
搬送波位相に受けたベースバンド信号と複素乗算器１１
で複素乗算される。以上説明したＰＬＬ９、位相変換器
１０、ＮＣＯ１６によるフィードフォワード型の動作に
より、ＶＣＯ９０１の位相揺らぎをＮＣＯ１６と複素乗
算器１１からなる搬送波回転手段により精度良く補正す
ることができる。なお、位相角θを加算器１６０４で加
算することによる本来のＡＦＣループへの影響はθの値
の変化点以外では発生しないため無視可能であるが、安
全のためＡＦＣループが引き込みを完了してループフィ
ルタ１５の出力を固定するまで加算しないように制御し
ても良い。

【００３６】図５にＰＬＬ９の別の構成例を示す。図４
の位相比較器９０３が位相比較器９０９と共用できる場
合である。異なる点は、Ｌ分周器９０７，９０８と位相
比較器９０９が削除され、ＡＤＣ９１０とＬＰＦ９１１
が追加されている点である。位相比較器９０３がＥＸＯ
Ｒ形式の場合、出力はパルス幅の変化する２値信号にな
るので、ＡＤＣ９１０ではパルス幅をカウントすること
で、位相ずれ量を容易にデジタル値に変換できる。位相
比較器９０３の出力がアナログ値の場合は通常のＡ／Ｄ
コンバータを用いる。ＡＤＣ９１０の出力はＬＰＦ９１
１で平滑化されて位相変換器１０へ送られる。

【００３７】図８には、ＮＣＯ１６の別の構成例を示
す。図７に比べて、加算器１６０４が削除されて、乗算
器１６０７と加算器１６０８が追加された点が異なる。
位相変換器１０の出力は乗算器１６０７で定数μが乗算
された後、加算器１６０８でループフィルタ１５の出力
と加算されて累積加算器１６０３に入力される。図７の
構成では、位相変換器１０の出力により直接直交正弦波
の位相を制御するため位相が不連続に変化する。これに
対して図８の構成は位相変換器１０の出力を周波数情報
として入力して累積加算器１６０３で積分して位相情報
とするために直交正弦波の位相は連続的に変化すること
になる。

【００３８】以上が図１の説明である。変形例として図
２がある。図１と異なる点は、位相変換器１０の出力信
号が、ＡＦＣループのＮＣＯ１６に接続されずに搬送波
再生ループのＮＣＯ２０に接続されている点である。但
し、図２においては、ＮＣＯ１６の構成は図９であり、
ＮＣＯ２０の構成は図７または図８となる。図１で説明
したように、位相変換器１０の出力信号によりＶＣＯ９
０１の位相揺らぎの影響を受けた複素ベースバンド信号
の搬送波位相を補正することが発明の本質であり、実際
に搬送波位相を補正するブロックはＡＦＣループでも、
搬送波再生ループでも、またはそれ以外のループでも同
等の効果を得ることができる。

【００３９】以上説明したように、本発明ではチューナ
の局部発振器を制御するＰＬＬにおいて、ＰＬＬ内部の
基準発振器出力と局部発振器出力との位相比較出力から
局部発振器の瞬時位相ずれを検出し、検出した瞬時位相
ずれを位相変換器で搬送波の位相角度に変換し、その位
相角度をＡＦＣループまたは搬送波再生ループのＮＣＯ
に帰還することで、局部発振器の瞬時位相ずれをフィー
ドフォワード形式で除去することができる。

【００４０】本発明の位相雑音除去方法は、チューナの
ＰＬＬにて瞬時位相ずれを検出するため位相雑音の検出
および補正が変調方式や伝送路条件に依存しない。従っ
て、図１と図２では、ＣＳデジタル放送のＱＰＳＫ変調
信号の復調装置について説明したが、主要な構成要素で
あるチューナのＰＬＬとＡＦＣループまたは搬送波再生
ループは他の変調方式用の復調装置でも共通に備えたも
のであり、ＢＳデジタル放送の８ＰＳＫや地上デジタル
放送のＯＦＤＭ，８ＶＳＢやＣＡＴＶのＱＡＭなどの他
の変調信号にも適用可能である。位相雑音の検出が伝送
路条件に依存しないことから、低Ｃ／Ｎや反射波の存在
する条件下でも、位相雑音を誤検出することがないため
ＡＦＣや搬送波再生ループが誤動作することもない。ま
た、従来例のように搬送波再生ループの帯域幅を制御す
る必要がないので、固定劣化が増加することもない。

【００４１】次に以上の説明と異なるタイプのチューナ
を用いた場合の変形例について説明する。地上デジタル
放送のＯＦＤＭ，８ＶＳＢやＣＡＴＶのＱＡＭなどで
は、チューナとしてダブルスーパーヘテロダイン形式が
使用されることがある。シングルスーパーヘテロダイン
形式のチューナも使用される場合があるが、図１に示し
たＲＦ段で直接直交検波するダイレクトコンバージョン
方式のチューナと周波数変換が１回のみ行われてチュー
ナのＰＬＬが１個のみである点で共通であり、図１で説
明した方法で同様に位相雑音を除去することができる。

【００４２】ダブルスーパーヘテロダインチューナの場
合のチューナの構成を図３に示す。図３において、５１
はアンプ、５２はミキサ、５３はＢＰＦ（帯域通過フィ
ルタ）、５４はミキサ、５５はＢＰＦ、５６，５７はＰ
ＬＬ、５８，５９は位相変換器、６０は加算器、６１は
ＲＦ信号入力端子、６２はＩＦ信号出力端子である。

【００４３】ＲＦ信号入力端子６１から入力された変調
信号はアンプ５１で増幅されてミキサ５２で第１の中間
周波数（ｆIF1）に変換される。第１の中間周波数はそ
の受信機が受信可能な受信帯域よりも高い周波数に設定
される。この周波数変換に使用される局部発振器がＰＬ
Ｌ５６である。ＰＬＬ５６の構成は、図４または図５に
示したＰＬＬ９の構成と同じである。受信したい変調信
号の搬送波周波数をｆRFとすると、ＰＬＬ５６のＶＣＯ
９０１の発振周波数ｆLO1は、ｆLO1＝ｆRF＋ｆIF1とな
るようにＮ分周器９０２のＮの値を変更することにより
設定する。ミキサ５２の出力はＢＰＦ５３により、搬送
波ｆIF1を含む受信チャンネルの信号のみを通過させ隣
接チャンネルの信号は除去する。ＢＰＦ５３の出力はミ
キサ５４に入力される。ミキサ５４では選局されたｆIF
1の変調信号を、この受信機が受信可能な受信帯域より
も低い第２の中間周波数（ｆIF2）に周波数変換する。
この周波数変換に使用される局部発振器がＰＬＬ５７で
ある。ＰＬＬ５７の構成は、図４または図５に示したＰ
ＬＬ９の構成と同じである。ＰＬＬ５７のＶＣＯ９０１
の発振周波数ｆLO2は、ｆLO2＝ｆIF1−ｆIF2となるよう
にＮ分周器９０２のＮの値を変更することにより設定す
る。ミキサ５４の出力はＢＰＦ５５により、ｆIF2を含
む受信チャンネルのみの信号を通過させ隣接チャンネル
の信号は除去してＩＦ信号出力端子６２から出力され
る。この後は図示しないが、さらにＡ／Ｄコンバータで
サンプリングしやすいように低い搬送波周波数に変換す
る第３の周波数変換が行われる場合がある。この第３の
周波数変換に使用されるＶＣＯは一般に共振器に水晶振
動子が使用されるため位相雑音は問題にならない。この
第３の周波数変換の後、Ａ／Ｄコンバータでデジタル化
された後、デジタル信号処理で直交検波が行われる。こ
の後、ＡＦＣループや搬送波再生ループにより復調処理
が行われるのは、図１、図２と同様である。

【００４４】以上より、ダブルスーパーヘテロダインチ
ューナではＶＣＯを２個含むためにそれぞれの瞬時位相
の揺らぎを合算してＡＦＣループまたは搬送波再生ルー
プのＮＣＯ１６へフィードフォワードする必要がある。
ＰＬＬ５６，５７内部の位相比較器で検出されたそれぞ
れのＶＣＯの瞬時位相の揺らぎを位相角θに変換するの
が位相変換器５８，５９である。その動作は図１の位相
変換器１０と同じである。位相変換器５８，５９で得ら
れた位相角は加算器６０で加算されてＮＣＯ１６へ出力
される。なお、位相角の符号については、ＶＣＯの発振
周波数がミキサで周波数変換を行う入力信号周波数の上
か下かによって変化するので、その点を考慮して設定す
るものとする。

【００４５】なお、説明した位相比較器９０９の構成は
一例であり、位相誤差情報をデジタル化できる方法であ
れば他の構成でも良い。また、説明に使用したＬ，Ｍ，
Ｎの値や周波数の値は一例であり、この値に限定される
ものではない。また、位相比較器９０９の出力に平滑化
のためのＬＰＦを挿入しても良い。また、ＰＬＬ９、ミ
キサ２，３、ＬＰＦ４，５、ＡＤＣ６，７、複素乗算器
１１の系の遅延と、ＰＬＬ９、位相変換器１０、ＮＣＯ
１６、複素乗算器１１の系の相対遅延が無視できない場
合は、適切な遅延調整を入れても良い。また図３の構成
では、ＰＬＬ５６を含む系とＰＬＬ５７を含む系でそれ
ぞれ適切な遅延調整を入れても良い。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明ではチュー
ナの局部発振器を制御するＰＬＬにおいて、ＰＬＬ内部
の基準発振器出力と局部発振器出力との位相比較出力か
ら局部発振器の瞬時位相ずれを検出し、検出した瞬時位
相ずれを位相変換器で搬送波の位相角度に変換し、その
位相角度をＡＦＣループまたは搬送波再生ループのＮＣ
Ｏに帰還することで、局部発振器の瞬時位相ずれをフィ
ードフォワード形式で除去することができる。

【００４７】本発明の位相雑音除去方法は、チューナの
ＰＬＬにて瞬時位相ずれを検出するため位相雑音の検出
および補正が変調方式や伝送路条件に依存しない。ま
た、搬送波再生ループの帯域幅を制御する必要がないの
で、固定劣化が増加することもない。

【００４８】またチューナとの連携により位相雑音を除
去する方法のため、チューナと後段のデジタル信号処理
による復調ブロックとを同一のモジュールや同一パッケ
ージのＬＳＩに構成する場合に特に有効な方法である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態における復調装置のブロッ
ク図

【図２】本発明の実施の形態の第１の変形における復調
装置のブロック図

【図３】本発明の実施の形態の第２の変形における復調
装置のブロック図

【図４】復調装置で用いられるＰＬＬの第１の構成例を
示すブロック図

【図５】復調装置で用いられるＰＬＬの第２の構成例を
示すブロック図

【図６】復調装置のＰＬＬで用いられる位相比較器の構
成例を示すブロック図

【図７】復調装置で用いられるＮＣＯの第１の構成例を
示すブロック図

【図８】復調装置で用いられるＮＣＯの第２の構成例を
示すブロック図

【図９】復調装置で用いられる通常のＮＣＯの構成例を
示すブロック図

【図１０】復調装置の搬送波再生ループで用いられるル
ープフィルタの構成例を示すブロック図

【図１１】復調装置のＡＦＣループで用いられるループ
フィルタの構成例を示すブロック図

【図１２】位相比較器の動作を説明する波形図

【図１３】従来の復調装置の構成例を示すブロック図

【符号の説明】

１，５１アンプ２，３，５２，５４ミキサ４，５，９１１ＬＰＦ６，７ＡＤＣ８移相器９，５６，５７ＰＬＬ１０，５８，５９位相変換器１１，１７複素乗算器１２，１３ＲＲＣＦ１４周波数誤差検出器１５，１９，９０６ループフィルタ１６，２０ＮＣＯ１８位相誤差検出器２１変調信号入力端子２２Ｉ軸復調信号出力端子２３Ｑ軸復調信号出力端子５３，５５ＢＰＦ６０，１６０１加算器６１ＲＦ信号入力端子６２ＩＦ信号出力端子１０１，９０３，９０９位相比較器１０２帯域可変ループフィルタ１０３，９０１ＶＣＯ１０４位相雑音検出器９０２Ｎ分周器９０４Ｍ分周器９０５基準発振器９０７，９０８Ｌ分周器９１０ＡＤＣ９０９０１カウンタ１５０３，１６０２，１９０４，２００２，９０９０２
ラッチ回路１６０３，２００３累積加算器１５０２，１６０４，１６０８，１９０３，１９０５，
２００１加算器１６０５，１６０６，２００４，２００５データ変換
回路１５０１，１６０７，１９０１，１９０２乗算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者加藤久也大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内Ｆターム(参考） 5K004 AA01 BA02 BB02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信したディジタル変調信号の周波数変換
または検波を行うミキサと、前記ミキサに入力する選局用の局部発振信号を生成する
ＰＬＬ手段と、前記ＰＬＬ手段で生成される前記局部発振信号の瞬時位
相ずれを、前記ＰＬＬ手段内部の基準発振信号との位相
比較で検出する位相比較手段と、前記瞬時位相ずれを搬送波の位相角度に変換する位相変
換器と、前記ミキサの出力に対して搬送波の位相を変更する搬送
波回転手段と、を備え、前記局部発振信号の前記瞬時位相ずれを前記位相変換器
の出力により補正するように、前記搬送波回転手段によ
り前記搬送波の位相を制御することを特徴とする復調装
置。
【請求項２】受信したディジタル変調信号と選局用の局
部発振信号とを乗算することにより周波数変換または検
波を行ってベースバンド信号を出力する復調方法であっ
て、前記局部発振信号はＰＬＬにより生成し、前記局部発振信号の瞬時位相ずれを前記ＰＬＬ内部の基
準発振信号との位相比較で検出し、検出した前記瞬時位相ずれを搬送波の位相角度に変換
し、前記ベースバンド信号に対して、前記局部発振信号の前
記瞬時位相ずれを補正するように、前記位相角度分だけ
搬送波に位相回転を与えることを特徴とする復調方法。