JP2002208980A - ディジタルデータ値のストリームを送信する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 同じシンボルレートで伝送され、従来の変調
キャリア波より狭いスペクトル幅のキャリア波を生成す
る変調方式を提供する。 【解決手段】 送信機１２は、ソース１８、変調器２０
およびプリコーダ２２を有する。変調器２０は、コンス
テレーションマッパ２３、ディジタルフィルタ２４、お
よびＮＲＺ変調器２５を有する。変調器２０は、ソース
１８からのキャリア波形を変調する。ＮＲＺ変調器２５
は、制御シンボルのシーケンスの逐次値を表す振幅を有
するＮＲＺ波形で、キャリア波を変調する。プリコーダ
２２は、入力ビットａ_ｎを順次プリコードして、出力ビ
ットｂ_ｎのストリームを生成する。コンステレーション
マッパ２３は、ｂ_ｎに対応するシンボルＰ_ｎを生成す
る。ディジタルフィルタ２４は、１＋Σ^Ｋ _ｉ＝１Ｚ^−ｉ
で定義される部分応答関数でシンボルＰ_ｎを順次処理す
ることによって、制御シンボルＱ_ｎの出力ストリームを
生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに関
し、特に、通信システムのための変調方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】波長分割多重（ＷＤＭ）は、相異なるス
ペクトルバンドを独立の通信チャネルとして割り当てる
通信方式である。光ファイバを通じての光伝送の場合、
割り当てられるバンドは一般に、シリカガラス光ファイ
バが低い減衰あるいは低い分散を有するスペクトルレン
ジ内に、スペクトル的に隣接して配置される。全スペク
トルレンジは、約１．３５ミクロン（マイクロメート
ル）と１．７ミクロンの間の波長を含む。ＷＤＭシステ
ムでは、個々のバンドのバンド幅に対する１つの制限
は、チャネル間干渉（ＣＣＩ：cross-channel interfer
ence）である。バンドは、あるチャネル上の通信が隣の
チャネル上の通信と干渉してその通信に誤りを引き起こ
すほど広くすることはできない。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ＣＣＩと、シリカガラ
スファイバの物理的性質はともに、ＷＤＭを実現する光
システムにとって利用可能な独立のチャネルの数を制限
する。データ伝送レートが増大すると、スペクトル的に
隣り合うチャネル間のＣＣＩも増大する傾向がある。Ｃ
ＣＩを減少あるいは解消するためのよりよい方法が利用
可能となれば、光ＷＤＭシステムの将来の伝送レートは
増大する可能性がある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明のさまざまな実施
例は、同じシンボルレートで伝送され、従来の変調キャ
リア波より狭いスペクトル幅のキャリア波を生成する変
調方式を提供する。スペクトル幅は、連続するデータ値
を表すシンボル間の干渉を増大させることによって、低
減される。シンボル間干渉は、受信機がキャリア波から
送信データ値を回復するために利用する既知の形を有す
る。

【０００５】一実施例では、本発明は、連続するディジ
タルデータ値のストリームを送信する方法を実現する。
この方法は、連続するディジタルデータ値を表すシンボ
ルを伝えるキャリア波を変調することを含む。連続する
データ値を表すシンボルは、変調キャリア波と同じレー
トでシンボルを伝送する参照波においてよりも、変調キ
ャリア波においてのほうが強く干渉する。参照波は、同
じキャリア波を、一時に１つのシンボルで変調すること
によって生成される。変調キャリア波は、参照波より狭
いスペクトル幅を有し、参照波の有効シンボルレートの
２分の１より小さい有効シンボルレートを有する。

【０００６】もう１つの実施例では、本発明は、非ゼロ
復帰（ＮＲＺ）波形を使用するように構成された変調器
を有する、ディジタルデータの送信機を実現する。この
変調器は、キャリア信号のための入力と、第１の制御シ
ンボルのストリームのための入力とを有する。変調器
は、キャリア信号を、変調器により生成される第２のシ
ンボルのストリームで変調する。第２ストリームの各シ
ンボルは、現在の制御シンボルと、第１ストリームの最
後のＫ個の制御シンボルとの和に対応する値を有する。
整数Ｋは１より大きい。

【０００７】もう１つの実施例では、本発明は、ディジ
タルデータ値を表すシンボルのストリームを送信する方
法を実現する。この方法は、［１＋Σ^Ｋ _ｉ＝１Ｚ^−ｉ］
で定義される部分応答（パーシャルレスポンス）関数で
シンボルを処理することと、処理されたシンボルでキャ
リア波を変調することを含む。ここで、整数Ｋは１より
大きく、関数Ｚ^−ｉは、連続するデータシンボル間の時
間のｉ倍だけデータシンボルを遅延させる。

【０００８】もう１つの実施例では、本発明は、受信機
を実現する。受信機は、受信キャリア波の振幅を表す値
のシーケンスを決定する検出器と、入力ディジタルデー
タ値のシーケンスを推定する逆コンステレーションマッ
パとを有する。マッパは、振幅検出器からの決定された
値のシーケンスと、シンボルコンステレーションの振幅
とキャリア波を変調した入力ディジタルデータとの間の
関係との両方に基づいて、シーケンスを推定する。この
関係は、入力ディジタルデータ値の同じ値に、コンステ
レーションの少なくとも２個の振幅を関連づける。

【０００９】

【発明の実施の形態】ディジタルデータレートが増大す
ると、キャリア波の変調シンボルレートは一般に、増大
したデータレートに適応するように増大する。変調シン
ボルレートが増大すると、変調キャリア波のスペクトル
幅が広がる。この広がり（ブロードニング）は、隣り合
う波長バンドが別々の通信チャネルとして作用するＷＤ
Ｍシステムでは問題となる。ブロードニングがチャネル
間干渉（ＣＣＩ）を増大させるからである。

【００１０】ＣＣＩを低減するため、本発明の実施例
は、従来の変調方式のものに比べて「有効」変調シンボ
ルレートを減少させる変調方式を提供する。この新規な
変調方式では、「有効」変調シンボルレートは、変調キ
ャリア波のスペクトル幅を決定し、データ伝送レートよ
り低い。「有効」変調シンボルレートは、独立のディジ
タルデータ値を伝送するシンボル間のチャネル内干渉
（ＩＣＩ：intra-channelinterference）を増大させる
ことによって、低減される。

【００１１】ここで、「有効シンボルレート」とは、入
力ディジタルデータのストリーム中の１つの入力ディジ
タルデータ値を表すシンボルが、ディジタルデータのキ
ャリア波を変調するために用いられる波形に寄与する時
間の逆数である。各入力ディジタルデータ値は、単一の
ビットを含むことも、複数のビットを含むこともある。

【００１２】図１は、ディジタルデータを伝送するため
の通信システム１０を示すブロック図である。システム
１０は、送信機１２、受信機１４、および、送信機１２
を受信機１４に接続する通信チャネル１６を有する。

【００１３】送信機１２は、ソース１８、変調器２０お
よびプリコーダ２２を有する。変調器２０は、コンステ
レーションマッパ２３、ディジタルフィルタ２４、およ
びＮＲＺ変調器２５を有する。変調器２０は、キャリア
波が入力データビットａ_ｎのストリームを伝えるよう
に、ソース１８からのキャリア波形を変調する。変調器
２０は、変調波を通信チャネル１６に送信する。

【００１４】ここで、ＮＲＺ変調器は、制御シンボルの
シーケンスの逐次値を表す振幅を有するＮＲＺ波形で、
キャリア波を変調する。

【００１５】受信機１４は、受信信号検出器２６、スラ
イサ２８、および逆コンステレーションマッパ３０を有
する。受信信号検出器２６は、バンドパスフィルタ３３
と、強度検出器３２、すなわち、受信信号の瞬間エネル
ギーに応答する検出器とを有する。逆コンステレーショ
ンマッパ３０は、通信チャネル１６からの受信信号に基
づいて、推定データビット＾ａ_ｎのストリームを生成す
る。

【００１６】さまざまな実施例において、システム１０
は、光通信、例えば、光ＷＤＭシステムのために実現さ
れる。これらの実施例では、チャネル１６は光ファイバ
を含み、ソース１８はレーザであり、フィルタ３３は光
フィルタであり、検出器３２は光強度検出器である。

【００１７】別の実施例では、システム１０は有線また
は無線通信システムであり、ソース１８はそれぞれ電波
発生器または高周波電圧源である。

【００１８】図２は、図１のチャネル１６を通じてディ
ジタルデータを送信するために送信機１２によって使用
されるプロセス４０の流れ図である。送信機１２は、プ
リコーダ２２の入力ポート３４で入力データビットａ_ｎ
のストリームを受け取る（ステップ４２）。入力ビット
ａ_ｎは、論理１または論理０の値を有する。プリコーダ
２２は、入力ビットａ_ｎを順次プリコードして、出力ビ
ットｂ_ｎのストリームを生成する（ステップ４４）。プ
リコーダ２２は、次のプリコーディングアルゴリズム、
すなわち、ｂ_ｎ＝ｂ_ｎ−Ｋ＃ｂ_{ｎ−Ｋ＋１}＃・・・＃ｂ
_ｎ−１＃ａ_ｎ、を使用する。ここで、＃は排他的論理和
演算を示し、添字「ｎ，ｎ−１，...，ｎ−Ｋ」など
は、信号間隔における順序を示す。

【００１９】プリコーディングは、後で受信機１４にお
ける受信信号の処理を簡単化する。整数Ｋは、上記のプ
リコーディングアルゴリズムを特徴づけ、変調器２０に
よって実行されるディジタルフィルタリングのタイプに
合わせられる。このようなプリコーディングアルゴリズ
ムを実行することが可能なプリコーダ２２の構成は、本
願の明細書および図面の記載を参照すれば、当業者には
理解される。

【００２０】プリコーダ２２は、プリコードされたデー
タ値ｂ_ｎをコンステレーションマッパ２３に順次送る。
コンステレーションマッパ２３は、ｂ_ｎに対応するシン
ボルＰ_ｎを生成する（ステップ４６）。シンボルＰ
_ｎは、振幅＋Ａ／２および−Ａ／２を有するシンボルか
らなる２シンボルコンステレーションに属する。０およ
び１に等しいｂ_ｎに対して、対応するシンボルはそれぞ
れ−Ａ／２および＋Ａ／２である。

【００２１】コンステレーションマッパ２３は、シンボ
ルＰ_ｎをディジタルフィルタ２４に順次送る。ディジタ
ルフィルタ２４は、１＋Σ^Ｋ _ｉ＝１Ｚ^−ｉで定義される
部分応答関数でシンボルＰ_ｎを順次処理することによっ
て、制御シンボルＱ_ｎの出力ストリームを生成する（ス
テップ４８）。ここで、Ｚ^−ｉは、シンボルＰ_ｎに作用
するときに、信号間隔（すなわち、連続する入力ビット
ａ_ｎどうしの間の時間）のｉ倍の遅延を生成する作用素
である。したがって、Ｚ^−ｉ（Ｐ_ｎ）＝Ｐ_{ｎ− ｉ}であ
る。制御シンボルＱ_ｎは、現在のシンボルＰ_ｎと、前の
Ｋ個のシンボル、すなわち、Ｐ_ｎ−１，
Ｐ_ｎ−２，...，Ｐ_ｎ−Ｋとの和である。制御シンボル
Ｑ _ｎは、送信機コンステレーション｛−（Ｋ＋１）Ａ／
２，−（Ｋ＋１）Ａ／２＋Ａ，−（Ｋ＋１）Ａ／２＋２
Ａ，...，＋（Ｋ＋１）Ａ／２｝に属する値を有する。

【００２２】整数Ｋは、ディジタルフィルタ２４の形
と、変調器２０によって生成される変調キャリア波のバ
ンド幅とを特徴づける。実施例では、Ｋは、１より大き
い生成数である。

【００２３】ディジタルフィルタ２４は、制御シンボル
Ｑ_ｎをＮＲＺ変調器２５に送る。ＮＲＺ変調器２５は、
ソース１８によって生成されるキャリア波を、ディジタ
ルフィルタ２４から受け取った制御シンボルＱ_ｎのシー
ケンスを表すＮＲＺ波形で振幅変調する（ステップ５
０）。各データ間隔ｎの期間中、変調キャリア波の振幅
は、制御シンボルＱ_ｎの現在の値に対応する。Ｑ_ｎの負
の値は、振幅｜Ｑ_ｎ｜で位相が１８０°シフトしたキャ
リア波に対応する。変調器２０は、変調キャリア波を通
信チャネル１６に送信する（ステップ５２）。

【００２４】シンボルＰ_ｎをディジタルフィルタ２４で
処理した後、処理された制御シンボルＱ_ｎでキャリアを
ＮＲＺ変調すると、変調キャリア波が生成される。結果
として得られる変調キャリア波は、もとのキャリア波を
制御シンボルＰ_ｎ（またはＰ _ｎを値Ａ／２だけシフトし
たもの）で直接にＮＲＺ変調することによって生成され
るキャリア波のバンド幅より狭いバンド幅を有する。

【００２５】このスペクトル狭帯域化（ナローイング）
の起源を理解するためには、変調器２０が代替的な（し
かし等価な）記述を有することに注意すべきである。上
記では、変調器２０に対して直列的記述をした。直列的
記述では、連続するシンボルＱ_ｎは、長さが時間Ｔに等
しい変調期間中のキャリア波の変調振幅を順次定義す
る。時間Ｔは、連続する入力データビットａ_ｎの受信ど
うしの間の信号間隔である。別法として、変調器２０に
対する並列的記述も利用可能である。並列的記述では、
連続するシンボルＰ_ｎは、長さが（Ｋ＋１）Ｔに等しい
期間中のキャリア波のコピーの変調振幅を定義する。す
なわち、変調器２０の並列的記述は、直列的記述におけ
る変調間隔の（Ｋ＋１）倍の長さの変調間隔に関わる。

【００２６】図１のシステム１０の入力ディジタルデー
タが単一のデータビットａ_ｎのストリームであるのに対
して、他の実施例は、複数ビットのディジタルデータを
伝える入力データ値ａ_ｎを使用する。それらの実施例で
は、ｂ_ｎのそれぞれの値は複数ビットのディジタルデー
タを運び、各シンボルＰ_ｎは、そのような複数ビットデ
ータを表す。同様に、それらの実施例では、シンボルＱ
_ｎの送信コンステレーションは、複数ビットディジタル
データの和に対応する。

【００２７】図１のディジタルフィルタ２４およびＮＲ
Ｚ変調器２５は直列的記述における作用を実行するコン
ポーネントに直接対応するが、並列的記述は機能的に等
価である。さらに、並列的記述は、変調キャリア波のバ
ンド波がなぜ狭くなるのかを明確に示す。それは、並列
的記述における変調間隔が、直列的記述における公称変
調間隔の（Ｋ＋１）倍であるからである。

【００２８】図３に、図１の変調器２０の等価な並列的
記述に従って作用するコンポーネントを有する変調器２
０′を示す。変調器２０′は、コンステレーションマッ
パ２３からシンボルのシーケンスＰ_０，Ｐ_１，
Ｐ_２，...を受け取る（Ｋ＋１）−巡回デマルチプレク
サ（ＤＥＭＵＸ）６０を有する。ＤＥＭＵＸ６０は、
（Ｋ＋１）個のＮＲＺ変調器６２_０〜６２_Ｋの並列バン
クに受信シンボルを巡回的に分配する。変調器６２_０は
最初の信号間隔においてシンボルＰ_０を受け取り、変調
器６２_１はその次の信号間隔においてシンボルＰ_１を受
け取り、などとなる。

【００２９】変調器６２_０〜６２_Ｋはまた、図１のソー
ス１８によって生成されるキャリア波のコピーを受け取
る入力も有する。キャリア波のそれぞれのコピーは、相
対的な位相差を有しない。

【００３０】ＤＥＭＵＸ６０の連続する入力シンボルど
うしの間の時間は、この場合も、連続する入力データビ
ットａ_ｎの受信どうしの間の時間Ｔに等しいが、それぞ
れのＮＲＺ変調器６２_ｍの連続する入力シンボルどうし
の間の時間は（Ｋ＋１）Ｔである。新たな入力シンボル
を受け取るまで、それぞれの変調器６２_ｍは、同じ振幅
でキャリア波を変調し続ける。したがって、変調器６２
_０〜６２_Ｋは（Ｋ＋１）Ｔの期間中、一定振幅で光信号
を生成する。変調器６２_０〜６２_Ｋから、変調光信号は
アナログ信号加算器６４に送られ、アナログ信号加算器
６４は、それぞれの変調信号を重畳し、その結果をチャ
ネル１６に送信する。

【００３１】加算器６４によって送信される波は、個々
の変調器６２_０〜６２_Ｋによって生成される信号の単純
な和であるため、送信波のスペクトル内容は、それらの
変調器６２_０〜６２_Ｋによって生成される信号のスペク
トル内容によって決定される。その理由は、和のフーリ
エ変換は、単に、加算される個々の信号のフーリエ変換
の和であるからである。

【００３２】各シンボルＰ_ｎは時間（Ｋ＋１）Ｔの間、
キャリア波のコピーを変調するため、変調器６２_０〜６
２_Ｋは、１／［（Ｋ＋１）Ｔ］の有効シンボルレートを
有する。したがって、変調器２０′における、あるいは
同じことであるが、変調器２０における、有効シンボル
レートは１／［（Ｋ＋１）Ｔ］である。

【００３３】図４に、変調器２０または２０′を特徴づ
けるさまざまな整数Ｋ、すなわち、Ｋ＝０、１、３、お
よび７に対して、これらの変調器によって生成されるキ
ャリア波のスペクトルを示す。データレートは毎秒４０
ギガビット、すなわち、Ｔ＝０．０２５ナノ秒である。
変調キャリア波は、次式で与えられるパワー密度Ｗ
（Ｋ）を有する。 Ｗ（Ｋ）∝｛ｓｉｎ［π（Ｋ＋１）Ｔ（ｆ−ｆ_ｃ）］／
［π（ｆ−ｆ_ｃ）］｝^２ このパワー密度関数は、キャリア周波数ｆ_ｃにある中心
ピークの両側に零点を有する。これらの零点どうしの間
の距離は２／［（Ｋ＋１）Ｔ］に等しい。すなわち、図
３に示した並列アレイの変調器６２_０〜６２_Ｋの個数に
反比例する。

【００３４】キャリア周波数ｆ_ｃの隣のパワー零点どう
しの間の距離は、パワースペクトルのバンド幅の尺度と
なる。変調器２０′からの出力信号のバンド幅は（Ｋ＋
１） ^−１、すなわち、変調器６２_０〜６２_Ｋのバンド幅
にほぼ比例する。その理由は、個々の変調器６２_０〜６
２_Ｋによって生成される信号が足し合わされて、変調器
２０′からの出力信号を生成するからである。したがっ
て、変調器２０′および変調器２０はいずれも、同じ量
のデータを運ぶ従来のＮＲＺ変調キャリア波よりも（Ｋ
＋１）^−１倍だけスペクトル的に狭いキャリア波を生成
することになる。

【００３５】このバンド幅狭帯域化は、光ＷＤＭシステ
ムにおけるチャネル間干渉（ＣＣＩ）を低減する際に有
用である。その理由は、この狭帯域化は、隣り合う波長
チャネルどうしの間の信号重畳を低減するからである。
ＣＣＩの低減は、連続するシンボルＰ_ｎ間の強いシンボ
ル間干渉を導入することによって達成されるが、この干
渉は以下に説明するように受信機で容易に除去すること
ができる。

【００３６】図５は、チャネル１６から受信されるキャ
リア波から推定データビット＾ａ_ｎのストリームを抽出
するために図１の受信機１４によって使用されるプロセ
ス７０の流れ図である。受信信号は、バンドパスフィル
タ１３を通る。バンドパスフィルタ１３は、キャリア
波、例えば、ＷＤＭシステムの１つのチャネルを選択す
る（ステップ７２）。ｎ番目ごとの信号間隔に対して、
検出器３２は、キャリア波の瞬間強度を測定し、強度の
測定値Ｍ（Ｑ_ｎ ^２）をスライサ２８に送る（ステップ７
４）。測定強度は、例えば、キャリア波の瞬間エネルギ
ーである。

【００３７】Ｍ（Ｑ_ｎ ^２）の値から、スライサ２８は、
ａ_ｎに関連するデータ間隔に対してもともと送信された
キャリア波の強度Ｑ_ｎ ^２を推定し、推定値Ｅ（Ｑ_ｎ ^２）
を逆コンステレーションマッパ３０に送る（ステップ７
６）。Ｋが奇整数、すなわち、Ｋ＝３，５，７，...で
あるような送信機１２の送信シンボルのコンステレーシ
ョンの場合、送信シンボルの強度Ｑ_ｎ ^２は、コンステレ
ーション｛［（Ｋ＋１）Ａ／２］^２，［（Ｋ＋１）Ａ／
２−Ａ］^２，［（Ｋ＋１）Ａ／２−２Ａ］^２，...，
０｝に属する強度を有する。スライサ２８は、測定強度
Ｍ（Ｑ_ｎ ^２）を、あらかじめ選択されたしきい値のセッ
トと比較することによって、それぞれの推定値Ｅ（Ｑ_ｎ
^２）を決定する。しきい値は、それぞれの送信強度値Ｑ
_ｎ ^２に関連づけられる受信強度の上限および下限を定義
する。しきい値は、通信チャネル１６の相異なる実現に
応じて異なる。その理由は、チャネル障害およびノイズ
はチャネルごとに異なるからである。スライサ２８は、
強度の推定値Ｅ（Ｑ_ｎ ^２）を逆コンステレーションマッ
パ３０に順次、送信機１２で入力データビットａ_ｎを受
け取ったもとのレートで送る。

【００３８】受け取ったＥ（Ｑ_ｎ ^２）の値から、逆コン
ステレーションマッパ３０は、値Ｅ（Ｑ_ｎ ^２）を値＾ａ
_ｎにマップする（ステップ７８）。＾ａ_ｎの値は、受信
機１４の出力データであり、Ｑ_ｎを生成した、もともと
送信されたデータビットａ_ｎの推定である。したがっ
て、この逆マッピングは、変調キャリア波のバンド幅を
低減するために送信機１２によって導入されたシンボル
間干渉を除去している。

【００３９】受信機１４は、送信機１２が受け取った入
力データビットａ_ｎのシーケンスに対応する推定データ
ビット＾ａ_ｎの出力シーケンスを再構成するために、連
続する信号間隔中に、ステップ７２、７４、７６、およ
び７８を繰り返す。

【００４０】この逆マッピングは、いくつかのＱ_ｎ ^２の
値が同じａ_ｎに対応するようなコンステレーションに基
づいている。逆コンステレーションマッパ３０によって
使用される、Ｑ_ｎ ^２の値とａ_ｎの値の間の関係の形は、
送信機１２の形に従って定まる。具体的には、逆マッピ
ングは、２つの関係によって定義される。第１の関係
は、ある整数に等しいＬに対してＱ_ｎ ^２＝［（Ｋ＋１）
Ａ／２−２ＬＡ］^２である場合、ａ_ｎは０に等しい、と
いうものである。第２の関係は、ある整数に等しいＬに
対してＱ_ｎ ^２＝［（Ｋ＋１）Ａ／２−（２Ｌ＋１）Ａ］
^２である場合、ａ _ｎは１に等しい、というものである。
逆コンステレーションマッパ３０は、単に、Ｅ
（Ｑ_ｎ ^２）の値と上の２つの関係とから、＾ａ_ｎの値を
読み取る。

【００４１】図６に、送信機１２を特徴づけるＫの値が
ある偶整数、すなわち、２，４，６，...に等しいよう
な、図１の通信システム１０の実施例１０′を示す。シ
ステム１０′では、受信機１４′は、コヒーレント検出
器３２′を有する。コヒーレント検出器３２′の出力信
号Ｍ（Ｑ_ｎ）は、Ｑ_ｎの大きさおよび符号の両方の測定
値である。

【００４２】図７は、チャネル１６から受信されるキャ
リア波から推定データビット＾ａ_ｎのストリームを抽出
するために図６の受信機１４′によって使用されるプロ
セス７０′の流れ図である。この場合、検出器３２′
は、各信号間隔における受信キャリア波の振幅および位
相（すなわち、符号）の両方を与えるＭ（Ｑ_ｎ）を測定
する（ステップ７４′）。Ｍ（Ｑ_ｎ）の値から、スライ
サ２８′は、ａ_ｎに関連するデータ間隔に対してもとも
と送信されたキャリア波のＱ_ｎを推定し、推定値Ｅ（Ｑ
_ｎ）を逆コンステレーションマッパ３０′に送る（ステ
ップ７６′）。送信機１２について、送信シンボルのＱ
_ｎはコンステレーション｛−（Ｋ＋１）Ａ／２，−（Ｋ
＋１）Ａ／２＋Ａ，−（Ｋ＋１）Ａ／２＋２Ａ，...，
＋（Ｋ＋１）Ａ／２｝に属する。スライサ２８′は、測
定信号Ｍ（Ｑ_ｎ）を、あらかじめ選択されたしきい値の
セットと比較することによって、それぞれの推定値Ｅ
（Ｑ_ｎ）を決定する。しきい値は、それぞれの送信値Ｑ
_ｎに関連づけられる受信信号の上限および下限を定義す
る。しきい値は、通信チャネル１６の相異なる実現に応
じて異なる。スライサ２８′は、推定値Ｅ（Ｑ_ｎ）を逆
コンステレーションマッパ３０′に順次、送信機１２で
入力データビットａ_ｎを受け取ったもとのレートで送
る。

【００４３】受け取ったＥ（Ｑ_ｎ）の値から、逆コンス
テレーションマッパ３０′は、値Ｅ（Ｑ_ｎ）を値＾ａ_ｎ
にマップする（ステップ７８′）。＾ａ_ｎの値は、受信
機１４′の出力データであり、Ｑ_ｎを生成した、もとも
と送信されたデータビットａ _ｎの推定である。したがっ
て、この逆マッピングは、変調キャリア波のバンド幅を
低減するために送信機１２によって導入されたシンボル
間干渉を除去している。

【００４４】この逆マッピングは、いくつかのＱ_ｎの値
が同じａ_ｎに対応するようなコンステレーションに基づ
いている。具体的には、逆マッピングは、２つの関係に
よって定義される。第１の関係は、ある整数に等しいＬ
に対してＱ_ｎ＝−（Ｋ＋１）Ａ／２＋２ＬＡである場
合、ａ_ｎは０に等しい、というものである。第２の関係
は、ある整数に等しいＬに対してＱ_ｎ＝−（Ｋ＋１）Ａ
／２＋（２Ｌ＋１）Ａである場合、ａ_ｎは１に等しい、
というものである。逆コンステレーションマッパ３０′
は、Ｅ（Ｑ_ｎ）の値と上の２つの関係とから、＾ａ_ｎの
値を読み取る。

【００４５】Ｋが奇整数であるときのＱ_ｎ ^２とａ_ｎの間
の上記の関係、および、Ｋが偶整数であるときのＱ_ｎと
ａ_ｎの間の上記の関係は、送信機コンステレーションの
シンボルＱ_ｎと入力データビットａ_ｎの間の関係に従っ
て定まる。注意すべき点であるが、プリコーダ２２にお
いてｂ_ｎ＝ｂ_ｎ−Ｋ＃ｂ_{ｎ−Ｋ＋１}＃・・・＃ｂ_{ｎ− １}
＃ａ_ｎであるため、ａ_ｎ＝ｂ_ｎ−Ｋ＃ｂ_{ｎ−Ｋ＋１}＃・
・・＃ｂ_ｎ−１＃ｂ_ｎとなる。整数ｍ＝ｎ−Ｋ，ｎ−Ｋ
＋１，...，ｎ−１に対して、それぞれのｂ_ｍは、コン
ステレーションマッパ２３におけるＰ_ｍの値を選択す
る。Ｐ_ｍの値は、ｂ_ｍ＝０の場合は−Ａ／２に等しく、
ｂ_ｍ＝１の場合は＋Ａ／２に等しい。したがって、それ
ぞれの偶または奇の整数Ｋに対して、送信シンボルは、
ａ_ｎが０である場合にはＱ_ｎ＝−（Ｋ＋１）Ａ／２＋２
ＬＡを満たし、ａ_ｎが１である場合にはＱ_ｎ＝−（Ｋ＋
１）Ａ／２＋（２Ｌ＋１）Ａを満たす。Ｋが奇数の場
合、送信シンボルのコンステレーションに関する上記の
関係は簡単になる。Ｑ_ｎと−Ｑ _ｎが両方とも同じａ_ｎの
値にマップされるからである。

【００４６】図８に、図１の通信システム１０に対する
代替的な、しかし機能的に等価な送信機１２′を示す。
送信機１２′では、ディジタルフィルタ２４′は、プリ
コーダ２２から受け取った、現在のビットｂ_ｎと、前の
Ｋ個のビットｂ_ｎ−Ｋ，ｂ_{ｎ −Ｋ＋１}，...，ｂ_ｎ−１
との和Ｄ_ｎを形成し、その和をコンステレーションマッ
パ２３′に送出する。コンステレーションマッパ２３′
は、（Ｋ＋２）個の可能なＤ_ｎの値０，１，２，...，
Ｋ＋１を、Ｑ_ｎに対する（Ｋ＋２）シンボルコンステレ
ーションからのそれぞれの値｛−（Ｋ＋１）Ａ／２，−
（Ｋ＋１）Ａ／２＋Ａ，−（Ｋ＋１）Ａ／２＋２
Ａ，...，（Ｋ＋１）Ａ／２｝にマップする。シンボル
Ｑ_ｎのシーケンスは、図１および図２の送信機１２につ
いてすでに説明したように、ＮＲＺ変調器２５でキャリ
ア波を変調するために用いられる波形を与える。

【００４７】上記の実施例はプリコーダ２２および特別
のプリコーダアルゴリズムを含むが、本発明は、図１の
プリコーダ２２を有する送信機１２には限定されない。
上記のプリコーダ２２は、受信機の動作を簡単化する。
プリコーダ２２のない実施例は、受信信号に対する測定
値Ｍ（Ｑ_ｎ ^２）あるいはＭ（Ｑ_ｎ）から推定データビッ
ト＾ａ_ｎを得るために、異なるアルゴリズムを使用する
ことになる。

【００４８】図９に、図１のディジタルフィルタ２４を
特徴づける整数Ｋのいくつかの選択に対する伝送バンド
幅および受信機感度を示すテーブルを掲げる。このテー
ブルにおいて、受信機感度は、コンステレーション内の
送信機シンボルＱ_ｎどうしの間の最小２乗距離を、コン
ステレーション内の送信機シンボルＱ_ｎの平均強度、す
なわち、Ｑ_ｎ ^２で割った比として定義される。データレ
ートが与えられた場合、より大きいＫの値を使用するこ
とによって、かつ、受信機感度において３ｄＢの犠牲を
払うことによって、信号バンド幅を５０％低減したまま
保持することができる。例えば、これは、テーブルにお
いて、Ｋが１から３に、３から５に、または７から１５
に増大する場合である。等価なことであるが、信号バン
ド幅が与えられた場合、より大きいＫの値を使用するこ
とによって、かつ、受信機感度において６ｄＢの犠牲を
払うことによって、データレートを２倍にしたまま保持
することができる。前の場合よりもコストが３ｄＢ高い
のは、データレートを２倍にすると、各ビットのエネル
ギーが半分に低減されるからである。これは、ふつうの
パルス振幅変調を実行する従来の変調器と比較されるべ
きである。このような変調器で１ヘルツあたり約１ビッ
トだけデータ伝送レートを増大させると、受信機感度に
おいて約６ｄＢのコストがかかる。したがって、本発明
の新規な変調器２０は、従来の変調器よりもずっと効率
的である。例えば、新規な変調器２０は、毎秒１０ギガ
ビットを超えるデータレートを有するであろう将来の光
通信システムにとって有益となるはずである。

【００４９】再び図１を参照すると、受信機感度を改善
するため、受信機１４の一部の実施例は、Ｍ（Ｑ_ｎ ^２）
あるいはＭ（Ｑ_ｎ）の測定された信号値から直接に＾ａ
_ｎの推定値を得るためにビタビ復号器を使用する。ビタ
ビ復号器を使用することは、フルシンボルレートで受信
信号を処理することを必要とするため、このような実施
例は、シンボルレートが毎秒１０ギガビット以上になる
ときには実用性が小さくなる。

【００５０】他の実施例では、受信機感度を改善するた
め誤り訂正符号を使用する。誤り訂正符号は、フルシン
ボルレートで受信信号を処理することを必要としない。
その代わりに、符号器のバンクを送信機１２と並列に動
作させるとともに、復号器のバンクを受信機１４と並列
に動作させることができる。図１および図６のシステム
１０および１０′と両立する誤り訂正符号には、リード
・ソロモン符号、低冗長度のパンクチャド畳込み符号、
およびこれらの符号の連接符号がある。

【００５１】いくつかの実施例において、変調器２０
は、正および負の両方の変調振幅Ｑ_ｎでキャリア波を変
調する。すなわち、負の変調振幅は１８０°の位相シフ
トを導入する。正負の両方の変調振幅を使用することに
よって、チャネル１６における平均信号強度を低く保つ
ことができる。光通信チャネルでは、強度を低くする
と、伝送と干渉する非線形効果が低減される。

【００５２】変調器２０の他の実施例は、正の変調振幅
のみを用いてキャリア波を変調する。

【００５３】

【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、同
じシンボルレートで伝送され、従来の変調キャリア波よ
り狭いスペクトル幅のキャリア波を生成する変調方式が
提供される。

【００５４】特許請求の範囲の発明の要件の後に括弧で
記載した番号がある場合は、本発明の一実施例の対応関
係を示すものであって、本発明の範囲を限定するものと
解釈すべきではない。

【図面の簡単な説明】

【図１】通信システムのブロック図である。

【図２】図１に示した通信チャネルにデータを送信する
プロセスの流れ図である。

【図３】図１に示した変調器と機能的に等価な変調器の
ブロック図である。

【図４】図１に示したタイプの変調器によって生成され
る信号のパワースペクトルの図である。

【図５】図１の通信チャネルから受信される信号からデ
ータを抽出するプロセスの流れ図である。

【図６】図１の通信システムで用いられる代替受信機の
図である。

【図７】図６の受信機が受信信号からデータを抽出する
プロセスの流れ図である。

【図８】図１の通信システムで用いられる代替送信機の
図である。

【図９】図１のディジタルフィルタを特徴づける整数Ｋ
のいくつかの値に対する伝送バンド幅および受信機感度
のリストを示す図である。

【符号の説明】

１０，１０′，１０″ 通信システム １２，１２′ 送信機 １４，１４′ 受信機 １６ 通信チャネル １８ ソース ２０，２０′，２０″ 変調器 ２２ プリコーダ ２３，２３′ コンステレーションマッパ ２４，２４′ ディジタルフィルタ ２５ ＮＲＺ変調器 ２６，２６′ 受信信号検出器 ２８ スライサ ３０ 逆コンステレーションマッパ ３２ 強度検出器、振幅検出器 ３２′ コヒーレント検出器 ３３ バンドパスフィルタ ３４ 入力ポート ６０ （Ｋ＋１）−巡回デマルチプレクサ（ＤＥＭＵ
Ｘ） ６２_０〜６２_Ｋ ＮＲＺ変調器 ６４ アナログ信号加算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 リー ファン ウェイ アメリカ合衆国、07738 ニュージャージ ー州、リンクロフト、エール ドライブ 200 Ｆターム(参考） 5K004 AA08 JE03 JF00 JG01 JH00

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 連続するディジタルデータ値を表すシン
   ボルを伝えるようにキャリア波を変調するステップを有
   する、ディジタルデータ値のストリームを送信する方法
   において、 連続するディジタルデータ値を表すシンボルは、変調キ
   ャリア波と同じシンボルレートで伝送される参照波にお
   いてよりも、変調キャリア波においてのほうが強く干渉
   し、 変調キャリア波は、参照波より狭いスペクトル幅を有
   し、 参照波は、同じキャリア波を、一時に１つのディジタル
   データ値で変調することによって生成され、変調キャリ
   アの有効シンボルレートの２倍より大きい有効シンボル
   レートを有することを特徴とする、ディジタルデータ値
   のストリームを送信する方法。
2. 【請求項２】 ［１＋Σ^Ｋ _ｉ＝１Ｚ^−ｉ］で定義される
   部分応答関数でディジタルデータ値を処理することによ
   って、シンボルのストリームを生成するステップと、 生成されたシンボルのストリームでキャリア波を変調す
   るステップとを有する、ディジタルデータ値のストリー
   ムを送信する方法において、 整数Ｋは１より大きく、関数Ｚ^−ｉは、連続するディジ
   タルデータ値どうしの間の時間のｉ倍だけディジタルデ
   ータ値を遅延させることを特徴とする、ディジタルデー
   タ値のストリームを送信する方法。
3. 【請求項３】 キャリア信号のための入力と、ディジタ
   ルデータ値を表すシンボルの第１ストリームのための入
   力とを有する変調器を有する、ディジタルデータの送信
   機において、 前記変調器は、キャリア信号を、第２ストリームのシン
   ボルの連続する値で変調し、第２ストリームの各シンボ
   ルは、現在のシンボルと、第１ストリームの最後のＫ個
   のシンボルとの和であり、整数Ｋは１より大きいことを
   特徴とする、ディジタルデータの送信機。
4. 【請求項４】 前記変調器は、［１＋Σ
   ^Ｋ _ｉ＝１Ｚ^−ｉ］で定義される部分応答関数で第１スト
   リームのシンボルを処理し、関数Ｚ^−ｉは、連続する入
   力シンボルどうしの間の期間のｉ倍だけシンボルを遅延
   させることを特徴とする請求項３記載の送信機。
5. 【請求項５】 送信機から変調キャリア信号を受信する
   検出器と、 受信信号を用いて、送信機がキャリア信号を変調するた
   めに使用した入力シンボルのストリームに関連する入力
   ディジタルデータ値を決定するように構成されたマッパ
   とを有する受信機において、 キャリア信号は、［１＋Σ^Ｋ _ｉ＝１Ｚ^−ｉ］で定義され
   る部分応答関数で入力ディジタルデータ値のストリーム
   を処理することによって形成された制御シンボルのスト
   リームによって変調され、整数Ｋは１より大きく、関数
   Ｚ^−ｉは、連続する入力ディジタルデータ値どうしの間
   の時間のｉ倍だけ入力ディジタルデータ値を遅延させる
   ことを特徴とする受信機。
6. 【請求項６】 前記マッパは、少なくとも２個の送信シ
   ンボルが入力データ値の同じ値に対応するような送信シ
   ンボルのコンステレーションに基づく逆コンステレーシ
   ョンマッパを有することを特徴とする請求項５記載の受
   信機。
7. 【請求項７】 キャリア波を受信し、受信キャリア波の
   振幅を表す値のシーケンスを決定する振幅検出器と、 決定された値のシーケンスと、シンボルコンステレーシ
   ョンの振幅とキャリア波を変調するために用いられた入
   力ディジタルデータ値との間の関係とに基づいて、入力
   ディジタルデータ値のシーケンスを推定する逆コンステ
   レーションマッパとを有する受信機において、 前記関係は、コンステレーションの少なくとも２個の振
   幅を入力ディジタルデータ値の同じ値に関連づけること
   を特徴とする受信機。
8. 【請求項８】 周波数バンドを選択する光フィルタをさ
   らに有し、 前記検出器は、光フィルタの出力から、選択された周波
   数バンドに属するキャリア波を受信するように接続され
   ることを特徴とする請求項７記載の受信機。
9. 【請求項９】 検出器から、決定された値のシーケンス
   を受信し、受信した値に基づいて、コンステレーション
   のシンボルを表す振幅の新しい値をマッパに送信するス
   ライサをさらに有することを特徴とする請求項７記載の
   受信機。
10. 【請求項１０】 前記検出器は、無線チャネルのキャリ
    ア波を検出するように構成されることを特徴とする請求
    項９記載の受信機。