JP2002162257A

JP2002162257A - リニヤスケール

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Publication number: JP2002162257A
Application number: JP2000357435A
Authority: JP
Inventors: Takahisa Kamihira; 貴久上平
Original assignee: Futaba Corp
Current assignee: Futaba Corp
Priority date: 2000-11-24
Filing date: 2000-11-24
Publication date: 2002-06-07
Anticipated expiration: 2020-11-24
Also published as: JP4683511B2

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】光学式のスケールにおいて、デジタル的に生
成した精度の高い移動距離情報をリアルタイムで出力す
る際に好適なリニヤスケールを提供する。【解決手段】スケールの1ピッチごとに変化するＡ/Ｂ
相信号で変調された搬送信号を変調する変調回路２の出
力をコンパレータ４で２値化し、位相計数部１４におい
ては、位相変調された搬送波の周期の１／２で計数して
スケールの移動量をサンプリングする。また、Ａ／Ｂ相
パルス信号を形成する偏差カウンタ１５、出力パルス生
成部１６、およびＡ／Ｂ相信号発生部１７を備えている
リニヤスケールの測長回路において、入力されたモアレ
縞の周期を計測する速度計測部１２と、基準信号を分周
する分周部１３を設け、この分周部１３においてスケー
ルの移動速度に対応したクロック信号ＣＬＫを形成し、
出力パルス生成部１６の信号処理を行うことにより、信
号のパルス間隔を均一化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、二物体間の絶対的
な移動量を測定するリニヤスケールに関するものであ
り、特に光学式のスケールにおいて、デジタル的に生成
した精度の高い移動距離情報をリアルタイムで出力する
際に好適なリニヤスケールに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】工作機械等において、被加工物に対する
工具の相対的な移動量を高い精度で正確に測定すること
は、精密加工を行う上で極めて重要であり、また、この
測定値を迅速にシリアルデータとして出力することが要
請されている。そのひとつの例として、光学格子を２枚
重ね合わせることにより得られるモアレ縞を利用した光
学式スケールの概要を以下に述べる。この光学式スケー
ルは、図６に示すように透明のガラススケール１００の
一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう
格子（刻線）を設けたメインスケール１０１と、透明の
ガラススケール１０２の一面に透光部と非透光部が所定
のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたインデッ
クススケール１０３とを有し、同図（ａ）に示すよう
に、このメインスケール１０１にインデックススケール
１０３を微小間隔を持って対向させると共に、同図
（ｂ）に示すように、メインスケール１０１の格子に対
し微小角度傾けられるようにインデックススケール１０
３の格子を配置している。

【０００３】このように配置すると、スケールの移動に
応じて図７に示すモアレ縞が発生する。このモアレ縞の
間隔はＷとなり、間隔Ｗ／２毎に暗い部分あるいは明る
い部分が発生する。この暗い部分あるいは明るい部分
は、メインスケール１０１に対し、インデックススケー
ル１０３が相対的に左右に移動すると上から下、あるい
は下から上に移動していく。この場合、メインスケール
１０１及びインデックススケール１０３の格子のピッチ
をＰ、相互の傾斜角度をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ
縞の間隔Ｗは、Ｗ＝Ｐ／θ と示され、ピッチＰは光学的にモアレ縞の間隔Ｗをθ倍
に拡大して検出することができる。すなわち、格子が１
ピッチ移動すると、モアレ縞はＷだけ変位するが、ピッ
チＰはＷのθ倍となるので、モアレ縞の位相変化を検出
することによってピッチＰ内の移動量を高い精度で測定
することができるようになる。

【０００４】図８に示すように光電変換素子１１０によ
ってモアレ縞を検出すると、メインスケール１０１に対
しインデックススケール１０３がＡの状態となっている
と、光電変換素子１１０に照射される光量は最も多くな
り、光電変換素子１１０に流れる電流は最大値Ｉ₁ とな
る。次に、相対的に移動してＢの状態になると光電変換
素子１１０に照射される光量はやや減少し、その電流は
Ｉ₂ となり、更に、移動してＣの状態になると光電変換
素子１１０には最も少ない光量が照射され、その電流も
最も小さいＩ₃ となる。そして、更に移動してＤの状態
になると光電変換素子１１０に照射される光量はやや増
加し、その電流はＩ₂ となり、Ｅの状態になるまで移動
すると、再び最も光量の多い位置となり、元の電流値Ｉ
₁ に戻る。このように、光電変換素子１１０に流れる電
流は正弦波状に変化すると共に、その変化が１周期経過
した時に、格子のピッチＰだけメインスケール１０１と
インデックススケール１０３とが相対的に移動したこと
になる。

【０００５】また、図９に示すように、９０度、または
一周期（間隔Ｗ）と９０゜ずらせて２つの光電変換素子
１１１，１１２を設けると、Ａ相の光電変換素子１１１
に流れる電流に対してＢ相の光電変換素子１１２に流れ
る電流は、図10に示すように９０゜偏位した電流とな
る。すなわち、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流
をＳｉｎ波とすると、Ｂ相の光電変換素子１１２に流れ
る電流はＣｏｓ波となる。この場合、メインスケール１
０１とインデックススケール１０３との相対的な移動方
向により、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流に対
するＢ相の光電変換素子１１２に流れる電流の位相は９
０゜進相あるいは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせ
て配置した２つの光電変換素子を設けることで相対的な
移動方向を検出することができる。

【０００６】ところで、このように構成された光学式ス
ケールは、ＮＣ工作機械に取りつけられて被加工物と工
具との相対的移動量を測定しているが、相対的な移動量
を、例えば１μｍ単位で出力するために前記した光電変
換素子から出力された信号をデジタル的に位相分割し
て、移動量をパルス信号の数で得られるようにしてい
る。以下、Ａ相信号とＢ相信号から位相分割してスケー
ルの移動量をデジタル信号として検出する方法を図１１
に基づいて説明する。

【０００７】この図１１において、２１は搬送信号ＣＫ
（ａ，ｂ，ｃ）が入力されている平衡変調器（以下、単
に変調器ともいう）、２２はローパスフイルタ、２３は
波形整形回路、２４は波形整形された２値信号から後で
述べるように１ピッチ間を内挿するＡ相パルス信号、お
よびＢ相パルス信号を形成するデジタル信号処理部であ
る。前記変調器２１は、本出願人が先に特開昭６２−１
３２１０４号公報として公開しているように、正弦波状
の信号レベルを変調信号として搬送波周波数を平衡変調
するものであって、正弦波状のレベルが搬送波の位相情
報として出力されるようにしており、例えば図１２に示
すように、入力されたＡ相信号はバッファとして動作す
るオペアンプＯＰ１を介して抵抗ネットワークＲＴに供
給されると共に、オペアンプＯＰ２により反転されて抵
抗ネットワークＲＴに供給される。また、Ｂ相信号はバ
ッファとして動作するオペアンプＯＰ３を介して抵抗ネ
ットワークＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ４
により反転されて抵抗ネットワークＲＴに供給される。

【０００８】すなわち、Ａ相信号，反転Ａ相信号，Ｂ相
信号，反転Ｂ相信号を抵抗ネットワークＲＴにより混合
加算し、位相が反対で同電圧の８分割された混合信号を
作成し、マルチプレクサＡＭの８つの入力端子（０）〜
（７）にそれぞれ供給している。このマルチプレクサＡ
Ｍの入力端子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３には図１３（ｃ）に示す
選択信号Ａ，Ｂ，Ｃが入力され、この選択信号Ａ，Ｂ，
ＣによりマルチプレクサＡＭの入力端子（０）〜（７）
が順次選択されて、出力端子ｔｏから図１３（ａ）に示
す階段状の出力信号Ｓが出力される。このマルチプレク
サＡＭから出力される信号Ｓの周波数は、図１３に図示
するように選択信号Ｃの周期と同一であり、結局のとこ
ろ、選択信号Ｃを搬送波としてその位相をＡ相信号（Ｂ
相信号）のレベルにより平衡変調した出力信号Ｓがマル
チプレクサＡＭから出力されるようになる。すなわち、
スケールの移動量に応じて位相偏移された搬送波が出力
されるのである。

【０００９】このように平衡変調された変調波は次にロ
ーパスフイルタ２２に印加されて、図１３（ｂ）に示す
ように滑らかな正弦波状とされる。

【００１０】この正弦波状に変換された信号は搬送波の
周波数の角速度をω、スケールの格子（刻線）間隔を
ｐ、スケールの移動量をｘとしたときにＶｓ＝Ｋ・Ｃｏｓ（ωｔー２π・ｘ／ｐ）によって示される信号となり、スケールの移動量ｘとピ
ッチｐの比ｘ／ｐで位相が変調された交流信号となる。

【００１１】そして、この位相変調された交流信号が次
の波形整形回路２３によって零レベルの点がエッジとさ
れる２値信号に変換される。この波形整形回路２３より
出力される２値信号の位相と、光学手段から出力された
Ａ相信号及びＢ相信号のレベルとの関係を図１４に示
す。この図の左側に示す正弦波状に変化している信号が
スケールから出力されたＡ相信号及びＢ相信号であり、
右側に示すパルス波形は位相偏移を受けた波形整形回路
２３よりの搬送波の２値信号であり、その破線位置が変
調回路２１に供給される搬送波ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）の零
位相である。

【００１２】そして、この図のイに示すように、スケー
ルの停止状態では、例えば、Ａ相信号が正の最大レベル
でＢ相信号が零レベルの場合は零位相から９０゜位相偏
移された２値信号とされ、Ａ相信号が零レベルでＢ相信
号が正の最大レベルの同図ロの場合は１８０゜位相偏移
された２値信号とされ、以下、Ａ相信号が負の最大レベ
ルでＢ相信号が零レベルの同図ハの場合は２７０゜、Ａ
相信号が零レベルでＢ相信号が負の最大レベルの同図ニ
の場合は３６０゜位相偏移されて、位相偏移され、搬送
波の零位相と同じになる。

【００１３】デジタル信号処理部２４はそのキャプチャ
機能を利用して、波形整形回路２３から出力されている
この２値信号のパルス幅を所定のクロックによって計数
することにより、スケールの１ピッチを内挿する内挿パ
ルス信号を形成すると共に、この内挿パルス信号を計数
して１ピッチ内を分割したスケールの絶対位置のデータ
を得るようにしている。この実施例の場合、スケールの
刻線の１ピッチは４０μｍを示しているが、デジタル信
号処理部２４内のカウンタ機能によって搬送波、例えば
１２４ＫＨｚの４０倍の周波数とされているクロック
（５ＭＨｚ）によって変調された搬送波の周期Ｔをカウ
ントすると、１／４０ピッチの精度で計数パルスが得ら
れ、光学手段のモアレ縞出力信号から１μｍの動きを検
出することができる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、スケールの
相対的な移動量は、少なくともＡ／Ｂ相信号で変調され
た搬送波の１サイクルの周期をカウントした後に出力さ
れるため、搬送波周波数が１２４ＫＨｚのときはｔ＝１
／１２４ｍｓ後のサンプリングでないと移動量を示す計
数出力が得られないという問題がある。すなわち、図１
５に示すようにスケールが停止している時のサンプル点
をＳｓ、−方向に移動したときのサンプル点をＳ
（−）、＋方向に移動したときのサンプル点をＳ（＋）
として示すと、停止時にはサンプル点Ｓｓでクロックｎ
＝４０が計測され、次のサンプル点Ｓ（−）でクロック
ｎ＝３０が計測されたときスケールが−１０μｍ（３０
−４０＝−１０）移動したことが分かる。また、次のサ
ンプル点Ｓ（＋）でクロックｎ＝５０が計測されたとき
に、スケールが＋１０μｍ（５０−４０＝１０）移動し
たことが分かる。

【００１５】従来のリニヤスケールの場合は、位相分割
法によって出力されたＡ相、およびＢ相パルス信号は、
図示されていない計測装置に供給され、工作機械の加工
量をコントロールするフィードバック信号としても使用
されるが、図１５に示されているようにサンプリング周
期のあとでスケールの移動量が出力されると、この信号
はリアルタイムで出力されてる信号とかけ離れたものに
なっているので、特に高速で移動する場合は加工物の工
作制御が円滑に行われないという問題が生じる。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は上記したような
問題点を解消するために、少なくとも長さ方向に等間隔
で目盛られている刻線を有するメインスケールと、前記
メインスケールに対して、移動可能に配置され前記刻線
のピッチを検出する検出手段と、この検出手段がメイン
スケールに対して相対的に単位長移動する毎に周期的に
変化する信号を発生する信号発生手段と、この信号発生
手段で取り込んだ信号を所定の周波数の搬送波信号によ
って平衡位相変調する変調手段と、前記変調手段で位相
変調された変調信号と前記搬送波信号の位相差を所定の
サンプリング周期で検出し、１ピッチ内を内挿するデー
タを出力するデジタル信号処理回路を備えているリニヤ
スケールにおいて、前記サンプリング周期が前記搬送波
信号の周期の１／２とされていることを特徴とするもの
である。

【００１７】また、上記変調手段をｎ個設け、各変調手
段にそれぞれ異なる位相差をもった搬送波を供給して１
ピッチ内を内挿するデータのサンプリング点が増加する
ようにしたものである。

【００１８】

【発明の実施の形態】本発明を光学式リニヤスケールに
適用した場合において、位相分割されたＡ／Ｂ相出力を
得るための一実施例の概要を図１に示す。なお、この実
施例では相対的な移動量はスケールの動きに比例して平
均的に発生するように形成されている（特願平１０−２
５９６０６号）。この図において１は光源ランプからス
ケールを透過したＡ相、及びＢ相信号成分のモアレ縞光
を、受光する受光素子の出力から出力されたリサージュ
電流波形を電圧に変換する電流電圧変換器である。

【００１９】この実施例の場合は、光学手段は例えば４
０μｍのピッチを有するスケールによって構成され、位
相分割によって内挿される出力パルスの解像度を１μｍ
の単位で測長できる場合について説明する。

【００２０】Ａ相、又はＢ相のリサージュ電圧は変調回
路２に供給され、先に述べたように、基準搬送波信号Ｃ
Ｋ（ａ，ｂ，ｃ）を、入力されたＡ／Ｂ相信号によって
位相変調を行う。そしてローパスフイルタ３で高調波成
分を除去して先の位相変調された搬送波信号Ｖｓを形成
し、次にコンパレータ４でそのゼロクロス点で反転する
２値信号を形成し、この信号がデジタル処理回路１０に
供給される。

【００２１】しかし、本発明では次の位相計数部１４に
おいては、位相変調された搬送波の周期の１／２で計数
してスケールの移動量をサンプリングするようにしてい
る。つまり、図２のようにスケールの移動量を計数出力
するサンプル時点は、変調された搬送波信号を２値化し
たときのＬレベルとＨレベルの変化点、Ｓ₁，Ｓ₂，
Ｓ ₃，Ｓ₄・・・・のように変調信号のｄｕｔｙが５０％
となる点で計数出力を行う。したがってスケールが停止
しているとき１ピッチはｎ＝２０を２回計数することに
なるが、スケールが１ピッチ−方向に移動してｎ＝２５
となるときは、前半のサンプル点Ｓ₃で１５、後半のサ
ンプル点で１０の計数出力を得ることができる。したが
って、従来のリニヤスケールよりデータ出力サンプル期
間が半分になり、応答レスポンスがほぼ１／２に向上す
ることになる。

【００２２】電流電圧変換回路１から出力されたＡ／Ｂ
相信号は、そのリサージュ波形の周期を、例えば１／８
に分割するための信号を演算する位相分割回路５に供給
され、この位相分割回路５からの信号の例えばゼロクロ
ス点を計測基準信号として出力する計測信号発生部１１
に入力する。図３に示すように位相分割回路５の一例
としては、例えば、掛算器を利用した逓倍回路を使用し
た第１の演算回路３０と、第２の演算回路４０によって
構成することがでる。双方の演算回路は同一の構成とさ
れている掛算器３１、（４１）および３２（４２）から
構成することができ、第１の演算回路では９０度の位相
差を有するＡ／Ｂ相信号（２ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を掛
算器３１によって相互に掛け合わすことによって２倍の
周期の正弦波信号（ｓｉｎ２θ）を形成すると共に、掛
算器３２によって２ｓｉｎθと反転された−ｓｉｎθを
掛け合わすことによってｃｏｓ２θ−１の信号を取り出
す。ｃｏｓ２θ−１の信号の直流成分をカットするＨＰ
Ｆ３３を通すことによってｃｏｓ２θが得られる。

【００２３】第２の演算回路４０では、このｓｉｎ２
θ、及びｃｏｓ２θを再び同様な掛算器４１、４２とＬ
ＰＦ４３で演算することによって、ｓｉｎ４θ、ｃｏｓ
４θとなる信号を作り出せるので、この周期が４倍とな
っているいずれかの信号の０クロスを検出した計測パル
スＰｚによって元の信号の１／８の周期の信号を得るこ
とができる。

【００２４】６はデジタル処理回路２０の基準信号源で
あり、その出力（例えば、周波数を４０ＭＨｚとする）
は、Ａ／Ｂ相パルス信号を生成するクロック周期を定め
る分周部１３と、分周回路１８ａ，１８ｂ、１８ｃから
構成されているタイミング発生部１８に供給されてい
る。

【００２５】１２は前記計測パルス発生部１１の計測パ
ルス信号Ｐｚに基づいて、一定のクロック信号（８ＭＨ
ｚ）をカウントし、リニヤスケールから出力されたリサ
ージュ波形の周期、つまり、リニヤスケールの移動速度
情報を速度検出パルスＮｓとして出力する。そしてこの
速度検出パルスＮｓによって基準信号源６のクロック信
号が入力されている前記分周部１３の分周比を制御し、
出力パルス生成部１６に供給するクロック信号を形成す
る。

【００２６】１４は先に述べたように前記コンパレータ
４の位相変調を受けている出力を図２に示したように一
定のサンプリング周期Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃・・・毎に計測し
て、位相変調された移相量に対応したパルス信号を発生
する位相計数部であり、タイミング発生部１８から出力
されているクロック（例えば５ＭＨｚ）を計数してスケ
ールの半ピッチ内の移動量を２０分の１の精度でパルス
信号に変換して出力する。

【００２７】そして、この出力パルス数は次の偏差カウ
ンタ１５に供給され、半ピッチ内での移動量を正及び
負の計数値として出力する。例えば、スケールの１ピッ
チを４０μｍ（半ピッチ２０μｍ）に設定しているとき
に、半ピッチ内の偏差が０、すなわちｎ＝２０の時は
０、スケールが正の方向に移動したときの偏差が半ピッ
チ内で１μｍとなったとき、すなわちｎ＝２１では１
を、２μｍとなったときは２を出力し、同様にスケール
が逆方向に移動して、半ピッチ内で偏差が−１μｍ（ｎ
＝１９）、−２μｍ（ｎ＝１８）となっているときは、
−１又は−２の計数値を出力するようにしている。

【００２８】１６は前記偏差カウンタ１５の計数値をパ
ルス数として出力する出力パルス生成部であって、前記
分周部１３のクロック周期に基づいて計数値分のパルス
信号を形成する。そして、このパルス信号が次のＡ／Ｂ
相パルス信号発生部１７に供給され、時間の推移と共に
ハイレベル、及びローレベルとなるパルス列に変換され
る。変換されたＡ／Ｂ相パルス列はスケールの移動方向
によって相互に９０度の進み、又は遅れを有する２相の
Ａ相、及びＢ相パルス信号となるようにしている。

【００２９】次に、図４を参照しながら偏差カウンタ１
５、出力パルス生成部１６、ＡＢ相パルス発生部１７の
動作を説明するが、この図には一例としてスケールの移
動によってある位置から（＋）または（−）方向に３／
２０ピッチ動いた場合を示し、あるサンプル期間後に偏
差カウンタ１５に「３」あるいは「−３」がプリセット
された場合を示している。まず、図４（ａ）に示すよう
に、スケールが移動して「３」が偏差カウンタ１５にプ
リセットされると、このカウンタ３３からは計数値が
「０」でない時に「Ｌ」レベルとなるイコール信号ＥＱ
と、移動方向を示す「Ｈ」レベルのディレクション信号
ＤＩＲが同図（ｂ），（ｃ）に示すように出力される。
そして、出力パルス生成部１６は、この信号ＥＱと信号
ＤＩＲとをうけて、同図（ｄ）に示すようにフィードバ
ックパルスＦＢを１パルス（Ａ１）発生して偏差カウン
タ１５に供給する。

【００３０】この時、信号ＤＩＲが「Ｈ」レベルのた
め、フィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５
はダウン計数され、その計数値は「２」となるが、信号
ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持されるため、さらにフィ
ードバックパルスＦＢが１パルス（Ａ２）発生され、こ
のフィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５は
さらにダウン計数され、その計数値は「１」となる。し
かしながら、信号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持される
ため、さらにフィードバックパルスＦＢが１パルス（Ａ
３）発生され、このフィードバックパルスＦＢにより偏
差カウンタ１５はダウン計数されて、その計数値は
「０」となり、イコール信号ＥＱのレベルが「Ｈ」とな
る。したがって、出力パルス生成部１６から出力される
フィードバックパルスＦＢは停止される。

【００３１】一方、ＡＢ相パルス発生器１７において、
前記出力パルス生成部１６のパルスＡ１，Ａ２，Ａ３に
より図４（ｅ），（ｆ）に示すように、Ａ１のフィード
バックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ａ相パ
ルス信号が「Ｈ」レベルに反転され、Ａ２のフィードバ
ックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ｂ相パル
ス信号が「Ｈ」レベルに反転され、さらに、Ａ３のフィ
ードバックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ａ
相パルス信号が「Ｌ」レベルに反転される。偏差カウン
タ１５の計数値が「０」の時は出力パルスが発生しない
が、移動方向が逆転するとディレクション信号ＤＩＲが
図４（ｃ）に示すように「Ｌ」レベルに反転し、移動量
として例えば「−３」が、図４（ａ）に示すように、偏
差カウンタ１５にプリセットされる。すると、このカウ
ンタからは計数値が「０」でない時に「Ｌ」レベルとな
るイコール信号ＥＱと、移動方向を示す「Ｌ」レベルの
ディレクション信号ＤＩＲが同図（ｂ），（ｃ）に示す
ように出力される。そして、出力パルス生成部１６は、
この信号ＥＱと信号ＤＩＲとをうけて、同図（ｄ）に示
すようにフィードバックパルスＦＢを１パルス（Ｂ１）
発生して偏差カウンタ１５に供給する。

【００３２】この時、信号ＤＩＲが「Ｌ」レベルのた
め、フィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５
はアップ計数して、その計数値は「−２」となるが、信
号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持されるため、さらにフ
ィードバックパルスＦＢが１パルス（Ｂ２）発生され、
このフィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５
はさらにアップ計数され、その計数値は「−１」とな
る。しかしながら、信号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持
されるためさらにフィードバックパルスＦＢが１パルス
（Ｂ３）発生され、このフィードバックパルスＦＢによ
り偏差カウンタ１５はアップ計数して、その計数値は
「０」となり、イコール信号ＥＱのレベルが「Ｈ」とな
る。したがって、出力パルス生成部１６から出力される
フィードバックパルスＦＢは停止される。

【００３３】このようにして、出力パルス生成部１６は
偏差カウンタ１５の計数値と同一のパルス数を発生し、
各サンプル期間毎に方向性信号と共にＡ／Ｂ相パルス発
生部１７に供給するが、ＡＢ相パルス発生部１７におい
て、図４（ｅ），（ｆ）に示すように、Ｂ１のフィード
バックパルスＦＢの立ち下がりエッジによりＡ相パルス
信号が「Ｈ」レベルに反転し、Ｂ２のフィードバックパ
ルスＦＢの立ち下がりエッジによりＢ相パルス信号が
「Ｌ」レベルに反転し、さらに、Ｂ３のフィードバック
パルスＦＢの立ち下がりエッジによりＡ相パルス信号が
「Ｌ」レベルに反転する。このようにして発生されたＡ
相パルス信号とＢ相パルス信号はＮＣ装置へ供給され、
ＮＣ装置は供給されたＡ相信号とＢ相信号とのエッジを
検出することにより、移動量を検出すると共に、Ａ，Ｂ
相パルス信号の位相関係より移動方向を検出する。

【００３４】ところで本発明の実施例では、上記フィー
ドバックパルスを出力する出力パルス生成部１６のクロ
ック信号が分周部１３から供給されており、このクロッ
ク信号はスケールの移動速度に対応してその周期が変化
するようになされている。すなわち、図５に示すように
スケールの移動によった発生するリサージュ波形Ａ
（Ｂ）相信号は移動速度がｖ１からｖ５と早くなるほ
ど、その周期が短くなり、この移動速度を検出している
周期毎の速度計測部１２の計数値Ｎｓは小さくなる。し
たがって、スケールの移動速度がゆっくりしているとき
は分周部１３の分周比が高くなることによって出力パル
ス生成回路１６に供給されるクロック信号ＣＬＫの周波
数は低い値となり、逆に移動速度が高くなるとクロック
信号ＣＬＫの周波数も高くなる。

【００３５】その結果、出力パルス生成部１６から出力
される前記したフィードバックパルスＦＢＰ（Ａ１，Ａ
２，Ａ３．．．．Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３．．．）の間隔が図
５のようにスケールの移動速度に応じて変化し、このフ
ィードバックパルスＦＢＴのパルス幅もクロック信号Ｃ
ＬＫに基づいたタイミング出力されているので、このパ
ルスに基づいて形成される位相分割されたＡ／Ｂ相パル
ス信号ＡD、ＢDの周期もスケールの移動速度に沿ったも
のになる。なお、Ａ／Ｂ相パルス信号の位相はスケール
の移動方向に対応して進み、遅れとなることはいうまで
もない。従って本発明の実施例によってスケールの移動
情報を示す分割されたＡ／Ｂ相パルス信号はスケールの
移動に従って各サンプル後に均一化されたものになり、
この信号をフィードバック制御信号としたときに工作機
械の応答性を改善することができる。

【００３６】以上の実施例ではスケールの移動速度を位
相変調された搬送波のｄｕｔｙの５０％でサンプルして
出力することにより、相対的な移動量の出力データのレ
スポンスを向上しているが、図１の変調回路２を２個と
しそれぞれ９０度の位相差を持った搬送波信号を供給す
るようにして、それぞれの位相変調された搬送波信号の
ｄｕｔｙの５０％の位置でサンプリングして計数出力を
行うようにすると、さらに移動量のデータを出力するタ
イミングのレスポンスを高くする、例えば1/4にするこ
とができる。

【００３７】又、本発明のリニヤスケールは、光学的な
モアレ縞に基づいて分解能を高くするようなスケールに
限ることなく、例えば、マグネスケールと呼ばれる磁気
ヘッドを使用して磁化されているスケールの目盛を検出
するスケールや、レーザ光線による光の回析と干渉を利
用してホログラム格子による回析光の位相が、格子の移
動に伴って変化する現象を検出し、高い精度の測長を行
うようなスケール等に付いても適用することができる。

【００３８】

【発明の効果】本発明は以上のように、従来のリニヤス
ケールの出力データのサンプリング周期が少なくとも２
倍となるように改善されるので、特にスケールの移動が
早くなったときでも、工作機械に対する制御系の応答速
度を損なわないようにすることができる。

【００３９】また、Ａ／Ｂパルス信号の相対的な移動情
報がスケールの移動に対してほぼリアルタイムで変化す
るようになるため、Ａ／Ｂパルス信号によって工作機械
の切削制御を行っているときのフイードバック系の制御
が正確になるという優れた効果を奏することができる

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のリニヤスケールからスケールの移動量
を示すＡ／Ｂパルス信号を出力する際の回路例を示すブ
ロック図である。

【図２】本発明のリニヤスケールで移動量がサンプリン
グされる点、である変調された搬送波信号のdutyの５０
％を示す波形図である。

【図３】入力されたＡ／Ｂ相信号の周期を計測するため
の計測演算回路の具体例を示すブロック図である。

【図４】Ａ／Ｂ相信号を生成するための信号波形の説明
図である。

【図５】本発明によって出力されるＡ／Ｂ相パルス信号
の説明波形図である。

【図６】光学式スケールの説明図である。

【図７】光学的なモアレ縞の説明図である。

【図８】モアレ縞の移動を示す図である。

【図９】モアレ縞の変化と出力信号の波形図である。

【図１０】Ａ／Ｂ相信号の波形図である。

【図１１】リニヤスケール測長装置の概要を示すブロッ
ク図である。

【図１２】平衡変調器の一例を示す回路図である。

【図１３】変調信号の説明波形図である。

【図１４】位相変位を計数するタイミングを示す説明図
である。

【図１５】従来のスケールの移動量をサンプリングする
周期の説明波形図である。

【符号の説明】１電流電圧変換回路、２変調回路、３ローパスフ
イルタ、４コンパレータ、５分割回路、６基準信
号源、１１計測信号発生部、１２速度計側部、１３
分周部、１４位相計数部、１５偏差カウンタ、１
６出力パルス生成部、１７Ａ／Ｂ相パルス発生部、
１８タイミング部、１０１メインスケール、１０３
インデックススケール、１０４コの字形ホルダ、１
０５光源、１１０，１１１，１１２，１１３光電変
換素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 2F065 AA02 AA07 AA09 BB15 DD03 FF06 FF16 HH13 JJ01 JJ09 MM03 PP12 QQ28 QQ51 UU03 UU07 2F077 AA33 NN05 NN30 PP19 QQ03 TT00 2F103 BA37 CA01 CA02 CA05 CA10 DA04 DA12 EA15 EA19 FA01 FA07 FA12

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られ
ている刻線を有するメインスケールと、前記メインスケールに対して、移動可能に配置され前記
刻線のピッチを検出する検出手段と、前記検出手段が前記メインスケールに対して相対的に単
位長移動する毎に周期的に変化する信号を発生する信号
発生手段と、前記信号発生手段で取り込んだ信号を所定の周波数の搬
送波信号によって平衡位相変調する変調手段と、前記変調手段で位相変調された前記搬送波信号の周期を
所定のサンプリング周期で検出し、前記刻線ピッチ内を
内挿するデータを出力するデジタル信号処理回路を備え
ているリニヤスケールにおいて、前記サンプリング周期が前記搬送波信号の周期の1/2と
されていることを特徴とするリニヤスケール。
【請求項２】上記変調手段をｎ個設け、各変調手段に
それぞれ異なる位相差をもった搬送波を供給して１ピッ
チ内を内挿するデータのサンプリング点が増加するよう
にしたことを特徴とする請求項１に記載のリニヤスケー
ル。
【請求項３】周期的に変化する信号発生手段の出力信
号から前記リニヤスケールの相対的移動速度を検出する
速度検出手段と、速度検出手段から得られた計測値に基づいて形成された
クロック周期によって、前記刻線ピッチ内を内挿するパ
ルスを形成する出力パルス生成手段とを備え、前記出力パルス生成手段の出力パルスから前記リニヤス
ケールの移動速度に対応した周期のＡ／Ｂ相パルス信号
を出力することを特徴とする請求項１に記載のリニヤス
ケール。