JP2001517399A - 自己同期等化方法及びシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 受信した無線信号を処理するための方法およびシステムについて記載されている。デジタル送信の有限個のアルファベット品質を利用してパフォーマンスの改善が行われる。受信信号の非同期サンプリングによってシンボル間干渉が導入され、このシンボル間干渉はこれらの方法とシステムによって補償される。様々なタイプの信号変調およびこのタイプのシンボル間干渉に対するこれらの変調の影響が検討される。アンテナアレイと関連して使用可能なロバストダイバーシティ結合法が開発される。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 自己同期等化方法およびシステム 発明の背景 近年、複数の場所の間で様々な情報を伝えるために無線通信システムが使用さ れている。デジタル通信によって、情報は通信を行うことを目的としてビットと 呼ばれるデジタルすなわち2進数形式に翻訳される。送信装置はこのビット・ス トリームを変調したシンボルストリームに変換し、このシンボルストリームはデ ジタル受信装置で検出されて再びビットと情報へ変換される。 デジタル無線通信では、無線環境のために通信の成功を妨げる多くの困難が生 じる。そのような困難の１つとして信号が複数の経路を進むために信号レベルが フェードすることがある。その結果、位相を異にして信号イメージが受信装置ア ンテナに届く。このタイプのフェージングは、一般にレリーフェージングあるい は高速フェージングと呼ばれる。信号がフェードするとき、信号対雑音比が低く なり、通信リンクの品質低下が生じる。 第二の問題は、複数の信号経路の長さが非常に異なるときに発生する。この場 合、時間分散が生じ、複数のフェージング信号イメージが異なる時刻に受信装置 アンテナに到来し信号エコーが生じる。これによってシンボル間干渉(ISI)が生 じ、１つのシンボルのエコーが次に続くシンボルと干渉する。 レイリーフェージングは、受信装置側でアンテナダイバーシティのようなダイ バーシティを用いることによって和らげることができる。信号は複数のアンテナ で受信される。これらのアンテナはわずかに異なるロケーション及び／又はアン テナのパターンを持っているため、アンテナのフェージングレベルが異なる。受 信装置の中で、信号検出の前または後のいずれかにこれらの複数のアンテナ信号 は、最大比結合、相等利得結合および選択的結合のような方法を用いて結合され る。これらの方法は当業者には公知であり、W.C.Y.Lee著「移動通信工学」(Mcgr aw-Hill社、ニューヨーク、1982年刊)のような標準的教科書の中に見いだすこと ができる。 イコライザーを用いることによって時間分散を和らげることができる。線形イ コライザー、決定帰還イコライザーおよび最大尤度シーケンス評価(MLSE)イコラ イザーによって、等化を行う一般的方式が提供される。線形イコライザーは受信 信号をフィルターすることによってチャネルによる影響を元に戻そうとする。決 定帰還イコライザーはこれらの前のシンボルのエコーから生じるシンボル間干渉 を取り消すために前のシンボル欠陥を利用する。最終的に、MLSEイコライザーが 送信される種々のシンボルシーケンスを仮定し、離散的なチャネルモデルを用い て、どの仮定が受信データに一番ぴったり当てはまるかを判定する。これらの等 化方法は当業者には公知であり、J．G．Proakis著「デジタル通信」(第2版、Mcg raw-Hill、ニューヨーク、1989年刊)のような標準的教科書の中に見つけること ができる。 これら３つの一般的等化方法の中で、MLSE等化がパフォーマンスという点で好 適であると考えられてきた。MLSEイコライザーでは、すべての可能な送信シンボ ルシーケンスが考慮される。各仮定的シーケンスについて、マルチパスチャネル モデルを用いて受信信号サンプルが予測される。これらの予測された受信信号サ ンプルと実際の受信信号サンプルとの間の差は予測誤差と呼ばれ、特定の仮定が どれくらい好適であるかを示すものである。特定の仮定を評価する指標として予 測誤差の二乗振幅が用いられる。この指標は様々な仮定について蓄積され、どの 仮定のほうが好適であるかを判定する際に使用される。このプロセスは、動的プ ログラミングの１つの形式であるヴィタビ・アルゴリズムを用いて効率よく実現 される。 理想的に言えば、ダイバーシティ結合プロセスと等化プロセスとを何らかの最 適な方法で結合するのがよい。MLSE等化を行うためにイコライザーの内部にダイ バーシティ結合を行うのがよいことが最近の研究では示されている。この研究は 、W．H．SheenとG．L．Stiiber著「マルチパス・フェージングチャネルのための MLSE等化と復号化」(IEEE-Trans．Commun.、Vol.39、p.1455-1464、1991年10月) 、Q．LiuおよびY．Wan著「デュアルダイバーシティ結合/選択を用いた適応型最 大尤度シーケンス推定受信装置」(個人向け屋内および移動無線通信に関するInd .、Symp.マサチューセッツ州ボストン、p.245-249、1992年10月19-21日)およびQ ．LiuとY．Wan著「TDMAデジタルセルラー無線のための統一MLSE検出方法」(第43 回IEEE車輌技術会議、Seacaucus、N.1.、p.265-268、1993年5月18-20日の中で見 つけることができる。上記の研究では、メジャーを形成するとき様々なダイバー シティチャネルから二乗振幅予測誤差を加え合わせることによってダイバーシテ ィ結合が行われる。移動通信システムの基地局でのアンテナ・アレイの使用は容 量とパフォーマンスを増やすための方法として提案されてきた。特定の信号と関 連する各アンテナによって集められた情報を処理するための最も一般的なアプロ ーチは、到来方向(DOA)推定に基づいているが、この到来方向の後にビーム成形 が続く。すなわち検出前にアレイからスカラー信号(空間周波数フィルタリング) へベクトル信号が結合される。しかし、このアプローチはチャネルの空間構造を 十分に利用するものではない。さらに好適な方法は、空間領域で適応性があり、 送信信号が有限個のアルファベット(例えば0と1)を持っているという品質を考慮 に入れるアルゴリズムを利用することである。そのようなアルゴリズムの例とし て、最近提案された射影による反復最小二乗法(ILSP)アルゴリズムと、射影によ る減結合重み付き最小二乗法(DWILSP)アルゴリズムとがある。この減結合アルゴ リズムはパフォーマンスの点でILSPと同様であるが、計算を行う上ではILSPより 安価である。ILSPとDWILSPは両方とも、それらの元来の定式化において、周波数 フラット(すなわち非時間離散的な)チャネルでの使用に限定されている。しかし 、多くの移動通信システムでは、周波数フラットとしてチャネルをモデル化する ことはできない。時間離散的なチャネルを処理するために、反復最小二乗アプロ ーチに対する拡張が提示されている。関係する計算上の側面と検出手続きの双方 に関して、これらのアルゴリズムは残念ながらきわめて複雑である。 これらの従来のアルゴリズムに関連するもう一つの欠点は、正確な同期要件で ある。同期していない共チャネルユーザーから受信した信号を処理するためにDW ILSPアルゴリズムを利用することはできるけれども、関心対象の信号との同期が 依然として仮定されている。すなわち、関心対象の信号は、シンボルタイミング と正しく整合するようにサンプル化されているものと仮定されている。実際問題 として、完全なシンボルタイミングを達成することは困難なのでこの仮定が当て はまらない場合もある。例えば、短い送信バーストを用いる時分割多元接続(TDM A)システムなどのあるタイプのシステムでは、適切なサンプルタイミングを保証 することはきわめて難しい。従って、以下に説明する出願者が行ったシミュレー ションに例示されているように、タイミング誤差がサンプル化された信号の中に もたらされるとき、従来型のDWILSPアルゴリズムは著しい低下(例えば、ビット 誤り率の増加)を被ることになる。 オーバーサンプリング(すなわち、各シンボルインターバル中に１つあるいは それ以上の時間離散サンプルをとること)を利用して、同期していない信号に関 連する問題を処理するいくつかの方法が提案されている。しかし、DWILSPアルゴ リズムは、１つのシンボルインターバルにつき１つのサンプルだけしか利用でき ないように設計されているのでこれらのタイプの解決策に対して利用することは できない。 従って、シンボルレートでサンプル化された同期していない信号からDWILSPア ルゴリズムを用いてシンボルを推定する方法を提供することは望ましいこととな るであろう。さらに、DWILSPアルゴリズムを利用して改善されたダイバーシティ 結合を得ることも望ましいこととなるであろう。 発明の概要 本発明の典型的な実施例に準拠して、従来型のDWILSPアルゴリズムおよび受信 無線信号を処理するための同様の方法に関連する以上の欠点およびその他の欠点 ならびに問題点が、非同期的にサンプル化された信号の改善されたパフォーマン スを提供する自己同期法の提供によって克服される。例えば、非同期的にサンプ ル化された信号によって、付加的シンボル間干渉(ISI)が生じることを出願者は 認識した。この付加的シンボル間干渉を補償することにより検出性能の改善が行 われる。タイミング誤差と変調タイプに基づいてパラメータ化できる(したがっ てすぐに決定できる)という点でこの付加的ISIは上述したISIとは異なるもので ある。 従って、本発明の典型的な実施例によって、例えば、従来型のDWILSP法を修正 して、非同期サンプリングによってもたらされるISIを補償する補償方式が提供 される。MSK変調の具体的な一例を示すが、当業者には明白な改造を行うことに よって本発明は任意のタイプの変調にも適用可能である。 自己同期処理法を提供することに加えて、本発明の典型的な実施例によって、 ロバスト・ダイバーシティ結合も提供される。この結合はRAKEダイバーシティ結 合などの従来型の方法より性能が優れている。DWILSP法を利用して、アルゴリズ ムの改造バージョンを用いて生成した時空信号推定値の時間的結合を行うことに より、本発明の典型的な実施例では従来技術によるダイバーシティ結合法に対し て著しい改善を行うことが可能になる。 図面の簡単な説明 出願者の発明の特徴と利点は図面と関連して本説明を読むことによって理解で きるであろう。 図1は、本発明を適用できる典型的なセルラー無線電話システムのブロック図 である。 図2は、典型的なアンテナアレイとそれに関連する処理構造を例示する。 図3は、本発明による典型的な自己同期法を説明するフロー・チャートである 。 図4は、従来型のDWILSP法と本発明による自己同期法の両方に従って処理したB PSK変調信号のビット誤り率に関するシミュレーション結果を例示するグラフで ある。 図5は、本発明による自己同期法に従って処理したBPSK変調信号の二乗平均の 平方根遅延に関するシミュレーション結果を例示するグラフである。 図6、は本発明による従来型のDWILSP法と自己同期法の両方に従って処理したM SK変調信号のシミュレーション結果を例示するグラフである。 図7は、従来型のDWILSP法と本発明による自己同期法の両方に従って処理したG MSK変調信号のシミュレーション結果を例示するグラフである。 図8は従来型のRAKEコンバイナのブロック図である。 図9は、信号推定値を提供するDWILSP法を用いる別の公知のRAKEコンバイナの ブロック図である。 図10は本発明の典型的な実施例によるRAKEコンバイナのブロック図である。 図11は、本発明の別の典型的な実施例によるRAKEコンバイナのブロック図であ る。 図12は、本発明による典型的なダイバーシティ結合法に関連するステップを例 示するフロー・チャートである。 図13は、本発明と関連する典型的なダイバーシティ結合法のパフォーマンスを 実証するために使用する第一のシミュレーションの結果を例示するグラフである 。 図14は、本発明と関連する典型的なダイバーシティ結合法のパフォーマンスを 実証するために使用する第二のシミュレーションの結果を例示するグラフである 。 発明の詳細な説明 以下の説明はセルラー無線通信システムに関して記述されたものであるが、出 願者の発明がこのシステム環境に限定されるものではないことは理解されるであ ろう。本発明による構造と方法を実行できる種々の典型的な受信装置およびシス テムの理解のために、以下は典型的なセルラー無線通信システムを要約するもの である。 図1は典型的なセルラー無線通信システムのブロック図であり、この無線シス テムには、典型的な基地局110と移動局120が含まれている。この基地局には制御 および処理装置130が含まれ、この装置は移動交換局(MSC)140と接続し、一方こ の交換局はPSTN(図示せず)と接続している。上述の米国特許出願や、「セルラー 通信システムにおける近傍補助ハンド・オフ」という題名のWejke他に特許され た米国特許出願5,175,867や、「マルチモード信号処理」という題名の米国特許 出願07/967,027(1992年10月27日出願)に記載されているように、このようなセル ラー無線通信システムの一般的側面は当技術分野において公知である。尚、上記 ２つの米国出願に記載された事項は本明細書に参考に組み入れられる。 基地局110は、トラフィック・チャネル送受信装置150によって複数のトラフィ ック・チャネルを処理し、該送受信装置は制御および処理装置130によって制御 される。また、各基地局には制御チャネル送受信装置160が含まれ、該送受信装 置は１つあるいはそれ以上の制御チャネルを制御することもできる。制御チャネ ル送受信装置160は制御および処理装置130によって制御される。制御チャネル送 受信装置160は、基地局またはセルの制御チャネルによってその制御チャネルに ロックされた移動局へ制御情報を送る。同じ無線搬送周波数を共有する制御チャ ネルおよびトラフィック・チャネルとが一緒に使用されるために、移動局のトラ フィックおよび制御送受信装置170のように送受信装置150と160とを単一装置と してもよいことは理解できよう。これらのトラフィック・チャネルを専用のコネ クション志向方式で使用し、例えば、ある期間の間各チャネルを連続的に使用し て音声接続のために情報を送信しシングルストリームの情報送信を支援すること ができる。あるいは、パケット志向方式で各チャネルを使用して様々な情報スト リームと関連する情報からなる独立したユニットを送ることができる。 送受信装置150と160は専用アンテナ170と180を備えていてもよく、これらのア ンテナは、二重フィルタを用いて、そこで処理する信号の送受信を行う。あるい は、基地局110は、図2に描かれているようなアンテナ・アレイを備えていてもよ い。このアンテナ・アレイはある数m(m≧2)のアンテナ素子200を有している。各 信号によって各アンテナ素子200にレスポンスが生じ、このレスポンスは受信処 理ブロック210で処理される(例えば、フィルタされたり、ダウンコンバートされ たりなど)。処理された信号レスポンスを利用してブロック220に図示のように各 サンプリング時刻iについてのチャネル推定値h_ikと信号推定値s_k(t)が生成され る。本発明の典型的な実施例に関して、これらの推定値を生成し結合する方法に ついて以下説明する。 本発明の完全な理解のために、この発明、特に上述したDWILSP法の起源を考察 することがまず有益であろう。この従来型の方法についての同様の説明は、「ア ンテナ・アレイに到来するデジタル変調信号の減結合分離」(P．Pelin他著、ス ウェーデン、Lulea、1996年6月のRVK96会報で発表)という題名の論文に見いだす ことができる。該論文の開示は本明細書の中に明白に参考として取り入れられて いる。従来型のDWILSP法 多重伝搬環境において、ｍ個の素子アレイの出力は、以下のように表すことが できる。 ここで、dはアレイに衝突する信号数、s_kはk番目のユーザーから到来する信号( 有限個のアルファベットに属するシンボルを有する)、γ_klとτ_klはq_kサブ経路 の各々についての減衰と時間遅延である。 本明細書では、狭帯域仮定が課されている(すなわち、マルチパスと関連する wτ_kl)s_k(t)となる。 したがって、式(1)は次のように書き換えることができる。 ばれる)は、信号kに起因するマルチパスアレイ・レスポンスの合計である。d信 号がシンボル同期していると仮定する(この仮定は(上述のように)多くの実際の 条件下で受信信号と関連するビット誤り率を増加させるものであるが)と、アン テナ出力は送信パルスと整合フィルタの中を通り、シンボルレートR=1/Tでサン プル化され、対応する離散時間モデルが生み出される。 x(n)=As(n)+v(n) （３） ここでA_m|dは信号振幅によってスケールされる総アレイレスポンス・ベクトルの 全体集合である。すなわちA=[p₁a₁...p_aa_d],s(n)＝[b₁(n)...b_d(n)]^T,b_i(n)＝± 1、またv(n)は空間的にも時間的にも白色雑音である。ブロックの定式化は N個のスナップショットをとることによって得られ、次のようになる。 X(N)=AS(N)+V(N) （４） ここで、X_m|N＝[X(1)...x(n)],S_d|N＝[s(1)...s(N)]また、V_m|N=[V(1)...v(n)] 。データの空間構造はAによって表され、一方行列Sは時間構造を表す。上式は、 BPSK(二進移相変調)信号について有効であるが、任意の直線変調方式への拡張は 簡単である。 (一度に)１つの信号を関心対象の信号(SOI)であると定義することによって、 式(4)は次のように書き換えることができる。 ここで、一般かによる損失のない第一信号をSOIであると考える。従って項J(N) は干渉信号プラス雑音に対応する。ほとんどあるいは全く空間的知識なしに信号 を推定することが望まれるので、式(5)の定式化に基づいてａとｓを反復して推 定することができる。 空間シグネチャａの初期推定値が与えられれば、下記の重み付き最小二乗基準 関数が反復して最少化される： クトルx(n)の前白色化と解釈することができる。しかし、行列反転補助定理を用 いてアレイ出力の共分散のサンプル推定値の反転を利用することにより漸近的等 価信号推定値の生成が可能であることを示すことができる。したがって、式(6) は次のように再定式化することができる。となる。有限個のアルファベット特性を利用して、この解は信号空間で最も近い 離散値上へ射影される。BPSK信号の場合、この射影はsの各成分の符号をとるこ とに等しい。次いで、この(修正された)空間シグネチャbはbに関して式(7)を最 少化することによって更新される。その解は、 となる。 式(8)が空間的に整合したフィルタを表すのに対して、式(9)が現在の信号推定 値と時間的に整合したフィルタであることに留意されたい。sが収束するまでこ のプロセスは繰り返され、その後このアルゴリズムは次の信号と共に続く。 上述したように、従来型のDWILSPアルゴリズムはシンボルサンプリングが不完 全であることを考慮に入れていない。従って、本発明ではこの前述の方法に修正 を加え、非ビット同期サンプリングによって、または、空気をインターフェース とする送信を行うために使用する原信号の処理変調方法のいずれかによって生じ るシンボル間干渉の処理を行う。本発明によるこれらの修正された方法を本明細 書では“自己同期”法と呼ぶ。自己同期法 同期していない方法による信号のサンプリングは大部分の変調フォーマットに ついてシンボル間干渉(ISI)がもたらされることを意味する。ISIのこの形は時間 離散的な伝播チャネルによって生じるISIとは全く異なる。その理由は、同期し ていないサンプリングによって生じるISIが基底をなす構造を有しているためで ある。すなわち、タイミング誤差によってISIをパラメータ化することができる ためである。 この構造化された種々のISIパラメータ化は変調フォーマット間で異なる。従 って、本発明の典型的な実施例によるDWILSP法に対して行われる変更は変調フォ ーマットに依存することになる。 非同期サンプリングに起因するISIの影響は原信号記述の変更によってデータ モデルの中に反映される。 ここで、ISIはスカラー信号s_ISI.i(n)の中でパラメータ化されている。そして このISIの特徴は変調フォーマットに依存する。場合によってはISIが全く存在し ない場合もある。それは例えば矩形パルス形状をしたMPSK変調が先行する整合フ ィルタなしにシンボルレートで直接サンプル化されるような場合である。それに もかかわらず、例えば最少偏移変調(MSK)によって変調された信号が非同期的に サンプル化されるときのように、ほとんどの場合非同期的サンプリングは結果的 にISIを導出する。 欧州のGSMシステムおよびこのGSM規格に準拠して作動するシステムでは、整合 フィルタなしで、シンボルレートでの直接サンプリングによってMSK信号が非常 に頻繁に受信される。一般に、受信信号は、非同期的にサンプル化されている場 合、下記のように表すことができる： ここで、T_sはサンプリング間隔であり、τ∈[0,1]はサンプリングにおける(T_sに 対する)タイミング誤差である。この式から、MSK信号について、信号s_ISI(t)は ・ 一定包絡線、すなわち、τの値に依存しない同じ電力を持っており、 ・ ISI成分は直角位相で分離しており、その場合、ことを特徴としていることが理解できる。 これらの特質によって、平坦フェージングチャネルあるいは時空ダイバーシテ ィ経路について、ｍ個の素子アレイアンテナからの出力x(t)を次のように書くこ とが可能となる。 ここで、 x(t)∈c^mXlかつh∈c^mxlは、平坦フェージングチャネル(すなわち、時間分散なし の）あるいは時空ダイバーシティ経路のための伝播チャネルを記述するものであ る。最終的に、Jは何らかのモデル化誤差を意味する。さらに好適なパフォーマ ンスを提供するために、前白色化プロセスを適用することができる。前白色化 は下記の新しい量を計算することによって達成される。まず、(エルミート転置 演算子を示す“H”を用いて)推定アレイ共分散行列を と定義すれば、この前白色化されたアレイ出力データとチャネルレスポン・スベ クトルはそれぞれと定義される。 単一ダイバーシティ経路でISIを推定するための、本発明による自己同期法を以 下のように概説することができる。図3のフロー・チャートは、以下に説明する 本発明に準拠のステップに視覚的ガイドをを提供するものである。 ブロック300で、初期タイミング誤差を例えばτ＝0.5と仮定し、公知の訓練用 /参照用シーケンスr(t)(このシーケンスは移動局から送信された元の有限個のア ルファベット信号s(t)の一部として含まれている)を用いて対応する信号r_ISI(t) を生成するものとする。当業者は、様々なシステムによって、様々な公知の参照 シーケンスがその送信バーストで与えられることを認めるであろう。例えば、GS Mシステムでは、26ビットを有する訓練用シーケンスが提供される。 一般的な場合について続けるために、t＝t₁からｔ＝r₂までについて、r_ISI(t) で示される構造 を生成する。この構造の長さは考慮する特定の訓練用シーケンスの実際の長さに 依存することになる。パラメータ推定を行うための公知の最小二乗(LS)法と共に この構造を利用して、下記のデータモデル(t＝t₁...t₂)を使用すれば、ブロック 310でチャネルレスポンス・ベクトルの初期推定値が得られる。 LS法を用いて、受信した前白色化されたデータz(t)と、ブロック320で示され 継続される。次に、推定受信データのためのモデルを以下のように書き換えるこ とができる。 ここで、s(t)は、移動局によって最初に送信された有限個のアルファベット信号 である。式(20)で、従来型のDWILSP法を使用することによって変数α1、α2お ら推定することができる。 号の更新推定値を計算することである。 次いで、次のデータモデルに対してLS法を用いることにより更新されたチャネ ることができる。収束していない場合には再びステップ320から反復が開始され る。 その他の直線変調フォーマット(BPSKなど)は、結果的に、MSKについて上に示 したものと同様のモデルになる。しかし、ISIパラメータベクトルはこれらの他 のモデルのタイミング誤差τ_iを示す線形関数であってもよいし、そうでなくて もよいことに留意されたい。本発明による処理方法のパフォーマンスをテストす るために、BPSKあるいはガウスMSK変調を用いる従来型の信号用DWILSPアルゴリ ズムと本発明とを比較するシミュレーションを行った。このテストによって、公 称DOA[−15°,20°]から２つの信号を受信する5つの素子アンテナ・アレイのシ ミュレーションが行われた。信号は、通常のGSMバースト、すなわち、中央部に2 6ビットの訓練用シーケンスと、各端部に公知の3テールビットを含む148ビット に対応するバーストで送信が行われた。チャネルは平坦フェージングとしてモデ ル化され、散乱用クラスタ幅σは3°であった。レイリーフェージングをシミュ レートするために、各送信されたバーストについて独立チャネルベクトルを用い た。各アンテナ素子における平均E_b/N_oは5dBであった。BPSKの場合、元のDWILSP アルゴリズムのパフォーマンスを本発明による自己同期法と比較した。このシミ ュレーションで、自己同期法を２回テストした。１回目はLSアプローチを使用し 、２回目は、パフォーマンスの比較を行い易くするするためにヴィタビ等化を使 用した。非同期サンプリングによってもたらされるタイミング誤差は様々で、図 4に示す結果が得られた。この図にタイミング誤差のビット誤り率がプロットさ れている。これらのシミュレーションを通じて下記の規定が使用されている。破 線は従来型のDWILSP法の結果を表す。自己同期法(LSアプローチ)の結果は点線で 示されている。そして、自己同期法(ヴィタビアプローチ)の結果は、実線を用い て示されている。 図4で、従来型のDWILSP法と比較すると、本発明のいずれかの実行によって、 同期ビットサンプリングという本発明の仮定のためにパフォーマンスが改善され ていることを理解することができる。τ＝0.5の近傍でのタイミング誤差による 、LSの実行に関係する数値上の問題点をBERのスパイクによって理解することが できる。ヴィタビアルゴリズムの利用もまたτ≠0およびτ≠1について結果的に パフォーマンスの低下につながるが、この低下は関係する信号電力の損失の結果 によるものであって、ヴィタビアルゴリズム自体に起因するものではない。例え ばレーダー装置や位置決めなどの信号処理のアプリケーションによっては、タイ ミング誤差τはBERよりも大きな重要性を持つことになる。図5は、本発明のLSお よびヴィタビによる実行による遅延推定値の二乗平均の平方根(RMS)誤差を示す 図である。 送信信号のMSK変調とGMSK変調を用いて上述のシミュレーションを繰り返すこ とによって、図6と図7にそれぞれ図示されている結果がもたらされる。両タイプ の変調について見ると本発明のほうがDWILSP法より性能がすぐれている。GMSKの 場合については、本発明による自己同期法のパフォーマンスがほんのわずかタイ ミングに依存することを理解することができる。最高のパフォーマンスはシンボ ル遷移間で受信信号をサンプリング化すること(すなわちτ=0.5)によって得られ る。というのはこれらの瞬間にGMSK波形がMSKへずっと近くなるからである。 前述の事実から解るように、従来型のDWILSPアルゴリズムでは関心対象の信号 を正しくサンプル化する必要があった。さもないとBERのパフォーマンスが低下 することになる。対照的に、本発明による典型的な方法によって、タイミング誤 差のスペクトルにわたってパフォーマンスが改善され、従って、関心対象の信号 を非同期的にサンプル化することが可能になる。変調フォーマットによっては、 何らかのパフォーマンスの低下がもたらされるが、その一方で他のパフォーマン スについては関係するパフォーマンスの低下は全く見られない。 本発明による自己同期法によって、明示的にあるいその関数値としてのいずれ かによってタイミング誤差の推定値が提供される。例えば、式(13)を下記のよう に書き換えて下記の関数値としてタイミング誤差τの推定値を提供することがで きる。 って推定される。結果として、例えばレーダー装置や位置決めなどの通信以外の 他のアプリケーション用としてDWILSPアルゴリズムの自己同期バージョンを使用 することができる。ダイバーシティ結合 前述の典型的な実施例は変調及び／又は同期していないサンプリングによって 生じるISIを扱うものであった。厳密な基礎となるパラメータ化があるのでこの タイプのISIは決定論的である。以下の典型的な実施例は伝播チャネルによって 生じたISIに関するものであり、この伝播チャネルは上述したように本質的に全 く異なるものである。移動無線チャネルが送信されたエネルギーを空間領域で拡 げるのと同じ方法、すなわち、確率論的方法によって、チャネルの時間離散も時 間的領域においてエネルギーの拡散を引き起こす。 上述したようにチャネル離散の影響を取り消すことは等化として知られる古典 的問題である。従来型の方法には、線型イコライザー(チャネルと反対の特性を 近似するフィルタ)のような様々なフィルタリングアプローチと決定帰還イコラ イザー(DFE)が含まれる。これらはアレイ信号の場合へ拡張することできる。こ の他の頻繁に採用されるアルゴリズムは最大尤度シーケンス推定装置(MLSE)であ る。後者(最大尤度シーケンス推定装置(MLSE))は最大尤度原理に由来するものな ので最適のものであると見なされる場合が多い。 上述したように、従来型のDWILSPアルゴリズムは空間ダイバーシティコンバイ ナとして機能し、効率よく空間的拡散エネルギーを集める。したがって、空間と 時間の双方で送信されたエネルギーを拡散するチャネルの場合、空間と時間の双 方にわたって一緒にダイバーシティ結合を行うアルゴリズムを設計することが望 ましいであろう。そのようなアルゴリズムは提案されてはいるが、残念ながら計 算の側面と、関係する検出手順の双方に関してきわめて複雑である。また、これ らの従来型のアプローチは受信信号のオーバーサンプリングを必要とする。しか し、広く知られたRAKEアプローチに基づいて、その簡単な積み木（elementary b uilding block）としてのDWILSPアルゴリズムを用いて本発明による時空間アル ゴリズムを導き出すことができる。 原信号を時間的に白色と見なして、周波数フラットデータモデルに従って時間 離散的なケースを再定式化することができる。次いでDWILSPアルゴリズムを採用 して、異なる到来時間を別々に推定することができる。このようにこのステップ では空間コーミングが行われる。次いで、異なる到来時間(time-arrival)推定値 が時間的に結合される。本発明によるこの方法ではこのようにしてRAKEコンバイ ナが構成され、変調された原信号の有限アルファベット特性(finite alphabet p roperty)のみならず、測定されたアレイ信号からなる空間的ならびに時間的構造 の双方を利用する。さらに、この新しい方法によって、計算上の複雑さが少なく て高いパフォーマンスが得られる。また一方で同時にこの方法は単純で簡易な実 施に適している。 ここで採用したアプローチは、チャネルを表すフィルタを反転したり等化した りしようとする代わりに、所望のユーザー信号の異なる到来時間の別個の推定に 基づくものである。最終的推定値が異なる到来時間の推定値の結合によって得ら れる。 本発明によるダイバーシティ結合の理解のための基礎を提供するために、従来 のRAKE法について最初に説明する。RAKEコンバイナは元来、時間離散チャネルで 作動する直接シーケンス拡散スペクトル(DSSS)システムのために提案されたもの であった。周波数選択的チャネルのデータモデルを考えると、 となり、ここで、sはDSSS信号である。DSSS信号の重要な特性はこの信号が広帯 域信号であることである。この広帯域特性は高速の拡散符号で原データシーケン スを拡散することによって得られる。その素子はチップと呼ばれ各素子はT_c秒の 持続時間を有する。このように各原データシンボルにはいくつかのチップが含ま れ、その拡散符号は白色雑音に似た自己相関関数を持つように設計され、ワンチ ップの長さより遠く離れてシフトされたシンボルがほぼ相関しないようになって いる。このタイプの信号は、例えば、符号分割多重接続(CDMA)法に従って動く無 線通信システムにおいて一般に使用されている。 DSSS RAKEコンバイナは、拡散シーケンスの自己相関特性を利用することによ って各到来時間s(n-kT_c)を推定する。次いでL+1信号推定値が時間的に結合され 、有限個の信号推定値が生み出される。したがって、この方式全体は、(チャネ ルタップh_kが相関していなければ)L+1オーダーダイバーシティコンバイナと等価 である。この従来型のRAKEコンバイナを図8のように例示することができる。こ の場合、各ブロック800によって時間遅延T_cが与えられ、各乗算器810でc(n)を乗 算することで不拡散(despreading)オペレーションが表される。図8に示す時間的 ブランチは“RAKEフィンガー”と呼ばれることが多いが、修正RAKEコンバイナの ブランチを指すために使われるとき、本明細書においては“時空信号推定値”の ことを指すものである。修正RAKEコンバイナのブランチでは、DWILSPアルゴリズ ムが使われて空間結合が行われる。次いで、以下に説明するダイバーシティ結合 法によって各RAKEフィンガーの出力がブロック820で時間的に結合される。 ここで、単一ユーザーのためのアレイ信号モデルについて考えてみると、周波 数選択の場合、 となる。 アレイ(不拡散)信号の場合にRAKEアプローチを適用することもできる。拡散シ ンボルの代わりに、式(22)のDSSSデータモデルの場合のように、シンボルブロッ クについて考えてみる。ユーザー信号が十分に時間的に白色であれば、T_s秒の量 より多い時間だけシフトされたバージョンはほぼ相関しなくなる。したがって、 シンボルブロックはDSSSの場合拡散シーケンスとして働き、周波数フラットの場 合異なるユーザー信号として異なる到来時間を見ることができる。次いでDWILSP タイプアルゴリズムを用いて異なる到来時間を別々に推定することができる。 RAKEアプローチはマルチ・ユーザー場合へ一般化することができる。異なる到 来時間を異なる信号と考えると、d(L+1)人のユーザーを持つ周波数フラットの場 合に対応して式(22)に従って、マルチ・ユーザーモデルでの二重和を次のように 書き換えることができる。 このように、アレイ信号の場合のRAKEコンバイナを図9に示す。この場合、受信 シンボルの遅延バージョンがブロック900によって与えられる。図8の不拡散動作 はブロック910の従来型のDWILSPアルゴリズムによって交換される。ブロック910 は、時間的結合ブロック920に対して時空信号推定値を提供するブロックである 。 式(23)のモデルで到来時間kを推定するために従来型のDWILSPアルゴリズムを 適用することにより、公知の時間的に白色のユーザー信号に対して、h_kの推定値 がまだ整合していることが解る。しかし、フィルタタップの相関性によって上述 の方法と同様の方法で信号推定値の中にISI項が導入される。 先行技術によるRAKEコンバイナの努力、すなわちフィルタタップ相関性の影響 を和らげるための努力と関連するこの問題を解決するために、上記の典型的な実 施例の中で説明した自己同期法を適用して、図10に図示のように時空信号推定値 を提供することができる。この場合、遅延ブロック1000、時空信号推定装置1010 および時間的結合論理1020が上述のように機能する。 DSSSの場合、図10のブロック820で採用されている時間的結合法として最大比 結合(MRC)が用いられることが多い。MRCによって、出力信号対雑音比(SNR)が最 大化され、各フィンガーおよび無相関フィルタタップに独立雑音が与えられる。 この結合された信号推定値は 修正最大比結合 上記の参考として本明細書の中に取り入れられている論文「アンテナ・アレイ に到来するデジタル変調信号の減結合分離」に記載されているように、従来型の DWILSPアルゴリズムを用いて従来型のMRCアプローチを修正することができる。 例えば、有限個のシンボルアルファベット上へ射影を行う前に、最終反復後のi 番目のユーザー信号のk番目の推定値は以下のように表現できる。 ここで、α_jkは小さなバイアス(通常無視してよい)を表し、β_jk(n)は、スケー ルされた熱雑音v(n)プラス共チャネルと自己干渉s_j|(n)(j≠iまたはl≠k)に起因 する騒音項である。この雑音項は、十分な精確さで、時間的白色ガウス雑音と考 えることができ、また、様々な信号推定値の中の雑音はほぼ無相関である(すな わち、j≠iまたはl≠kについて、E[β_j|β_ik]＝0)。 バイアスαを無視すると、s_i(n)の各信号推定値は、DWILSPによって自動的に 振幅(PSK:|s(n)|＝1)に正規化される。さらに、雑音項β(n)はブランチの間で無 相関なので、推定値を結合する１つの方法は、以下に示すように式(25)でMRCを 利用することになろう。 式(27)で演算子(Proj)は有限個のアルファベット上への射影を意味し、σ² _ik とができる。BPSK変調を行うのために、DWILSPは＋/−１のアルファベット上へ シンボルを射影し、この雑音の実際の部分の分散のみを考えればよい。 しかし、DWILSPが信号の到来時間の推定に完全に失敗した場合、例えば式中の タップh_kが弱かったり、存在しない場合、誤った信号推定値がそのまま振幅で 正規化され、その結果雑音飽和による影響が生じる。β(n)の分散値σ²は限界値 に達する。誤った推定値/フィンガーを抑えるために、シミュレーションによっ て、通常のMRCより好適な重み付けは次のようになることが示されている。 式(28)の指数の値(すなわち4)は決定的に重要なものではないということに留 意されたい。3〜6の範囲の任意の値で、結果としてDWILSPを用いる時間的結合で ほぼ同じビット誤り率(BER)が生じる。 DWILSPアルゴリズムは元来アンテナ・アレイに関するアプリケーションのため に意図されたものではあったけれども、出願者は、この方法が汎用ダイバーシテ ィコンバイナでもあることを認識するにいたった。この結果、図8-10のブロック 820、920、1020にそれぞれ描かれているように、従来型のDWILSP法も時間的結合 関数用として使用することができる。これらの本発明の典型的な実施例は図11に 例示されている。図11で、ブロック1100は遅延サンプルを示し、伝統的RAKEフィ ンガーや従来型のDWILSP時空推定装置あるいは本発明による自己同期法の利用を 一般的に含むことを反映して単に推定装置とラベルされているブロック1110は信 号推定値を与え、ブロック1120は、時間的コンバイナとして機能するDWILSP法を 示す。このような方法でDWILSP法を利用し、ユーザー信号ｉの ここで、行列の左側は測定されたアレイ信号Xに対応し、sは真の信号、Qは雑 音項である。列ベクトルWは、時間的チャネルベクトルと解釈することができ 、チャネルの遅延プロファイルを表す。また、列ベクトルwはMRCにおける結合 なぜならDWILSPを利用して式(29)を解くことは、本質的に最良のダイバーシティ 結合重み付けをサーチすることであるからである。時空信号推定値の提供のみな らず、時間的結合のために用いるDWILSPアルゴリズムに関しては、有限個のアル ファベット特性が２回使用されることに留意されたい。 RAKE受信装置での時間的結合のためにDWILSP法を利用することに関連するいく つかの利点がある。例えば、すべてのダイバーシティチャネルが必ずしも関心の 対象の信号を含まない場合にはDWILSPは非常にロバストである。また、雑音カラ ーとフェージング相関性の量に関する特別な仮定を行う必要はない。しかし、適 用する時間的結合方式にかかわらず、有効なチャネル長の時間変動に関する貴重 な情報が提供されるので、データのブロック/バーストに対する結合重み付けの 追跡が望ましい。また、この情報はTDMAシステムにおけるフレーム同期にとって 有用である。 本発明による新しいダイバーシティ結合法を要約するために、図12のフロー・ チャートに典型的な一連のステップを例示する。まず、ブロック1200で、公知の 訓練用シーケンス(D-AMPSのCDVCCなど)を使って同期をとり、フィルタ長Lが推定 される。次いで、訓練用シーケンスで初期化して、上述の自己同期法を用に従って修正MRCを利用してβ_ik(t)の分散を推定するか、従来型のDWILSPを利用 して時間的結合を行うかのいずれかの方法によって、ブロック1220でこの信号推 定値を時間的に結合することができる。 本発明によるRAKE受信装置のパフォーマンスは、5タップFIRチャネルという２ つの異なる設定で数値的に評価された。局所拡散モデルを用いて各フィルタタッ プのモデル化を行った。統計的に独立したものとしてフィルタタップがモデル化 された。従ってDWILSPアルゴリズムの標準版を使用して時空信号推定が行われた 。 シミュレーションでは、受信アンテナは10素子同型直線アンテナ列(ULA)とな るように選択された。３人の等しい電力の共チャネルユーザーが横形アレイに対 して公称DOA：ｓ[30°,0°,−45°]で配置された。150ビツトのバーストでBPSK データが送信された。各バーストは15ビットｍシーケンスを含み、周期的に19ビ ットまで拡張された。このシーケンスは受信装置アルゴリズムの初期化用訓練用 シーケンスとして使用された。 比較として、従来型のMLSE法のパフォーマンスも評価された。MLSEは２回実行 された。１度はベンチマークとして正確なチャネルと干渉共分散行列について実 行された。また、MLSEパフォーマンスについてのさらに現実的な評価を行うため に訓練用シーケンスから得られるこれらのパラメータの最大尤度推定値も利用さ れた。MLSEはヴィタビアルゴリズムを用いて実施された。 第一のシミュレーションでは、各タップの相対的平均電力は同じであった。遅 い到来(ただし同じ公称DOA)のためのさらに広い角度の広がりを想定して、異な るタップのクラスター幅の標準偏差は[2°,3°,4°,5°,6°]であった。総信号 電力は各フィルタタップにおける電力の合計として定義される。素子E_b/N_oの関 数としてのユーザー0＝0°についての結果的BERは図13に示されている。 図13で、右上から始まり、第一の曲線は、推定されたチャネルパラメータと干 渉共分散を用いて実行されたMLSEのパフォーマンスを示す。この方法では共チャ ネル干渉によってパフォーマンスが制限されていることが解る。この特性は他の 曲線には見られない。第二の曲線は、標準的MRC時間的結合を用いるRAKEコンバ イナのパフォーマンスを示す。右上から第三の曲線へ移ると、修正MRCを用いて 約2dBだけパフォーマンスが改善されていることが解る。DWILSP結合を採用する ことによってさらに2dBの利得が得られる。最後の曲線は、正確なパラメータを 用いて実行されたMLSEのパフォーマンスを示すものである。推定されたパラメー タを用いて実際のアプリケーション(第一の曲線など)でMLSEが実行されていると いう事実を考慮すると、時間的結合としてDWILSPを用いるRAKEコンバイナは非常 に良好なパフォーマンスを生んでいる。 図14の第二のシミュレーションでは、チャネル設定を調節して、丘の多い地形 環境のシミュレーションを行った。平均フィルタタップ電力は、[0，0，−20， −20，−6]dBに設定され、クラスター幅の標準偏差は[2°,3°,6°,2°]であっ た。各タップは、公称DOAの方向に対して[0°,1°,0°,0°,10°]の方向に対応 する。すなわち、遅い到来信号は早い到来信号と比較していくぶん異なる方向か ら衝突する。これらの異なるアルゴリズムの相対的パフォーマンスは図13の結果 に似ている。しかし今回は、さらに簡単なチャネル設定を用いていて、推定され たパラメータを用いるDWILSP-RAKEとMLSEとの間のパフォーマンスの差が大きく なっている。実際、DWILSP-RAKEは、高い信号対雑音比で正確なパラメータを用 いて実行されたMLSEに近づいている。 本発明の精神から逸脱せずに、上述の実施例以外の特定の形で本発明を具現化 することはもちろん可能である。上述の実施例は単に例示的なものにすぎなず、 いかなる点においても限定的なものと考えてはならない。本発明の範囲は、上記 の発明についての説明ではなく、以下の請求項によって決定される。また、請求 項の範囲内に入るすべての変形および等価物もその中に含まれることが意図され ている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，Ｍ Ｗ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ， ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，Ｅ Ｓ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ，ＩＤ ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ， ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，Ｍ Ｇ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ， ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，Ｙ Ｕ，ＺＷ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 1．無線通信システムにおいて受信信号を処理するための方法において、 (a)前記受信信号をサンプリングし、それによってシンボル間干渉を前記受信 信号の中に導入できるステップと、 (b)前記受信信号と関連する少なくとも１つのチャネル推定値を生成するステ ップと、 (c)前記導入されたシンボル間干渉を推定するステップと、 (d)前記推定され導入されたシンボル間干渉を用いて、前記受信信号と関連す る前記少なくとも１つのチャネル推定値を更新するステップと、 (e)ステップ(b)、(c)および(d)を所定の反復回数だけ繰り返すステップと、 (f)前記受信信号を出力するステップとを有することを特徴とする方法。 2．前記サンプリングステップが、前記受信信号を非同期的にサンプリングする ステップを更に有することを特徴とする請求項1記載の方法。 3．前記繰り返しステップが、前記受信信号と関連する値が収束するまで、前記 所定の反復回数だけ反復を行うステップをさらに有することを特徴とする請求項 1記載の方法。 4．射影によるデカップルされた重み付き反復最小二乗(DWILSP)アルゴリズムを 用いて前記少なくとも１つのチャネル推定値が生成されることを特徴とする請求 項1記載の方法。 5．前記推定ステップが、前記受信信号を変調するために用いられるあるタイプ の変調に基づいて前記導入されたシンボル間干渉を推定するステップをさらに有 することを特徴とする請求項1記載の方法。 6．無線信号を処理するためのシステムにおいて、 前記無線信号をサンプリングし、それによってシンボル間干渉を前記受信信号 の中に導入できる手段と、 前記受信信号と関連する少なくとも１つのチャネル推定値を生成するための手 段と、 前記導入されたシンボル間干渉を推定するための手段と、 前記推定され導入されたシンボル間干渉を利用して前記受信信号と関連する前 記少なくとも１つのチャネル推定値を更新するための手段と、 前記推定手段と、前記生成手段と、前記更新手段とを所定の反復回数だけ反復 して適用するための手段と、 前記受信信号を出力するための手段とを有することを特徴とするシステム。 7．前記サンプリング手段が、前記無線信号を非同期的にサンプリングするため の手段をさらに有することを特徴とする請求項6記載のシステム。 8．前記繰り返しステップが、前記受信信号と関連する値が収束するまで、前記 所定の反復回数だけ反復を行うステップをさらに含むことを特徴とする請求項6 記載の方法。 9．射影によるデカップルされた重み付き反復最小二乗(DWILSP)アルゴリズムを 用いて、前記少なくとも１つのチャネル推定値が生成されることを特徴とする請 求項5記載の方法。 10．前記推定手段が、前記受信信号を変調するために使用されるあるタイプの変 調に基づいて、前記導入されたシンボル間干渉を推定するための手段をさらに有 することを特徴とする請求項6記載のシステム。 11．RAKE受信装置において、 信号サンプルを受信するための入力ノードと、 前記信号サンプルの遅延バージョンを生成するための複数の遅延装置と、 複数の推定ブランチであって、各ブランチが前記信号サンプルの前記遅延バー ジョンの中の１つを受信し、遅延バージョンの中からサンプル値を推定するため の各ブランチと、 前記複数の推定ブランチから前記推定されたサンプル値を受信するための時間 的結合装置とを有し、前記時間的結合装置が射影によるデカップルされた重み付 き反復最小二乗(DWILSP)アルゴリズムを用いて前記推定されたサンプル値を結合 するようになっていることを特徴とするRAKE受信装置。 12．少なくとも１つの前記複数の推定ブランチが前記DWILSPアルゴリズムを用い てそのそれぞれのサンプル値を推定するようになっていることを特徴とする請求 項11記載のRAKE受信装置。 13．前記複数の推定ブランチの中の少なくとも１つが、該ブランチのそれぞれの サンプル値を推定するためにフィルタタップによって導入されたシンボル間干渉 を和らげる前記DWILSPアルゴリズムの修正バージョンを用いることを特徴とする 請求項11記載のRAKE受信装置。 14．RAKE受信装置において、 信号サンプルを受信するための入力ノードと、 前記信号サンプルの遅延バージョンを生成するための複数の遅延装置と、 複数の推定ブランチであって、該各ブランチが前記信号サンプルの前記遅延バ ージョンの中の１つを受信し、該遅延バージョンの中からサンプル値を推定する ための各ブランチであって、前記推定ブランチの中の少なくとも１つが、射影に よるデカップルされた重み付き反復最小二乗(DWILSP)アルゴリズムの修正された バージョンを用いてそのそれぞれのサンプル値を推定し、前記修正されたバージ ョンが作動してフィルタタップによって導入されたシンボル間干渉を和らげるよ うになっている前記ブランチと、 前記複数の推定ブランチから前記推定されたサンプル値を受信するための時間 的結合装置とを有することを特徴とするRAKE受信装置。 15．前記時間的結合装置が前記DWILSPアルゴリズムを用いて前記推定されたサン プル値を結合するようになっていることを特徴とする請求項14記載のRAKE受信装 置。 16．前記時間的結合装置が最大比結合法を用いて前記推定されたサンプル値を結 合するようになっていることを特徴とする請求項14記載のRAKE受信装置。