JP2001512642A - 通信のためのデバイスおよび方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、第１基本周波数バンドに対応する高調波を、少なくとも１つの第２基本周波数バンドの周波数レンジに重ねることができる、高調波を有効に抑制した無線周波数信号のための、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドに対しスイッチング可能な電力増幅デバイス（１０）に関する。この電力増幅デバイス（１０）は、電力増幅器（１）と、ＰＩＮダイオードによってスイッチング可能なインピーダンスマッチング回路（２）とを有し、インピーダンスマッチング回路は個々の各基本周波数バンドに適合した負荷インピーダンスを与えるようになっている。更に、電力増幅デバイスは固定されたローパスフィルタ（３ｂ）と、少なくとも１つの反転可能なＰＩＮダイオードを含む、結合可能かつ結合分離可能なノッチフィルタとして働くスイッチング可能なフィルタ（３ｂ）とを含むフィルタデバイス（３）を含む。このスイッチング可能なフィルタ（３ａ）は、第１モードでは第１基本周波数バンド内の信号を通過し、同時にこの基本周波数バンドに対応する少なくとも１つの次数の高調波を抑制することができる。第２モードでは第２基本周波数バンドは大きな損失を受けることなく通過され、固定ローパスフィルタ（３ａ）により高調波が抑制される。

Description

【発明の詳細な説明】 通信のためのデバイスおよび方法 技術分野 本発明は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドを有する無線周波数信号 において、これら基本周波数バンドに対応する高調波を抑制するためのデバイス および方法に関する。本発明は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドのた めのスイッチング可能な無線信号用電力増幅デバイスにも関する。 関連技術 効率の高い無線送信機用のほとんどの電力増幅器は、飽和状態に近い状態で作 動するので、希望する無線信号周波数の他に、この周波数の高調波を、多くない とは言えない量の電力で発生する。固定周波数バンド専用の電力増幅器では、こ れら高調波は電力増幅器の出力端とアンテナとの間に設置されたローパスフィル タの助けによりフィルタリングすることによって除去される。 発生される高調波のうちで、一般に基本周波数よりもそれぞれ２倍または３倍 の周波数に対応する第２高調波および第３高調波が圧倒的に多い。低周波バンド からの高調波が、より高い周波数バンドにある場合、２つの別個の周波数バンド 用の送信機構造では特別な問題が生じる。すなわち例えば移動電話用の移動局が ＧＳＭバンドとＤＣＳバンドの双方を取り扱うケースを考える。ＧＳＭシステム （移動通信用全地球システム）は多数の周波数バンド内で作動でき、９００ＭＨ ｚの元のＧＳＭ周波数（ＧＳＭ−９００）の他に、１９００ＭＨzのＧＳＭシス テムもある。更に、１８００ＭＨｚで作動するＤＣＳシステムを、ＧＳＭシステ ムと見なすこともできる。しかしながら下記の説明では、ＧＳＭなる用語をＧＳ Ｍ９００のような狭い定義で用いることとする。ＧＳＭ用移動局における電力増 幅器は約９００ＭＨｚの中心周波数および３Ｗの出力電力を有するが、ＤＣＳ（ デジタルセルラーシステム）用の電力増幅器は約１８００ＭＨｚおよび１．５Ｗ で作動する。 ＤＣＳバンドは主にＧＳＭ周波数バンドの２倍の周波数にあるので、双方の周 波数バンド用に共通電力増幅器を使用した場合、高調波をフィルタで除去するう えで問題が生じる。この場合のフィルタリングは１つの共通する固定ローパスフ ィルタでは処理できない。 現在の所望する周波数バンドを選択するのに２つの別個の並列に配置された送 信回路列とこれら回路列の出力端に結合された無線周波数スイッチ回路とを使用 することがこれまで知られている。欧州特許第５００４３４号は、２つの別個の 無線周波数バンドに用いるための移動電話用電力増幅モジュールを示している。 このモジュールは増幅回路およびバンドパスフィルタを備えた２つの並列回路列 を含む。これら回路列からの信号はＰＩＮダイオードを含むカップリングおよび デカップリング回路を介し、アンテナの出力端に送られるようになっている。こ のスイッチング回路は現在使用されている増幅回路が他の回路列の増幅回路用出 力端から接続を切るように構成されている。 ＰＩＮダイオードは無線信号をスイッチングするために一般に使用される部品 である。このダイオードは無線周波数信号に対しては、導通状態では直列抵抗が 小さく、非導通状態では直列抵抗が大きい。更に、ＰＩＮダイオードは導通状態 では制御電流が比較的小さくてすむ。 しかしながらＰＩＮダイオードは、浮遊インダクタンスと浮遊容量とを有する 。このことは、導通状態のＰＩＮはほぼ誘導特性を有するが、非導通状態ではほ ぼ容量性特性を有することを意味する。スェーデン特許（ＳＵ）第１５３２９８ ２号はＰＩＮダイオードをスイッチング手段として使用した導波体用のミリ波ス イッチを示している。第１位置において、外部容量と組み合わされたＰＩＮダイ オードは、この信号周波数でブロックをする並列共振回路を形成することにより 、特別な信号周波数に対してこのＰＩＮダイオードの内部リアクタンス性特性が 、補償されている。別の位置ではＰＩＮダイオードは外部インダクタンスと組合 わさって、同じ信号周波数に対する直列共振回路を形成する。 ２つの並列電力増幅器回路列による上記公知の解決案は、１つの周波数バンド 用の電力デバイスと比較して、かなりの数の部品を必要とする。この結果、移動 電話用の電力増幅器は高価な部品となり、余分なスペースを必要とするので、材 料に対するコストがより高くなる。移動局におけるスペースは重要な制限要因で あるので、このことは、特に移動電話では重大な欠点となる。 発明の概要 従って、少なくとも２つの別個の基本周波数の高調波を抑制するようになって いるフィルタデバイスを備えた無線周波数信号用の電力増幅器デバイスを提供で きることが望ましい。特に、周波数レンジが他の基本周波数バンドの周波数レン ジに重なっている高調波を抑制できることが望ましい。本発明は上記問題を解決 しようとするものである。 この問題は、第１の固定フィルタとスイッチング可能な手段として好ましくは ＰＩＮダイオードを含むスイッチング可能な第２フィルタとの組み合わせに機能 が対応する、フィルタデバイスを着想することにより解決される。スイッチング 可能な第２フィルタは第１モードにおいて少なくとも１つの第１の基本周波数バ ンドに対応する少なくとも１つの次数の高調波を抑制し、第２モードでは、少な くとも１つの第２の、より高い基本周波数バンドを良好に通過し、固定された特 性を有する第１のフィルタは、高次の高調波を減衰する。 スイッチング可能なフィルタは少なくとも１つのシャント結合された共振回路 デバイスを含むことが好ましく、この共振回路デバイスは次に第１リアクタンス 性部品とＰＩＮダイオードとの並列結合を含む。この並列結合は第２リアクタン ス性部品と直列に結合されている。前記第１モードまたは第２モードのいずれか において、ダイオードが低抵抗状態となるように、他方、前記第１モードまたは 第２モードの他方のモードでＰＩＮダイオードが高抵抗状態に維持されるよう、 ダイオードに直流電流を注入することにより、前記第１モードまたは第２モード の一方に対応する第１位置において、前記第２のリアクタンス性部品と組み合わ されたＰＩＮダイオードが当該周波数バンドに適合した第１共振周波数を有する 直列共振回路を形成するように、ダイオードの内部リアクタンス性特性を変える 。対応する第２位置では、ＰＩＮダイオードは前記第１リアクタンス性部品と共 に当該周波数バンドに適合された第２共振周波数を有する並列共振回路を形成す る。この第２の共振周波数は第１の共振周波数と同じ値を有することができる。 前記共振周波数は前記第１モードのスイッチング可能なフィルタが第１共振周 波数バンドに対応する少なくとも１つの次数の高調波を減衰し、他方、前記第２ モードのスイッチング可能なフィルタが少なくとも１つの第２の、より高い基本 周波数バンドを良好に通過させるようになっている。 本発明の好ましい実施例によれば、上記タイプの複数のシャント結合された共 振回路デバイスを組み合わせ、好ましくは適当な長さの伝送導体によって分離で きる。 本発明の目的は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドを有する無線周波 数信号において、これら基本周波数バンドに対応する高調波を抑制するためのデ バイスおよび方法を提供することにある。 本発明の別の目的は、高調波を有効に抑制した無線周波数信号のための、２つ の別個の基本周波数バンドに対しスイッチング可能な電力増幅デバイスを提供す ることにある。 本発明の重要な利点は、高調波を前記基本周波数バンドのうちの少なくとも１ つの周波数レンジに重ねることができる、少なくとも２つの別個の基本周波数バ ンドを有する無線周波数信号において、これら基本周波数バンドに対応する高調 波を抑制するためのデバイスおよび方法を提供できることである。 本発明の別の利点は、電力増幅デバイスが厳格なコスト条件、電力消費量条件 および空間条件を満たす、高調波を有効に抑制した無線周波数信号のための、２ つの別個の基本周波数バンドに対してスイッチング可能な電力増幅デバイスを提 供できることである。 以下、添付図面を参照し、例によって本発明についてより詳細に説明する。 図面のリスト 図１は、本発明における無線信号およびそれらの相互の周波数の関係の一例を 示す信号／周波数の図である。 図２は、本発明に係わる電力増幅器デバイスの複合ブロック図である。 図３ａは、導通状態にあるＰＩＮダイオードの等価図を示す。 図３ｂは、非導通状態にあるＰＩＮダイオードの等価図を示す。 図４は、本発明によって製造されたインピーダンスマッチング回路を示す配線 図を示す。 図５は、本発明に従って製造されたスイッチング可能なフィルタを示す配線図 を示す。 図６ａは、図５における配線図と比較して簡略化された配線図であり、この例 のための第１モードにおけるより低い周波数バンドにおける等化図を示す。 図６ｂは、図５に示された配線図と比較して簡略化された配線図であり、本例 のための第１モードにおける第１の、より低い基本周波数バンドに対応する一次 の高調波の等価図を示す。 図７は、図５に示された配線図と比較して簡略化された配線図であり、本例の ための第２モードにおける第２の、より低い基本周波数バンドにおける等価図を 示す。 図８は、本発明に係わる共振回路デバイスの配線図である。 図９は、スイッチング可能なフィルタ用の、図５における回路と別の実施例で ある。 図１０は、スイッチング可能なフィルタの、更に別の実施例の簡略化された配 線図を示す。 図１１は、本発明における無線信号およびそれらの相互の周波数の関係の別の 例を示す信号／周波数図である。 図１２は、移動局の簡略化されたブロック図を示す。 好ましい実施例 アルファベットｆが周波数を示し、アルファベットＳが信号強度を示す図１は 、電力増幅器からの２つの無線周波数信号Ｓ１およびＳ２の周波数スペクトルを 示す。この電力増幅器は増幅された信号内に高調波を生じさせる所定の非線形性 を有する。信号Ｓ１における主な電力は、基本周波数バンド５１内にあり、この 基本周波数バンド５１はｆ₁の中心周波数を有する。この図ではこの周波数バン ドのバンド幅はすべての周波数バンド幅と同じように、図示されている周波数ス ケールに対して、誇張されている。更に、信号Ｓ１は高調波に対応する多数の周 波数バンドも含み、図にはそのうちの第１高調波５２、第２高調波５３および第 ３高調波５４が示されている。これら高調波は基本周波数バンドの中心周波数ｆ₁ の倍数である周波数２ｆ₁、３ｆ₁，４ｆ₁のそれぞれの中心周波数を有する。同 様に、信号Ｓ２に対する中心周波数ｆ₂を有する基本周波数バンド６２および中 心周波数２ｆ₂を有する高調波６２が示されている。 固定された周波数バンド内で信号を送信するようになっている無線送信機では 、発生される高調波は固定ローパスフィルタの助けにより、通常フィルタによっ て除かれる。図には、かかるフィルタの伝達関数Ｈ_3bが示されており、このフィ ルタを信号Ｓ２に対して使用すると、より高次の高調波と共に周波数バンド６２ がフィルタにより除かれ、所望する基本周波数バンド６１が残される。しかしな がら、信号Ｓ１およびＳ２を単一の無線送信機によって送信し、双方の周波数バ ンド５１、６１用の共通電力増幅デバイスにより増幅すると、問題が生じる。図 から判るように、周波数２ｆ₁が実質的に周波数ｆ₂に一致している場合、周波数 バンド５２は基本周波数バンド６１に一部が重なることとなる。従って、信号Ｓ １およびＳ２における高調波のすべてを有効に抑制するために、固定された共通 フィルタを設けることはできない。このような状況は、ＧＳＭ周波数バンドが９ ００ＭＨｚの近くにあり、ＤＣＳ周波数バンドが１８００ＭＨｚの近くにある移 動電話システムＧＳＭおよびＤＣＳのためのダブルバンド移動局の構造における 状況とほぼ対応する。本発明のこの例の以下の説明では、信号Ｓ１に対してＧＳ Ｍ信号なる用語を使用し、信号Ｓ２に対してＤＣＳ信号なる用語を使用すること とする。 図２には、本発明の一実施例に係わる無線信号の電力増幅送信用デバイスのた めの略ブロック図が示されている。本例では、移動電話システムＧＳＭおよびＤ ＣＳ用の移動電話の送信部分に含まれるようになっている電力増幅デバイス１０ は送信機のアンテナ４に接続されており、この電力増幅デバイス１０は第１モー ドではＧＳＭ信号を取り扱い、第２モードではＤＣＳ信号を取り扱うようにスイ ッチング可能である。 電力増幅デバイス１０は入力端ＩＮおよび出力端Ｏ１を有する電力増幅デバイ ス１を含む。更に電力増幅デバイス１０は、電力増幅デバイス１に対する負荷イ ンピーダンスを適合させるインピーダンスマッチング回路２と、インピーダンス マッチング回路の出力端Ｏ２に接続されたフィルタデバイス３を含む。送信アン テナ４はフィルタデバイス３の出力端Ｏ３に接続されている。当該移動局は本例 では別個の受信アンテナを含むが、当然ながら受信アンテナと送信アンテナとを 一体化することもできる。本例では、移動局の受信機部分を移動局の送信機部分 からの送信信号から実質的に絶縁状態に維持するために、フィルタデバイス３と アンテナ４との間にアンテナスイッチング回路が適当に設けられる。 出力端では有効性が妥当なすべての電力増幅器のインピーダンスマッチングを 行わなければならない。このことは、電力増幅器１自身が当該周波数バンドで負 荷インピーダンスマッチングを行わなければならないことを意味している。この 負荷インピーダンスは通常、アンテナのインピーダンスよりも小さく、電力増幅 デバイス１０はこの目的のためにスイッチング可能なインピーダンスマッチング 回路２を含み、このインピーダンスマッチング回路２は、各モードに対し、電力 増幅器１の出力端への負荷を個々に最適にするようになっている。 図２から更に判るように、フィルタデバイス３は第１の固定フィルタ３ｂと、 第２のスイッチング可能なフィルタ３ａとを含み、これら２つのフィルタは直列 に配置されている。第１フィルタ３ｂは伝達関数Ｈ_3bに対する図１内の直線が示 すようなローパス特性を有する。図１から判るように、このフィルタ３ｂはＧＳ Ｍ信号Ｓ１の基本周波数バンド５２とＤＣＳ信号Ｓ２の基本周波数バンド６１の 双方をカバーするパスバンドを有し、更に（３ ９００＝２７００ＭＨｚにほぼ 対応する）ＧＳＭバンド信号のうちの、図１に番号５３で示される第２高調波が 満足できる程度に減衰されるようなカットオフ周波数ｆ_gも有する。従って、同 様にこれよりも高い次数の高調波もこの第１フィルタ３ｂによって抑制される。 この図２では、第２フィルタ３ａの後に第１フィルタ３ｂが設置されているが 、第１フィルタ３ｂが第２フィルタ３ａの前に位置するように、これらフィルタ の順序を変えることも可能である。 スイッチング可能なフィルタ３ａは第１モードではＧＳＭ信号の基本周波数バ ンド５１にて信号を通過でき、同時に、ほぼ８００ＭＨｚにある、図１に番号５ ２で表示されたこれら信号の第１高調波を抑制できる。図１にはこの第１モード におけるスイッチング可能なフィルタ３ａの伝達関数Ｈ_3aが示されている。図か ら判るように、このモードのフィルタはバンド除去特性を有するが、フィルタ３ ａのこの特性は単に一例と見なすべきである。このフィルタで重要なことは、こ のモードでは周波数バンド５２内のクリチカルな高調波を抑制し、同時に大き く損失することなく、基本周波数バンド５１を伝達することである。周波数スペ クトルの他の部分でもフィルタの特性はあまり重要ではない。 第２モードでは、スイッチングフィルタ３ａはわずかな限界的減衰（ｍａｒｇ ｉｎａｌ ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）だけでＤＣＳ信号の基本周波数バンド６１ を通過できる。この第２モードでは、ＧＳＭバンドで利用できる入力信号はない ので、このモードではほぼ９００ＭＨｚでの伝達はあまり重要ではない。 図１には、この第２モードでのスイッチング可能なフィルタ３ａに対する伝達 関数Ｈ_3aが示されている。この図から判るように、このモードのフィルタは振幅 に関し、ほぼ全通過特性を有する。同様に、第２モードでもフィルタ３ａの説明 した特性は単なる例と見なすべきである。重要なことはこの第２モードにおける フィルタはわずかな限界的減衰だけで基本周波数バンドを通過することである。 周波数スペクトルでのフィルタ特性はあまり重要ではない。 図３ａは、ＰＩＮダイオードの抵抗を小さくするように、ＰＩＮダイオードに 直流を注入した場合の、ＰＩＮダイオードの等価回路図を示す。この場合、無線 周波数信号は図中でＤ_ONと表示されたダイオードを抵抗Ｒ_ONと直列なインダクタ ンスＬ_ONとして実質的に見なす。約１０ｍＡの回路の制御電流に対する抵抗Ｒ_ON の妥当な値は１オームである。 図３ｂは、ダイオードを高抵抗状態とするように、ＰＩＮダイオードを通過す る直流を無視できる際のＰＩＮダイオードの対応する等価回路図を示す。次に、 無線周波数信号は、Ｄ_OFFと表示されたダイオードを抵抗Ｒ_OFFと容量Ｃ_OFFの並 列回路と直列なインダクタンスＬ_OFFと見なす。この場合の抵抗Ｒ_OFFの妥当な値 は１０キロオームの大きさである。インダクタンスＬ_OFFの値はダイオードが導 通状態にある場合のインダクタンスＬ_ONの値にほぼ一致する。 図２を参照して説明したインピーダンスマッチング回路２は図４により詳細に 示されている。この図４から判るように、インピーダンスマッチング回路２はマ イクロストリップ素子２６状をした伝送導体と、シャント配線された第１容量Ｃ₂₇ とを含む。マイクロストリップ素子の一端は電力増幅器１の出力端Ｏ１に接続 されたこのインピーダンスマッチング回路２への入力端を構成し、マイクロ ストリップ素子の他端は、インピーダンスマッチング回路の出力端Ｏ２であり、 第１容量Ｃ₂₇の一方のターミナルは、マイクロストリップ素子２６上の１点に接 続されており、他方のターミナルは固定された基準電圧Ｖ_REFに接続されている 。更にインピーダンスマッチング回路２は、第２容量Ｃ₂₈も含み、この第２容量 （コンデンサ）の一方のターミナルは第１容量Ｃ₂₇が接続されているマイクロス トリップ素子上の点よりも出力端Ｏ₂により近いマイクロストリップ素子２６上 の点に接続されている。第２容量Ｃ₂₈の第２ターミナルはスイッチング手段Ｓ₂₉ を介し、基準電圧Ｖ_REFに接続されている。 一般的なインピーダンスマッチング方法は、マイクロストリップ導体に沿って 設けられたシャント配線された容量を使用する方法である。より高い周波数へ適 応する結果、周波数がより低い場合よりも、通常マイクロストリップ導波体はよ り短くなり、容量の値は小さくなる。従って、ＤＣＳに対するインピーダンスマ ッチング回路はＧＳＭ用のマッチング回路の一部として構成できる。 従って、ここで使用されるインピーダンスマッチング回路２はマイクロストリ ップ素子２６の一部によって分離された前記２つの容量Ｃ₂₇とＣ₂₈とを含む。内 側の第１容量Ｃ₂₇はＤＣＳ信号に対するマッチングしか望まない場合得られる容 量であり、外側の第２容量Ｃ₂₈はＧＳＭバンドの信号を送信する場合に接続され 、ＤＣＳバンドを使用する場合には接続が切られる。このようなスイッチングは ＰＩＮダイオードのバイアス電圧を変える、それ自体公知の技術によって実行さ れる。 従って、インピーダンスマッチング回路では、ＰＩＮダイオードはスイッチン グ手段Ｓ₂₉に対して使用され、容量Ｃ₂₈は負荷インピーダンスを変えるようにオ ンオフ状態ににスイッチングできる。電力増幅デバイスが第１モードにあり、Ｇ ＳＭ信号を送信する場合、ＤＣ接続ネットワーク（図には示されず）を通し、そ れ自身公知の技術に従い、ＰＩＮダイオードに直流を注入する。従って、ＰＩＮ ダイオードの抵抗は小さくなる。よって、容量Ｃ₂₈は接続され、インピーダンス マッチング回路２は電力増幅器１に対する負荷インピーダンスの値を第１の値と する。この第１の値の負荷インピーダンスは電力増幅器が９００ＭＨｚで良好に マッチングするように保証する。ＤＣＳ信号を増幅し、送信するようになっ ている他のモードでは、ＰＩＮダイオードがブロック状態となるようにＰＩＮダ イオードを通過する直流をオフにする。この場合、インピーダンスマッチング回 路２は電力増幅器が１８００ＭＨｚでインピーダンスマッチングされるように、 第２の値の負荷インピーダンスを有する。 従って、このマッチング方法の重要な利点は、インピーダンスマッチング回路 ２によってＧＳＭ信号の第１高調波の所定の量の減衰が得られることである。こ の理由は、ＧＳＭ信号を送信すべき場合、１８００ＭＨｚではマッチングが完全 ではないからである。１８００ＭＨｚにおける長さがほぼ４分の１波長に対応す る伝送導体素子により、第１モードのマッチング回路２ａが次のスイッチング可 能なフィルタ３ａから分離されている場合、このマッチング回路のフィルタリン グ機能は強化される。 このタイプの回路で得られるよりも損失の少ない固定マッチング回路を設計す ることも困難であるように見える。構成の簡潔性およびロバストネスの点で、本 発明に係わるスイッチング可能なインピーダンスマッチング回路は固定マッチン グ回路よりも優れている。 図５は、多少簡略化されているが、図２を参照して説明したスイッチング可能 なフィルタ３ａをより詳細に示す。インピーダンスマッチング回路２の出力端Ｏ ２に接続されたスイッチング可能なフィルタデバイス３ａへの入力端は、伝送導 体素子２５の一端に接続されており、この伝送導体素子２５の他端はこのスイッ チング可能なフィルタデバイス３ａの出力端Ｏ３ａに接続されており、この出力 端でフィルタを通過した信号が得られる。スイッチング可能なフィルタデバイス ３ａの入力端には、第１共振回路デバイス２２に属する総計２つのターミナルの うちの第１ターミナルも接続されている。この第１共振回路デバイス２２は、Ｐ ＩＮダイオードの周りに構成された第１インダクタンスＬ₂₂と第１スイッチング 手段Ｓ₂₂の第１並列接続回路と、第２インダクタンスＬ₂₁と第１容量Ｃ₂₁との第 ２並列接続回路とを含み、この第２並列接続回路と第１並列接続回路とは直列に 配置されている。第１共振回路デバイス２２に属す２つのターミナルのうちの第 ２ターミナルは、前記固定された基準電圧Ｖ_REFに接続されている。 伝送導体素子２５は１８００ＭＨｚでほぼ４分の１波長に対応する長さを有す る。出力端Ｏ３ａに接続されたこの伝送導体素子２５の端部には、第２の共振回 路デバイス２４接続されている。この第２共振回路デバイス２３では、第２イン ダクタンスＬ₂₉と、第２容量Ｃ₂₃と、第４インダクタンスＬ₂₃と、第２スイッチ ング手段Ｓ₂₉とを含み、このデバイスは本例では第１共振回路デバイス２２と同 一の構造を有し、基準電圧Ｖ_REFに接続されたターミナルも有する。 共振回路デバイス２２では、第２並列接続回路における第２インダクタンスＬ₂₁ と第１容量Ｃ₂₁はＧＳＭ信号の基本周波数バンドにほぼ対応する共振周波数を 有する並列共振回路を形成するようになっている。このことは、共振回路デバイ ス２２は基準電圧Ｖ_REFに対するインピーダンスが高いことを意味する。従って 、ＧＳＭ信号の基本周波数バンドは共振回路デバイスによって大きく影響されず 、従ってこの周波数レンジ内の良好な信号の送信が得られる。 スイッチング可能なフィルタ３ａが第１モードにある時、ＰＩＮダイオードは 導通状態にある。この場合、ＰＩＮダイオードは実質的に誘導特性を有する。従 って、ＰＩＮダイオードは前記第１容量Ｃ₂₁と共に直列共振回路を形成する。こ の回路は、ＧＳＭ信号の第１高調波をカバーするブロックバンドを発生するよう になっている共振周波数を有する。従って、この直列共振回路はこの高調波の信 号電力を満足できるように減衰できる。 スイッチング可能なフィルタ３ａが第２モードにある場合、ＰＩＮダイオード は高抵抗状態にあり、この場合、ほぼ容量性特性を有する。従って、ＰＩＮダイ オードはこのダイオードを並列に配置された前記第１インダクタンスＬ₂₂と共に 並列共振回路を形成し、この並列共振回路は図１で番号６１で表示されたＤＣＳ 信号の基本周波数バンドにほぼ対応する共振周波数を有する。この並列共振回路 は、第２モードにおけるこの周波数バンドで信号を良好に伝達する。 フィルタが機能する上で第２インダクタンスＬ₂₁と第４インダクタンスＬ₂₃と は必ずしも必要でない。これら２つのインダクタンスがなくても、９００ＭＨｚ の信号は共振回路デバイス２２と共振回路デバイス２２をシャント接続された誘 導性インピーダンスとみなす。９００ＭＨｚの当該周波数レンジに対し、８分の １波長に対応するマイクロストリップ素子２５の長さに対するインダタンスＬ₂₁ とＬ₂₃との値を適当に配分することにより、これら誘導性インピーダン スを互いに相殺することができる。このように９００ＭＨｚに対しては良好なイ ンピーダンスマッチングが保証されるので、このような変形例でもＧＳＭ信号の 基本周波数バンドをわずかな限界的損失で送信することができる。 図８は、図５の共振回路デバイス２２の多少より詳細な接続図を示すが、ＰＩ Ｎダイオードへの直流の供給も示す。この共振回路デバイスはインピーダンスマ ッチングデバイスの出力端Ｏ２に接続されたスイッチング可能なフィルタの入力 端と、固定基準電圧Ｖ_REFとの間に接続されている。この共振回路デバイスは第 １並列接続回路を含む。この第１並列接続回路の第１分岐回路は図内でＤ₂₂と表 示されたＰＩＮダイオードである。この第１並列接続回路の第２分岐回路は、第 １インダクタンスＬ₂₂とブロック容量（コンデンサ）Ｃ_Sの直列接続回路からほ ぼ成る。抵抗Ｒ_Sを介し、第１インダクタンスＬ₂₂とブロッキング容量Ｃ_Sとの間 の点に駆動電圧Ｖ_Dが接続されている。第２インダクタンスＬ₂₁と第１容量（コ ンデンサ）Ｃ₂₁との間の第２並列接続回路は、この第１並列接続回路に直列に接 続されている。 ブロッキング容量Ｃ_Sは駆動電圧接続点と基準電圧Ｖ_REFとの間で直流が直接流 れるのを防止するようになっている。しかしながらこのブロッキング容量（コン デンサ）は当該信号周波数に対し短絡回路を見なすことができるような高い容量 値を有する。従って、信号はＰＩＮダイオードＤ₂₂と前記第１インダクタンスＬ₂₂ との並列接続回路に進む。ダイオードには駆動電圧接続回路を介し、制御電流 を注入できる。抵抗Ｒ_Sはこの制御電流に対し適当な値が得られるよう、駆動電 圧Ｖ_Dに対して適合されている。従って、このような構造により駆動電圧Ｖ_Dを制 御することにより、低抵抗状態と高抵抗状態との間でＰＩＮダイオードを切り替 えることができる。 図６ａおよび６ｂは、ＧＳＭ信号をフィルタによって除去するようにフィルタ が最適にされた、第１モードにあるスイッチ可能なフィルタ３ａの関数を示す簡 略接続図を示す。図６ａは、フィルタ３ａが約９００ＭＨｚの信号、例えばＧＳ Ｍ信号の基本周波数バンドを見た場合のフィルタを示す。第１インダクタンスＬ₂₁ と第１容量（コンデンサ）Ｃ₂₁とは、９００ＭＨｚの共振周波数を有する並列 共振回路を形成するので、複合インピーダンスはこれら周波数で大きくなる。 第１共振回路デバイス２２内のこの図６ａに示された他の部品は無視できる。本 例では共振回路デバイス２２と２４とは同一であるので、第２共振回路デバイス ２４にも同じ条件が当てはまる。従って、この周波数レンジ内の信号はわずかな 損失でフィルタ３ａの入力端から、その出力端Ｏ３ａへ伝達される。 図６ｂは、約１８００ＭＨｚの信号、例えばＧＳＭ信号の一次高調波に対する フィルタとしてのフィルタ３ａを示す。このフィルタが第１モードとなっている 場合、ＰＩＮダイオードは低抵抗状態となっている。図８から判るようなＰＩＮ ダイオードＤ₂₂となっているスイッチング手段Ｓ₂₂は、ここではダイオード抵抗 Ｒ_22onと直列なダイオードのインダクタンスＬ_22onとして示されている。共振回 路デバイス２２は、１８００ＭＨｚの当該周波数レンジでダイオードインダクタ ンスＬ_22onと前記第１容量Ｃ₂₁によって形成される直列共振回路によって制限さ れる。この第１容量Ｃ₂₁はＧＳＭ信号の一次高調波５２に対し、図１で２ｆ₁と 表示された中心周波数にほぼ対応する共振周波数を有する。このことは、１８０ ０ＭＨｚの当該周波数レンジ内では、共振回路デバイス２２の総インピーダンス の値が小さくくなることを意味している。従って、共振回路デバイス２２はＧＳ Ｍ信号の一次高調波を減衰する。２つの共振回路デバイス２２と２４とは同一で あるので、これらデバイスの各々は当該高調波を減衰する。これら共振回路デバ イス２２と２４とは１８００ＭＨｚに対する長さが４分の１波長に対応するマイ クロストリップ素子２５によって分離されているので、総減衰量が各共振回路デ バイスの個々の減衰量の、多少簡略化されているが２倍の大きさ（デシベルで計 算）となるように、共振回路デバイス２２と２４とは互いに協働する。 スイッチング可能なフィルタ３ａは、より広い周波数レンジに対しては、いわ ゆるノッチフィルタと称されるバンド除去フィルタとして機能する。図１におけ るオーバー関数Ｈ_3a'はこの状況を示す。 図７は、ＤＣＳ信号を送信するようになっている、第２モードのスイッチング 可能なフィルタ３ａの機能を示す略接続図である。この図７では、フィルタ３ａ はこのフィルタをＤＣＳ信号の基本周波数バンドのような約１８００ＭＨｚの信 号から見た場合の状態で示されている。共振回路デバイス２２および２４におけ るスイッチ手段Ｓ₂₂およびＳ₂₄は開放状態となっている。このことは、この第２ モードにあるスイッチング手段に含まれるＰＩＮダイオードは高抵抗状態となっ ていることを意味する。多少簡略すれば、これらＰＩＮはダイオード容量Ｃ_{22of f} に並列なダイオード抵抗Ｒ_22off、かつダイオード容量Ｃ_24offに並列なダイオ ード抵抗Ｒ_24offとしてそれぞれ働く。当該１８００ＭＨｚにおける周波数レン ジに対しては、共振回路デバイス２２はダイオード容量Ｃ_22offおよび前記第１ インダクタンスＬ₂₂によって形成される並列共振回路によって支配される。この 第１インダクタンスＬ₂₂は並列共振回路がＤＣＳ信号の基本周波数バンド６１に 対し、図１にｆ₂と表示された中心周波数にほぼ対応する共振周波数を有するよ うになっている。このことは、約１８００ＭＨｚの当該周波数レンジ内では、共 振回路デバイス２２の総インピーダンスの値が高くなることを意味する。従って 、共振回路デバイス２２はわずかな限界的減衰でＤＣＳ信号の基本周波数バンド を伝達する。並列共振回路２２と２４とは同一であるので、同じことは第２並列 共振回路２４についても当てはまる。従って、当該周波数レンジ内の信号はわず かな低い損失でフィルタ３ａの入力端から出口端Ｏ３ａへ伝達される。 図９は、スイッチング可能なフィルタ３ａの別の実施例を示す。図９において 番号９０で表示されたフィルタは、フィルタの出力端Ｏ９０とその入力端１９０ とを接続する第１マイクロストリップ素子９５を含む。このフィルタは更に第２ マイクロストリップ素子９６と第３マイクロストリップ素子９７とに直列に分割 された、シャント接続されたマイクロストリップ導体を含む。これらの各々は１ ８００ＭＨｚでほぼ４分の１波長に対応し、更に９００ＭＨｚで８分の１波長に も対応する長さを有する。第２マイクロストリップ素子９６の第１端部はスイッ チング可能なフィルタ９０の出力端Ｏ９０に接続されており、この第２マイクロ ストリップ素子９６の第２端部は第３マイクロストリップ素子９７の第１端部に 点Ｐ₁で接続されている。これに対応し、第３マイクロストリップ素子９７の第 ２端部は基準電圧Ｖ_REFに接続されているので、この点で短絡されている。 第１マイクロストリップ素子９６の前記第２端部には、結合容量Ｃ_C94を介し 、共振回路デバイス９４の第１ターミナルも接続されている。この共振回路デバ イ ス９４の第２ターミナルは基準電圧Ｖ_REFに接続されている。共振回路デバイス ９４は、本例では無線周波数に関し、図５、６ａ、６ｂおよび７を参照して説明 した共振回路デバイス２２および２４としての全等価的構造を有する。この共振 回路デバイス９４はＰＩＮダイオードの周りに構成された第１インダクタンスＬ₉₄ とスイッチング手段Ｓ₉₄との第１並列接続回路を含む。この第１並列接続部と 直列に、第２インダクタンスＬ₉₃と第１容量Ｃ₉₃の第２並列接続部が配置されて いる。 第１容量（コンデンサ）Ｃ₉₃と第２インダクタンスＬ₉₃とは、約９００ＭＨｚ の共振周波数を有する並列共振回路を形成する。よって、この共振回路デバイス ９４はＧＳＭ信号の基本周波数バンドから見たインピーダンスに影響しないこと が理想的である。９００ＭＨｚでマイクロストリップ素子９６および９７の総長 さが４分の１波長に対応するとき、共振回路デバイス９４と別個にマイクロスト リップ素子９７の前記第２端部における短絡回路は点Ｐ₂で極めて高いインピー ダンスに変換される。従って、第１マイクロストリップ素子９０を介して伝達さ れるＧＳＭ信号はシャント接続されたマイクロストリップ導波体を信号に影響し ない破断点と見なす。よってわずかな限界的減衰でＧＳＭ信号の基本周波数バン ドがフィルタを通って伝達されることが保証される。 前記第２マイクロストリップ素子９７の長さは１８００ＭＨｚに対する４分の １波長に対応するので、マイクロストリップ素子９７の前記第２端部における短 絡回路は大ざっぱに表現して、この周波数レンジ内の信号に対し点Ｐ₁にて無限 のインピーダンスに変換される。従って、これら信号に対しては共振周波数デバ イス９４によってインピーダンスしか生じない。フィルタ９０が第１モードとな っている場合、スイッチング手段Ｓ₉₄内のＰＩＮダイオードは高抵抗状態にある 。従って、第１インダクタンスＬ₉₄と、スイッチング手段Ｓ₉₄内のＰＩＮダイオ ードがこの状態で示す容量とから、並列共振回路が形成される。この並列共振回 路に対する共振周波数は約１８００ＭＨｚに適合されており、このことは、共振 回路デバイス９４は全体としてこの周波数レンジに対して高いインピーダンスを 示すことを意味する。従って、１８００ＭＨｚにおける信号に対する点Ｐ₁のこ のような高インピーダンスは、点Ｐ₂では低インピーダンスに変換される。 このことは、約１８００ＭＨｚの信号は実際にはシャント接続されたマイクロス トリップ導波体によって短絡されることを意味する。従って、フィルタ９０はこ の第１モードでは１８００ＭＨｚの前後で信号を良好に減衰する。 フィルタ９０が第２モードとなっている場合、スイッチング手段Ｓ₉₄内のＰＩ Ｎダイオードは低抵抗状態にある。第１容量Ｃ₉₃とＰＩＮダイオードがここで示 すインダクタンスから直列共振回路が形成される。この直列共振回路に対する共 振周波数は約１８００ＭＨｚに適合されており、このことは共振回路デバイス９ ４は全体としてこの周波数に対し極めて小さいインピーダンスを示す。約１８０ ０ＭＨｚの信号に対する点Ｐ₁でのこのような低インピーダンスは、点Ｐ₂におけ る高インピーダンスに変換される。このことは、約１８００ＭＨｚの信号はわず かに小さい減衰しか受けないでフィルタを通過することを意味する。 要するに、フィルタ９０はオン／オフできるバンド除去フィルタとして働く。 第１モードで更に減衰が必要な場合、すなわちバンド除去機能がオンされると、 減衰を希望する周波数で４分の１波長に対応する長さを有する伝送導体の部品に より、いくつかの同じフィルタデバイスを直列に結合したり、適宜分離したりで きる。このような方法は、個々のフィルタデバイスの減衰と比較し、デシベルで 計算した場合、減衰量を約２倍にする。それ自体公知の技術に従い、この４分の １波長伝送導体素子を、いわゆるパイ（π）形ネットワークまたはＴ形ネットワ ーク（好ましくはディスクリート部品から構成される）に交換しても同じ効果が 得られる。 更に同じように、図５〜８を参照して示した例における共振回路デバイス２２ および２３のうちの１つとして配置された共振回路デバイスとフィルタ９とを組 み合わせることも可能である。 図１０は、スイッチング可能なフィルタ３ａの別の実施例を示す。この図１０ において、番号１１０で表示されたフィルタは、フィルタの出力端Ｏ１１０をそ の入力端１１１０に接続するマイクロストリップ素子１２５を含む。このマイク ロストリップ素子１２５は１８００ＭＨｚにおいて４分の１波長にほぼ対応する 長さを有する。出力端Ｏ１１０には第１共振回路デバイス１２４の第１ターミナ ルが接続されており、この第１共振回路デバイス１２４の第２ターミナルは基準 電圧Ｖ_REFに接続されている。前記第１共振回路デバイス１２４は、第１インダ クタンスＬ₁₂₄とＰＩＮダイオードの周りに構成された第１スイッチング手段Ｓ_{1 24} との直列接続回路と第１容量Ｃ₁₂₄との第１並列接続回路を含む。この第１並 列接続回路に直列に第２インダクタンスＬ₁₂₃が配置されており、入力端Ｉ１１ ０には第２共振回路デバイス１２２の第１ターミナルが接続されている。この第 ２共振回路デバイス１２２は、好ましくは前記第１共振回路デバイス１２４と同 じ構造を有し、第２容量Ｃ₁₂₂と、第２スイッチング手段Ｓ₁₂₂と、第３インダク タンスＬ₁₂₂と、第４インダクタンスＬ₁₂₁とを含む。 スイッチング可能なフィルタ１１０が第１モードとなっている場合、スイッチ ング手段Ｓ₁₂₂およびＳ₁₂₄内のＰＩＮダイオードは高抵抗状態にある。この状態 では、ＰＩＮダイオードはほぼ容量性特性を有する。しかしながら、ＰＩＮダイ オードの容量の値は、第１近似したこれら容量をダイオードに並列接続された容 量Ｃ₁₂₂およびＣ₁₂₄に対し、無視できるような値となっている。第１共振回路デ バイス１２４では、前記第１容量Ｃ₁₂₄と前記第２インダクタンスＬ₁₂₃とからほ ぼ直列共振回路が形成される。この直列共振回路は、この回路がＧＳＭ信号の第 １高調波をカバーするようなブロックバンドを生じさせるように適合された共振 周波数を有する。同様に、共振回路デバイス１２２内でも、ほぼ同じ特性を有す る直列共振回路が形成される。よって共振回路デバイス１２２と１２４とは、こ の高調波の意図する減衰量が得られるように相互に協働する。 共振回路デバイス１２２および１２４は、９００ＭＨｚのＧＳＭ信号の基本周 波数バンドに対してシャント接続された容量素子として働き、これら容量性素子 の値は基本的には容量Ｃ₁₂₂およびインダクタンスＬ₁₂₂ならびに容量Ｃ₁₂₄とイ ンダクタンスＬ₁₂₄によって形成される上記直列共振回路によって決定される。 しかしながら、容量Ｃ₁₂₄とインダクタンスＬ₁₂₄との間の関係は、９００ＭＨｚ のＧＳＭ信号の基本周波数バンドが共振回路デバイス１２４を適正な値を有する 容量性素子と見て、よってこれら周波数における長さが８分の１波長に対応する マイクロストリップ素子１２５が、この容量を第１共振回路デバイス１２２で必 要な誘導値に変換し、その容量性効果を補償するようになっている。このように 、９００ＭＨｚに対しては良好なインピーダンスマッチングが保証され るので、ＧＳＭ信号の基本周波数バンドはわずかな限界的損失でフィルタ１１０ を通過できる。 スイッチング可能なフィルタ１１０が第２モードとなっていると、ＰＩＮダイ オードは低抵抗状態にある。この状態ではこれらＰＩＮダイオードはほぼ誘導性 特性を有する。よって共振回路デバイス１２４ではスイッチング手段Ｓ₁₂₄内の ＰＩＮダイオードの内部インダクタンスと第１インダクタンスＬ₁₂₄とは、前記 第１容量Ｃ₁₂₄と共に並列共振回路を形成する。この並列共振回路は図１で番号 ６１で表示されたＤＣＳ信号の基本周波数バンドにほぼ対応する基本周波数を有 する。従って、この並列共振回路は共振回路デバイス１２４が１８００ＭＨｚの 信号に対して共振回路デバイスのインピーダンスが高くなる。このように、ＤＣ Ｓ信号の基本周波数バンドは、このシャント接続された第１共振回路デバイス１ ２４によって大きく影響されることはない。共振回路デバイス１２２と１２４と は同一であるので、第２共振回路デバイス１２２もＤＣＳ信号の基本周波数バン ドに大きく影響することはない。これにより、第２モードでは約１８００ＭＨｚ の周波数に対する損失が少なくなっている。 第１共振回路デバイス１２４内の第１インダクタンスＬ₁₂₄および第２共振回 路デバイス１２２内の第３インダクタンスＬ₁₂₂は、フィルタが機能する上で必 ずしも必要ではない。これらインダクタンスの目的は、前記直列共振回路の共振 周波数に影響を与えることである。リアクタンス性素子の大きさの値は消耗する 共振周波数が得られるように、相互に、かつＰＩＮダイオードの内部リアクタン スに関連して決定しなければならないので、本例に対してより適当な値が得られ るように、インダクタンスＬ₁₂₄およびＬ₁₂₂は共振回路デバイス１２４および１ ２２内の他のリアクタンス性素子の値の決定に影響する。共振回路デバイス１２ ４および１２２内のリアクタンス性素子の値の決定に影響する別の可能性として 、並列接続および／または直列接続による２つ以上のＰＩＮダイオードを組み合 わせる方法が挙げられる。 これまで説明したいずれの例もＧＳＭ兼ＤＣＳ用移動電話システム用のデュア ルバンド移動局における電力増幅デバイス用のものである。当然ながら本発明は これら用途に限定されるものではない。例えば本発明は、ＧＳＭ兼ＰＣＳバンド 用移動局でも利用できる。図１は、このケースにおける信号間の関係を示す。こ の図では、Ｓは信号強度を示し、ｆは周波数を示す。電力増幅器からのＧＳＭ信 号Ｓ３は、約９００ＭＨｚの中心周波数ｆ₃を有する基本周波数バンド８１を含 む。更にＧＳＭ信号は、少なくとも３つの周波数バンド８２、８３および８４に 偶数および奇数の高調波を含む。これら周波数バンド８２、８３および８４の中 心は、ほぼ周波数２ｆ₃、３ｆ₃および４ｆ₃であり、これら周波数は周波数ｆ₃の 倍数となっている。同じ電力増幅器からのＰＣＳ信号Ｓ４は、約１８００ＭＨｚ の中心周波数ｆ₄を有する基本周波数バンド９１を含む。更に、ＰＣＳ信号は多 数の周波数バンド（そのうちの１つのバンド９２が図に示されている）における 高調波を含む。図から判るように、ＧＳＭ信号Ｓ３からの周波数バンド８２は、 ＰＣＳ信号Ｓ４からの基本周波数バンド９１に重ならないが、極めて接近する。 単一の固定されたフィルタデバイスにより、高調波のすべてを抑制すると共に、 同時に基本周波数バンド８１および９１の有効な送信を保証することは、このよ うに考えついたフィルタデバイスが示す急峻性により、極めて困難であり、実際 にはほとんど問題にならない。本発明に係わるスイッチング可能なフィルタデバ イスは、この問題に対する解決案を提供するものである。 送信すべき２つの基本周波数バンドの関係が、互いに妥当な距離で周波数バン ドが終了するような関係となっている場合にも本発明は適す。例えば、図５の例 に従って構成されたフィルタデバイスでは、共振回路の共振周波数は互いに独立 した関係で選択できる。このことは、回路の機能にはこれら基本周波数バンドの 相互の関係は重要ではないことを意味している。 更に、本発明では３つの別の周波数バンド、例えばＧＳＭ、ＤＳＣおよびＰＣ Ｓ用の共通電力増幅デバイスを得ることも可能である。このケースでは、ＤＣＳ とＰＣＳ信号に対する増幅器およびフィルタの機能は共通モードで適当に得られ るが、ＧＳＭ信号は別のモードで増幅し、フィルタリングする。３つ以上の別個 の周波数バンド用の無線送信機で使用するように、適当に別々にスイッチング可 能な２つ以上のフィルタデバイスを直列に接続することも可能である。ここでは 、各フィルタデバイスはオン／オフに切り替えできるノッチフィルタの特性を有 することが好ましい。 本発明を使用する分野の具体的な別の例としては、日本の移動電話システムＰ ＤＣ（パーソナルデジタルセルラー）用のデュアルバンド移動局があり、この電 話システムは、８００ＭＨｚおよび１５００ＭＨｚで使用される。更に、当然な がら本発明は、移動電話以外の他の分野および他の無線周波数の分野で使用され る無線送信機用にも使用できる。 図１２には移動電話用のデュアルバンド移動局１００の略ブロック図が示され ている。この移動局は２つの別個の周波数バンド（一度に１つのバンドを使用す る）を通し、音声およびデータ送信をするようになっている。移動局は、音響− 電気（Ａ／Ｅ）コンバータ１６０を含み、このコンバータはこのコンバータから の音声情報をデジタル化する音声符号化器１６１に結合されている。この音声符 号化器１６１は第１スイッチング手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３ に結合されており、チャンネル符号化器は無線送信機１６４に接続されている。 この無線送信機は図２で番号１０で表示されたスイッチング可能な電力増幅デバ イスを含み、アンテナ１６５に接続されている。 アンテナ１６５と同じアンテナとすることができるアンテナ１７５には、無線 受信機１７４が結合されており、この無線受信機がチャンネル復号化器１７３に 結合されている。チャンネル復号化器１７３は第２スイッチング手段１７２を介 し、音声復号化器１７１に接続されており、この音声復号化器１７１は電気−音 響（Ｅ／Ａコンバータ）１７０に接続されており、デジタル情報をアナログサウ ンド情報に復号化するようになっている。 制御ユニット１６７はデータ供給入力手段１６８に結合された第１データ入力 端と、第１スイッチング手段１６２に接続された第１データ出力端を有する。更 に制御ユニット１６７は第２スイッチング手段１７２に結合された第２データ出 力端およびデータ供給出力手段１６９に結合された第３データ出力端を有する。 更にこの制御ユニットは、図には示されていない別の制御用出力端を有する。 制御ユニット１６７は、その制御用出力端を介し、無線送信機１６４および無 線受信機１７４を制御し、電力増幅デバイスのモードを設定し、無線トラヒック チャンネルおよびタイムスロットを選択することができる。更にこの制御ユニッ トは、その制御出力端を介し、出力端が音声情報または別のタイプのデータを提 供したり、受信するように、スイッチング手段に影響することができる。 例えば移動局から基地局に音声を送信する際、送信に先立ち、音声符号化器１ ６１内で音声がデジタル化される。音声を示すデジタル信号は第１スイッチング 手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３へ送られ、チャンネル符号化器で 移動局に割り当てられた３つ以上の連続するタイムスロット上に広がる誤り訂正 符号と共に、無線トラヒックチャンネル上で送信するようにデジタル信号が符号 化される。送信機はデジタル信号を変調し、かつ電力増幅し、制御ユニットから の制御信号の制御によりタイムスロットの間で高速でデジタル信号を送る。 移動局から基地局へデータを送信する際、データはデータ供給手段１６８によ り制御ユニット１６７へ送られる。制御ユニットからは供給入力データを示すデ ジタル信号が第１スイッチング手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３へ 送られる。チャンネル符号化器１６３では音声符号化器１６１からのデジタル信 号と同様に、制御ユニットからのデジタル信号が符号化される。制御ユニットか らのデジタル信号は、その後、音声と同様に無線送信機を介して送信される。 無線トラヒックチャンネル上で基地局から移動局１００へ音声を送信する際、 制御ユニット１６７からの信号の制御により、タイムスロット中に高速で無線受 信機１７４内にデジタル信号が受信される。これらデジタル信号は復調され、無 線受信機１７４からチャンネル復号化器１７３へ送られる。チャンネル復号化器 １７３では誤り訂正復号化が行われる。この復号化は基本的にはチャンネル符号 化器１６３で行われる符号化の逆である。チャンネル復号化器１７３からのデジ タル信号は第２スイッチング手段１７２を介し、音声復号化器１７１へ送られる 。音声復号化器では、スイッチング手段からのデジタル情報がアナログサウンド 情報に復号化される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，Ｍ Ｗ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ， ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，Ｅ Ｓ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ，ＩＤ ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ， ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，Ｍ Ｇ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ， ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，Ｙ Ｕ，ＺＷ (72)発明者 イムベルク，ウルリク スウェーデン国，ノルケピング，トロツエ リガタン 35 【要約の続き】 周波数バンドは大きな損失を受けることなく通過され、 固定ローパスフィルタ（３ａ）により高調波が抑制され る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 1. 固定された特性を有する第１フィルタ（３ｂ）と、前記第１フィルタ（３ ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ、９０、１１０）とを備えた、無線 周波数信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）における高調波を抑制するようになって いるフィルタデバイス（３）において、 前記第２フィルタ（３ａ、９０、１１０）がスイッチング可能であり、第１タ ーミナルおよび第２ターミナルを備えた少なくとも１つの共振回路デバイス（２ ２、２４、９４、１２２、１２４）を含み、前記第１ターミナルが共振回路デバ イス内に含まれる伝送導体素子（２５、９６、１２５）に接続されており、前記 第２ターミナルが基準電圧（Ｖ_REF）に接続されており、前記共振回路デバイス （２２、２４、９４、１２２、１２４）が、 第１に、第１リアクタンス性素子（Ｌ₂₂、Ｌ₂₄、Ｌ₉₄、Ｃ₁₂₂、Ｃ₁₂₄）と少な くとも１つの反転可能なＰＩＮダイオード（Ｄ₂₂）の第１並列接続回路と、 第２に、前記第１並列接続回路に直列に配置された第２にリアクタンス性素子 （Ｃ₂₁、Ｃ₂₃、Ｃ₉₃、Ｌ₁₂₃、Ｌ₁₂₄）とを含み、前記スイッチング可能な第２フ ィルタ（３ａ、９０、１１０）が、 第１モードにおいて、第１のより低い基本周波数バンド（５１、８１）内の無 線周波数信号（Ｓ１、Ｓ３）を良好に通過すると共に、この第１の基本周波数バ ンド（５１、８１）に対応する少なくとも１つの次数の高調波を抑制するように なっており、 第２モードにおいて、第２のより高い基本周波数バンド（６１、９１）内の無 線周波数信号（Ｓ２、Ｓ４）を良好に通過すると共に、前記第１フィルタ（３ｂ ）が、この第２の基本周波数バンド（６１、９１）に対応する少なくとも１つの 次数の高調波（６２、９２）を抑制することを特徴とする、フィルタデバイス。 2. 共振回路デバイス（２２、２４、９４、１２２、１２４）内の前記ＰＩＮ ダイオード（Ｄ₂₂）が前記第１モードおよび第２モードの１つにおいて低抵抗状 態となるようになっており、この低抵抗状態のＰＩＮダイオード（Ｄ₂₂）の 特性がほぼ誘導性であり、前記第１モードおよび第２モードのうちの一方のモー ドでは、高抵抗状態となるようになっており、この高抵抗状態のＰＩＮダイオー ド（Ｄ₂₂）の特性がほぼ容量性であることを特徴とする、請求項１記載のフィル タデバイス。 3. 前記第１モードおよび第２モードのうちの１つのモードに対応する第１位 置にある前記第２リアクタンス性部品（Ｃ₂₁、Ｃ₂₃、Ｃ₉₃、Ｌ₁₂₁、Ｌ₁₂₃）と組 み合わされたＰＩＮダイオード（Ｄ₂₂）が、当該周波数バンドに適合した第１共 振周波数を有する直列共振回路を形成するようになっており、対応する第２位置 にあるＰＩＮダイオードは前記第１リアクタンス性部品（Ｌ₂₂、Ｌ₂₄、Ｌ₉₄、Ｃ₁₂₂ 、Ｃ₁₂₄）と組み合わさって、当該周波数バンドに適合した第２共振周波数を 有する並列共振回路を形成するようになっており、この第２共振周波数は前記第 １共振周波数と同じ値を示すことができることを特徴とする、請求項２記載のフ ィルタデバイス。 4. 前記第１リアクタンス性素子（Ｌ₂₂、Ｌ₂₄、Ｌ₉₄）が誘導性であり、前記 第２リアクタンス性素子（Ｃ₂₁、Ｃ₂₃、Ｃ₉₃）が容量性であることを特徴とする 、請求項１、２または３記載のフィルタデバイス。 5. 誘導性特性を示す低抵抗状態のＰＩＮダイオード（Ｄ₂₂）が前記第２リア クタンス性素子（Ｃ₂₁、Ｃ₂₃、Ｃ₉₃）と共に直列共振回路を形成するようになっ ており、容量性特性を示す高抵抗状態の同じＰＩＮダイオード（Ｄ₂₂）は前記第 １リアクタンス性素子（Ｌ₂₂、Ｌ₂₄、Ｌ₉₄）と共に並列共振回路を形成するよう に前記共振回路デバイス（２２、２４、９４）が配置されていることを特徴とす る、請求項４記載のフィルタデバイス。 6. 前記直列共振回路が第１基本周波数バンド（５１、８１）に対応する少な くとも１つの次数の高調波に対するバンド除去特性を第２フィルタ（３ａ）に与 えることを特徴とする、請求項５記載のフィルタデバイス。 7. 前記並列共振回路が第２の、より高い基本周波数バンド（６１、９１）に 対するパスバンド特性を第２フィルタ（３ａ）に与えることを特徴とする、請求 項５または６記載のフィルタデバイス。 8. 第１周波数バンド（５１、８１）の中心周波数（ｆ₁、ｆ₃）にほぼ対応 する基本周波数を示す並列共振回路が形成されるよう、前記第２リアクタンス性 素子（Ｃ₂₁、Ｃ₂₃、Ｃ₉₃）に並列にインダクタ状の第３リアクタンス性素子（Ｌ₂₁ 、Ｌ₂₃、Ｌ₉₃）が配置されていることを特徴とする、請求項４〜７のいずれか に記載のフィルタデバイス。 9. フィルタデバイス（３）が２つの共振回路デバイス（２２、２４、１２２ 、１２４）を含むことを特徴とする、上記請求項のいずれかに記載のフィルタデ バイス。 10．前記第２基本周波数バンド（６１、９１）の中心周波数（ｆ₂、ｆ₄）の４ 分の１波長にほぼ対応する長さを有する伝送導体素子（２５、１２５）によって 前記２つの共振回路デバイス（２２、２４、１２２、１２４）が分離されている ことを特徴とする、請求項９記載のフィルタデバイス。 11．請求項１記載のフィルタデバイスにおいて、無線周波数信号（Ｓ１、Ｓ２ 、Ｓ３、Ｓ４）内の高調波を抑制するための方法であって、 前記第２のスイッチング可能なフィルタ（３ａ、９０、１１０）を設定する工 程と、 前記第１のより低い周波数バンド（５１、８１）内の無線周波数信号（Ｓ１、 Ｓ３）を送信すると共に、前記第１の基本周波数バンドに対応する少なくとも１ つの次数の高調波（５２、８２）を抑制する工程と、 前記第２のスイッチング可能なフィルタ（３ａ、９０、１１０）を第２モード に設定する工程と、 前記第２の、より高い基本周波数バンド（６１、９１）内の無線周波数信号（ Ｓ２、Ｓ４）を送信する工程とを備え、前記第１フィルタ（３ｂ）がこの第２の 基本周波数バンド（６１、９１）に対応する少なくとも１つの高調波（６２、９ ２）を抑制することを特徴とする、高調波を抑制するための方法。 12．電力増幅器（１）と、 前記電力増幅器（１）の出力端に配置されたインピーダンスマッチング回路（ ２）と、 前記インピーダンスマッチング回路（２）の出力端に接続されており、高調波 を抑制するためのフィルタデバイス（３）とを備え、該フィルタの機能が、 固定された特性を有する第１フィルタ（３ｂ）と、 該第１フィルタ（３ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ、９０、１１ ０）との組み合わせに対応するようになっている、無線周波数信号用電力増幅デ バイス（１０）において、 前記電力増幅デバイス（１０）が少なくとも２つのモードを有し、該モードが 前記電力増幅デバイス（１０）の特性を少なくとも１つの基本周波数バンド（５ １、６１）の各々に適合させることに対応しており、前記フィルタ（３ａ、９０ 、１１０）がスイッチング可能であり、 前記モードのうちの第１モードでは、第１の、より低い基本周波数バンド（５ １、８１）を良好に通過し、この第１の基本周波数バンド（５１、８１）に対応 する少なくとも１つの次数の高調波を抑制するようになっており、 前記モードのうちの第２モードでは第２の、より高い基本周波数バンド（６１ 、９１）を良好に通過するようになっていることを特徴とする、電力増幅デバイ ス。 13．インピーダンスマッチング回路（２）がスイッチング手段（Ｓ₂₉）として 機能するＰＩＮダイオードを含み、このスイッチング手段により素子（Ｃ₂₈）を 接続したり、接続を切ることができ、よって電力増幅器（１）の負荷インピーダ ンスをそれぞれの第１モードおよび第２モードに適合するようになっていること を特徴とする、請求項１２記載の電力増幅デバイス。 14．前記素子（Ｃ₂₈）が容量（コンデンサ）から成ることを特徴とする、請求 項１３記載の電力増幅デバイス。 15．電力増幅器（１）と、 前記電力増幅器（１）の出力端に配置されたインピーダンスマッチング回路（ ２）と、 高調波を抑制するよう、前記インピーダンスマッチング回路（２）の出力端に 接続されており、機能が固定された特性を有する第１フィルタ（３ｂ）と該第１ フィルタ（３ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ、９０、１１０）との 組み合わせに対応するフィルタデバイス（３）とを備えた、少なくとも１つの電 力増幅デバイス（１０）を含み、少なくとも２つの別個の無線周波数バンドを通 し、少なくとも１つの基地局と通信するようになっている、セルラー通信ネット ワークにおける移動局（１００）において、 前記電力増幅デバイス（１０）が少なくとも２つのモードを有し、該モードが 前記電力増幅デバイス（１０）の特性を少なくとも１つの基本周波数バンド（５ １、６１）の各々に適合させることに対応しており、前記フィルタ（３ａ、９０ 、１１０）がスイッチング可能であり、 前記モードのうちの第１モードでは、第１の、より低い基本周波数バンド（５ １、８１）を良好に通過し、この第１の基本周波数バンド（５１、８１）に対応 する少なくとも１つの次数の高調波を抑制するようになっており、 前記モードのうちの第２モードでは第２の、より高い基本周波数バンド（６１ 、９１）を良好に通過するようになっていることを特徴とする、移動局。