JP2001500357A - 永久磁石により励起された同期モータ制御用の角度位置検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は永久磁石によって励起された同期式モータを制御するため角度位置を検出する装置に関する。この検出装置は、所与の位相Ｕの電圧Ｖ_uを決定する測定手段（４１）と、上記測定手段（４１）によって決定された電圧Ｖ_uから、電流ｉ_uを通過させる巻線の抵抗（Ｒ_m）における抵抗性電圧の降下に対応する大きさ（Ｃ１）を減算する第１の減算手段（４４）と、上記第１の減算手段から得られた信号を積分する積分手段（４２）と、上記積分手段（４２）から得られた信号から、上記電流ｉ_uを通過させる上記巻線のインダクタ（Ｌ_m）における誘導性電圧の降下に対応する大きさ（Ｃ２）を減算する第２の減算手段（４７）と、上記第２の減算手段（４７）から得られたローター磁束のシヌソイド信号のクロスオーバーを検出し、ステータに対するローターの角度位置を定める情報信号を供給する比較手段（４３）とを含む計算回路（４０）により構成される。この角度位置の検出装置は、ホール効果を伴うセンサ若しくは誘導形のセンサの利用を回避する。

Description

【発明の詳細な説明】 永久磁石により励起された同期モータ制御用の 角度位置検出装置 本発明は、ダンピングケージを含まないローターと、巻線の組が設けられたス テータと、周波数変換器と、周波数変換器を制御する回路とを有する永久磁石励 起形の同期モータを制御する角度位置検出装置に関する。 永久磁石励起形の同期モータは、分子吸収ポンプ、高速スピンドル、及び、エ アーコンプレッサのような高速アプリケーションでより多く使用されている。こ れらの高速アプリケーションは、特に、単位容積当たりの高いパワー密度と、低 ローター損失とを必要とする。 永久磁石励起形の同期モータの速度を変化させるため、一般的に周波数変換器 （インバータ）を使用することが必要である。変換器は、振幅及び周波数の両方 が可変である電流をモータ巻線に供給する。制御は通常閉ループ式に行われ、角 度位置センサはローターの実際の位置に関する情報を変換器に供給し、次に、変 換器は適切な位相及び振幅をモータのステータに供給する。その結果として、モ ータは同期的に回転するように制約され、（付加的なローター損失を生じさせる ）ダンピングケージは不要である。 速度は、一般的に、縦続した２個のサーボ制御ループを用いて調整される。内 部電流ループは、電流の振幅及び位相がモータトルクに比例するように電流の振 幅及び位相をサーボ制御し、第２のループは回転の速度をサーボ制御する。速度 レギュレータからの出力量は電流レギュレータの基準値である。 変換器の電力段は、一般的に、直流電源から給電されパルス幅変調（ＰＷＭ） 技術を用いて高周波でオン・オフ制御される６個の電 子スイッチを含むブリッジ回路によって構成される。 上記のタイプの変換器とモータの集合体は、制御のため、ホール効果センサ、 誘導式センサ、レゾルバ、又は、光学式（アブソリュート若しくはインクレメン タル）センサを使用する必要がある。 本発明の目的は、１台以上の角度位置検出器の使用の必要性を回避すること、 特に、静的動作時にオン・オフ信号を発生し、壊れやすく、信頼性が乏しく、放 射線を阻止する問題を生ずる能動ホール効果センサの使用を回避すること、並び に、１回転当たりに１パルスを発生し、検査が回転中にしか行えない場合に、実 際に実現するためには困難さと高い費用とを伴う角度位置調整を必要とする「回 転パルス」形の誘導式センサの使用を回避することである。 また、本発明の目的は、誘導式「回転パルス」形センサ、又は、ホール効果セ ンサを用いて得ることができるような角度位置情報を、これらのタイプのセンサ を組み込むことなく獲得できるようにすることである。 本発明によれば、上記の目的は、ダンピングケージが設けられていないロータ ーと、１組の巻線が設けられたステータと、周波数変換器と、周波数変換器を制 御する回路とを有する永久磁石励起形の同期モータを制御する角度位置検出装置 によって実現される。上記角度位置検出装置は、所与の位相Ｕの電圧Ｖ_uを決定 する測定手段と、上記測定手段によって決定されたような電圧Ｖ_uから電流ｉ_uを 伝搬する上記巻線の抵抗における抵抗性電圧降下に対応する大きさを減算する第 １の減算手段と、上記第１の減算手段から得られた信号を積分する積分手段と、 上記積分手段により得られた信号から上記電流ｉ_uを伝搬する上記巻線のインダ クタにおける誘導性電圧降下に対応する大きさを減算する第２の減算手段と、上 記第２の減算手段から得られたローター磁束の正弦波信号の零交差を検出し、ス テータに対するローターの角度位置を定める情報信号を供給する比較手段とを含 む計算回路により構成されることを特徴とする。 本発明の装置は、変換器の出力、若しくは、モータのステータ端子から、上記 巻線により伝搬される電流ｉ_uの大きさに関する情報を取得する。 上記計算回路は本質的に少数の演算増幅器から構成される。 このように、本発明によれば、ローターの角度位置は、角度位置を検出するた めの特殊なセンサを実装することを要することなく、変換器からの出力若しくは モータ自体の端子で常時得ることができる電圧及び電流情報だけを利用して識別 することができる。 計算回路は、１２０°の位相偏移を有する複数の出力信号を発生させることが できる。 この計算回路は、ローター磁石によって発生された磁束の像であり、変換器の 動作による妨害を受けない位相及び振幅を示すローター磁束信号を獲得すること ができる。 本発明の検出装置は、能動的な磁気軸受に取り付けられた回転式集合体を駆動 する電子モータに適用することができる。 能動的な磁気軸受に、不均衡を自動的に制御する自動不均衡制御系が取り付け られたとき、ローターの角度位置を識別する情報信号は、能動的な磁気軸受の自 動不均衡制御系に供給され得る。 本発明の装置は、分子吸収ポンプ、コンプレッサ、又は、毎秒数千回転（ｒｐ ｍ）の速度のオーダーで回転するツール支持用スピンドルの電子モータに適用さ れ得る。 本発明の特別な面において、検出装置は、始動時に周波数変換器の開ループ制 御を行い、次に、ローターの角度位置に関する情報を与える信号が上記計算回路 によって安定した状態で与えられるときに、開ループ制御から閉ループ制御に切 り換える手段を有する。 本発明の他の特徴及び利点は、添付図面と共に例示的に示された以下の具体的 な実施例の説明から明らかになる。図面中、 図１は、本発明の検出装置が適用される永久磁石励起形の同期モータの主要部 品の概略的な回路図であり、 図２は、図１に示されたモータの一つの位相（Ｕ相）の等価回路図であり、 図３及び４は、図１に示されたモータの端子で得ることができる電圧及び電流 情報からローター励起磁束信号を獲得する二つの回路のブロック図であり、 図５は、本発明の検出装置内の計算回路を構成する全ての回路のブロック図で あり、 図６は、モータが零モータ電流の待機状態であるときに、本発明の検出装置を 用いて獲得された磁束信号の波形図であり、 図７は、モータが最大モータ電流を伝搬するときに、本発明の検出装置を用い て獲得された磁束信号の波形図であり、 図８は、モータが、図７に示された対応するモータ電流の符号と反対の符号を 有する最大モータ電流で発電機として動作するときに、本発明の検出装置を用い て獲得された磁束信号の波形図であり、 図９は、速度基準パルス装置によって獲得された角度位置信号の波形図である 。 図１に概略的に示された永久磁石励起形の同期モータのステータ１０は、共通 点１００と夫々の端子５１、５２及び５３との間に接続され、相Ｕ、Ｖ及びＷに 対応した巻線１０１、１０２及び１０３を有する。 動作中に、各相Ｕ、Ｖ及びＭの各巻線１０１、１０２及び１０３は、抵抗１４ 、１５及び１６並びにインダクタンス１７、１８及び１９による無負荷誘導電圧 に対応した起電力１１、１２及び１３による表現され得る。 ステータ１０の端子５１、５２及び５３は、リンク７１、７２及び７３を介し て周波数変換器２０又はインバータの出力端子６１、６２及び６３に接続される 。 周波数変換器２０は変換器制御回路３０を伴う。変換器２０の電力段は、直流 電源２７のＶ_DCにより給電された６個の電子スイッチ ２１〜２６を含むブリッジ回路により構成される。スイッチ２１〜２６は、制御 回路３０から制御線３１〜３３を介して制御される。スイッチは、パルス幅変調 技術を用いて１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの高周波でオン・オフ制御される。その 結果として、＋Ｖ_DC又は−Ｖ_DCに一致する電圧「ブロック」がステータ１０の端 子の間に現れる。 ステータ電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wは、正弦波変調又は矩形波変調を受ける。正弦 波変調は、信号処理の点から見て非常に複雑であるが、ローター加熱が低減され 、回転の品質が良くなる限り、モータの性能の改良に寄与する。矩形波変調はよ り簡単に実現することができ、特に、低出力モータ（ブラシレス形のモータ）に 使用される。 従来、永久磁石励起形の同期モータと変換器とを組合せる場合、アプリケーシ ョンに依存してホール効果センサ形、誘導式センサ形、レゾルバ形、或いは、光 学式センサ形のタイプの１台以上の角度検出器が利用される。 低性能が低速度で許容され、かつ、始動時に印加されるべきトルクが小さい分 子吸収ポンプ及びコンプレッサの場合、系を開ループ制御下で始動することが可 能である。このような状況の下で、従来技術の場合には、例えば、「回転パルス 」形の誘導式センサのような単一のセンサが使用され、１回転毎に１パルスを発 生する。このような誘導式センサを使用するとき、開ループ制御から閉ループ制 御への切換は、センサからの信号が安定した後に、換言すれば、実際上、約１０ Ｈｚ〜２０Ｈｚよりも大きい周波数の場合に限って行われる必要がある。 モータの最適制御のため、誘導式センサからの位相が同期モータのローターの 磁極に対する関係は非常に重要である。磁石に対して角度位置を調整することは 実現することが困難であり、高い費用を要する。図１に示される如く、本発明の 検出装置は、適切にセットアップすることが難しい１台以上の角度検出貴を使用 することに よって生ずる欠点を回避することができる。 本発明の検出装置は、本質的に、ライン８５、８６及び８７を介して、変換器 ２０の出力端子６１、６２及び６３、或いは、モータのステータ１０の入力端子 ５１、５２及び５３で常に得ることができるような電圧情報を受信する計算回路 ４０を含む。 同様に、巻線１０１及び１０２を流れる電流に関する情報ｉ_u及びｉ_vは、ライ ン８１及び８２を介して変換器２０から得られ、計算回路４０及び変換器制御回 路３０の両方に供給される。 以下、図２乃至５を参照して説明するように、計算回路４０は、適切にセット アップすることが難しいセンサを使用すること無く、ローターのステータに対す る角度位置を与える正のフロントを含む信号を、ライン８３を介して変換器制御 回路３０に送出することができる。 また、計算回路４０は、同期モータによって駆動される回転式集合体を支持す る能動的磁気軸受が付随した自動不均衡制御系を制御するため、１回転当たり１ パルスを送出する速度信号をライン８４に供給することができる。ライン８４を 介して送出された速度信号に関する限り、モータの角度位置に対する自動不均衡 制御系に供給された信号の位相関係は、制御回路３０により変換器２０を制御す るためライン８３を介して送出された信号とは異なり、重要ではない。 永久磁石励起形の同期モータが無負荷状態で回転させられるとき、交流電圧が 同期モータの端子間で測定され、この電圧は「無負荷誘導電圧」と称される。無 負荷誘導電圧の振幅は回転の速度に比例し、２極モータの場合、無負荷誘導電圧 の周波数は回転の周波数と対応する。 電子積分器によってこの電圧を積分することにより、ローター磁石によって発 生された磁束の像である「ローター磁束」信号が得られる。この磁束信号の振幅 は一定であり、位相はローターのステー タに対する角度位置に関する情報を含む。 しかし、変換器が巻線を流れる電流を生じさせるためにブロック単位で電圧を 供給するとき、モータの端子間の電圧を積分することにより得られたこの磁束信 号は非常に変形される。磁石から生じた磁束及びステータの巻線中を流れる電流 によって発生された磁束の二つの磁束がエアギャッブ内で重ね合わされる。 ローター磁束信号を発生させることができる計算回路４０は、巻線によって発 生された磁束の妨害効果を補償し、位相及び振幅が変換器２０の動作によって実 質的に妨害されていない磁束信号を獲得するよう働く。かくして、ローター磁束 信号は、ライン８３及び８４に送出されるような角度位置信号又は速度信号を発 生させるため信頼できる態様で使用され得る。 以下、図２乃至５を参照して計算回路４０の一実施例について説明する。 図２は、モータのＵ相に対応した巻線１０１の等価回路図である。同図におい て逆起電力１１によって示されている無負荷誘導電圧Ｖｉ_uは、測定された相電 圧Ｖ_uから、巻線１０１及び関連したケーブルの値がＲ_mである抵抗１４における 電圧降下を表現する項（ｉ_u×Ｒ_m）と、巻線１０１の値Ｌ_mを有するインダクタ ンス１７における電圧降下を表現する項（Ｌ_m×ｄｉ_u／ｄｔ）とを減算すること により得られる。最初の第１項は、抵抗Ｒ_mをＵ相で測定された電流ｉ_u倍したも のに比例し、後の第２項は、インダクタンスＬ_mをＵ相で測定された電流ｉ_uの微 係数ｄｉ_u／ｄｔ倍したものに比例する。 図２の等価回路から、以下の式を導くことができる。 式中、Φ_uは、無負荷誘導電圧Ｖｉ_uを積分した後に得られるローター励起磁束を 表し、Ｔ_iは定数である。 図３は、計算回路４０において、（図１の）ライン８５及び８１を介して計算 回路４０に供給されたＵ相に対応した電圧情報Ｖ_u及び電流情報ｉ_uからローター 励起磁束信号Φ_uを発生させる回路のブロック図である。 図３のブロック図において、減算器１１１は、電圧信号Ｖ_uを受信し、回路１ １２及び１１３において電流ｉ_uから発生されるような項Ｒ_m×ｉ_u及び項Ｌ_m×ｄ ｉ_u／ｄｔを電圧信号Ｖ_uから減算する。 減算器１１１から得られる信号Ｖｉ_uは、励起磁束信号Φ_uを送出するため積分 回路１１４で積分される。 しかし、図３に示された回路は、回路１１３内で実装を非常に難しくさせる微 分を行う必要があるという欠点がある。 図４は、微分を必要としないでローター励起磁束信号を発生させる回路の別の 実施例のブロック図である。 本例の場合、第１項のＣ₁＝Ｒ_m×ｉ_uは、回路２１２で発生され、減算器２１ １において電圧信号Ｖ_uから減算される。減算器２１１からの出力信号は積分器 ２１４で積分され、誘導電圧降下の影響は積分回路２１４からの出力で補償され る。そのため、回路２１３で微分演算の実行を必要としない第２項のＣ₂＝（Ｌ_m ／Ｔ_i）×ｉ_uを発生させ、この第２項Ｃ₂を、積分回路２１４によって送出され た信号から減算回路２１５を用いて減算すればよい。 図４に示された回路は、かくして、実際に実現することが常にかなり難しい微 分を実行することなく、減算及び積分だけを用いて励起磁束信号Φ_uを得ること ができる。 図５は、図４の回路図と同じ原理に基づく計算回路４０の好ましい一実施例の 完全な回路ブロック図である。 計算回路４０は、配線８５と８６の間、及び、配線８５と８７の 間で得られる電圧Ｖ_u-v及びＶ_u-wからの対応したＵ相の電圧を決定する第１の回 路を含む。電圧Ｖ_uは、電圧Ｖ_u-vと電圧Ｖ_u-wの合計の３分の１に一致する。回 路４１からの電圧信号Ｖ_uは、第１の減算器４５に供給され、巻線１０１におけ る抵抗性電圧降下（回路４４で発生される第１項）が減算される。減算器４５か らの信号は積分回路４２で積分される。積分器４２からの出力信号は、第２の演 算器４７の一方の入力に供給され、第２の減算器４７は、巻線１０１における誘 導性電圧降下を考慮するため入力された積分器４２の出力信号から回路４６で発 生された第２項Ｃ₂を減算する。かくして、ローター磁束信号Φ_uは第２の減算器 ４７からの出力で得られる。 回路４４及び４６は、ライン８１を介して計算回路４０に供給されるような電 流情報ｉ_uを受信する。 磁束信号Φ_uは、この正弦波信号Φ_uの零交差を検出する比較器４３に供給され る。比較器４３によって出力されたオン・オフ信号の正のフロントは、ローター のステータに対する角度位置を含み、図１のライン８３及び８４によって送出さ れる角度位置信号Ｓを構成する。 計算回路４０は、少数の低価格の演算増幅器から非常に簡単に作成することが できる。電流Ｉ_u、Ｉ_v及びＩ_wに関する情報は変換器２０自体で取得可能であり 、Ｕ、Ｖ及びＷ相の電圧Ｖ_u、Ｖ_v及びＶ_wに関する情報は、モータの端子５１、 ５２及び５３で得られる信号から容易に取得することができる。 積分回路４２は、約１Ｈｚのカットオフ周波数を有する簡単な１次フィルタで 構成することができる。これにより、あらゆる零オフセット問題が回避される。 このように、計算回路４０は、周波数変換器２０と、周波数変換器の制御回路 ３０とにより構成される集合体に統合することが可能である。 本発明の検出装置は簡単なコネクションで十分に実現され、電圧情報を供給す るため３本の電力線８５、８６及び８７だけが必要である。ホール効果式又は誘 導式のセンサが存在しないので、初期配置に関する問題が回避され、信頼性が向 上する。本発明の検出装置の場合、回転方向に対する位相の次数だけが重要であ る。 本発明の検出装置は、特に、高速の回転を要求し、かつ、単位容積当たりの高 出力及び低モータ損失を要求するアプリケーション、例えば、分子吸収ポンプ（ ３００Ｗ〜８００Ｗ、２０，０００ｒｐｍ〜６０，０００ｒｐｍ）、高速ツール 支持スピンドル（１５ｋＷ〜４５ｋＷ、１５，０００ｒｐｍ〜４５，０００ｒｐ ｍ）、及び、エアーコンプレッサ（３０ｋＷ〜５０ｋＷ、４０，０００ｒｐｍ〜 ７５，０００ｒｐｍ）に使用されるような永久磁石励起形の同期モータに適用さ れる。 同期モータによって駆動される回転集合体が能動的な磁気軸受に取り付けられ たとき、本発明の検出装置は、数ヘルツ上方の速度からの安定した速度信号で不 均衡を制御する自動制御系を提供することができる。 また、本発明は、周波数が数ヘルツに達したとき、始動時に最初に開ループ制 御された周波数変換器２０の閉ループ制御を行い、能動的な磁気軸受の不均衡を 制御する自動制御系を提供することが可能であり、これらの機能を行う際に、角 度位置に関する情報を送出するため独立した誘導式センサ等を使用することがな く、また、変換器２０及びモータ１０を含む集合体の性能を劣化させることがな い。 図６、７及び８には、約２４，０００ｒｐｍの回転速度を有するモータに対し 、夫々、モータが零モータ電流のスタンバイ状態にあるとき、モータが最大モー タ電流で動作しているとき、及び、モータが通常のモータ動作時の電流の符号と は反対の符号の最大電流の発電機として動作しているときに、本発明の装置を用 いた計算に よって獲得されたローター磁束Φ_uの波形が示されている。 一例として、図９には、通常の角度位置検出器から獲得された基準パルス信号 の波形が示されている。 センサを用いることなく同期モータを制御する本発明の装置は、正弦波磁束信 号の各周期に関して（図６〜８において小さい矢印で示されている）零交差パル スをトリガーすることが認められる。 また、零交差は、ステータ１０の巻線中を流れる電流（図６）、モータがモータ として動作するかどうか（図７）、或いは、モータが発電機として動作するかど うか（図８）とは無関係に、通常のセンサから得られるような基準「回転パルス 」（図９）と同じ位相に正確に保たれるので、上記パルスの位置はモータの負荷 によって左右されないことが分かる。したがって、本発明の装置のパルスから得 られる情報（図６〜８）は、独立したセンサが使用されずに、モータステータ１ ０の位相端子５１〜５３で取得可能な情報だけが利用される場合でも、卓越して 優れた品質であると考えられる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． ダンピングケージを含まないローターと、巻線の組（１０１，１０２，１ ０３）が設けられたステータ（１０）と、周波数変換器（２０）と、上記周波数 変換器を制御する回路（３０）とを有する永久磁石励起形の同期モータを制御す る角度位置検出装置において、 上記角度位置検出装置は計算回路（４０）を更に有し、 上記計算回路（４０）は、 所与の位相Ｕの電圧Ｖ_uを決定する測定手段（４１）と、 上記測定手段（４１）によって決定された電圧Ｖ_uから電流ｉ_uを伝搬する巻線 の抵抗（Ｒ_m）における抵抗性電圧の降下に対応する大きさ（Ｃ１）を減算する 第１の減算手段（４４）と、 上記第１の減算手段から得られた信号を積分する積分手段（４２）と、 上記積分手段（４２）から得られた信号から上記電流ｉ_uを伝搬する上記巻線 のインダクタ（Ｌ_m）における誘導性電圧の降下に対応する大きさ（Ｃ２）を減 算する第２の減算手段（４７）と、 上記第２の減算手段（４７）から得られたローター磁束正弦波信号の零交差を 検出し、ステータ（１０）に対するローターの角度位置を定める情報信号を供給 する比較手段（４３）とを含むことを特徴とする検出装置。 ２． 上記変換器（２０）の出力、若しくは、モータのステータ端子（１０）か ら、上記巻線により伝搬される電流ｉ_uの大きさに関する情報（Ｒ_m，Ｌ_m）を取 得する手段を更に有することを特徴とする請求項１記載の検出装置。 ３． 上記計算回路（４０）は、本質的に少数の演算増幅器から構成されること を特徴とする請求項１又は２記載の検出装置。 ４． 上記積分手段（４２）は約１Ｈｚのカットオフ周波数を備えた１次フィル タを含むことを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の検出装置。 ５． 上記計算回路（４０）は、１２０°の位相偏移を有する複数の出力信号を 発生させることができることを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか一項記 載の検出装置。 ６． 上記計算回路（４０）は、上記周波数変換器（２０）を制御する回路（３ ０）に統合されることを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか一項記載の検 出装置。 ７． 能動的な磁気軸受に取り付けられた回転集合体を駆動する電子モータに適 用されることを特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか一項記載の検出装置。 ８． 上記能動的な磁気軸受は自動不均衡制御系が取り付けられ、 上記ローターの角度位置を識別する情報信号は、上記能動的な磁気軸受の上記 自動不均衡制御系に供給されることを特徴とする請求項７記載の検出装置。 ９． 分子吸収ポンプ、コンプレッサ、又は、毎秒数千回転（ｒｐｍ）のオーダ ーの速度で回転するツール支持用スピンドルの電子モータに適用されることを特 徴とする請求項１乃至８のうちいずれか一項記載の検出装置。 １０．始動時に上記周波数変換器の開ループ制御を行い、次に、ローターの角度 位置に関する情報を与える信号が上記計算回路（４０）によって安定した状態で 与えられるときに、開ループ制御から 閉ループ制御に切り換える手段を更に有することを特徴とする請求項１乃至９の うちいずれか一項記載の検出装置。