JP2001245477A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JP2001245477A JP2001245477A JP2000052469A JP2000052469A JP2001245477A JP 2001245477 A JP2001245477 A JP 2001245477A JP 2000052469 A JP2000052469 A JP 2000052469A JP 2000052469 A JP2000052469 A JP 2000052469A JP 2001245477 A JP2001245477 A JP 2001245477A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換器のコモンモードノイズを低減す
る。 【解決手段】 ２レベルインバータ４ａの主回路を制御
する制御回路４１において、主回路の半導体素子のゲー
トを制御するスイッチングパターンに基づいてコモンモ
ードノイズを演算し、この演算結果が入力されたノイズ
低減回路６ａは静電容量Ｃ２から流れるコモンモードノ
イズ電流Ｉ0 をキャンセルするようＩｃを出力してコモ
ンモードノイズ電流Ｉｅがほぼ０になるよう低減する。
る。 【解決手段】 ２レベルインバータ４ａの主回路を制御
する制御回路４１において、主回路の半導体素子のゲー
トを制御するスイッチングパターンに基づいてコモンモ
ードノイズを演算し、この演算結果が入力されたノイズ
低減回路６ａは静電容量Ｃ２から流れるコモンモードノ
イズ電流Ｉ0 をキャンセルするようＩｃを出力してコモ
ンモードノイズ電流Ｉｅがほぼ０になるよう低減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高速スイッチング
を行う３相のインバータ／コンバータを含む電力変換装
置に関するもので、特に、コモンモードノイズを低減す
るようにした電力変改装置に関する。
を行う３相のインバータ／コンバータを含む電力変換装
置に関するもので、特に、コモンモードノイズを低減す
るようにした電力変改装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば図１９に示す「特開平９−２６６
６７７号公報」に記されたノイズ低減回路では、電力ラ
インの漏れ電流（零相電流）を電流検出器７で検出し、
ノイズ低減回路６により、電動機５からの漏れ電流を低
減するものである。
６７７号公報」に記されたノイズ低減回路では、電力ラ
インの漏れ電流（零相電流）を電流検出器７で検出し、
ノイズ低減回路６により、電動機５からの漏れ電流を低
減するものである。
【０００３】また、例えば「特開平１０−９４２４４号
公報」に記されたノイズ低減回路では、インバータの３
相出力をコンデンサで分圧してコモンモードの電圧を検
出し、検出したコモンモードの電圧を用いてノイズを低
減するものである。
公報」に記されたノイズ低減回路では、インバータの３
相出力をコンデンサで分圧してコモンモードの電圧を検
出し、検出したコモンモードの電圧を用いてノイズを低
減するものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来のノ
イズ低減回路には電力ラインの漏れ電流（零相電流）を
検出する手段、もしくは３相出力のコモンモード電圧を
検出する手段を含んでいた。漏れ電流やコモンモード電
圧を検出する検出器が存在すると、回路構成が複雑にな
り、装置の大型化も招くほか、配線を含む検出器の部分
にノイズが重畳するとノイズ低減回路としてうまく動作
しない場合も考えられる。
イズ低減回路には電力ラインの漏れ電流（零相電流）を
検出する手段、もしくは３相出力のコモンモード電圧を
検出する手段を含んでいた。漏れ電流やコモンモード電
圧を検出する検出器が存在すると、回路構成が複雑にな
り、装置の大型化も招くほか、配線を含む検出器の部分
にノイズが重畳するとノイズ低減回路としてうまく動作
しない場合も考えられる。
【０００５】また、高速にスイッチングするＩＧＢＴ
（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）素子等を用
いたインバータ／コンバータシステムでは、発生するコ
モンモードノイズも高速（高周波）となるため、制御遅
れ等の問題から検出部分にフィルターを追加することは
困難である。また、漏れ電流やコモンモード電圧を検出
する検出器も高速応答の高精度ものが要求されるため高
価となる。
（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）素子等を用
いたインバータ／コンバータシステムでは、発生するコ
モンモードノイズも高速（高周波）となるため、制御遅
れ等の問題から検出部分にフィルターを追加することは
困難である。また、漏れ電流やコモンモード電圧を検出
する検出器も高速応答の高精度ものが要求されるため高
価となる。
【０００６】そこで、本発明では電力ラインの漏れ電流
（零相電流）、もしくはコモンモード電圧等を検出する
手段を付加することなくノイズ低減を行い、低コスト、
小型化及び高性能化を図った電力変換装置を得ることを
目的とする。
（零相電流）、もしくはコモンモード電圧等を検出する
手段を付加することなくノイズ低減を行い、低コスト、
小型化及び高性能化を図った電力変換装置を得ることを
目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】（１）この発明の請求項
１の電力変換器によれば、高速スイッチングを行う３相
のインバータを含む電力変換装置において、上記インバ
ータの主回路を制御するスイッチングパターンに基づい
てコモンモードノイズを演算し、その演算結果に応じて
上記電力変換器出力のコモンモードノイズを低減する手
段を設けたものである。
１の電力変換器によれば、高速スイッチングを行う３相
のインバータを含む電力変換装置において、上記インバ
ータの主回路を制御するスイッチングパターンに基づい
てコモンモードノイズを演算し、その演算結果に応じて
上記電力変換器出力のコモンモードノイズを低減する手
段を設けたものである。
【０００８】（２）この発明の請求項２の電力変換器に
よれば、請求項１記載の電力変換装置において、コモン
モードノイズ低減手段は、インバータの主回路を制御す
るスイッチングパターンに基づいてコモンモードノイズ
を演算し、その演算結果に応じて上記電力変換装置の負
荷に流れるコモンモードノイズを低減する手段としたも
のである。
よれば、請求項１記載の電力変換装置において、コモン
モードノイズ低減手段は、インバータの主回路を制御す
るスイッチングパターンに基づいてコモンモードノイズ
を演算し、その演算結果に応じて上記電力変換装置の負
荷に流れるコモンモードノイズを低減する手段としたも
のである。
【０００９】（３）この発明の請求項４の電力変換器に
よれば、高速スイッチングを行う３相のコンバータを含
む電力変換装置において、上記コンバータの主回路を制
御するスイッチングパターンに基づいてコモンモードノ
イズを演算し、その演算結果に応じて上記電力変換器の
出力のコモンモードノイズを低減する手段を設けたもの
である。
よれば、高速スイッチングを行う３相のコンバータを含
む電力変換装置において、上記コンバータの主回路を制
御するスイッチングパターンに基づいてコモンモードノ
イズを演算し、その演算結果に応じて上記電力変換器の
出力のコモンモードノイズを低減する手段を設けたもの
である。
【００１０】（４）この発明の請求項４の電力変換器に
よれば、請求項３記載の電力変換装置において、コモン
モードノイズ低減手段は、コンバータの主回路を制御す
るスイッチングパターンに基づいてコモンモードノイズ
を演算し、その演算結果に応じてコンバータ入力側の変
圧器に流れるコモンモードノイズを低減する手段とした
ものである。
よれば、請求項３記載の電力変換装置において、コモン
モードノイズ低減手段は、コンバータの主回路を制御す
るスイッチングパターンに基づいてコモンモードノイズ
を演算し、その演算結果に応じてコンバータ入力側の変
圧器に流れるコモンモードノイズを低減する手段とした
ものである。
【００１１】（５）この発明の請求項５の電力変換器に
よれば、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換
装置において、コモンモードノイズ低減手段での演算
は、３相のスイッチングパターンから中性点電位を求
め、求めた中性点電位の時間変化が正のときには正のパ
ルスを、負のときには負のパルスを発生する演算手段と
し、この発生したパルスに基づいてコモンモードノイズ
を低減するようにしたものである。
よれば、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換
装置において、コモンモードノイズ低減手段での演算
は、３相のスイッチングパターンから中性点電位を求
め、求めた中性点電位の時間変化が正のときには正のパ
ルスを、負のときには負のパルスを発生する演算手段と
し、この発生したパルスに基づいてコモンモードノイズ
を低減するようにしたものである。
【００１２】（６）この発明の請求項６の電力変換器に
よれば、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換
装置において、コモンモードノイズ低減手段での演算
は、３相のスイッチングパターンから中性点電位を求
め、求めた中性点電位の時間変化が正のときには正のパ
ルスを、負のときには負のパルスを発生すると共に、そ
の正・負パルスの波高値は上記時間変化時の中性点電位
変化の大きさに応じた波高値とする演算手段とし、上記
発生したパルスに基づいてコモンモードノイズを低減す
るようにしたものである。
よれば、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換
装置において、コモンモードノイズ低減手段での演算
は、３相のスイッチングパターンから中性点電位を求
め、求めた中性点電位の時間変化が正のときには正のパ
ルスを、負のときには負のパルスを発生すると共に、そ
の正・負パルスの波高値は上記時間変化時の中性点電位
変化の大きさに応じた波高値とする演算手段とし、上記
発生したパルスに基づいてコモンモードノイズを低減す
るようにしたものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１、図２、図３
及び図４を用いて実施の形態１を説明する。図１に示す
インバータ装置は、交流電源１（単相でも３相でも可）
に接続された交流を直流に変換する整流回路２と、整流
回路の出力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平
滑用コンデンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続された３相
の２レベルインバータ４ａと、インバータの出力に接続
された３相の交流電動機５と、ノイズ低減回路６a から
成る。
及び図４を用いて実施の形態１を説明する。図１に示す
インバータ装置は、交流電源１（単相でも３相でも可）
に接続された交流を直流に変換する整流回路２と、整流
回路の出力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平
滑用コンデンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続された３相
の２レベルインバータ４ａと、インバータの出力に接続
された３相の交流電動機５と、ノイズ低減回路６a から
成る。
【００１４】３相の２レベルインバータ４ａの内部回路
図を図２に示す。３相の２レベルインバータ４ａは、６
個のスイッチング素子によって構成され、任意の３相交
流出力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。図２におい
て、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点としてレベ
ル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイナス
Ｅｄ）とすると、２レベルインバータ４ａの各相出力は
下記となる。
図を図２に示す。３相の２レベルインバータ４ａは、６
個のスイッチング素子によって構成され、任意の３相交
流出力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。図２におい
て、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点としてレベ
ル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイナス
Ｅｄ）とすると、２レベルインバータ４ａの各相出力は
下記となる。
【００１５】 Ｕ相：（ＵＳ１，ＵＳ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 （ＵＳ１，ＵＳ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」 Ｖ相：（ＶＳ１，ＶＳ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 （ＶＳ１，ＶＳ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」 Ｗ相：（ＷＳ１，ＷＳ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 （ＷＳ１，ＷＳ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００１６】ここで、ＯｕｔＵ，Ｖ，Ｗの出力電圧をＶ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗとすると、３相ＰＷＭインバータの特徴
として（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）＝（＋Ｅｄ，＋Ｅｄ，−Ｅ
ｄ）のように３相出力の合計が０にならないため、３相
出力の中性点電位＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３ はコモ
ンモード電圧として、電動機ステータコイルの中性点を
変動させる。
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗとすると、３相ＰＷＭインバータの特徴
として（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）＝（＋Ｅｄ，＋Ｅｄ，−Ｅ
ｄ）のように３相出力の合計が０にならないため、３相
出力の中性点電位＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３ はコモ
ンモード電圧として、電動機ステータコイルの中性点を
変動させる。
【００１７】図３にＰＷＭ制御時のＵ、Ｖ、Ｗ相のパル
スパターン（出力電圧）例、及びその時のＵ−Ｖ線間電
圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。 ここで、Ｖｕ＝Ｕ（Ｒ）相電圧 Ｖｖ＝Ｖ（Ｓ）相電圧 Ｖｗ＝Ｗ（Ｔ）相電圧 とする。図３から、３相出力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖ
ｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３）はほぼ下記パターンのように
「２／３Ed」の電位変化を繰り返していることがわか
る。…「−Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「＋１／３・
Ｅｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「−１／３
・Ｅｄ」→「−Ｅｄ」…
スパターン（出力電圧）例、及びその時のＵ−Ｖ線間電
圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。 ここで、Ｖｕ＝Ｕ（Ｒ）相電圧 Ｖｖ＝Ｖ（Ｓ）相電圧 Ｖｗ＝Ｗ（Ｔ）相電圧 とする。図３から、３相出力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖ
ｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３）はほぼ下記パターンのように
「２／３Ed」の電位変化を繰り返していることがわか
る。…「−Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「＋１／３・
Ｅｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「−１／３
・Ｅｄ」→「−Ｅｄ」…
【００１８】上記のように中性点電位Ｖ0 は常に変化し
ながら電動機ステータコイルの中性点を変動させるた
め、電動機ステータコイルの中性点とフレーム（アース
電位）間の静電容量（図１のＣ２）を充放電し、漏れ電
流Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄＶ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（２／３・Ｅｄ）
／ｄｔが流れる。漏れ電流Ｉ0 はアースＥ２→Ｅ１→電
源とアース系統を含めた電力ラインを環流し、コモンモ
ードノイズを発生させる。
ながら電動機ステータコイルの中性点を変動させるた
め、電動機ステータコイルの中性点とフレーム（アース
電位）間の静電容量（図１のＣ２）を充放電し、漏れ電
流Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄＶ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（２／３・Ｅｄ）
／ｄｔが流れる。漏れ電流Ｉ0 はアースＥ２→Ｅ１→電
源とアース系統を含めた電力ラインを環流し、コモンモ
ードノイズを発生させる。
【００１９】図４に中性点電位Ｖ0 ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖ
ｗ）／３、漏れ電流Ｉ0 の波形を示す。中性点電位Ｖ0
の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0 も
正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には漏れ電流
Ｉ0 も負になることがわかる。図１のインバータ４ａ内
の制御回路１では、３相のパルスパターンから Ｖ0 ＊＝（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊＋Ｖｗ＊）／３ を演算し（＊印は指令値）、Ｖ0 ＊の時間変化ｄＶ0 ＊
／ｄｔが正の時には図１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１
をｄｔ間オン（Ｖｐ１出力）、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／
ｄｔが負の時にはＴｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）し
て、漏れ電流Ｉ0を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃ
を出力する。
ｗ）／３、漏れ電流Ｉ0 の波形を示す。中性点電位Ｖ0
の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0 も
正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には漏れ電流
Ｉ0 も負になることがわかる。図１のインバータ４ａ内
の制御回路１では、３相のパルスパターンから Ｖ0 ＊＝（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊＋Ｖｗ＊）／３ を演算し（＊印は指令値）、Ｖ0 ＊の時間変化ｄＶ0 ＊
／ｄｔが正の時には図１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１
をｄｔ間オン（Ｖｐ１出力）、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／
ｄｔが負の時にはＴｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）し
て、漏れ電流Ｉ0を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃ
を出力する。
【００２０】キャンセル電流ＩｃはＴｐ１をオンした時
には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→電動機ステータコイルの中
性点→インバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１を
オンした時には、「Ｐ→インバータ主回路→電動機ステ
ータコイルの中性点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れ
る。
には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→電動機ステータコイルの中
性点→インバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１を
オンした時には、「Ｐ→インバータ主回路→電動機ステ
ータコイルの中性点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れ
る。
【００２１】また、電動機ステータコイルの中性点とフ
レーム間の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄ
Ｖ0 ／ｄｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能である
ため、Ｉ0 ＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ
１を選定すれば、漏れ電流Ｉ0 は打ち消され、アース電
流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０とな
る。なお、抵抗Ｒ１の代わりにコンデンサ（浮遊容量Ｃ
２より容量の大きい）を用いてもよい。
レーム間の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄ
Ｖ0 ／ｄｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能である
ため、Ｉ0 ＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ
１を選定すれば、漏れ電流Ｉ0 は打ち消され、アース電
流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０とな
る。なお、抵抗Ｒ１の代わりにコンデンサ（浮遊容量Ｃ
２より容量の大きい）を用いてもよい。
【００２２】以上のようにこの実施の形態によれば、３
相のインバータ／コンバータが発生するコモンモードノ
イズを低減することが可能なので、アース系を含めた電
力ライン全体のノイズを低減することができる。
相のインバータ／コンバータが発生するコモンモードノ
イズを低減することが可能なので、アース系を含めた電
力ライン全体のノイズを低減することができる。
【００２３】また、コモンモードノイズが電動機や電動
機に接続された機械の軸受け部分の静電容量に印加され
ることによって発生する「軸受電食」の現象を防止する
効果もある。
機に接続された機械の軸受け部分の静電容量に印加され
ることによって発生する「軸受電食」の現象を防止する
効果もある。
【００２４】なお、ここで先行技術文献である特開平９
−３７５９３号公報と本発明との違いは、公報が主回路
Ｕ，Ｖ，Ｗの出力を直接使ってコモンモードノイズを低
減する方式に対し、本発明は主回路出力より前段階の制
御回路のスイッチングパルスを発生する段階でコモンモ
ードノイズを低減するように動作する。つまり、両者に
は以下の差異がある。
−３７５９３号公報と本発明との違いは、公報が主回路
Ｕ，Ｖ，Ｗの出力を直接使ってコモンモードノイズを低
減する方式に対し、本発明は主回路出力より前段階の制
御回路のスイッチングパルスを発生する段階でコモンモ
ードノイズを低減するように動作する。つまり、両者に
は以下の差異がある。
【００２５】（１）本発明は、高周波で変化するコモン
モードノイズに対して、主回路出力より前段階の制御回
路で制御するため、制御遅れが発生することなくコモン
モードノイズを低減できる。 （２）上記公報では、高圧のインバータになると主回路
の出力を直接制御に用いることが困難になり、絶縁対策
等の技術的・コスト的な問題が発生する。これに対し本
発明では低電圧の制御回路内で処理するため、インバー
タが高圧であっても絶縁対策等は不要となる。
モードノイズに対して、主回路出力より前段階の制御回
路で制御するため、制御遅れが発生することなくコモン
モードノイズを低減できる。 （２）上記公報では、高圧のインバータになると主回路
の出力を直接制御に用いることが困難になり、絶縁対策
等の技術的・コスト的な問題が発生する。これに対し本
発明では低電圧の制御回路内で処理するため、インバー
タが高圧であっても絶縁対策等は不要となる。
【００２６】実施の形態２．図５、図６、図７及び図８
を用いて実施の形態２を説明する。図５に示すインバー
タ装置は、交流電源１（単相でも３相でも可）に接続さ
れた交流を直流に変換する整流回路２と、整流回路の出
力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コン
デンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続された３相の３レベ
ルインバータ４ｂと、インバータの出力に接続された３
相の交流電動機５と、ノイズ低減回路６ａから成る。
を用いて実施の形態２を説明する。図５に示すインバー
タ装置は、交流電源１（単相でも３相でも可）に接続さ
れた交流を直流に変換する整流回路２と、整流回路の出
力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コン
デンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続された３相の３レベ
ルインバータ４ｂと、インバータの出力に接続された３
相の交流電動機５と、ノイズ低減回路６ａから成る。
【００２７】３相の３レベルインバータ４ｂの内部回路
図を図６に示す。３相の３レベルインバータ４ｂは、１
２個のスイッチング素子によって構成され、任意の３相
交流出力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。図６にお
いて、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点としてレ
ベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイナ
スＥｄ）とすると、３レベルインバータの各相出力は下
記となる。
図を図６に示す。３相の３レベルインバータ４ｂは、１
２個のスイッチング素子によって構成され、任意の３相
交流出力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。図６にお
いて、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点としてレ
ベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイナ
スＥｄ）とすると、３レベルインバータの各相出力は下
記となる。
【００２８】Ｕ相：（ＵＳ１，ＵＳ２，ＵＳ３，ＵＳ
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｕ相：（ＵＳ１，ＵＳ２，ＵＳ３，ＵＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｕ相：（ＵＳ１，ＵＳ２，ＵＳ３，ＵＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｕ相：（ＵＳ１，ＵＳ２，ＵＳ３，ＵＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｕ相：（ＵＳ１，ＵＳ２，ＵＳ３，ＵＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００２９】Ｖ相：（ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３，ＶＳ
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｖ相：（ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３，ＶＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｖ相：（ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３，ＶＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｖ相：（ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３，ＶＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｖ相：（ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３，ＶＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００３０】Ｗ相：（ＷＳ１，ＷＳ２，ＷＳ３，ＷＳ
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｗ相：（ＷＳ１，ＷＳ２，ＷＳ３，ＷＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｗ相：（ＷＳ１，ＷＳ２，ＷＳ３，ＷＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｗ相：（ＷＳ１，ＷＳ２，ＷＳ３，ＷＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｗ相：（ＷＳ１，ＷＳ２，ＷＳ３，ＷＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００３１】３相ＰＷＭインバータの特徴として（Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）＝（＋Ｅｄ，＋Ｅｄ，−Ｅｄ）のよう
に３相出力の合計が０にならないため、３相出力の中性
点電位＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３ はコモンモード電
圧として、電動機ステータコイルの中性点を変動させ
る。
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）＝（＋Ｅｄ，＋Ｅｄ，−Ｅｄ）のよう
に３相出力の合計が０にならないため、３相出力の中性
点電位＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３ はコモンモード電
圧として、電動機ステータコイルの中性点を変動させ
る。
【００３２】図７にＰＷＭ制御時のＵ、Ｖ、Ｗ相のパル
スパターン（出力電圧）例、及びその時のＵ−Ｖ線間電
圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。図７から、
３相出力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／
３）はほぼ下記パターンのように「１／３・Ｅｄ」の電
位変化を繰り返していることがわかる。 …「−Ｅｄ」→「−２／３・Ｅｄ」→「−１／３・Ｅ
ｄ」→「０」→「＋１／３・Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅ
ｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅｄ」→「＋１／３・
Ｅｄ」→「０」→「−１／３・Ｅｄ」→「−２／３・Ｅ
ｄ」→「−Ｅｄ」…
スパターン（出力電圧）例、及びその時のＵ−Ｖ線間電
圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。図７から、
３相出力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／
３）はほぼ下記パターンのように「１／３・Ｅｄ」の電
位変化を繰り返していることがわかる。 …「−Ｅｄ」→「−２／３・Ｅｄ」→「−１／３・Ｅ
ｄ」→「０」→「＋１／３・Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅ
ｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅｄ」→「＋１／３・
Ｅｄ」→「０」→「−１／３・Ｅｄ」→「−２／３・Ｅ
ｄ」→「−Ｅｄ」…
【００３３】上記のように中性点電位Ｖ0 は常に変化し
ながら電動機ステータコイルの中性点を変動させるた
め、電動機ステータコイルの中性点とフレーム（アース
電位）間の静電容量（図５のＣ２）を充放電し、漏れ電
流Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄＶ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（１／３・Ｅｄ）
／ｄｔが流れる。漏れ電流Ｉ0 はアースＥ２→Ｅ１→電
源とアース系統を含めた電力ラインを環流し、コモンモ
ードノイズを発生させる。
ながら電動機ステータコイルの中性点を変動させるた
め、電動機ステータコイルの中性点とフレーム（アース
電位）間の静電容量（図５のＣ２）を充放電し、漏れ電
流Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄＶ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（１／３・Ｅｄ）
／ｄｔが流れる。漏れ電流Ｉ0 はアースＥ２→Ｅ１→電
源とアース系統を含めた電力ラインを環流し、コモンモ
ードノイズを発生させる。
【００３４】図８に中性点電位Ｖ0 ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖ
ｗ）／３、漏れ電流Ｉ0 の波形を示す。中性点電位Ｖ0
の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0 も
正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には漏れ電流
Ｉ0 も負になることがわかる。
ｗ）／３、漏れ電流Ｉ0 の波形を示す。中性点電位Ｖ0
の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0 も
正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には漏れ電流
Ｉ0 も負になることがわかる。
【００３５】図５のインバータ４ｂ内の制御回路２で
は、３相のパルスパターンから Ｖ0 ＊＝（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊＋Ｖｗ＊）／３ を演算し、Ｖ0 ＊の時間変化ｄＶ0 ＊／ｄｔが正の時に
は図５のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン（Ｖ
ｐ１出力）、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には
Ｔｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流Ｉ0
を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
は、３相のパルスパターンから Ｖ0 ＊＝（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊＋Ｖｗ＊）／３ を演算し、Ｖ0 ＊の時間変化ｄＶ0 ＊／ｄｔが正の時に
は図５のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン（Ｖ
ｐ１出力）、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には
Ｔｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流Ｉ0
を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
【００３６】キャンセル電流ＩｃはＴｐ１をオンした時
には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→電動機ステータコイルの中
性点→インバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１を
オンした時には、「Ｐ→インバータ主回路→電動機ステ
ータコイルの中性点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れ
る。
には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→電動機ステータコイルの中
性点→インバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１を
オンした時には、「Ｐ→インバータ主回路→電動機ステ
ータコイルの中性点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れ
る。
【００３７】また、電動機ステータコイルの中性点とフ
レーム間の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄ
Ｖ0 ／ｄｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能である
ため、Ｉ0 ＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ
１を選定すれば、漏れ電流Ｉ0 は打ち消され、アース電
流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０とな
る。
レーム間の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄ
Ｖ0 ／ｄｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能である
ため、Ｉ0 ＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ
１を選定すれば、漏れ電流Ｉ0 は打ち消され、アース電
流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０とな
る。
【００３８】実施の形態３．図９、図１０、図４及び図
３を用いて実施の形態３を説明する。図９に示すコンバ
ータ装置は、３相の交流電源１に接続されたトランス８
と、トランス２次側に接続された交流を直流に変換する
３相の２レベルコンバータ２a と、コンバータの出力で
ある直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コンデン
サ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続されたインバータ４（単
相でも３相でも可）と、インバータの出力に接続された
交流電動機５と、ノイズ低減回路６a から成る。
３を用いて実施の形態３を説明する。図９に示すコンバ
ータ装置は、３相の交流電源１に接続されたトランス８
と、トランス２次側に接続された交流を直流に変換する
３相の２レベルコンバータ２a と、コンバータの出力で
ある直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コンデン
サ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続されたインバータ４（単
相でも３相でも可）と、インバータの出力に接続された
交流電動機５と、ノイズ低減回路６a から成る。
【００３９】３相の２レベルコンバータ２ａの内部回路
図を図１０に示す。３相の２レベルコンバータ２ａは、
６個のスイッチング素子によって構成され、任意の３相
交流入力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。図１０に
おいて、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点として
レベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイ
ナスＥｄ）とすると、２レベルコンバータの各相入力は
下記となる。
図を図１０に示す。３相の２レベルコンバータ２ａは、
６個のスイッチング素子によって構成され、任意の３相
交流入力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。図１０に
おいて、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点として
レベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイ
ナスＥｄ）とすると、２レベルコンバータの各相入力は
下記となる。
【００４０】 Ｒ相：（ＲＳ１，ＲＳ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 （ＲＳ１，ＲＳ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」 Ｓ相：（ＳＳ１，ＳＳ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 （ＳＳ１，ＳＳ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」 Ｔ相：（ＴＳ１，ＴＳ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 （ＴＳ１，ＴＳ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００４１】３相ＰＷＭコンバータの特徴として（Ｖ
ｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）＝（＋Ｅｄ，＋Ｅｄ，−Ｅｄ）のよう
に３相入力の合計が０にならないため、３相入力の中性
点電位＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３ はコモンモード電
圧として、トランス巻線の中性点を変動させる。
ｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）＝（＋Ｅｄ，＋Ｅｄ，−Ｅｄ）のよう
に３相入力の合計が０にならないため、３相入力の中性
点電位＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３ はコモンモード電
圧として、トランス巻線の中性点を変動させる。
【００４２】図３にＰＷＭ制御時のＲ、Ｒ、Ｔ相のパル
スパターン（入力電圧）例、及びその時のＲ−Ｓ線間電
圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。図３から、
３相入力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／
３）はほぼ下記パターンのように「２／３・Ｅｄ」の電
位変化を繰り返していることがわかる。 …「−Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅ
ｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「−１／３・
Ｅｄ」→「−Ｅｄ」…
スパターン（入力電圧）例、及びその時のＲ−Ｓ線間電
圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。図３から、
３相入力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／
３）はほぼ下記パターンのように「２／３・Ｅｄ」の電
位変化を繰り返していることがわかる。 …「−Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅ
ｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「−１／３・
Ｅｄ」→「−Ｅｄ」…
【００４３】上記のように中性点電位Ｖ0 は常に変化し
ながらトランス巻線の中性点を変動させるため、トラン
ス巻線の中性点とフレーム（ アース電位）間の静電容
量（図９のＣ２）を充放電し、漏れ電流Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄ
Ｖ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（２／３・Ｅｄ）／ｄｔが流れる。
漏れ電流Ｉ0 はアースＥ２→Ｅ１→電源とアース系統を
含めた電力ラインを環流し、コモンモードノイズを発生
させる。
ながらトランス巻線の中性点を変動させるため、トラン
ス巻線の中性点とフレーム（ アース電位）間の静電容
量（図９のＣ２）を充放電し、漏れ電流Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄ
Ｖ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（２／３・Ｅｄ）／ｄｔが流れる。
漏れ電流Ｉ0 はアースＥ２→Ｅ１→電源とアース系統を
含めた電力ラインを環流し、コモンモードノイズを発生
させる。
【００４４】図４に中性点電位Ｖ0 ＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖ
ｔ）／３、漏れ電流Ｉ0 の波形を示す。中性点電位Ｖ0
の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0 も
正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には漏れ電流
Ｉ0 も負になることがわかる。
ｔ）／３、漏れ電流Ｉ0 の波形を示す。中性点電位Ｖ0
の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0 も
正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には漏れ電流
Ｉ0 も負になることがわかる。
【００４５】図９のコンバータ２ａ内の制御回路１で
は、３相のパルスパターンから Ｖ0 ＊＝（Ｖｒ＊＋Ｖｓ＊＋Ｖｔ＊）／３ を演算し、Ｖ0 ＊の時間変化ｄＶ0 ＊／ｄｔが正の時に
は図１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン（Ｖ
ｐ１出力）、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には
Ｔｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流Ｉ0
を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
は、３相のパルスパターンから Ｖ0 ＊＝（Ｖｒ＊＋Ｖｓ＊＋Ｖｔ＊）／３ を演算し、Ｖ0 ＊の時間変化ｄＶ0 ＊／ｄｔが正の時に
は図１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン（Ｖ
ｐ１出力）、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には
Ｔｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流Ｉ0
を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
【００４６】キャンセル電流ＩｃはＴｐ１をオンした時
には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→トランス巻線の中性点→コ
ンバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１をオンした
時には、「Ｐ→コンバータ主回路→トランス巻線の中性
点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れる。
には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→トランス巻線の中性点→コ
ンバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１をオンした
時には、「Ｐ→コンバータ主回路→トランス巻線の中性
点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れる。
【００４７】また、トランス巻線の中性点とフレーム間
の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄ
ｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能であるため、Ｉ
0 ＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ１を選定
すれば、漏れ電流Ｉ0 は打ち消され、アース電流Ｉｅは
ほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄ
ｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能であるため、Ｉ
0 ＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ１を選定
すれば、漏れ電流Ｉ0 は打ち消され、アース電流Ｉｅは
ほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００４８】実施の形態４．図１１、図１２、図７及び
図８を用いて実施の形態４を説明する。図１１に示すコ
ンバータ装置は、３相の交流電源１に接続されたトラン
ス８と、トランス２次側に接続された交流を直流に変換
する３相の３レベルコンバータ２ｂと、コンバータの出
力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コン
デンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続されたインバータ４
（単相でも３相でも可）と、インバータの出力に接続さ
れた交流電動機５と、ノイズ低減回路６ａから成る。
図８を用いて実施の形態４を説明する。図１１に示すコ
ンバータ装置は、３相の交流電源１に接続されたトラン
ス８と、トランス２次側に接続された交流を直流に変換
する３相の３レベルコンバータ２ｂと、コンバータの出
力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コン
デンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続されたインバータ４
（単相でも３相でも可）と、インバータの出力に接続さ
れた交流電動機５と、ノイズ低減回路６ａから成る。
【００４９】３相の３レベルコンバータ２ｂの内部回路
図を図１２に示す。３相の３レベルコンバータ２ｂは、
１２個のスイッチング素子によって構成され、任意の３
相交流入力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。図１２
において、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点とし
てレベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マ
イナスＥｄ）とすると、３レベルコンバータの各相入力
は下記となる。
図を図１２に示す。３相の３レベルコンバータ２ｂは、
１２個のスイッチング素子によって構成され、任意の３
相交流入力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。図１２
において、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点とし
てレベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マ
イナスＥｄ）とすると、３レベルコンバータの各相入力
は下記となる。
【００５０】Ｒ相：（ＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３，ＲＳ
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｒ相：（ＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３，ＲＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｒ相：（ＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３，ＲＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｒ相：（ＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３，ＲＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｒ相：（ＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３，ＲＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００５１】Ｓ相：（ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＳ３，ＳＳ
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｓ相：（ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＳ３，ＳＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｓ相：（ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＳ３，ＳＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｓ相：（ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＳ３，ＳＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｓ相：（ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＳ３，ＳＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００５２】Ｔ相：（ＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３，ＴＳ
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｔ相：（ＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３，ＴＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｔ相：（ＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３，ＴＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
４）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」 Ｔ相：（ＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３，ＴＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）の時「０」 Ｔ相：（ＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３，ＴＳ４）＝（ＯＦ
Ｆ，ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００５３】３相ＰＷＭコンバータの特徴として（Ｖ
ｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）＝（＋Ｅｄ，＋Ｅｄ，−Ｅｄ）のよう
に３相入力の合計が０にならないため、３相入力の中性
点電位＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３ はコモンモード電
圧として、トランス巻線の中性点を変動させる。
ｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）＝（＋Ｅｄ，＋Ｅｄ，−Ｅｄ）のよう
に３相入力の合計が０にならないため、３相入力の中性
点電位＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３ はコモンモード電
圧として、トランス巻線の中性点を変動させる。
【００５４】図７にＰＷＭ制御時のＲ、Ｓ、Ｔ相のパル
スパターン（出力電圧）例、及びその時のＲ−Ｓ線間電
圧波形と３相入力の中性点電圧波形を示す。図７から、
３相入力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／
３）はほぼ下記パターンのように「１／３・Ｅｄ」の電
位変化を繰り返していることがわかる。 …「−Ｅｄ」→「−２／３・Ｅｄ」→「−１／３・Ｅ
ｄ」→「０」→「＋１／３・Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅ
ｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅｄ」→「＋１／３・
Ｅｄ」→「０」→「−１／３・Ｅｄ」→「−２／３・Ｅ
ｄ」→「−Ｅｄ」…
スパターン（出力電圧）例、及びその時のＲ−Ｓ線間電
圧波形と３相入力の中性点電圧波形を示す。図７から、
３相入力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／
３）はほぼ下記パターンのように「１／３・Ｅｄ」の電
位変化を繰り返していることがわかる。 …「−Ｅｄ」→「−２／３・Ｅｄ」→「−１／３・Ｅ
ｄ」→「０」→「＋１／３・Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅ
ｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅｄ」→「＋１／３・
Ｅｄ」→「０」→「−１／３・Ｅｄ」→「−２／３・Ｅ
ｄ」→「−Ｅｄ」…
【００５５】上記のように中性点電位Ｖ0 は常に変化し
ながらトランス巻線の中性点を変動させるため、トラン
ス巻線の中性点とフレーム（ アース電位）間の静電容
量（図１１のＣ２）を充放電し、漏れ電流Ｉ0 ＝Ｃ２・
ｄＶ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（１／３・Ｅｄ）／ｄｔが流れ
る。漏れ電流Ｉ0 はアースＥ２→Ｅ１→電源とアース系
統を含めた電力ラインを環流し、コモンモードノイズを
発生させる。
ながらトランス巻線の中性点を変動させるため、トラン
ス巻線の中性点とフレーム（ アース電位）間の静電容
量（図１１のＣ２）を充放電し、漏れ電流Ｉ0 ＝Ｃ２・
ｄＶ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（１／３・Ｅｄ）／ｄｔが流れ
る。漏れ電流Ｉ0 はアースＥ２→Ｅ１→電源とアース系
統を含めた電力ラインを環流し、コモンモードノイズを
発生させる。
【００５６】図８に中性点電位Ｖ0 ＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖ
ｔ）／３、漏れ電流Ｉ0 の波形を示す。中性点電位Ｖ0
の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0 も
正、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には漏れ電流
Ｉ0 も負になることがわかる。
ｔ）／３、漏れ電流Ｉ0 の波形を示す。中性点電位Ｖ0
の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0 も
正、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時には漏れ電流
Ｉ0 も負になることがわかる。
【００５７】図１１のコンバータ２ｂ内の制御回路２で
は、３相のパルスパターンから Ｖ0 ＊＝（Ｖｒ＊＋Ｖｓ＊＋Ｖｔ＊）／３ を演算し、Ｖ0 ＊の時間変化ｄＶ0 ＊／ｄｔが正の時に
は図１１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン
（Ｖｐ１出力）、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時
にはＴｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流
Ｉ0 を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
は、３相のパルスパターンから Ｖ0 ＊＝（Ｖｒ＊＋Ｖｓ＊＋Ｖｔ＊）／３ を演算し、Ｖ0 ＊の時間変化ｄＶ0 ＊／ｄｔが正の時に
は図１１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン
（Ｖｐ１出力）、Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄｔが負の時
にはＴｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流
Ｉ0 を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
【００５８】キャンセル電流ＩｃはＴｐ１をオンした時
には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→トランス巻線の中性点→コ
ンバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１をオンした
時には、「Ｐ→コンバータ主回路→トランス巻線の中性
点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れる。
には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→トランス巻線の中性点→コ
ンバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１をオンした
時には、「Ｐ→コンバータ主回路→トランス巻線の中性
点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れる。
【００５９】また、トランス巻線の中性点とフレーム間
の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄ
ｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能であるため、Ｉ
0 ＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ１を選定
すれば、漏れ電流Ｉ0 は打ち消され、アース電流Ｉｅは
ほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄＶ0 ／ｄ
ｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能であるため、Ｉ
0 ＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ１を選定
すれば、漏れ電流Ｉ0 は打ち消され、アース電流Ｉｅは
ほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００６０】実施の形態５．図１３、図２、図１４及び
図３を用いて第５の実施の形態５を説明する。図２と図
３に関しては、実施の形態１と同じ動作なので説明を省
略する。 図１３に示すインバータ装置は図１に示すイ
ンバータ装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂ
が２段構成となっている。
図３を用いて第５の実施の形態５を説明する。図２と図
３に関しては、実施の形態１と同じ動作なので説明を省
略する。 図１３に示すインバータ装置は図１に示すイ
ンバータ装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂ
が２段構成となっている。
【００６１】これは図３のパルスパターンにおいて、中
性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「２／３・Ｅｄ」の電位変化を
繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性に
より、図１４に示すようにまれに「４／３・Ｅｄ」の電
位変化をする場合もある。
性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「２／３・Ｅｄ」の電位変化を
繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性に
より、図１４に示すようにまれに「４／３・Ｅｄ」の電
位変化をする場合もある。
【００６２】この時の漏れ電流は、Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄＶ0
／ｄｔより「２／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大
きな値となるため、図１３の６ｂのようにノイズ低減回
路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによっ
てキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なよ
うにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅ
はほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
／ｄｔより「２／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大
きな値となるため、図１３の６ｂのようにノイズ低減回
路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによっ
てキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なよ
うにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅ
はほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００６３】実施の形態６．図１５、図６、図１６及び
図７を用いて実施の形態６を説明する。図６と図７に関
しては、実施の形態２と同じ動作なので説明を省略す
る。図１５に示すインバータ装置は図５に示すインバー
タ装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが２段
構成となっている。
図７を用いて実施の形態６を説明する。図６と図７に関
しては、実施の形態２と同じ動作なので説明を省略す
る。図１５に示すインバータ装置は図５に示すインバー
タ装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが２段
構成となっている。
【００６４】これは図７のパルスパターンにおいて、中
性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「１／３・Ｅｄ」の電位変化を
繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性に
より、図１６に示すようにまれに「２／３・Ｅｄ」の電
位変化をする場合もある。
性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「１／３・Ｅｄ」の電位変化を
繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性に
より、図１６に示すようにまれに「２／３・Ｅｄ」の電
位変化をする場合もある。
【００６５】この時の漏れ電流は、Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄＶ0
／ｄｔより「１／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大
きな値となるため、図１５の６ｂのようにノイズ低減回
路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによっ
てキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なよ
うにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅ
はほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
／ｄｔより「１／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大
きな値となるため、図１５の６ｂのようにノイズ低減回
路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによっ
てキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なよ
うにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅ
はほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００６６】実施の形態７．図１７、図１０、図１４及
び図３を用いて実施の形態７を説明する。図１０と図３
に関しては、実施の形態３と同じ動作なので説明を省略
する。図１７に示すコンバータ装置は図９に示すコンバ
ータ装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが２
段構成となっている。
び図３を用いて実施の形態７を説明する。図１０と図３
に関しては、実施の形態３と同じ動作なので説明を省略
する。図１７に示すコンバータ装置は図９に示すコンバ
ータ装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが２
段構成となっている。
【００６７】これは図３のパルスパターンにおいて、中
性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「２／３・Ｅｄ」の電位変化を
繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性に
より、図１４に示すようにまれに「４／３・Ｅｄ」の電
位変化をする場合もある。
性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「２／３・Ｅｄ」の電位変化を
繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性に
より、図１４に示すようにまれに「４／３・Ｅｄ」の電
位変化をする場合もある。
【００６８】この時の漏れ電流は、Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄＶ0
／ｄｔより「２／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大
きな値となるため、図１３の６ｂのようにノイズ低減回
路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによっ
てキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なよ
うにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅ
はほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
／ｄｔより「２／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大
きな値となるため、図１３の６ｂのようにノイズ低減回
路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによっ
てキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なよ
うにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅ
はほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００６９】実施の形態８．図１８、図１２、図１６及
び図７を用いて実施の形態８を説明する。図１２と図７
に関しては、実施の形態４と同じ動作なので説明を省略
する。図１８に示すコンバータ装置は図１１に示すコン
バータ装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが
２段構成となっている。
び図７を用いて実施の形態８を説明する。図１２と図７
に関しては、実施の形態４と同じ動作なので説明を省略
する。図１８に示すコンバータ装置は図１１に示すコン
バータ装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが
２段構成となっている。
【００７０】これは図７のパルスパターンにおいて、中
性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「１／３・Ｅｄ」の電位変化を
繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性に
より、図１６に示すようにまれに「２／３・Ｅｄ」の電
位変化をする場合もある。
性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「１／３・Ｅｄ」の電位変化を
繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性に
より、図１６に示すようにまれに「２／３・Ｅｄ」の電
位変化をする場合もある。
【００７１】この時の漏れ電流は、Ｉ0 ＝Ｃ２・ｄＶ0
／ｄｔより「１／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大
きな値となるため、図１５の６ｂのようにノイズ低減回
路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによっ
てキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なよ
うにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅ
はほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
／ｄｔより「１／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大
きな値となるため、図１５の６ｂのようにノイズ低減回
路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによっ
てキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なよ
うにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅ
はほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００７２】実施の形態９．本発明は上述の実施の形態
に限定されるものではなく、例えば次の変形が可能であ
る。 （１）実施の形態５及び実施の形態７の図１４において
「４／３・Ｅｄ」の電位変動の例を示したが、場合によ
っては「２Ｅｄ」の電位変動もあり得る。その場合は、
図１３、図１７のノイズ低減回路を３段構成にすること
によってコモンモードノイズをほぼ０にすることができ
る。
に限定されるものではなく、例えば次の変形が可能であ
る。 （１）実施の形態５及び実施の形態７の図１４において
「４／３・Ｅｄ」の電位変動の例を示したが、場合によ
っては「２Ｅｄ」の電位変動もあり得る。その場合は、
図１３、図１７のノイズ低減回路を３段構成にすること
によってコモンモードノイズをほぼ０にすることができ
る。
【００７３】（２）実施の形態６及び実施の形態８の図
１６において「２／３・Ｅｄ」の電位変動の例を示した
が、場合によっては「Ｅｄ」「４／３・Ｅｄ」「５／３
・Ｅｄ」「２Ｅｄ」の電位変動もあり得る。その場合
は、図１５、図１８のノイズ低減回路をそれぞれ３、
４、５、６段構成にすることによってコモンモードノイ
ズをほぼ０にすることができる。
１６において「２／３・Ｅｄ」の電位変動の例を示した
が、場合によっては「Ｅｄ」「４／３・Ｅｄ」「５／３
・Ｅｄ」「２Ｅｄ」の電位変動もあり得る。その場合
は、図１５、図１８のノイズ低減回路をそれぞれ３、
４、５、６段構成にすることによってコモンモードノイ
ズをほぼ０にすることができる。
【００７４】実施の形態１０．上記実施の形態ではイン
バータの負荷は電動機で「Ｙ結線」になっているが、
「△結線」でもよく、この場合も電動機のステータとフ
レーム間の静電容量を介してフレームからアースに流れ
る電流を低減する。また、負荷は電動機以外のその他の
負荷にも適用でき、その負荷の通電部分とケース等の間
に生じる静電容量を介して流れる電流を低減する。
バータの負荷は電動機で「Ｙ結線」になっているが、
「△結線」でもよく、この場合も電動機のステータとフ
レーム間の静電容量を介してフレームからアースに流れ
る電流を低減する。また、負荷は電動機以外のその他の
負荷にも適用でき、その負荷の通電部分とケース等の間
に生じる静電容量を介して流れる電流を低減する。
【００７５】実施の形態１１．実施の形態３では、トラ
ンス８がΔＹ結線であるが、ＹＹ結線でも、Δ△結線で
も、ＹΔ結線でも本発明が適用できる。要するにトラン
ス８の漏洩電流を導出して低減するようにすればよい。
これらトランスの結線は実施の形態３のみでなく実施の
形態４，７，８についても適用できる。
ンス８がΔＹ結線であるが、ＹＹ結線でも、Δ△結線で
も、ＹΔ結線でも本発明が適用できる。要するにトラン
ス８の漏洩電流を導出して低減するようにすればよい。
これらトランスの結線は実施の形態３のみでなく実施の
形態４，７，８についても適用できる。
【００７６】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、３相の
インバータ／コンバータを制御するスイッチングパター
ンからコモンモードノイズを演算し、その演算結果に応
じてコモンモードノイズを低減するようにしたので、漏
れ電流（零相電流）やコモンモード電圧等を検出する手
段を付加することなく、また、主回路電圧との絶縁対策
を必要としない、低コスト、小型化、及び即応性のある
電力変換装置を得ることができる。
インバータ／コンバータを制御するスイッチングパター
ンからコモンモードノイズを演算し、その演算結果に応
じてコモンモードノイズを低減するようにしたので、漏
れ電流（零相電流）やコモンモード電圧等を検出する手
段を付加することなく、また、主回路電圧との絶縁対策
を必要としない、低コスト、小型化、及び即応性のある
電力変換装置を得ることができる。
【図１】 この発明の実施の形態１による電力変換装置
のブロック図である。
のブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態１，５による２レベル
インバータの主回路構成図である。
インバータの主回路構成図である。
【図３】 この発明の実施の形態１，３，５，７による
２レベルインバータ／コンバータのスイッチング例を示
す波形図である。
２レベルインバータ／コンバータのスイッチング例を示
す波形図である。
【図４】 この発明の実施の形態１，３による制御回路
のスイッチングパターンを示す図である。
のスイッチングパターンを示す図である。
【図５】 この発明の実施の形態２による電力変換装置
のブロック図である。
のブロック図である。
【図６】 この発明の実施の形態２，６による３レベル
インバータの主回路構成図である。
インバータの主回路構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態２，４，６，８による
３レベルインバータ／コンバータのスイッチング例を示
す波形図である。
３レベルインバータ／コンバータのスイッチング例を示
す波形図である。
【図８】 この発明の実施の形態２，４による制御回路
のスイッチングパターンを示す図である。
のスイッチングパターンを示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態３による電力変換装置
のブロック図である。
のブロック図である。
【図１０】 この発明の実施の形態３，７による２レベ
ルコンバータの主回路構成図である。
ルコンバータの主回路構成図である。
【図１１】 この発明の実施の形態４による電力変換装
置のブロック図である。
置のブロック図である。
【図１２】 この発明の実施の形態４，８による３レベ
ルインバータの主回路構成図である。
ルインバータの主回路構成図である。
【図１３】 この発明の実施の形態５による電力変換装
置のブロック図である。
置のブロック図である。
【図１４】 この発明の実施の形態５，７による制御回
路のスイッチングパターンを示す図である。
路のスイッチングパターンを示す図である。
【図１５】 この発明の実施の形態６による電力変換装
置のブロック図である。
置のブロック図である。
【図１６】 この発明の実施の形態６，８による制御回
路のスイッチングパターンを示す図である。
路のスイッチングパターンを示す図である。
【図１７】 この発明の実施の形態７による電力変換装
置のブロック図である。
置のブロック図である。
【図１８】 この発明の実施の形態８による電力変換装
置のブロック図である。
置のブロック図である。
【図１９】 従来のコモンモードノイズ低減回路を有す
る電力変換装置のブロック図である。
る電力変換装置のブロック図である。
１ 交流電源 ２ 整流回路 ２ａ ２レベルコンバータ ２ｂ ３レベルコ
ンバータ ３ 平滑用コンデンサ ４ａ ２レベルイ
ンバータ ４ｂ ３レベルインバータ ５ 電動機 ６ａ，６ｂ ノイズ低減回路 ８ トランス ４１，４２，４３，４４ 制御回路 Ｐ，Ｎ 直流母線 Ｕ，Ｖ，Ｗ 交流出力ライン Ｒ，Ｓ，Ｔ 交流
入力ライン
ンバータ ３ 平滑用コンデンサ ４ａ ２レベルイ
ンバータ ４ｂ ３レベルインバータ ５ 電動機 ６ａ，６ｂ ノイズ低減回路 ８ トランス ４１，４２，４３，４４ 制御回路 Ｐ，Ｎ 直流母線 Ｕ，Ｖ，Ｗ 交流出力ライン Ｒ，Ｓ，Ｔ 交流
入力ライン
Claims (6)
- 【請求項１】 高速スイッチングを行う３相のインバー
タを含む電力変換装置において、上記インバータの主回
路を制御するスイッチングパターンに基づいてコモンモ
ードノイズを演算し、その演算結果に応じて上記電力変
換器出力のコモンモードノイズを低減する手段を設けた
ことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の電力変換装置において、
コモンモードノイズ低減手段は、インバータの主回路を
制御するスイッチングパターンに基づいてコモンモード
ノイズを演算し、その演算結果に応じて上記電力変換装
置の負荷に流れるコモンモードノイズを低減する手段と
したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 高速スイッチングを行う３相のコンバー
タを含む電力変換装置において、上記コンバータの主回
路を制御するスイッチングパターンに基づいてコモンモ
ードノイズを演算し、その演算結果に応じて上記電力変
換器の出力のコモンモードノイズを低減する手段を設け
たことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】 請求項３記載の電力変換装置において、
コモンモードノイズ低減手段は、コンバータの主回路を
制御するスイッチングパターンに基づいてコモンモード
ノイズを演算し、その演算結果に応じてコンバータ入力
側の変圧器に流れるコモンモードノイズを低減する手段
としたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電
力変換装置において、コモンモードノイズ低減手段での
演算は、３相のスイッチングパターンから中性点電位を
求め、求めた中性点電位の時間変化が正のときには正の
パルスを、負のときには負のパルスを発生する演算手段
とし、この発生したパルスに基づいてコモンモードノイ
ズを低減するようにしたことを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項６】 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電
力変換装置において、コモンモードノイズ低減手段での
演算は、３相のスイッチングパターンから中性点電位を
求め、求めた中性点電位の時間変化が正のときには正の
パルスを、負のときには負のパルスを発生すると共に、
その正・負パルスの波高値は上記時間変化時の中性点電
位変化の大きさに応じた波高値とする演算手段とし、上
記発生したパルスに基づいてコモンモードノイズを低減
するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000052469A JP3716152B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 電力変換装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000052469A JP3716152B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 電力変換装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001245477A true JP2001245477A (ja) | 2001-09-07 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004056882A (ja) * | 2002-07-18 | 2004-02-19 | Yaskawa Electric Corp | マルチレベルｐｗｍインバータ制御装置 |
| WO2004045055A1 (ja) * | 2002-11-11 | 2004-05-27 | The Circle For The Promotion Of Science And Engineering | フィルタ装置 |
| JP2004215407A (ja) * | 2002-12-28 | 2004-07-29 | Daikin Ind Ltd | ３相ｐａｍ負荷駆動システム |
| JP2004222421A (ja) * | 2003-01-15 | 2004-08-05 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2006280131A (ja) * | 2005-03-30 | 2006-10-12 | Fujitsu Ltd | 電源装置およびデータ処理装置 |
| JP2012060827A (ja) * | 2010-09-10 | 2012-03-22 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | インバータ駆動回転電機システム |
| JP2012090470A (ja) * | 2010-10-21 | 2012-05-10 | Fuji Electric Co Ltd | ノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置 |
| CN108471244A (zh) * | 2018-06-14 | 2018-08-31 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种变频压缩机降低泄漏电流的补偿电路及其控制方法 |
| WO2020217821A1 (ja) * | 2019-04-22 | 2020-10-29 | 三菱電機株式会社 | 交流電動機駆動システム |
| WO2021229632A1 (ja) * | 2020-05-11 | 2021-11-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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|---|---|---|---|---|
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-
2000
- 2000-02-28 JP JP2000052469A patent/JP3716152B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| WO2004045055A1 (ja) * | 2002-11-11 | 2004-05-27 | The Circle For The Promotion Of Science And Engineering | フィルタ装置 |
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