JP2001190093A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents
永久磁石形同期電動機の制御装置Info
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- JP2001190093A JP2001190093A JP30821899A JP30821899A JP2001190093A JP 2001190093 A JP2001190093 A JP 2001190093A JP 30821899 A JP30821899 A JP 30821899A JP 30821899 A JP30821899 A JP 30821899A JP 2001190093 A JP2001190093 A JP 2001190093A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 トルクや電流の変動、負荷急変時の脱調を防
止して安定した制御を実現する。 【解決手段】 永久磁石形同期電動機の端子電圧を制御
することにより、電機子電流をその指令値に一致させ、
かつ電機子電流の周波数をその指令値に一致するように
制御する制御装置に関する。電流指令値に基づいて生成
される電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに平行な
電圧成分を用いて生成した周波数補正量または電流指令
値ベクトルに直交する電圧成分を用いて生成した周波数
補正量の何れか一方、もしくはその両方を用いて、電力
変換器に与える周波数指令値を補正する。
止して安定した制御を実現する。 【解決手段】 永久磁石形同期電動機の端子電圧を制御
することにより、電機子電流をその指令値に一致させ、
かつ電機子電流の周波数をその指令値に一致するように
制御する制御装置に関する。電流指令値に基づいて生成
される電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに平行な
電圧成分を用いて生成した周波数補正量または電流指令
値ベクトルに直交する電圧成分を用いて生成した周波数
補正量の何れか一方、もしくはその両方を用いて、電力
変換器に与える周波数指令値を補正する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ等の半
導体電力変換器を用いて永久磁石形同期電動機を安定し
て制御するための制御装置に関し、詳しくは、永久磁石
形同期電動機の電機子電流の大きさを電流指令値に一致
させ、かつ電機子電流の周波数を周波数指令値に一致さ
せるように制御する制御装置に関するものである。
導体電力変換器を用いて永久磁石形同期電動機を安定し
て制御するための制御装置に関し、詳しくは、永久磁石
形同期電動機の電機子電流の大きさを電流指令値に一致
させ、かつ電機子電流の周波数を周波数指令値に一致さ
せるように制御する制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来技術】永久磁石形同期電動機をホール素子、エン
コーダ等の磁極位置検出器を用いずに運転する先行技術
として、電動機の電機子電圧を周波数にほぼ比例させて
制御するＶ／ｆ制御方法がある（特願平１１−０３３０
２５、特願平１１−０６２５５７等）。また、Ｖ／ｆ制
御における低速運転時のトルク特性を改善するために、
永久磁石形同期電動機の端子電圧を制御することにより
電機子電流の大きさを電流指令値に一致させ、かつ、電
機子電流の周波数を周波数指令値に一致させるように制
御する先行技術が提案されている（特願平１１−０８７
４１６等）。
コーダ等の磁極位置検出器を用いずに運転する先行技術
として、電動機の電機子電圧を周波数にほぼ比例させて
制御するＶ／ｆ制御方法がある（特願平１１−０３３０
２５、特願平１１−０６２５５７等）。また、Ｖ／ｆ制
御における低速運転時のトルク特性を改善するために、
永久磁石形同期電動機の端子電圧を制御することにより
電機子電流の大きさを電流指令値に一致させ、かつ、電
機子電流の周波数を周波数指令値に一致させるように制
御する先行技術が提案されている（特願平１１−０８７
４１６等）。
【０００３】図７は、前記特願平１１−０８７４１６に
記載された制御装置の主要部を示す制御ブロック図であ
る。図７において、第１の周波数指令値ｆ0 *はランプ関
数１により第２の周波数指令値ｆ*に変換される。すな
わち、第１の周波数指令値ｆ0 *をランプ関数１により加
減速演算することにより、所望の周波数指令値ｆ*を出
力させる。
記載された制御装置の主要部を示す制御ブロック図であ
る。図７において、第１の周波数指令値ｆ0 *はランプ関
数１により第２の周波数指令値ｆ*に変換される。すな
わち、第１の周波数指令値ｆ0 *をランプ関数１により加
減速演算することにより、所望の周波数指令値ｆ*を出
力させる。
【０００４】周波数積分器２は、第２の周波数指令値ｆ
*を積分し、永久磁石形同期電動機５０の端子電圧の位
相θを演算する。座標変換器３は、電流検出器９により
検出した電流検出値ｉU，ｉW及び位相θに基いて、ｄ軸
の電流成分ｉd（以下、ｄ軸電流と呼ぶ）とｑ軸の電流
成分ｉq（以下、ｑ軸電流と呼ぶ）とを演算し出力す
る。なお、ｄ軸及びｑ軸の定義については後述する。
*を積分し、永久磁石形同期電動機５０の端子電圧の位
相θを演算する。座標変換器３は、電流検出器９により
検出した電流検出値ｉU，ｉW及び位相θに基いて、ｄ軸
の電流成分ｉd（以下、ｄ軸電流と呼ぶ）とｑ軸の電流
成分ｉq（以下、ｑ軸電流と呼ぶ）とを演算し出力す
る。なお、ｄ軸及びｑ軸の定義については後述する。
【０００５】ｄ軸電流調節器４、ｑ軸電流調節器５は、
それぞれｄ軸、ｑ軸の電流指令値ｉ d *，ｉq *と各電流検
出値ｉd，ｉqとの偏差を増幅してｄ軸、ｑ軸電圧指令値
ｖd *，ｖq *を演算する。これらの電圧指令値ｖd *，ｖq *
を極座標変換器６に入力して、端子電圧の大きさの指令
値Ｖ*と端子電圧のｄ軸に対する角度φとを以下の式に
よって演算する。 Ｖ*＝√（ｖd *2＋ｖq *2）， φ＝tan-1（ｖq *／ｖd *）
それぞれｄ軸、ｑ軸の電流指令値ｉ d *，ｉq *と各電流検
出値ｉd，ｉqとの偏差を増幅してｄ軸、ｑ軸電圧指令値
ｖd *，ｖq *を演算する。これらの電圧指令値ｖd *，ｖq *
を極座標変換器６に入力して、端子電圧の大きさの指令
値Ｖ*と端子電圧のｄ軸に対する角度φとを以下の式に
よって演算する。 Ｖ*＝√（ｖd *2＋ｖq *2）， φ＝tan-1（ｖq *／ｖd *）
【０００６】上記指令値Ｖ*と、加算手段１０による
φ，θの加算結果とを用いて、電圧指令演算器７により
三相電圧指令値ｖu *，ｖv *，ｖw *を演算する。これらの
三相電圧指令値ｖu *，ｖv *，ｖw *をＰＷＭ（パルス幅変
調）回路８に入力して搬送波と比較することにより、電
力変換器４０のスイッチング素子に与えるゲート信号を
生成する。これらのゲート信号を用いて電力変換器４０
を運転することにより電動機５０の端子電圧を制御し、
これによって結果的に電機子電流の大きさを電流指令値
に一致させると共に電機子電流の周波数が周波数指令値
に一致するような制御が行われる。なお、３０は三相交
流電源である。
φ，θの加算結果とを用いて、電圧指令演算器７により
三相電圧指令値ｖu *，ｖv *，ｖw *を演算する。これらの
三相電圧指令値ｖu *，ｖv *，ｖw *をＰＷＭ（パルス幅変
調）回路８に入力して搬送波と比較することにより、電
力変換器４０のスイッチング素子に与えるゲート信号を
生成する。これらのゲート信号を用いて電力変換器４０
を運転することにより電動機５０の端子電圧を制御し、
これによって結果的に電機子電流の大きさを電流指令値
に一致させると共に電機子電流の周波数が周波数指令値
に一致するような制御が行われる。なお、３０は三相交
流電源である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】前述したＶ／ｆ制御で
は、電動機の低速運転時に電機子抵抗による電圧降下や
電力変換器に起因する出力電圧誤差等の影響により安定
性が低下し、出力可能なトルクの上限が低下したり、脱
調による運転不能、加減速時間の長期化を招くといった
問題がある。これに対し、低速運転時には図７に示した
制御方式を採用することにより、電流の大きさを一定と
しながら電流の周波数を周波数指令値に一致させて回転
磁界を発生させ、同期引込運転を行い、所定の周波数に
達したら従来のＶ／ｆ制御に切り替えるような制御を行
えば、低速運転時の安定性を向上させて出力可能なトル
クの上限を大きくし、加減速時間を短縮することが可能
になる。
は、電動機の低速運転時に電機子抵抗による電圧降下や
電力変換器に起因する出力電圧誤差等の影響により安定
性が低下し、出力可能なトルクの上限が低下したり、脱
調による運転不能、加減速時間の長期化を招くといった
問題がある。これに対し、低速運転時には図７に示した
制御方式を採用することにより、電流の大きさを一定と
しながら電流の周波数を周波数指令値に一致させて回転
磁界を発生させ、同期引込運転を行い、所定の周波数に
達したら従来のＶ／ｆ制御に切り替えるような制御を行
えば、低速運転時の安定性を向上させて出力可能なトル
クの上限を大きくし、加減速時間を短縮することが可能
になる。
【０００８】しかしながらその反面、定常的にトルクや
電流が振動したり、負荷が急激に変化する場合には脱調
を起こして運転が不能に至る等、安定性の点で新たな問
題を生じていた。そこで、本発明はこれらの問題を解決
し、簡単な制御によってトルク変動等のない安定した運
転を可能にする永久磁石形同期電動機の制御装置を提供
しようとするものである。
電流が振動したり、負荷が急激に変化する場合には脱調
を起こして運転が不能に至る等、安定性の点で新たな問
題を生じていた。そこで、本発明はこれらの問題を解決
し、簡単な制御によってトルク変動等のない安定した運
転を可能にする永久磁石形同期電動機の制御装置を提供
しようとするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１に記載の発明は、電力変換器によって永久
磁石形同期電動機の端子電圧を制御することにより電機
子電流の大きさを電流指令値に一致させ、かつ、電機子
電流の周波数を周波数指令値に一致させるように前記電
力変換器を制御する制御装置において、電機子電流の指
令値と検出値とを用いて生成される電動機の端子電圧指
令値のうち、電流指令値ベクトルに対して平行な電圧成
分に基いて生成した周波数補正量により、前記電力変換
器に与える周波数指令値を補正する手段を備えたもので
ある。
め、請求項１に記載の発明は、電力変換器によって永久
磁石形同期電動機の端子電圧を制御することにより電機
子電流の大きさを電流指令値に一致させ、かつ、電機子
電流の周波数を周波数指令値に一致させるように前記電
力変換器を制御する制御装置において、電機子電流の指
令値と検出値とを用いて生成される電動機の端子電圧指
令値のうち、電流指令値ベクトルに対して平行な電圧成
分に基いて生成した周波数補正量により、前記電力変換
器に与える周波数指令値を補正する手段を備えたもので
ある。
【００１０】請求項２記載の発明は、電力変換器によっ
て永久磁石形同期電動機の端子電圧を制御することによ
り電機子電流の大きさを電流指令値に一致させ、かつ、
電機子電流の周波数を周波数指令値に一致させるように
前記電力変換器を制御する制御装置において、電機子電
流の指令値と検出値とを用いて生成される電動機の端子
電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに対して直交す
る電圧成分に基いて生成した周波数補正量により、前記
電力変換器に与える周波数指令値を補正する手段を備え
たものである。
て永久磁石形同期電動機の端子電圧を制御することによ
り電機子電流の大きさを電流指令値に一致させ、かつ、
電機子電流の周波数を周波数指令値に一致させるように
前記電力変換器を制御する制御装置において、電機子電
流の指令値と検出値とを用いて生成される電動機の端子
電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに対して直交す
る電圧成分に基いて生成した周波数補正量により、前記
電力変換器に与える周波数指令値を補正する手段を備え
たものである。
【００１１】請求項３記載の発明は、請求項１及び請求
項２の発明を組み合わせたものであり、電力変換器によ
って永久磁石形同期電動機の端子電圧を制御することに
より電機子電流の大きさを電流指令値に一致させ、か
つ、電機子電流の周波数を周波数指令値に一致させるよ
うに前記電力変換器を制御する制御装置において、電機
子電流の指令値と検出値とを用いて生成される電動機の
端子電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに対して平
行な電圧成分及び直交する電圧成分に基いてそれぞれ生
成した周波数補正量により、前記電力変換器に与える周
波数指令値を補正する手段を備えたものである。
項２の発明を組み合わせたものであり、電力変換器によ
って永久磁石形同期電動機の端子電圧を制御することに
より電機子電流の大きさを電流指令値に一致させ、か
つ、電機子電流の周波数を周波数指令値に一致させるよ
うに前記電力変換器を制御する制御装置において、電機
子電流の指令値と検出値とを用いて生成される電動機の
端子電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに対して平
行な電圧成分及び直交する電圧成分に基いてそれぞれ生
成した周波数補正量により、前記電力変換器に与える周
波数指令値を補正する手段を備えたものである。
【００１２】請求項４記載の発明は、請求項１，２また
は３に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置におい
て、電動機の周波数指令値の大きさに応じて前記周波数
補正量のゲインを調整する手段を備えたものである。
は３に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置におい
て、電動機の周波数指令値の大きさに応じて前記周波数
補正量のゲインを調整する手段を備えたものである。
【００１３】以下、本発明の原理について、図６を参照
しながら説明する。図６に示すように、永久磁石形同期
電動機における回転子の永久磁石が作る磁束ベクトルΨ
mをＤ軸上にとり、このＤ軸に直交する座標軸をＱ軸と
した直交座標系をＤ−Ｑ軸とし、電動機の電機子巻線に
流す電流ベクトル（電流指令値ベクトル）Ｉ*をｄ軸上
にとり、このｄ軸に直交する座標軸をｑ軸とした直交座
標系をｄ−ｑ軸とする。ここで、両座標系は角度（同期
電動機の負荷角または内部相差角にほぼ相当する角度）
δを保ち、反時計方向に周波数ｆで回転しているとす
る。
しながら説明する。図６に示すように、永久磁石形同期
電動機における回転子の永久磁石が作る磁束ベクトルΨ
mをＤ軸上にとり、このＤ軸に直交する座標軸をＱ軸と
した直交座標系をＤ−Ｑ軸とし、電動機の電機子巻線に
流す電流ベクトル（電流指令値ベクトル）Ｉ*をｄ軸上
にとり、このｄ軸に直交する座標軸をｑ軸とした直交座
標系をｄ−ｑ軸とする。ここで、両座標系は角度（同期
電動機の負荷角または内部相差角にほぼ相当する角度）
δを保ち、反時計方向に周波数ｆで回転しているとす
る。
【００１４】端子電圧の成分のうち、電機子巻線に流す
電流ベクトルＩ*に平行な電圧成分（ｄ軸電圧成分）ｖd
は、電動機の出力トルクに寄与する有効電圧成分に対応
している。電動機の運転が不安定となり、電動機の出力
トルクが変動すると、前記ｄ軸電圧成分ｖdも変動す
る。従って、この電圧成分ｖdの変動を抑制するように
フィードバック制御すれば、トルク変動を抑制して安定
性を高めることができる。一方、電動機の出力トルクは
図６に示した角度δの関数でもあり、δを操作すること
は、インバータ等の電力変換器の出力周波数（電機子巻
線に流す電流の周波数）を過渡的に増減することによっ
て直接かつ容易に実現可能である。従って、ｄ軸電圧成
分ｖdの変動に応じて電動機に流す電流の周波数を増減
させることにより角度δを調節すれば、電動機の出力ト
ルクの変動を補償して安定させることができる。
電流ベクトルＩ*に平行な電圧成分（ｄ軸電圧成分）ｖd
は、電動機の出力トルクに寄与する有効電圧成分に対応
している。電動機の運転が不安定となり、電動機の出力
トルクが変動すると、前記ｄ軸電圧成分ｖdも変動す
る。従って、この電圧成分ｖdの変動を抑制するように
フィードバック制御すれば、トルク変動を抑制して安定
性を高めることができる。一方、電動機の出力トルクは
図６に示した角度δの関数でもあり、δを操作すること
は、インバータ等の電力変換器の出力周波数（電機子巻
線に流す電流の周波数）を過渡的に増減することによっ
て直接かつ容易に実現可能である。従って、ｄ軸電圧成
分ｖdの変動に応じて電動機に流す電流の周波数を増減
させることにより角度δを調節すれば、電動機の出力ト
ルクの変動を補償して安定させることができる。
【００１５】本発明はこれらの点に着目してなされたも
のであり、請求項１に記載した発明は、電動機のトルク
の変動分に相当する、電流ベクトルＩ*に平行なｄ軸電
圧成分ｖdの変動分に基づく周波数補正量を用いて電力
変換器に与える周波数指令値を補正することにより、電
動機のトルク変動を抑制して制御の安定性を向上させる
ようにした。
のであり、請求項１に記載した発明は、電動機のトルク
の変動分に相当する、電流ベクトルＩ*に平行なｄ軸電
圧成分ｖdの変動分に基づく周波数補正量を用いて電力
変換器に与える周波数指令値を補正することにより、電
動機のトルク変動を抑制して制御の安定性を向上させる
ようにした。
【００１６】また、電流ベクトルＩ*に直交するｑ軸電
圧成分ｖqは、電動機の無効電圧成分すなわち磁束成分
として電動機の磁束を変動させ、これが電機子電流やト
ルクを変動させる原因となる。そこで、請求項２に記載
した発明では、磁束の変動分に相当する、電流ベクトル
Ｉ*に直交したｑ軸電圧成分ｖqの変動分に基づく周波数
補正量を用いて電力変換器に与える周波数指令値を補正
することにより、請求項１の発明と同様に制御の安定性
を高めたものである。
圧成分ｖqは、電動機の無効電圧成分すなわち磁束成分
として電動機の磁束を変動させ、これが電機子電流やト
ルクを変動させる原因となる。そこで、請求項２に記載
した発明では、磁束の変動分に相当する、電流ベクトル
Ｉ*に直交したｑ軸電圧成分ｖqの変動分に基づく周波数
補正量を用いて電力変換器に与える周波数指令値を補正
することにより、請求項１の発明と同様に制御の安定性
を高めたものである。
【００１７】更に、請求項３の発明は上記請求項１、請
求項２の発明を組合せたものであり、請求項４の発明
は、上記各発明において各電圧成分に基づく周波数補正
量のゲインを調整可能としたものである。
求項２の発明を組合せたものであり、請求項４の発明
は、上記各発明において各電圧成分に基づく周波数補正
量のゲインを調整可能としたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施形態を説明する。図１は請求項１に記載した発明
の実施形態を示す制御ブロック図であり、破線で囲んだ
安定化制御手段２０以外の部分は、図７に示した制御ブ
ロック図と同一の構成である。すなわち、１は第１の周
波数指令値ｆ0 *から第２の周波数指令値ｆ*を演算する
ランプ関数、２は加算手段１４から出力される周波数指
令値ｆ1 *を積分して電動機５０の端子電圧の位相θを演
算する周波数積分器、３は位相θに基いて電流検出値ｉ
U，ｉWをｄ−ｑ軸上の各成分ｉd，ｉqに変換する座標変
換器、４はｄ軸電流指令値ｉd *とｄ軸電流検出値ｉdと
の偏差を増幅してｄ軸電圧指令値（ｄ軸電圧成分）ｖd *
を演算するｄ軸電流調節器、５はｑ軸電流指令値ｉq *と
ｑ軸電流検出値ｉqとの偏差を増幅してｑ軸電圧指令値
（ｑ軸電圧成分）ｖq *を演算するｑ軸電流調節器、６は
各電圧指令値ｖd *，ｖq *から前述した数式により端子電
圧の大きさの指令値Ｖ*と端子電圧のｄ軸に対する角度
φとを演算する極座標変換器、７は指令値Ｖ*と加算手
段１０によるφ，θの加算結果とを用いて三相電圧指令
値ｖu *，ｖv *，ｖw *を演算する電圧指令演算器、８は三
相電圧指令値ｖu *，ｖv *，ｖw *と搬送波とを比較して電
力変換器４０のスイッチング素子に与えるゲート信号を
生成するＰＷＭ回路、３０は三相交流電源、４０はイン
バータ等の半導体電力変換器、５０は永久磁石形同期電
動機である。
の実施形態を説明する。図１は請求項１に記載した発明
の実施形態を示す制御ブロック図であり、破線で囲んだ
安定化制御手段２０以外の部分は、図７に示した制御ブ
ロック図と同一の構成である。すなわち、１は第１の周
波数指令値ｆ0 *から第２の周波数指令値ｆ*を演算する
ランプ関数、２は加算手段１４から出力される周波数指
令値ｆ1 *を積分して電動機５０の端子電圧の位相θを演
算する周波数積分器、３は位相θに基いて電流検出値ｉ
U，ｉWをｄ−ｑ軸上の各成分ｉd，ｉqに変換する座標変
換器、４はｄ軸電流指令値ｉd *とｄ軸電流検出値ｉdと
の偏差を増幅してｄ軸電圧指令値（ｄ軸電圧成分）ｖd *
を演算するｄ軸電流調節器、５はｑ軸電流指令値ｉq *と
ｑ軸電流検出値ｉqとの偏差を増幅してｑ軸電圧指令値
（ｑ軸電圧成分）ｖq *を演算するｑ軸電流調節器、６は
各電圧指令値ｖd *，ｖq *から前述した数式により端子電
圧の大きさの指令値Ｖ*と端子電圧のｄ軸に対する角度
φとを演算する極座標変換器、７は指令値Ｖ*と加算手
段１０によるφ，θの加算結果とを用いて三相電圧指令
値ｖu *，ｖv *，ｖw *を演算する電圧指令演算器、８は三
相電圧指令値ｖu *，ｖv *，ｖw *と搬送波とを比較して電
力変換器４０のスイッチング素子に与えるゲート信号を
生成するＰＷＭ回路、３０は三相交流電源、４０はイン
バータ等の半導体電力変換器、５０は永久磁石形同期電
動機である。
【００１９】次に、安定化制御手段２０の構成を説明す
る。この安定化制御手段２０は、ｄ軸電流調節器４から
出力されるｄ軸電圧指令値ｖd *に基いて周波数補正量Δ
ｆ*を演算し、この補正量Δｆ*を加算手段１４により第
２の周波数指令値ｆ*を補正（第２の周波数指令値ｆ*か
ら減算）して新たな周波数指令値ｆ1 *を得るように構成
され、この新たな周波数指令値ｆ1 *が周波数積分器２に
入力されている。以下、安定化制御手段２０の構成を詳
述する。
る。この安定化制御手段２０は、ｄ軸電流調節器４から
出力されるｄ軸電圧指令値ｖd *に基いて周波数補正量Δ
ｆ*を演算し、この補正量Δｆ*を加算手段１４により第
２の周波数指令値ｆ*を補正（第２の周波数指令値ｆ*か
ら減算）して新たな周波数指令値ｆ1 *を得るように構成
され、この新たな周波数指令値ｆ1 *が周波数積分器２に
入力されている。以下、安定化制御手段２０の構成を詳
述する。
【００２０】ｄ軸電流調節器４から出力されるｄ軸電圧
指令値ｖd *は、ハイパスフィルタ１１を通過することに
より直流成分が除去される。これは、定常状態ではｖd *
は直流量となるので、ハイパスフィルタ１１で直流成分
を除去し、トルク変動分に相当するｖd *の変動分のみを
通過させて周波数指令値の補正に用いることにより、定
常状態における電圧もしくは電流の大きさと周波数との
関係を変えないようにするためである。
指令値ｖd *は、ハイパスフィルタ１１を通過することに
より直流成分が除去される。これは、定常状態ではｖd *
は直流量となるので、ハイパスフィルタ１１で直流成分
を除去し、トルク変動分に相当するｖd *の変動分のみを
通過させて周波数指令値の補正に用いることにより、定
常状態における電圧もしくは電流の大きさと周波数との
関係を変えないようにするためである。
【００２１】ハイパスフィルタ１１の出力信号は比例増
幅器１２に入力されて所定のゲインが乗じられ、周波数
補正量Δｆ*が求められる。この周波数補正量Δｆ*は、
ｖd *から検出したトルク変動分に相当する信号である。
周波数補正量Δｆ*は加算手段１４によってもとの周波
数指令値（第２の周波数指令値）ｆ*から減算され、そ
の結果得られた新たな周波数指令値ｆ1 *に基いて電力変
換器４０のＰＷＭ制御が行われる。ここで、安定化制御
手段２０は電圧のフィードバックループを構成してお
り、電流ベクトルＩ*に平行なｄ軸電圧指令値ｖd *の変
動分に比例する信号だけが周波数補正量Δｆ*として周
波数指令値ｆ*に負帰還される構成となっている。
幅器１２に入力されて所定のゲインが乗じられ、周波数
補正量Δｆ*が求められる。この周波数補正量Δｆ*は、
ｖd *から検出したトルク変動分に相当する信号である。
周波数補正量Δｆ*は加算手段１４によってもとの周波
数指令値（第２の周波数指令値）ｆ*から減算され、そ
の結果得られた新たな周波数指令値ｆ1 *に基いて電力変
換器４０のＰＷＭ制御が行われる。ここで、安定化制御
手段２０は電圧のフィードバックループを構成してお
り、電流ベクトルＩ*に平行なｄ軸電圧指令値ｖd *の変
動分に比例する信号だけが周波数補正量Δｆ*として周
波数指令値ｆ*に負帰還される構成となっている。
【００２２】このように本実施形態では、電動機５０の
トルク変動分に相当するｄ軸電圧指令値ｖd *の変動分か
ら周波数補正量Δｆ*を演算し、この補正量Δｆ*により
もとの周波数指令値ｆ*を補正して得た周波数指令値ｆ1
*を用いて電力変換器４０を制御しており、このように
電動機５０の電機子に流す電流の周波数を制御すること
で図６に示した角度δの調節を行い、電動機５０のトル
ク変動を抑制するものである。
トルク変動分に相当するｄ軸電圧指令値ｖd *の変動分か
ら周波数補正量Δｆ*を演算し、この補正量Δｆ*により
もとの周波数指令値ｆ*を補正して得た周波数指令値ｆ1
*を用いて電力変換器４０を制御しており、このように
電動機５０の電機子に流す電流の周波数を制御すること
で図６に示した角度δの調節を行い、電動機５０のトル
ク変動を抑制するものである。
【００２３】次に、図２は請求項２に記載した発明の実
施形態の主要部を示す制御ブロック図である。この実施
形態では、破線で囲んだ安定化制御手段２１の構成が図
１と異なっている。すなわち、ｑ軸電流調節器５から出
力されるｑ軸電圧指令値ｖq *を用いて周波数補正量Δｆ
*を演算する。具体的には、定常状態において直流量で
あるｑ軸電圧指令値ｖq *はハイパスフィルタ１１により
直流成分が除去され、ｑ軸電圧指令値ｖq *の振動分が比
例増幅器１２に入力されて所定のゲインが乗じられるこ
とにより、周波数補正量Δｆ*が算出される。この補正
量Δｆ*は加算手段１４により第２の周波数指令値ｆ*に
加算されて新たな周波数指令値ｆ1 *が生成され、この周
波数指令値ｆ1 *を用いて電力変換器４０のＰＷＭ制御が
行われる。
施形態の主要部を示す制御ブロック図である。この実施
形態では、破線で囲んだ安定化制御手段２１の構成が図
１と異なっている。すなわち、ｑ軸電流調節器５から出
力されるｑ軸電圧指令値ｖq *を用いて周波数補正量Δｆ
*を演算する。具体的には、定常状態において直流量で
あるｑ軸電圧指令値ｖq *はハイパスフィルタ１１により
直流成分が除去され、ｑ軸電圧指令値ｖq *の振動分が比
例増幅器１２に入力されて所定のゲインが乗じられるこ
とにより、周波数補正量Δｆ*が算出される。この補正
量Δｆ*は加算手段１４により第２の周波数指令値ｆ*に
加算されて新たな周波数指令値ｆ1 *が生成され、この周
波数指令値ｆ1 *を用いて電力変換器４０のＰＷＭ制御が
行われる。
【００２４】本実施形態においても、安定化制御手段２
１が電圧のフィードバックループを構成しているが、電
流ベクトルＩ*に直交するｑ軸電圧指令値ｖq *の振動分
だけが周波数指令値ｆ*に正帰還される点が、図１の実
施形態と異なっている。電流ベクトルＩ*に直交するｑ
軸電圧指令ｖq *は、無効電圧成分つまり磁束成分として
電動機の磁束を変動させ、結果として電機子電流やトル
クを変動させる。このため、ｑ軸電圧指令値ｖq *の変動
分を周波数指令値ｆ*に帰還させることにより、電機子
に流す電流の周波数を制御して図６に示した角度δの調
節を行い、電動機５０のトルク変動を抑制して安定性を
高めることができる。
１が電圧のフィードバックループを構成しているが、電
流ベクトルＩ*に直交するｑ軸電圧指令値ｖq *の振動分
だけが周波数指令値ｆ*に正帰還される点が、図１の実
施形態と異なっている。電流ベクトルＩ*に直交するｑ
軸電圧指令ｖq *は、無効電圧成分つまり磁束成分として
電動機の磁束を変動させ、結果として電機子電流やトル
クを変動させる。このため、ｑ軸電圧指令値ｖq *の変動
分を周波数指令値ｆ*に帰還させることにより、電機子
に流す電流の周波数を制御して図６に示した角度δの調
節を行い、電動機５０のトルク変動を抑制して安定性を
高めることができる。
【００２５】図３は、請求項３に記載した発明の実施形
態の主要部を示す制御ブロック図であり、請求項１，２
の発明を組合せた実施形態に相当する。安定化制御手段
２２において、ｄ軸電流調整器４から出力されるｄ軸電
圧指令値ｖd *とｑ軸電流調節器５から出力されるｑ軸電
圧指令値ｖq *とは、ハイパスフィルタ１１ｂ，１１ａを
通過することによりそれぞれ直流成分が除去される。こ
れらのハイパスフィルタ１１ｂ，１１ａの出力信号は比
例増幅器１２ｂ，１２ａによってそれぞれ所定のゲイン
が乗じられ、各軸ごとの周波数補正量Δｆd *，Δｆq *が
求められる。そして、加算手段１３によりΔｆq *からΔ
ｆd *を減算して最終的な周波数補正量Δｆ*を求め、こ
の補正量Δｆ*を加算手段１４により第２の周波数指令
値ｆ*に加算して新たな周波数指令値ｆ1 *を算出する。
この新たな周波数指令値ｆ1 *を用いて電力変換器４０の
ＰＷＭ制御が行われる。
態の主要部を示す制御ブロック図であり、請求項１，２
の発明を組合せた実施形態に相当する。安定化制御手段
２２において、ｄ軸電流調整器４から出力されるｄ軸電
圧指令値ｖd *とｑ軸電流調節器５から出力されるｑ軸電
圧指令値ｖq *とは、ハイパスフィルタ１１ｂ，１１ａを
通過することによりそれぞれ直流成分が除去される。こ
れらのハイパスフィルタ１１ｂ，１１ａの出力信号は比
例増幅器１２ｂ，１２ａによってそれぞれ所定のゲイン
が乗じられ、各軸ごとの周波数補正量Δｆd *，Δｆq *が
求められる。そして、加算手段１３によりΔｆq *からΔ
ｆd *を減算して最終的な周波数補正量Δｆ*を求め、こ
の補正量Δｆ*を加算手段１４により第２の周波数指令
値ｆ*に加算して新たな周波数指令値ｆ1 *を算出する。
この新たな周波数指令値ｆ1 *を用いて電力変換器４０の
ＰＷＭ制御が行われる。
【００２６】この実施形態によれば、電圧のフィードバ
ックループを構成する安定化手段２２において、トルク
変動分に相当するｄ軸電圧指令値ｖd *の変動分と、電動
機の磁束変動分に相当するｑ軸電圧指令値ｖq *の変動分
とからそれぞれ周波数補正量Δｆd *，Δｆq *を個別に求
め、その後、これらの補正量を合成して得た最終的な周
波数補正量Δｆ*により電動機電流の周波数指令値ｆ*を
補正し、図６の角度δを調節して電動機５０のトルク変
動を抑制する。
ックループを構成する安定化手段２２において、トルク
変動分に相当するｄ軸電圧指令値ｖd *の変動分と、電動
機の磁束変動分に相当するｑ軸電圧指令値ｖq *の変動分
とからそれぞれ周波数補正量Δｆd *，Δｆq *を個別に求
め、その後、これらの補正量を合成して得た最終的な周
波数補正量Δｆ*により電動機電流の周波数指令値ｆ*を
補正し、図６の角度δを調節して電動機５０のトルク変
動を抑制する。
【００２７】図４は、請求項４に記載した発明の実施形
態の主要部を示す制御ブロック図である。この実施形態
では、電圧のフィードバックループを構成する安定化制
御手段２３において、図１の実施形態と同様に、電流ベ
クトルＩ*に平行なｄ軸電圧指令値ｖd *の変動分に基づ
く周波数補正量Δｆ*が第２の周波数指令値ｆ*に帰還さ
れて新たな周波数指令値ｆ1 *が生成される。更に、ラン
プ関数１の出力である周波数指令値ｆ*が比例増幅器１
２に入力されており、比例増幅器１２のゲインが周波数
指令値ｆ*の大きさに応じて変化するように構成されて
いる。図５は、周波数指令値ｆ*の大きさと比例増幅器
１２のゲインとの関係の一例を示すもので、ｆ*の大き
さが−ｆa以下ではゲインを−Ｇaに固定し、＋ｆa以上
ではゲインを＋Ｇaに固定すると共に、−ｆa〜＋ｆaの
範囲ではｆ*とゲインとが比例関係となるようにしたも
のである。
態の主要部を示す制御ブロック図である。この実施形態
では、電圧のフィードバックループを構成する安定化制
御手段２３において、図１の実施形態と同様に、電流ベ
クトルＩ*に平行なｄ軸電圧指令値ｖd *の変動分に基づ
く周波数補正量Δｆ*が第２の周波数指令値ｆ*に帰還さ
れて新たな周波数指令値ｆ1 *が生成される。更に、ラン
プ関数１の出力である周波数指令値ｆ*が比例増幅器１
２に入力されており、比例増幅器１２のゲインが周波数
指令値ｆ*の大きさに応じて変化するように構成されて
いる。図５は、周波数指令値ｆ*の大きさと比例増幅器
１２のゲインとの関係の一例を示すもので、ｆ*の大き
さが−ｆa以下ではゲインを−Ｇaに固定し、＋ｆa以上
ではゲインを＋Ｇaに固定すると共に、−ｆa〜＋ｆaの
範囲ではｆ*とゲインとが比例関係となるようにしたも
のである。
【００２８】本実施形態によれば、例えば図５のような
周波数指令値ｆ*とゲインとの関係にすることで、低速
時にはゲインを小さくして周波数補正量Δｆq *を小さく
することにより、周波数の変化を少なくして滑らかな運
転が実現できるとともに、高速時には一定のゲインによ
る周波数補正量Δｆq *を確保してトルクの変動を抑制す
ることができる。また、正転から逆転或いは逆転から正
転の連続運転にも円滑な適応が可能である。なお、この
実施形態のように周波数指令値ｆ*の大きさに応じて安
定化制御手段内の比例増幅器のゲインを変える着想は、
図２，図３の実施形態における安定化制御手段２１，２
２にも適用することができる。
周波数指令値ｆ*とゲインとの関係にすることで、低速
時にはゲインを小さくして周波数補正量Δｆq *を小さく
することにより、周波数の変化を少なくして滑らかな運
転が実現できるとともに、高速時には一定のゲインによ
る周波数補正量Δｆq *を確保してトルクの変動を抑制す
ることができる。また、正転から逆転或いは逆転から正
転の連続運転にも円滑な適応が可能である。なお、この
実施形態のように周波数指令値ｆ*の大きさに応じて安
定化制御手段内の比例増幅器のゲインを変える着想は、
図２，図３の実施形態における安定化制御手段２１，２
２にも適用することができる。
【００２９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、永久磁石
形同期電動機の端子電圧を制御して電機子電流の大きさ
を電流指令値に一致させ、かつ、電機子電流の周波数を
周波数指令値に一致させるように制御する制御装置にお
いて、電流ベクトルに平行な電圧成分または直交する電
圧成分の一方もしくは両方に基づく周波数補正量を電流
の周波数指令値へ帰還することにより、同期電動機のト
ルクや電流の振動を抑制し、脱調を防止して安定した制
御を実現することができる。
形同期電動機の端子電圧を制御して電機子電流の大きさ
を電流指令値に一致させ、かつ、電機子電流の周波数を
周波数指令値に一致させるように制御する制御装置にお
いて、電流ベクトルに平行な電圧成分または直交する電
圧成分の一方もしくは両方に基づく周波数補正量を電流
の周波数指令値へ帰還することにより、同期電動機のト
ルクや電流の振動を抑制し、脱調を防止して安定した制
御を実現することができる。
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す制御
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す制御
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】請求項３に記載した発明の実施形態を示す制御
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】請求項４に記載した発明の実施形態を示す制御
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】図４の実施形態における周波数指令値と比例増
幅器のゲインとの関係を示す図である。
幅器のゲインとの関係を示す図である。
【図６】本発明の原理を説明するためのベクトル図であ
る。
る。
【図７】先行技術を示す制御ブロック図である。
１ ランプ関数 ２ 周波数積分器 ３ 座標変換器 ４ ｄ軸電流調節器 ５ ｑ軸電流調節器 ６ 極座標変換器 ７ 電圧指令演算器 ８ ＰＷＭ回路 ９ 電流検出器 １０，１３，１４ 加算手段 １１，１１ａ，１１ｂ ハイパスフィルタ １２，１２ａ，１２ｂ 比例増幅器 ２０，２１，２２，２３ 安定化制御手段 ３０ 三相交流電源 ４０ 半導体電力変換器 ５０ 永久磁石形同期電動機
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野村 尚史 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (72)発明者 糸魚川 信夫 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DC12 EB01 EB07 RR10 SS06 TT08 XA02 XA12 XA13 5H576 BB10 CC05 DD07 EE01 EE11 GG04 HB02 JJ22 JJ26 LL22 LL41
Claims (4)
- 【請求項１】 電力変換器によって永久磁石形同期電動
機の端子電圧を制御することにより電機子電流の大きさ
を電流指令値に一致させ、かつ、電機子電流の周波数を
周波数指令値に一致させるように前記電力変換器を制御
する制御装置において、 電機子電流の指令値と検出値とを用いて生成される電動
機の端子電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに対し
て平行な電圧成分に基いて生成した周波数補正量によ
り、前記電力変換器に与える周波数指令値を補正する手
段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制
御装置。 - 【請求項２】 電力変換器によって永久磁石形同期電動
機の端子電圧を制御することにより電機子電流の大きさ
を電流指令値に一致させ、かつ、電機子電流の周波数を
周波数指令値に一致させるように前記電力変換器を制御
する制御装置において、 電機子電流の指令値と検出値とを用いて生成される電動
機の端子電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに対し
て直交する電圧成分に基いて生成した周波数補正量によ
り、前記電力変換器に与える周波数指令値を補正する手
段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制
御装置。 - 【請求項３】 電力変換器によって永久磁石形同期電動
機の端子電圧を制御することにより電機子電流の大きさ
を電流指令値に一致させ、かつ、電機子電流の周波数を
周波数指令値に一致させるように前記電力変換器を制御
する制御装置において、 電機子電流の指令値と検出値とを用いて生成される電動
機の端子電圧指令値のうち、電流指令値ベクトルに対し
て平行な電圧成分及び直交する電圧成分に基いてそれぞ
れ生成した周波数補正量により、前記電力変換器に与え
る周波数指令値を補正する手段を備えたことを特徴とす
る永久磁石形同期電動機の制御装置。 - 【請求項４】 請求項１，２または３に記載した永久磁
石形同期電動機の制御装置において、 電動機の周波数指令値の大きさに応じて、前記周波数補
正量のゲインを調整する手段を備えたことを特徴とする
永久磁石形同期電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30821899A JP2001190093A (ja) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30821899A JP2001190093A (ja) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001190093A true JP2001190093A (ja) | 2001-07-10 |
Family
ID=17978354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30821899A Pending JP2001190093A (ja) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001190093A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006109651A (ja) * | 2004-10-07 | 2006-04-20 | Yaskawa Electric Corp | 永久磁石形ブラシレスモータの磁極位置推定方法 |
| JP2007028721A (ja) * | 2005-07-13 | 2007-02-01 | Hitachi Home & Life Solutions Inc | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
| JP2007236081A (ja) * | 2006-02-28 | 2007-09-13 | Toshiba Corp | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
| JP2009005513A (ja) * | 2007-06-22 | 2009-01-08 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
| JP2015061336A (ja) * | 2013-09-17 | 2015-03-30 | 富士電機株式会社 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
| JP2015228734A (ja) * | 2014-05-30 | 2015-12-17 | 株式会社東芝 | ブラシレスモータ駆動回路、および、ブラシレスモータ駆動システム |
| JP2017085720A (ja) * | 2015-10-26 | 2017-05-18 | 株式会社明電舎 | 永久磁石同期電動機の位置センサレス制御装置 |
| JP2017099070A (ja) * | 2015-11-19 | 2017-06-01 | 富士電機株式会社 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
| KR20200092171A (ko) * | 2019-01-24 | 2020-08-03 | 강원대학교산학협력단 | 영구자석 동기기의 V/f 운전 시 MTPA 제어 장치 및 방법 |
-
1999
- 1999-10-29 JP JP30821899A patent/JP2001190093A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006109651A (ja) * | 2004-10-07 | 2006-04-20 | Yaskawa Electric Corp | 永久磁石形ブラシレスモータの磁極位置推定方法 |
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| JP2015228734A (ja) * | 2014-05-30 | 2015-12-17 | 株式会社東芝 | ブラシレスモータ駆動回路、および、ブラシレスモータ駆動システム |
| JP2017085720A (ja) * | 2015-10-26 | 2017-05-18 | 株式会社明電舎 | 永久磁石同期電動機の位置センサレス制御装置 |
| JP2017099070A (ja) * | 2015-11-19 | 2017-06-01 | 富士電機株式会社 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
| KR20200092171A (ko) * | 2019-01-24 | 2020-08-03 | 강원대학교산학협력단 | 영구자석 동기기의 V/f 운전 시 MTPA 제어 장치 및 방법 |
| KR102199277B1 (ko) * | 2019-01-24 | 2021-01-06 | 강원대학교산학협력단 | 영구자석 동기기의 V/f 운전 시 MTPA 제어 장치 및 방법 |
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