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JP2001136215A - Ｆｄｍａ信号のディジタルコヒーレント包絡線復調システムおよびその方法 - Google Patents

Ｆｄｍａ信号のディジタルコヒーレント包絡線復調システムおよびその方法

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Publication number
JP2001136215A
JP2001136215A JP2000299692A JP2000299692A JP2001136215A JP 2001136215 A JP2001136215 A JP 2001136215A JP 2000299692 A JP2000299692 A JP 2000299692A JP 2000299692 A JP2000299692 A JP 2000299692A JP 2001136215 A JP2001136215 A JP 2001136215A
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JP
Japan
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signal
envelope
unit
carrier
output
Prior art date
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Pending
Application number
JP2000299692A
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English (en)
Inventor
Netzer Moriya
モリヤ ネツァー
Ikovichi Mochi
イツコビッチ モチ
Arubekku Iefuda
アルベック イエフダ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Netmore Ltd
Original Assignee
Netmore Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Publication of JP2001136215A publication Critical patent/JP2001136215A/ja
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G01S3/04—Details
    • G01S3/043—Receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies

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  • Signal Processing (AREA)
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  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 振幅変調された搬送波の重畳であるＦＤＭＡ
信号のコヒーレント検知および復調を行なうための方法
を提供する。 【解決手段】 ディジタルシグナルプロセッサに、特別
なディジタル位相ロックループ（ＰＬＬ）のアレイを備
え、受信信号の処理と各搬送波に対応した包絡線の抽出
を行なう。各ＰＬＬは、エラー信号にゆっくりと応答
し、包絡線の振幅値の符号が急に変化してもループは位
相を保持する。計算負荷を減らすため、ダウンデシメイ
ションの技術が使用される。これは、各フレームについ
て一度だけ有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）を適
用することにより実現され、フィルタのタップ値のベク
トルとフレームとがただ１回だけ乗算される。正弦およ
び余弦の波形のディジタル的な生成が、ＰＬＬ内で差分
方程式をリアルタイムで解くことにより行なわれる。Ｐ
ＬＬ内にて正弦および余弦を発生することにより、正弦
および余弦の位相の自動制御が提供できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数分割多重ア
クセス（以下、「ＦＤＭＡ」という）電磁波信号のコヒ
ーレント検知（coherent detection、同期検知）および
振幅復調に関する。さらに詳しくは、とくに移動する物
体の位置および方向を決定するための、振幅抑圧変調さ
れた搬送波のコヒーレント検知に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】移動する物体の位置および方向を決定す
るために、電磁波信号を送信し、受信するとの着想は従
来より知られている（たとえば、米国特許第４，３１
４，２５１号明細書、米国特許第４，７４２，３５６号
明細書、米国特許第４，８４９，６９２号明細書、およ
び米国特許第５，６４６，５２５号明細書参照）。この
着想にもとづくシステムは、通常は、電磁波フィールド
（electromagnetic field）を発生している複数の送信
機と、電磁波検知器とを含んでいる。この電磁波検知器
は、１または複数の変換器であってよい。変換器は、受
信した電磁波フィールドの重畳（superposition）に比
例したアナログ電気信号を、出力として生成する。前記
電磁波検知器は、たとえば、ＦＤＭＡを用いて同時に信
号を受信してもよい。前記した従来技術には、検知器の
出力を、複数の送信機からなる送信源（source）に関連
づけられた基準座標系（reference coordinate frame）
に対する運動物体の位置および方向に変換する種々の方
法が記載されている。
【０００３】たとえば、図１には一例として、振動電磁
波フィールドを発生させるいくつかの送信機のうちの２
つの電磁波フィールド送信機Ａ，Ｂ、およびこれら電磁
波フィールド送信機Ａ，Ｂからの電磁波フィールドを受
信する電磁波検知器Ｃが示されている。これらの電磁波
は、振動の周波数によって区別される。個々の電磁波フ
ィールドの強さは振幅によって特徴づけられ、基準座標
系によって決定される座標の関数である。電磁波検知器
によって生成される信号の強さは、その位置に依存する
だけでなく、電磁波フィールドと電磁波検知器の表面と
のあいだの角度に依存する。放送周波数帯で送信された
電磁フィールドは搬送波として機能し、その振幅が運動
によって変調される。電磁波検知器Ｃが、時間経過に伴
って空間内での位置および方向を変化させるにつれて、
電磁波検知器によって生成される出力電気信号の振幅も
変化し、時間に依存する波形を惹起する。この波形は、
すべての搬送波が重畳したものであり、これら搬送波の
各々は電磁波検知器の位置および方向にしたがって変調
されている。
【０００４】よって、各搬送波のそれぞれの波形から、
各時刻における電磁波検知器の位置および方向の関数で
ある包絡線を決定することができる。電磁波検知器によ
って生成されたアナログ電気信号のトータル（以下、
「受信したメッセージ」あるいは「受信メッセージ」と
もいう）は、電磁フィールド全体の強さに比例する。こ
の電磁フィールド全体の強さの値は、すべての送信機か
らそれぞれ送信され変調された各搬送波によるフィール
ドの強さの重畳に比例する。
【０００５】図２には、送信機ＡおよびＢから送信され
た搬送波が、それぞれ包絡線によって変調され変調搬送
波となる様子が示されている。図３には、送信機Ａおよ
びＢによる多数送信の状況において、電磁波検知器によ
り生成されるアナログ電気信号（受信メッセージ）を横
軸に時間をとって示している。一般的に、受信メッセー
ジは、受信限度内であれば、すべての送信機からそれぞ
れ送信され振幅変調された各搬送波の重畳に比例する。
受信メッセージがなんらかのノイズ（図示はされていな
い）を含んでもよいことは注目に値する。
【０００６】つまり、搬送波を変調している包絡線が電
磁波検知器の位置および方向の関数であるので、各搬送
波についてそれぞれ対応する包絡線を算出するために、
受信したメッセージを復調することが、きわめて重要な
仕事になる。
【０００７】一般に、ディジタルシグナルプロセッサ
（以下、「ＤＳＰ」ともいう）によりディジタル的に実
行される位相ロックループ（以下、「ＰＬＬ」ともい
う）が、受信したメッセージを復調する仕事に割り当て
られている。一般に、ＰＬＬは従来技術においてかなり
よく知られている（たとえば、「ジェイコブ クラッパ
ーおよびジョン ティー フランクル、位相ロックおよ
び周波数フィードバックシステム、チャプター８、アカ
デミックプレス、ニューヨーク、１９７２年発行」参
照）が、これらの技術は、受信したメッセージの処理お
よび包絡線の復調のためというよりは、むしろ搬送波の
再生のために採用されるのが普通である。
【０００８】ゆえに、この技術分野には、ＰＬＬ技術に
もとづく包絡線抽出のための方法およびシステムを提供
したいというニーズが存在する。包絡線算出のクオリテ
ィは、変調信号のスペクトルをカバーするスペクトルの
バンド幅を保持しつつ、搬送波間の干渉や高調波歪など
のすべての不正確さの原因を克服する性能によって決ま
る。加えて、復調処理はリアルタイムに実行されなけれ
ばならず、処理の遅延が短いことが要求される。この処
理は、比較的複雑な計算処理であり、ＤＳＰの処理能力
に影響をおよぼし、リアルタイムに処理しなければなら
ないという要求と矛盾するかもしれない。前記ＰＬＬ技
術をＤＳＰへ適用することにより、これらの問題が解決
されるかもしれない。
【０００９】変調信号が、正の値および負の値のいずれ
をも取り得ることを心に留めなければならない。包絡線
の符号の再生は、正確なトラッキング（追跡）には欠く
ことができない。磁気トラッカー（magnetic tracker）
の場合のように、包絡線の符号が重要であるときには、
特定のＰＬＬの設計、たとえばタンロック（tanlock）
を用いるとよい。ＰＬＬ技術におけるタンロック設計の
実行は従来技術において知られている（たとえば、「デ
ィジタル タンロック ループの性能分析」、ジェイ
コーン リーおよびチョン クァン ウン著、アイイー
イーイー委員会議事録、３０：２３９８〜２４１１；
「ディジタル タンロック ループのノイズ分析」、カ
ルロス エイ ポマルザ−ラエズ著、アイイーイーイー
議事録、エイイーエス２４：７１３〜７１８；米国特許
第４，０６８，２１０号明細書および米国特許第４，７
８２，５３２号明細書参照）が、これら従来技術では、
包絡線抽出のために適用してはいない。
【００１０】そのうえ、タンロックＰＬＬを含め通常の
ＰＬＬは、信号対ノイズ比が許す限りできるだけ速く応
答するように設計されている。しかし、これは正しく符
号化された包絡線が必要とされるという前記課題におい
ては欠点となる。このような課題に対しては、むしろ、
包絡線の符合がすばやく変わるときには位相ロックルー
プの電圧制御発信機（ＶＣＯ）の位相が保持されるよう
な遅い応答が要求される。
【００１１】包絡線抽出の処理のあいだ、正弦および余
弦（三角関数）を合成する必要があることに注意しなけ
ればならない。三角関数の合成のための一般的なアプロ
ーチはルックアップ表を用意することである。この方法
は、表の数値間の補間によってさらに拡張され得る（た
とえば、米国特許第４，９０５，１７７号明細書参
照）。他の方法として、正弦および余弦の波形は、差分
方程式をリアルタイムで解くことによって合成すること
ができる（たとえば、米国特許第４，８８８，７１９号
明細書参照）。これらの方法の改良も開示されている
（たとえば、米国特許第５，１１３，３６１号明細書、
米国特許第４，７６１，７５１号明細書、米国特許第
５，６３１，５８６号明細書参照）。この差分方程式に
よる方法はたしかに優れているが、コンピュータの精度
に限度があるため、ＤＳＰにおいて差分方程式を解くこ
とにより誤差が蓄積される。この誤差は、位相および振
幅のずれへとつながり（たとえば、米国特許第４，２８
５，０４４号明細書参照）、これにより包絡線の計算の
精度に悪影響が及ぼされるため、制御機構が必要であ
る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ゆえに、この技術分野
において、異なる搬送波の振幅変調信号の重畳からなる
ＦＤＭＡ信号のコヒーレント検知および復調を行なうた
めの、より優れた方法およびシステムを提供したいとい
うニーズが存在する。この、より優れた方法およびシス
テムは、包絡線の抽出のために位相ロックループの技術
を利用し、従来から知られるＰＬＬ技術の使用による欠
点を解決するものである。この技術の分野においては、
ＰＬＬにて正弦および余弦の三角関数を発生させる新規
な技術を提供したいとのさらなるニーズも存在する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、多数の
送信機がある状況で、電磁波検知器がいくつかの送信機
から発生された信号を受信してアナログ電気信号を生成
する。このアナログ電気信号は電磁波検知器によって受
信したメッセージであり、すべての送信機からの振幅変
調された搬送波の重畳に比例している。さらに、このア
ナログ電気信号はディジタル化され、すべての信号処理
はディジタル的に実行される。
【００１４】本発明の好ましい実施態様によれば、ディ
ジタル化したのちの受信メッセージを処理し、それぞれ
の搬送波に対応する包絡線を抽出するために、特別のデ
ィジタル位相ロックループが複数、アレイとしてＤＳＰ
に備えられている。各位相ロックループは、ある１つの
搬送波に対してチューニングされ、ロックされる。こう
して位相ロックループアレイの各メンバーは、それぞれ
１つの搬送波の包絡線の算出をおこなう。
【００１５】本発明によれば、ＰＬＬはＤＳＰに備えら
れ、コヒーレント包絡線の抽出に用いられ、あえてエラ
ー信号にゆっくりと応答するようにされている。このメ
カニズムによって、包絡線の振幅値の符号が急に変化し
ても、ループはその位相を保持する。
【００１６】本発明の他の側面によれば、計算負荷を低
減させるためにダウンデシメーションの技術が採用され
ている。これは、各フレームについてたった一度だけ有
限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）を適用することに
より実現され、フィルターのタップ値のベクトルとフレ
ームとがただ１回だけかけ合わされる。
【００１７】本発明のさらに他の側面によれば、正弦お
よび余弦のサンプリングされた波形のディジタル的な生
成が、ＰＬＬ内で差分方程式をリアルタイムで解くこと
により行なわれる。ＰＬＬ内にて正弦および余弦を発生
することにより、正弦および余弦の位相の自動制御が提
供できる。
【００１８】本発明を幅広くとらえれば、振幅変調され
た搬送波の重畳であるＦＤＭＡ信号のコヒーレント検知
および復調を行なうための方法であって、（ａ）ＦＤＭ
Ａ信号を、信号の検出および復調を行なうシステムによ
って受信する工程と、（ｂ）ＰＬＬの技術を用いて受信
した信号を処理し、少なくとも１つの搬送波についてそ
の包絡線を抽出する工程とを有する方法が提供される。
【００１９】本発明を他の観点から幅広くとらえれば、
振幅変調された搬送波の重畳であるＦＤＭＡ信号のコヒ
ーレント検知および復調を行なうためのシステムであっ
て、前記ＦＤＭＡ信号を受信し、受信した信号を処理
し、少なくとも１つの振幅変調された搬送波について正
しく符号化された包絡線を抽出するためのディジタルコ
ヒーレント検知器を備え、該検知器が、（ｃ）前記ＦＤ
ＭＡ信号をアナログの電気信号へと変換する電磁波検知
器と、（ｄ）該アナログの電気信号を受け取り、受け取
った信号に前処理としての増幅およびろ波を行なう前処
理回路と、（ｅ）該前処理回路からの電気信号を所定の
サンプリング間隔でサンプリングしてディジタル信号デ
ータへと変換するアナログ／ディジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）と、（ｆ）前記ディジタル信号データを処理し、少
なくとも１つの振幅変調された搬送波について正しく符
号化された包絡線をリアルタイムで算出するディジタル
シグナルプロセッサ（ＤＳＰ）とを備え、前記ディジタ
ルコヒーレント検知器が、前記ＤＳＰに包絡線の符号の
判定のための初期位相情報を供給する同期信号によって
同期して動作するシステムが提供される。
【００２０】
【発明の実施の形態】まず図４に注目する。図４は、本
発明の好ましい実施の形態によるＦＤＭＡ信号のコヒー
レント検知および復調のためのシステムの概略を示すブ
ロック図である。システムは、同期信号３５０によって
同期されるディジタルコヒーレント包絡線検出器３１０
を含んでいる。検出器３１０は、電磁波検知器２２０、
前処理回路３２０、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）３３０およびディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳ
Ｐ）３４０を備えている。
【００２１】動作時に、電磁波検知器２２０は、いくつ
かの送信機から発生して重畳した信号を受信し、アナロ
グの電気信号を作り出す。このアナログの電気信号は、
電磁波検知器２２０で受信したメッセージであり、各送
信機から発生して振幅変調された搬送波をすべて重ね合
わせたものに比例する。
【００２２】電磁波検知器によって生成されたアナログ
信号は、前処理としての増幅およびろ波を行なうために
前処理回路３２０に入力され、処理後の信号はアナログ
／ディジタル変換器（ＡＤＣ）３３０へと入力される。
前処理回路３２０の役割は当業者にとって明らかである
ので、ここでは詳述しない。
【００２３】このようにして増幅され、ろ波されたアナ
ログ電気信号を、ＡＤＣ３３０はディジタルデータ（Ａ
ＤＣのある一定のサンプリング間隔でサンプリングされ
たリアルタイムのデータ）へと変換し、これらのデータ
を処理して包絡線の生成を行なうためのＤＳＰ３４０へ
と供給する。
【００２４】図示はされていないが、自動ゲイン調整
（ＡＧＣ）ユニットを、前処理回路３２０に一体に設け
てもよい。すでに知られているように、ＡＧＣは、デー
タのダイナミックレンジを、ＡＤＣ３３０の最小数値が
最適に動作するために充分な大きさに保つ。また、ＡＧ
Ｃは、データのダイナミックレンジを、ＡＤＣ３３０が
オーバーフローを起こさないような小ささに保つ。ＡＧ
Ｃを使用する場合には、現状のゲインがデータと一緒に
ＤＳＰ３４０に届けられるようにするとよい。このよう
にして、ＡＤＣ３３０によってサンプリングされたデー
タは、ゲインとともに各包絡線の符号を決定するために
役立つ同期信号３５０からの同期データと一緒にＤＳＰ
３４０に送られる。前記の通りに作成されたＤＳＰ３４
０の出力信号は、正しく符号化された包絡線信号であ
る。
【００２５】動作時に、複数ある送信機は、たとえば５
ｋＨｚ〜２０ｋＨｚの周波数範囲に分布する複数の低周
波の電磁波フィールドを発生する。ナイキストのサンプ
リング定理に示されているようなサンプリングの原理に
よれば、適切なサンプリングのためには、この帯域に存
在するもっとも高い周波数の２倍よりも高いサンプリン
グレートでサンプリングを行なう必要がある。したがっ
て、前述の周波数帯域については、たとえば５０ｋＨｚ
のサンプリングレートであれば、ナイキストのサンプリ
ング定理を満足する。なお、この例はあくまで例示にす
ぎず、電磁波フィールドの周波数が他の周波数帯に分布
してもよいことは、当業者であれば容易に理解できるこ
とである。
【００２６】図５に、ＤＳＰ３４０のうちの、計算をつ
かさどる構成要素が表わしてある。なお、以下の図面に
おいて、図４と同じあるいは同様の構成要素には同じ参
照番号を使用している。フレーミングユニット４１０
は、ＡＤＣ３３０からサンプリングしたディジタルデー
タを受け取る。フレーミングユニット４１０の役割は、
ＡＤＣのサンプリング間隔で送られてきたデータを集
め、ＤＳＰのメモリに貯蔵することにある。サンプリン
グされたデータは、それぞれがある決められた数のサン
プルからなるフレームにまとめられる。前記した例にお
いては、たとえばリフレッシュレートが１００Ｈｚ、す
なわち長さ１０ｍｓのフレームを選択するとよい。フレ
ームの長さをこのように選択すると、各フレームには５
００のサンプルが含まれることになる。経験豊富な当業
者であれば明らかなように、フレームに含まれるサンプ
ルの数はＡＤＣのサンプリングレートによって決まる。
すでに述べたとおり、アライアシング（不適切なサンプ
リングによる信号の変形）を避けるために、このサンプ
リングレートはナイキストの定理を満足していなければ
ならない。もし、最も高周波の搬送波の周波数がたとえ
ば２０ｋＨｚであり、変調の帯域幅がたとえば５００Ｈ
ｚ以下であるとすれば、サンプリングレートは４１ｋＨ
ｚよりも高ければよいことになる。
【００２７】計算の遅れが蓄積していくことを避けるた
めには、サンプリングの間隔がフレーム処理に要する時
間よりも長いとよい。さきほどの例では、各フレームを
処理する時間はサンプリングの間隔よりも短く、すなわ
ち１０ｍｓよりも短くすべきである。したがって、フレ
ーミングの処理は、次のステップである計算処理と並行
して行なわれる。すでに知られているように、市販され
ているほとんどのディジタルプロセッサにおいて、すで
にこの目標は、たとえばダイレクトメモリアクセス（Ｄ
ＭＡ）技術を用いることにより達成されている。
【００２８】ＡＤＣ３３０によって送り出され、フレー
ミングユニット４１０によってフレームへと集められた
データは、必ずしもすぐに包絡線抽出装置で処理できる
わけではない。たとえば、ＡＤＣが整数のデータを供給
するのに対し、ＤＳＰは浮動小数点の処理を行なうのか
もしれない。データのビット数に関し、ＡＤＣとＤＳＰ
のワード長が同一でない場合もある。そこで、ＡＤＣか
らのデータを変換し、ＤＳＰが読み取ることのできる互
換性のある形式にするため、データ整形ユニット４２０
を用いればよい。
【００２９】複数の位相ロックループ（ＰＬＬ）ユニッ
ト４３０によるアレイの各構成メンバーは、データ整形
ユニット４２０から、処理準備の終わったデータのフレ
ームを受け取る。発信機が多数あるとき、包絡線を求め
ようとする各搬送波につき、それぞれ１つのＰＬＬユニ
ットを備えるとよい。その結果、アレイの各ＰＬＬユニ
ット４３０はそれぞれ特定の発信機に関連づけられ、１
つのそして異なる搬送波の１つの包絡線を計算する。処
理が終わった後、これら各フレームは一組の数値へと変
換され、各数値はそれぞれ異なる包絡線に対応する。つ
まり、図２の例では、これらの数値がそれぞれ発信機Ａ
および発信機Ｂの包絡線に対応する。
【００３０】１つのＤＳＰユニット３４０にいくつかの
似たようなＰＬＬユニット４３０を設けてアレイとして
もよいことは、当業者であれば容易に理解できるであろ
う。これらＰＬＬユニットの動作は実質的に同等である
ため、１つのＰＬＬユニットについて説明を行なえば十
分である。必要な数のＰＬＬユニットを同じように設
け、それらＰＬＬユニットのそれぞれが同じデータフレ
ームで動作することは、言うまでもない。
【００３１】本発明によれば、ＰＬＬユニットの動作の
主目的は、データ整形ユニットからのデータをベースバ
ンドへとダウンコンバートすることであり、目的とする
包絡線および搬送波以外の包絡線と搬送波を取り除き、
ある１つの搬送波の包絡線を取り出すことにある。数学
的に言えば、ＰＬＬユニットの動作の直接の目的は、デ
ータに正弦波および余弦波を乗ずることによって信号を
ベースバンドへとダウンコンバートし、そのあとでＦＩ
Ｒフィルタを用いて振幅を取り出すことにある。しかし
本発明によれば、データはまずＦＩＲフィルタによって
乗算され、そのあとで正弦波および余弦波で乗算され
る。このようにすることによって、データはＦＩＲフィ
ルタによって一回だけ乗算されればよく、計算の負荷が
低減される。
【００３２】図６は本発明によるＰＬＬユニットの１つ
について、主要な構成要素を示したものである。乗算器
５３０を使用することにより、データ整形ユニット４２
０から届けられたフレーム５１０は、ローパスフィルタ
５４０のタップから出力される数値からなるベクトルに
よって点対点の形式で乗算される。これらのタップ値は
定数であり、オフラインで計算され、好ましくはＤＳＰ
３４０のメモリに保存されている。乗算処理後のフレー
ムは、ＰＬＬユニット内に備えられた正弦波乗算器５２
０によって点対点で乗算され、乗算結果は第１の乗算積
算ユニット（ＭＡＣ−１）５５１にて合算される。その
うえ、乗算器５３０の出力は余弦波乗算器５２１によっ
て点対点で乗算され、第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ
−２）５５０がその結果を合算する。正弦波乗算器５２
０および余弦波乗算器５２１における正弦波および余弦
波の合成については、後で説明する。
【００３３】ここで示したＰＬＬユニットは、ディジタ
ル式の、ダウンデシメイションの、フラットな通過特性
かつ急峻なカットオフ特性のローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）を備えている。このローパスフィルタ５４０は、そ
のカットオフ周波数が、隣接する二つの搬送波の周波数
の差よりも小さい有限なインパルス応答フィルタ（ＦＩ
Ｒ）とするとよい。各搬送波の周波数が互いに近いほ
ど、帯域の狭いフィルタを選択しならず、ゆえにその必
要性も大きくなる。
【００３４】加えて、ローパスフィルタのカットオフ周
波数は、ＰＬＬへと送られてくるフレームの時間間隔の
逆数の１／２よりも低くするとよい。また、このレート
は、包絡線に含まれる最も高いスペクトルの２倍よりも
高くなければいけない。今述べた最初の条件を守らない
場合、異なる搬送波が干渉してしまう可能性があり、二
つ目の条件を守らなかった場合、アンダーサンプリング
によるアライアシングを生じることは、当業者であれば
容易にわかるであろう。なお、フィルタ５４０のタップ
値は包絡線を計算しようとする搬送波にあわせて変化す
るようにしてもよい。
【００３５】さらに、少量でかつ線形の位相シフトをも
たらすＬＰＦを備えることが望ましい。線形な位相シフ
トは有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）を用いるこ
とによって容易に実現可能であることは、当業者であれ
ば容易に想到できる。しかしながら、従来のフラットな
通過特性と急峻なカットオフ特性とを備えるＦＩＲフィ
ルタは、多数のタップからなる。したがって、計算の量
はタップの数とサンプリングレートとの積に比例するた
め、これらのフィルタを使用することにより計算負荷が
大きくなる。
【００３６】本発明では、この計算負荷を減らすため
に、ダウンデシメイションの技術を用いる。通常、フィ
ルタによるフレームの乗算は、各サンプリング点につい
て行なわれフィルタのタップ値とサンプリングされたデ
ータとのデジタルのコンボリューションを作り出す。し
かし、本発明では、各ＰＬＬユニット４３０は各フレー
ムについて１つの計算結果しか作り出さず、このために
フィルタのタップ値のベクトルによってフレームを１回
だけ乗算する。たとえば、搬送波の周波数が５０ｋＨｚ
である場合には、フレームの５００のサンプリング点に
対し１回の乗算が実行され、フィルタの出力は１００Ｈ
ｚへとダウンデシメイトされる。ダウンデシメイション
の技術を用いることにより、フィルタのカットオフ周波
数に制約が生じることは憶えておかねばならない。カッ
トオフ周波数は、ダウンデシメイト後の周波数の半分よ
り低くなければならず、前述の例では、カットオフ周波
数は５０Ｈｚよりも小さくないといけない。
【００３７】一般的に、この方法によって、サンプリン
グレートとＰＬＬ出力レートの比により、計算負荷を２
桁から３桁のオーダで減らすことができる。この比が搬
送波の周波数と包絡線周波数帯域との間の比に依存する
ことを認識すべきであり、多くの場合においてこの比は
たいへん大きなものである。
【００３８】たとえば、各フレームのデータサンプルの
数が数百より多くなることはしばしばある。急峻なカッ
トオフ特性と狭い通過帯域を実現するための、数百のタ
ップを有するＦＩＲフィルタを設計することは、従来の
技術により可能である。通常のコンボリューションを実
行する代わりに、各フレームにつきたった一回、このフ
ィルタによる乗算を行うことによって、必要な処理を容
易に行うことができる。
【００３９】本発明によれば、第２の乗算積算ユニット
（ＭＡＣ−２）５５０および第１の乗算積算ユニット
（ＭＡＣ−１）５５１の出力は、包絡線算出ユニット５
７０および位相検出器５６０へと供給される。位相検出
器５６０は、ループ（ＰＬＬ）を同期するために用いる
誤差信号を作り出す。同期の過程を理解するために、Ｐ
ＬＬは二つの条件が合致したときに同期されることを、
ここで説明しておかなければならない。一つ目は、正弦
波乗算器および余弦波乗算器の周波数が、搬送波の周波
数と同じでなければならないという条件であり、二つ目
は、正弦波乗算器の位相が、搬送波の位相と同一または
位相差が１８０°でなければならないという条件であ
る。したがって、フィルタがロックされているとき、余
弦波乗算器の位相と搬送波の位相とは直交（位相差が９
０°）している。したがって、当業者であれば明らかで
あるが、この直交という条件から、乗算器５３０の出力
と余弦波とのスカラー積はゼロになる。
【００４０】ループがロックされていないときの包絡線
の値の計算方法を理解するために、包絡線算出ユニット
５７０の動作を示した図７を参照する。図７によれば、
第１の平方演算器５７１は、第２の乗算積算ユニット
（ＭＡＣ−２）５５０の出力を二乗し、第２の平方演算
器５７２は、第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１）５
５１の出力を二乗する。包絡線算出ユニット５７０の加
算器５７３が、演算器５７１の出力と演算器５７２の出
力とを合算し、演算器５７４が加算器５７３から供給さ
れるこの合算値の平方根を算出する。演算器５７４の出
力が、得ようとする搬送波の包絡線である。計算された
包絡線には第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２）の出
力と同じ正負の符号が割り当てられる。ループがロック
されている状態では、第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ
−２）５５０の出力そのものが、包絡線の計算結果とし
て用いられる。
【００４１】正弦波乗算器の周波数または位相のどちら
かが、搬送波の周波数または位相と等しくない場合に
は、修正が必要である。そこで、図８に、生じうるこれ
らの不一致を検知し、修正のための誤差信号δωを生成
する位相検出器５６０の動作を示している。この誤差信
号δωは毎フレームごとに計算され、搬送波の周波数お
よび位相の両者が正弦波乗算器の周波数および位相に等
しい場合にゼロとなる。
【００４２】したがって、この不一致についての情報
は、第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２）５５０の出
力を第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１）５５１の出
力と比較することによって抽出するとよい。まずはじめ
に、割算器５６１が、第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ
−２）５５０の出力を第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ
−１）５５１の出力で割り算する。つぎに、アークタン
ジェント計算ユニット５６２が、割算器５６１での割り
算結果の正接の逆数を計算する。上述の二つの計算は、
ＭＡＣ−１およびＭＡＣ２の出力の符号に応じて、すべ
ての生じうる位相の不一致を、−πからπまでの範囲に
位置づける。しかし、もし第１の乗算積算ユニット（Ｍ
ＡＣ−１）５５１の出力がゼロであるならば、割り算は
省略しユニット５６２の出力はπ／２とみなされる。
【００４３】位相検出器５６０におけるさらなる処理は
ループフィルタの作用を備え、ユニット５６２の出力が
二つのチャネルへと分割される。１つ目のチャネルにお
いて、ユニット５６２の出力は増幅器５６３によって係
数Ｋ1倍され、その後積分器５６４によって時間積分さ
れる。２つ目のチャネルにおいて、出力は増幅器５６５
を通過することにより係数Ｋ2倍される。さらに、これ
ら二つのチャネルの出力は加算器５６６によって加算さ
れ、結果が正弦波乗算器５２０および余弦波乗算器５２
１へと送られる。
【００４４】当業者にとっては明らかであるように、ル
ープフィルタの定数Ｋ1およびＫ2は、ＰＬＬユニット４
３０の時定数を決めている。本発明によれば、この定数
Ｋ1およびＫ2は、比較的大きな時定数に設定される。こ
の設定により、正弦波乗算器５２０および余弦波乗算器
５２１の位相は急激な変化を抑制される。フィルタが比
較的長時間ロックされていない状態にある場合に限り、
大きな誤差信号δωが生成され、乗算器５２０および乗
算器５２１の位相を変化させる。したがって、包絡線の
符号がすばやく変動したときは、位相はそのままの状態
とされ、変動が生じたフレームにおいて生成された一時
的な誤差信号は無視される。ループのロックは、搬送波
および反転された搬送波の双方に対して掛けられている
ので、急峻な変動によってロックが失われることはな
い。しかし、第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２）５
５０の出力結果の符号は、依然として包絡線の符号を反
映している。
【００４５】正弦波乗算器５２０および余弦波乗算器５
２１がどのような方法で正弦波および余弦波を生成する
のかを、それぞれ図９（ａ）および図９（ｂ）を参照し
て説明する。
【００４６】本発明によれば、正弦および余弦のサンプ
ルされた波形のアレイが、回帰法によって生成される。
波形におけるサンプルの数は、フレーム５１０における
サンプルの数と等しくするとよい。以下、各サンプルを
下つきの添え字「ｋ」で表示する。回帰法処理の間、正
弦波乗算器および余弦波乗算器は添え字「ｋ−１」で表
わされる一つ前のステップの値、および添え字「ｋ−
２」で表わされるさらにもう一つ前のステップの値を保
持している。正弦波および余弦波は、つぎの式にしたが
って同時に生成されるようにするとよい。
【００４７】 Ｓk＝２Ｓk-1ｃｏｓ（ωＴs＋δωＴs）−Ｓk-2 （式１） Ｃk＝２Ｃk-1ｃｏｓ（ωＴs＋δωＴs）−Ｃk-2 （式２） ここで、ＳkおよびＣkは、それぞれ、正弦波の生成およ
び余弦波の生成による出力である。ＴsはＡＤＣのサン
プリング間隔、すなわちＡＤＣユニット３３０の二つの
隣り合うサンプルの間の時間間隔である。ωは最初にＰ
ＬＬユニット４３０から供給される搬送波の角速度であ
る。角速度は搬送波ごとに異なり、ＤＳＰ３４０に備え
られた各ＰＬＬプロセスのために別々に保管されている
とよい。
【００４８】当業者であれば明らかなように、（式１）
と（式２）は等価であるため、正弦波の生成と余弦波の
生成は実質的に同一である。正弦波の生成と余弦波の生
成との間の相違は、初期状態にある。したがって、正弦
波を生成するためには、はじめにＳk-2を−ｓｉｎ（ω
Ｔs＋δωＴs）に、Ｓk-1を０（零）に設定すればよ
い。一方、余弦波を生成するためには、はじめにＣk-2
をｃｏｓ（ωＴs＋δωＴs）に、Ｃk-1を１に設定すれ
ばよい。このように初期状態を設定することにより、た
とえばｋ＝０のとき、それぞれ、正弦波のためのＳ0の
値はＳ0＝ｓｉｎ（ωＴs＋δωＴs）に、余弦波のため
のＣ0の値はＣ0＝ｃｏｓ（ωＴs＋δωＴs）になる。
【００４９】したがって、正弦波および余弦波の生成
は、Ｔsのω倍にＴsのδω倍を加えた位相に対応する余
弦を求め、これを２倍することから始まる。この計算
は、余弦計算ユニット５２５によって実行される。余弦
計算ユニット５２５は、正弦波乗算器５２０および余弦
波乗算器５２１に共用されている。δωは、位相検出器
５６０によって計算され送られてくる誤差信号を表わ
す。したがって、本発明によれば、この三角関数の演算
は、各フレームにつき１回実行される。
【００５０】生成プロセスにおいて、Ｓkは計算される
とすぐに正弦波アレイ５２５９の対応する場所に保管さ
れ、それが繰り返される。さらに、Ｓkを第１の遅れユ
ニット５２５７によって時間間隔Ｔs遅らせることによ
りＳk-1が生成され、乗算器５２５１にて余弦計算ユニ
ット５２５の出力と乗算される。さらに、第１の遅れユ
ニット５２５７の出力は、第２の遅れユニット５２５５
によってふたたび時間間隔Ｔs遅らされ、Ｓk-2が生成さ
れる。その後、Ｓk-2の値の符号が反転され、加算器５
２５３によって乗算器５２５１の出力に加算される。こ
の加算の結果がＳ kである。
【００５１】同様に、Ｃkは計算されるとすぐに余弦波
アレイ５２６０の対応する場所に保管され、それが繰り
返される。さらに、Ｃkを第１の遅れユニット５２５８
によって遅らせてＣk-1が生成され、乗算器５２５２に
て余弦計算ユニット５２５の出力と乗算される。さら
に、第１の遅れユニット５２５８の出力は、第２の遅れ
ユニット５２５６によってふたたび同じ時間間隔Ｔs遅
らされ、Ｃk-2が生成される。その後、Ｃk-2の値の符号
が反転され、加算器５２５４によって乗算器５２５２の
出力に加算される。この加算の結果がＣkである。
【００５２】計算したＳkはアレイ５２５９に順次保管
され、計算したＣkはアレイ５２６０に順次保管され
る。アレイ５２５９が正弦波乗算ユニット５２０の出力
であり、アレイ５２６０が余弦波乗算ユニット５２１の
出力である。
【００５３】ＰＬＬユニット４３０は、各フレームにつ
いて、最後の値ＳkおよびＣkとそれらの１つ前の値Ｓ
k-1、Ｃk-1を、次のフレーム生成器のための入力として
記憶しておくとよい。新しいフレームが開始し、添え字
「ｋ」がこの新しいフレームの最初のサンプルを示すと
き、記憶しておいた値Ｓk、Ｃk、Ｓk-1およびＣk-1が次
フレームにて繰り返される処理の初期値として使用され
る。
【００５４】正弦および余弦の計算結果、さらにはωや
Ｔsをディジタル形式で表現することにより、生成され
る波形に若干の誤差が混ざり込み、周波数および振幅の
ずれを生むことを、気にとめておく必要がある。したが
って、この誤差が所定の限度を超えて増加しないよう
に、コントロール機構を用いることが有益である。開示
した構成では、ＰＬＬユニット４３０内に回帰の技術を
用いているため、位相は位相検出器５６０によって自動
的にコントロールされる。振幅については、各フレーム
の終わりで容易に正規化をすることが可能である。たと
えば、Ｓk-1およびＣk-1の二乗を合計し、Ｓk-1、
Ｓk-2、Ｃk-1およびＣk-2をこの合計の平方根で除算す
ればよい。
【００５５】本発明のさらに別の態様によれば、ＰＬＬ
に包絡線の符号の最初の算出を供給するために、特別な
技術が用意されている。包絡線の符号を決定するため
に、各ＰＬＬユニットには、搬送波の位相が供給される
とよい。前述の同期信号３５０が、ＰＬＬユニット４３
０に位相についての情報を伝えるとよい。同期信号を、
同期復号ユニット５８０によって、ＰＬＬユニット４３
０が利用することのできるデータに変換するようにする
とよい。同期復号ユニットの役割は、正弦波乗算器の位
相と対応する搬送波の位相とを比較することである。比
較の結果、位相の相違が１８０°に近い場合には、正弦
波乗算器および余弦波乗算器の符号は反転される。この
反転操作は、あらたなフレームにおける正弦および余弦
の生成が開始される前に、Ｓk-1、Ｓk-2、Ｃk-1および
Ｃk-2の符号を反転させることにより、容易に実現する
ことができる。
【００５６】本発明が、以上説明した例示に限定される
ものではなく、さまざまな変形が可能であることは、当
業者であれば容易に理解可能である。ここで説明した周
波数分割多重アクセス方式（ＦＤＭＡ）の電磁波信号の
復号および包絡線抽出は、単なる例示と考えられ、本発
明の技術的範囲がこの例示に限られないことは明らかで
ある。したがって、前記した本発明の技術は、他のあら
ゆるＦＤＭＡ信号の復号および包絡線の抽出に適用が可
能である。
【００５７】好ましい実施の態様の説明にて使用したロ
ーパスＦＩＲフィルタは、本発明の実施の一例として使
用したものであり、これに限定されるわけではない。本
発明が、これら特定のフィルタの使用に限定されると考
えてはならない。カットオフ周波数が、隣接する二つの
搬送波の間の周波数の差よりも小さく、かつダウンデシ
マルされた出力のレートの半分よりも小さいＦＩＲフィ
ルタの組み合せの代わりに、類似の解決法を用いること
が可能である。
【００５８】ここでは、（式１）、（式２）および正弦
波、余弦波の生成方法を単なる一例として示しており、
これに限定されるものではないことは、当業者であれば
明らかである。この点で、本発明の技術的範囲は、当
然、この実施の態様に拘束されるものではない。
【００５９】さらに、ＤＳＰ手法の使用、誤差信号生成
のための特定の構成、包絡線の算出、その他の構成要件
について行なったある特定の構成や手法への言及は、あ
くまで例示としてなされたものである。特許請求の範囲
およびその均等物によって定義される本発明の技術的範
囲のなかで、さまざまな変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の包絡線検出技術を用いて物体の位置お
よび方向の検出を行なうシステムの概略を説明する図で
ある。
【図２】図１のシステムにおいて、発信機ＡおよびＢか
らそれぞれ送信された搬送波の変調を示した図である。
【図３】図１の発信機ＡおよびＢに代表される、複数の
発信機が存在する状況で、電磁波検知器によって生成さ
れるアナログ電気信号を示した図である。
【図４】本発明の一実施の形態による、ＦＤＭＡ信号の
コヒーレント検知および復調のためのシステムの概略を
示すブロック図である。
【図５】図４のディジタルシグナルプロセッサについ
て、その概略を示すブロック図であり、ディジタルシグ
ナルプロセッサで実行される計算工程を示した図であ
る。
【図６】図５の位相ロックループユニットについて、そ
の動作を説明するブロック図である。
【図７】図６の方絡線算出ユニットについて、その動作
を説明するブロック図である。
【図８】図６の位相検出ユニットについて、その動作を
説明するブロック図である。
【図９】図６の正弦波乗算器および余弦波乗算器につい
て、その動作を説明するブロック図である。
【符号の説明】
２２０ 電磁波検知器 ３１０ 包絡線検出器 ３２０ 前処理回路 ３３０ アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ） ３４０ ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ） ３５０ 同期信号 ４１０ フレーミングユニット ４２０ 整形ユニット ４３０ 位相ロックループユニット（ＰＬＬ） ５１０ フレーム ５２０ 正弦波乗算器 ５２１ 余弦波乗算器 ５２５ 余弦計算ユニット ５３０ 乗算器 ５４０ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ５５０ 第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２） ５５１ 第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１） ５６０ 位相検出器 ５６１ 割算器 ５６２ アークタンジェント計算ユニット ５６３ 増幅器 ５６４ 積分器 ５６５ 増幅器 ５６６ 加算器 ５７０ 包絡線算出ユニット ５７１ 第１の平方演算器 ５７２ 第２の平方演算器 ５７３ 加算器 ５７４ 演算器 ５８０ 同期復号ユニット ５２５１、５２５２ 乗算器 ５２５３、５２５４ 加算器 ５２５５、５２５６ 第２の遅れユニット ５２５７、５２５８ 第１の遅れユニット ５２５９ 正弦波アレイ ５２６０ 余弦波アレイ
フロントページの続き (72)発明者 イエフダ アルベック イスラエル国、98000 マーレ アデュミ ム、ハロテム ストリート 70

Claims (22)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 振幅変調された搬送波の重畳であるＦＤ
    ＭＡ信号のコヒーレント検知および復調を行なうための
    システムであって、 前記ＦＤＭＡ電磁波信号を受信し、受信した信号を処理
    し、少なくとも１つの振幅変調された搬送波について正
    しく符号化された包絡線を抽出するためのディジタルコ
    ヒーレント検知器を備え、 前記検知器が、前記ＦＤＭＡ信号をアナログの電気信号
    へと変換する電磁波検知器と、 該アナログの電気信号を受け取り、受け取った信号に前
    処理としての増幅およびろ波を行なう前処理回路と、 該前処理回路からの電気信号を所定のサンプリング間隔
    でサンプリングしてディジタル信号データへと変換する
    アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）と、 前記ディジタル信号データを処理し、少なくとも１つの
    振幅変調された搬送波について正しく符号化された包絡
    線をリアルタイムで算出するディジタルシグナルプロセ
    ッサ（ＤＳＰ）とを備え、 前記ディジタルコヒーレント検知器が、前記ＤＳＰに包
    絡線の符号の判定のための初期位相情報を供給する同期
    信号によって同期して動作するシステム。
  2. 【請求項２】 前記ディジタルコヒーレント検知器が、
    さらに自動ゲイン調整ユニット（ＡＧＣ）を前記前処理
    回路と一体に備え、 該ＡＧＣが前記データのダイナミックレンジを、前記Ａ
    ＤＣの最小数値を最適に活用できる大きさに保ち、かつ
    前記ＡＤＣのオーバーフローを避けるに充分な小ささに
    保つべく動作する請求項１記載のシステム。
  3. 【請求項３】 入力端子に前記同期信号が入力され、出
    力端子が前記ディジタルコヒーレント検知器に接続され
    る同期復号ユニットをさらに備え、 該同期復号ユニットによって、前記同期信号から得られ
    た位相情報と、前記ディジタルコヒーレント検知器によ
    って算出した搬送波の位相とを比較し、 この比較の結果、前記算出した搬送波の位相と前記同期
    信号から得られた位相情報との間に半サイクルに近い差
    がある時、前記算出した搬送波の位相に半サイクルを加
    える請求項１記載のシステム。
  4. 【請求項４】 前記ＤＳＰが、 前記サンプリングしたディジタルデータをＡＤＣから受
    け取り、それぞれが包絡線の一点を与える処理準備の整
    ったフレームとして、ＤＳＰのメモリに保管するフレー
    ミングユニットと、 該フレーミングユニットに接続され、前記データのフレ
    ームを前記ＤＳＰで読むことが可能な形式に変換する整
    形ユニットと、 該整形ユニットから前記データのフレームを受け取り、
    目的とする１つ以外の包絡線および搬送波は除いて、あ
    る特定の送信機に対応する１つの搬送波の１つの包絡線
    を算出する少なくとも１つの位相ロックループユニット
    （ＰＬＬ）とを備えた請求項１記載のシステム。
  5. 【請求項５】 前記ＰＬＬが、 正弦波および余弦波を生成し、該正弦波および余弦波を
    前記整形ユニットから供給される信号データに乗算する
    ことにより、該信号データを搬送波の周波数からベース
    バンドへとダウンコンバートする正弦波乗算器および余
    弦波乗算器と、 ディジタル方式で有限インパルス応答（ＦＩＲ）の平坦
    な通過帯域と急峻なカットオフ特性を有し、入力データ
    信号を受け取り、ろ波後の入力データ信号を生成するロ
    ーパスフィルタ（ＬＰＦ）と、 前記ＬＰＦのタップ値からなるベクトルを、前記整形ユ
    ニットから送られたフレームに、各フレームにつき１回
    だけ乗算し、ダウンデシメイトされた乗算結果を得る乗
    算器と、 前記正弦波乗算器および前記乗算器からの乗算結果を加
    算する第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１）と、 前記余弦波乗算器および前記乗算器からの乗算結果を加
    算する第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２）と、 搬送波と前記正弦波乗算器との間に生じうる周波数およ
    び位相の不一致を検知し、該周波数および位相の不一致
    を修正するための誤差信号δωを生成する位相検出器
    と、 前記第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１）および第２
    の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２）の出力を受け取り包
    絡線を計算する包絡線算出ユニットとを備えた請求項４
    記載のシステム。
  6. 【請求項６】 前記位相検出器が、 第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２）の出力を第１の
    乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１）の出力で除算する割算
    器と、 該割算器の除算結果の正接の逆数を計算するアークタン
    ジェント計算ユニットと、 前記アークタンジェント計算ユニットの出力が２つのチ
    ャネルに分けられ、第１のチャネルは、前記アークタン
    ジェント計算ユニットの出力を第１のチャネル内にて定
    数Ｋ1倍する第１のゲインユニットと、該第１のゲイン
    ユニットの出力を時間について積分する積分器とを備
    え、第２のチャネルは、前記アークタンジェント計算ユ
    ニットの出力を定数Ｋ2倍する第２のゲインユニットを
    備えているループフィルタと、 前記第１および第２のチャネルの出力を加算する加算器
    とを備えた請求項５記載のシステム。
  7. 【請求項７】 前記定数Ｋ1およびＫ2の値が、前記正弦
    波乗算器および余弦波乗算器の位相の急激な変化を抑制
    するような値とされることにより、包絡線の符号の急激
    な変化が抑制される請求項６記載のシステム。
  8. 【請求項８】 前記包絡線算出ユニットが、 前記第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１）の出力を二
    乗する第１の平方演算器と、 前記第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２）の出力を二
    乗する第２の平方演算器と、 前記第１の平方演算器および第２の平方演算器の出力を
    加算する加算器と、 前記加算器による加算結果の平方根を算出する平方根演
    算器とを備えた請求項５記載のシステム。
  9. 【請求項９】 前記正弦波乗算器が、 位相の増分ω、ＡＤＣのサンプリング間隔Ｔs、周波数
    および位相の不一致を修正するための誤差信号δωか
    ら、２ｃｏｓ（ωＴs＋δωＴs）を計算する正弦波計算
    ユニットと、 ｋ番目のサンプルの正弦波形Ｓkの出力を保管する正弦
    波アレイと、 前記正弦波アレイの出力を受け取り、ある時間遅らせた
    データ信号Ｓk-1を生成する第１の遅れユニットと、 該遅らせたデータ信号Ｓk-1と前記正弦波計算ユニット
    の出力とを乗算する乗算器と、 前記第１の遅れユニットの出力を受け取り、二重に時間
    を遅らせたデータ信号Ｓk-2を生成する第２の遅れユニ
    ットと、 該二重に時間を遅らせたデータ信号Ｓk-2の符号を反転
    させた値と、前記乗算器の出力とを加算する加算器とを
    備えた請求項５記載のシステム。
  10. 【請求項１０】 送信機からの振幅変調された搬送波の
    重畳であるＦＤＭＡ信号のコヒーレント検知および復調
    を行なうための方法であって、（ａ１）受信した前記Ｆ
    ＤＭＡ信号を、電磁波検知器によってアナログの電気信
    号へと変換する工程と、（ａ２）該アナログの電気信号
    に、前処理回路によって前処理としての増幅およびろ波
    を行なう工程と、（ａ３）前記工程（ａ２）によって得
    られたアナログ電気信号を、アナログ／ディジタル変換
    器（ＡＤＣ）によって、所定のサンプリング間隔でサン
    プリングしたディジタル信号データへと変換する工程
    と、（ａ４）工程（ａ３）によって得られたディジタル
    信号データを、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳ
    Ｐ）によって処理する工程と、（ａ５）前記ＤＳＰに位
    相情報を伝達し、同期信号によって包絡線を検出する工
    程と、（ａ６）少なくとも１つの振幅変調された搬送波
    について、正しく符号化された包絡線を算出する工程と
    を有する方法。
  11. 【請求項１１】 前記ディジタル信号データを、前記デ
    ィジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によって処理す
    る工程が、（ｂ１）フレーミングユニットによって、前
    記サンプリングしたディジタルデータをＡＤＣから受け
    取り、処理準備の整ったフレームとして、ＤＳＰのメモ
    リに保管する工程と、（ｂ１）整形ユニットによって、
    前記データのフレームを前記ＤＳＰで読むことが可能な
    形式に変換する工程と、（ｂ３）位相ロックループユニ
    ット（ＰＬＬ）によって、前記整形ユニットから前記デ
    ータのフレームを受け取り、目的とする１つ以外の包絡
    線および搬送波を取り除き、ある特定の送信機に対応す
    る１つの搬送波の１つの包絡線を算出する工程とを有す
    る請求項１０記載の方法。
  12. 【請求項１２】 前記位相ロックループユニット（ＰＬ
    Ｌ）によって、前記整形ユニットから前記データのフレ
    ームを受け取り、目的とする１つ以外の包絡線および搬
    送波を取り除き、ある特定の送信機に対応する１つの搬
    送波の１つの包絡線を算出する工程が、（ｃ１）ダウン
    デシメイションの技術を使用して、ローパスフィルタの
    タップ値からなるベクトルを、前記整形ユニットから送
    られたフレームに各フレームにつき１回だけ乗算し、該
    フィルタのタップ値による乗算を各フレームにつき一回
    だけ行なう工程と、（ｃ２）正弦波および余弦波を生成
    する工程と、（ｃ３）前記工程（ｃ１）によって算出さ
    れたフレームに正弦波を点対点で乗算することにより、
    搬送波のダウンコンバージョンを得、その結果を第１の
    乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１）により合計する工程
    と、（ｃ４）前記工程（ｃ１）によって算出されたフレ
    ームに余弦波を点対点で乗算することにより、搬送波の
    ダウンコンバージョンを得、その結果を第２の乗算積算
    ユニット（ＭＡＣ−２）により合計する工程と、（ｃ
    ５）前記第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−１）および
    前記第２の乗算積算ユニット（ＭＡＣ−２）から得られ
    た結果を、包絡線算出ユニットおよび位相検出器に供給
    する工程と、（ｃ６）搬送波と前記正弦波乗算器との間
    に生じうる周波数および位相の不一致を検知し、誤差信
    号δωを生成する工程と、（ｃ７）該誤差信号を正弦波
    乗算器および余弦波乗算器に供給する工程と、（ｃ８）
    前記包絡線が決定できるまでの間、各フレームについ
    て、包絡線の算出と前記包絡線算出ユニットの出力端子
    からの復調信号の生成を行なう工程とを有する請求項１
    １記載の方法。
  13. 【請求項１３】 前記包絡線算出ユニットによって包絡
    線を算出する工程が、（ｄ１）前記第１の乗算積算ユニ
    ット（ＭＡＣ−１）の出力を、第１の平方演算器によっ
    て二乗する工程と、（ｄ２）前記第２の乗算積算ユニッ
    ト（ＭＡＣ−２）の出力を、第２の平方演算器によって
    二乗する工程と、（ｄ３）前記第１の平方演算器および
    第２の平方演算器の出力を加算する工程と、（ｄ４）該
    工程（ｄ３）の結果の平方根を算出する工程とを有し、
    前記目的とする搬送波の包絡線が算出される請求項１２
    記載の方法。
  14. 【請求項１４】 前記第１の乗算積算ユニット（ＭＡＣ
    −１）の出力の符号を包絡線の符号として割り当てる工
    程をさらに有する請求項１２記載の方法。
  15. 【請求項１５】 前記搬送波の周波数および位相と前記
    正弦波との間の生じうる不一致を検知し、誤差信号δω
    を生成する工程が、（ｅ１）前記第２の乗算積算ユニッ
    ト（ＭＡＣ−２）の出力を前記第１の乗算積算ユニット
    （ＭＡＣ−１）の出力で除算する工程と、（ｅ２）該工
    程（ｅ１）の結果の正接の逆数を計算する工程と、（ｅ
    ３）該工程（ｅ２）の出力を２つのチャネルに分け、第
    １のチャネルで、（ｅ４）前記工程（ｅ２）の出力を定
    数Ｋ1倍し、その結果を時間について積分し、第２のチ
    ャネルで、（ｅ５）前記工程（ｅ２）の出力を定数Ｋ2
    倍する工程と、（ｅ６）前記第１および第２のチャネル
    の出力を加算する工程とを有する請求項１２記載の方
    法。
  16. 【請求項１６】 前記各フレームのために正弦波および
    余弦波の波形を生成する工程が、（ｆ１）ｋ−１番目お
    よびｋ−２番目の正弦波の波形Ｓk-1およびＳk-2にそれ
    ぞれ、０（零）および−ｓｉｎ（ωＴs＋δωＴs）を代
    入する工程と、（ｆ２）ｋ−１番目およびｋ−２番目の
    余弦波の波形Ｃk-1およびＣk-2にそれぞれ、１およびｃ
    ｏｓ（ωＴs＋δωＴs）を代入する工程と、（ｆ３）位
    相の増分ω、ＡＤＣのサンプリング間隔Ｔs、周波数お
    よび位相の不一致を修正するための誤差信号δωから、
    ２ｃｏｓ（ωＴs＋δωＴs）を計算する工程と、（ｆ
    ４）式Ｓk＝２Ｓk-1ｃｏｓ（ωＴs＋δωＴs）−Ｓk-2
    にしたがってＳkを算出する工程と、（ｆ５）式Ｃk＝２
    Ｃk-1ｃｏｓ（ωＴs＋δωＴs）−Ｃk-2にしたがってＣ
    kを算出する工程と、（ｆ６）前記工程（ｆ４）および
    （ｆ５）で算出した結果を正弦波アレイおよび余弦波ア
    レイに保管し、正弦波の波形および余弦波の波形を供給
    する工程と、（ｆ７）時間Ｔsだけ遅れた第１の時間遅
    れ信号Ｓk-1を生成する工程と、（ｆ８）さらに時間Ｔs
    だけ遅れた第２の時間遅れ信号Ｓk-2を生成する工程
    と、（ｆ９）前記工程（ｆ３）に戻り、前記工程（ｆ
    ３）から工程（ｆ８）までを、前記包絡線が決定できる
    までの間、各フレームについて繰り返す工程とを有する
    請求項１２記載の方法。
  17. 【請求項１７】 振幅変調された搬送波の重畳であるＦ
    ＤＭＡ信号のコヒーレント検知および復調を行なうため
    の方法であって、（ｇ１）ＦＤＭＡ電磁波信号を、信号
    の検出および復調を行なうシステムによって受信する工
    程と、（ｇ２）ＰＬＬの技術を用いて受信した信号を処
    理し、少なくとも１つの搬送波についてその包絡線を抽
    出する工程とを有する方法。
  18. 【請求項１８】 ＰＬＬの技術を用いて受信した信号を
    処理し、少なくとも１つの搬送波についてその包絡線を
    抽出する工程が、該包絡線の符号の急激な変化を抑制す
    る工程を含む請求項１７記載の方法。
  19. 【請求項１９】 前記ＰＬＬの技術を用いて受信した信
    号を処理し、少なくとも１つの搬送波についてその包絡
    線を抽出する工程が、（ｈ１）信号をディジタル化し、
    フレームにまとめ、整形する工程と、（ｈ２）該信号に
    ＰＬＬ内で合成された正弦波および余弦波を乗算するこ
    とにより、該信号をベースバンドにダウンコンバートす
    る工程と、（ｈ３）ダウンコンバートした信号にフィル
    タのタップ値を乗算することにより、目的とする１つ以
    外の包絡線および搬送波を除く工程と、（ｈ４）目的と
    する少なくとも１つの搬送波の包絡線を生じる工程とを
    有する請求項１７記載の方法。
  20. 【請求項２０】 前記目的とする１つ以外の包絡線およ
    び搬送波の除去が、前記信号に対して前記フィルタのタ
    ップ値を各フレームにつき１回だけ乗算するダウンデシ
    メイションの技術を用いて実行される請求項１９記載の
    方法。
  21. 【請求項２１】 前記ＦＤＭＡ信号が電磁波信号である
    請求項１記載のシステム。
  22. 【請求項２２】 前記ＦＤＭＡ信号が電磁波信号である
    請求項１０記載の方法。
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