JP2001051975A - 帯域幅可変ディジタルフィルタバンク - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来、例えばエリアジングを排除した最大間
引きディジタルフィルタバンクでは、サブバンドの帯域
幅とは異なる信号のフィルタリングができない。 【解決手段】 それぞれのサブバンドの遷移域が重複し
て通過帯域が重ならないように交互に配置される周波数
特性を有する２つの最大間引きディジタルフィルタバン
クを並列に配置し、それぞれのディジタルフィルタバン
クでフィルタリングした出力を合成する構成とすること
により、サブバンドの帯域幅よりも広い帯域幅の信号の
フィルタリングを可能とし、また、それぞれのディジタ
ルフィルタバンクにおけるサブバンドでの信号の通過・
阻止を制御して、組合せを可変とすることにより、複数
の異なる帯域幅の信号のフィルタリングを可能とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、通信分野で用いら
れる周波数多重された信号処理技術に係り、特に、周波
数多重された信号から必要に応じた帯域幅で信号をフィ
ルタリングするのに好適な帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】無線通信では、多数のユーザが周波数を
共有するため、様々な多元接続技術がとられている。例
えば、周波数多重多元接続方式（ＦＤＭＡ）と呼ばれる
技術では、周波数多重された複数の信号を分波したり合
波するフィルタバンクが重要である。このフィルタバン
クはアナログ回路を用いても、ディジタル回路を用いて
も実現できるが、近年、ディジタル信号処理用素子の発
展により、柔軟かつ高精度な信号処理が可能なディジタ
ル信号処理技術を適用したフィルタバンク（ディジタル
フィルタバンク）が実現されている。

【０００３】このようなディジタルフィルタバンクに関
しては、例えば、貴家仁志著、「マルチレート信号処理
技術」(昭晃堂発行)において、離散フーリエ変換（ＤＦ
Ｔ：Discrete Fourier Transform）を用いたものがあ
る。図１８を用いて、このようなディジタルフィルタバ
ンクの説明を行う。

【０００４】図１８は、従来のディジタルフィルタバン
クの構成例を示すブロック図である。このディジタルフ
ィルタバンクは、１入力１出力の回路で、入力信号をＮ
個のサブバンドの周波数帯域に分割し、サブバンド毎に
入力信号の通過・阻止を制御し、所望の帯域のみの信号
を出力するものであり、入力信号をＮ系列の信号に分波
する一入力Ｎ出力の分波回路１５００と、この分波回路
１５００のＮ系列の出力を接続し各系列信号の通過・阻
止を制御するＮ入力Ｎ出力のスイッチ回路(図中、「Ｓ
Ｗ」と記載)１６００と、このスイッチ回路１６００のＮ
系列の信号を接続し一出力の信号に合波するＮ入力一出
力の合波回路１７００を接続して構成されている。

【０００５】分波回路１５００には、Ｎ−１個の遅延器
(図中、「Ｚ」と記載)１５１１〜１５１（Ｎ−１）と、Ｎ
個のダウンサンプラ(図中、「↓Ｎ」と記載)１５２１〜１
５２Ｎ、Ｎ個の分波ディジタルサブフィルタ(図中、「Ｅ
（Ｚ）」と記載)１５３１〜１５３Ｎ、ＩＤＦＴ（Invers
e Discrete Fourier Transform、逆離散フーリエ変換）
回路１５４０が設けられ、また、合波回路１７００に
は、ＤＦＴ回路１７０１と、Ｎ個の合波ディジタルサブ
フィルタ(図中、「Ｒ（Ｚ）」と記載)１７１１〜１７１
Ｎ、Ｎ個のアップサンプラ(図中、「↑Ｎ」と記載)１７２
１〜１７２Ｎ、Ｎ−１個の遅延器(図中、「Ｚ」と記載)１
７３１〜１７３（Ｎ−１）、Ｎ−１個の加算器１７４１
〜１７４（Ｎ−１）が設けられている。

【０００６】尚、Ｎが２のべき乗であれば、ＤＦＴ回路
１７０１としてＦＦＴ（Fast Fourier Transform、高速
フーリエ変換）回路を、また、ＩＤＦＴ回路１５４０と
してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform、逆高
速フーリエ変換）回路を用いることができる。

【０００７】入力信号は、まず、分波回路１５００に入
力される。この分波回路１５００において、入力信号
は、遅延器１５１１〜１５１（Ｎ−１）を介してＮ系列
の並列信号として出力される。各遅延器１５１１〜１５
１（Ｎ−１）の出力は、それぞれＮサンプル毎に信号を
選び出すダウンサンプラ１５２２〜１５２Ｎに接続さ
れ、ダウンサンプリングされる（低速信号に変換され
る）。尚、ダウンサンプラ１５２１に対しては直接、入
力信号が入力される。

【０００８】このような、入力信号とダウンサンプラ１
５２１〜１５２Ｎの出力信号の関係を図１９に示す。図
１９は、図１８のディジタルフィルタバンクにおける入
力信号とダウンサンプラの出力信号の関係を示す説明図
である。本例では、Ｎ＝４とし、図１９(a)は入力信
号、図１９（ｂ)〜（ｅ）は、図１８におけるダウンサ
ンプラ１５２１〜１５２Ｎの出力を表している。

【０００９】図１８の説明に戻り、各ダウンサンプラ１
５２１〜１５２Ｎでダウンサンプリングされた各系列の
信号は、それぞれ分波ディジタルサブフィルタ１５３１
〜１５３Ｎに入力されてフィルタリングされる。この分
波ディジタルサブフィルタ１５３１〜１５３Ｎからの出
力に対してＩＤＦＴ回路１５４０において逆離散フーリ
エ変換演算が行われ、スイッチ回路１６００に出力され
る。

【００１０】Ｎ入力Ｎ出力のスイッチ回路１６００で
は、ＩＤＦＴ回路１５４０から出力された各系列の信号
の通過・阻止を制御する。スイッチ回路１６００を通過
した信号は、合波回路１７００のＤＦＴ回路１７０１に
入力される。

【００１１】ＤＦＴ回路１７０１では、Ｎ点の離散フー
リエ変換を行い、ＤＦＴ回路１７０１からのＮ系列の出
力は、それぞれ、合波ディジタルサブフィルタ１７１１
〜１７１Ｎに入力されてフィルタリングされ、各合波デ
ィジタルフィルタ１７１１〜１７１ＮからのＮ系列の出
力は、それぞれアップサンプラ１７２１〜１７２Ｎに入
力される。

【００１２】このアップサンプラ１７２１〜１７２Ｎに
おいて、入力信号のサンプリングレートと等しくなるよ
うに、Ｎ倍のアップサンプリングがなされる。尚、Ｎ倍
のアップサンプリングとは、各信号間に等間隔にＮ−１
個の零値が挿入されることを意味する。

【００１３】各アップサンプラ１７２１〜１７２Ｎから
の各系列の出力は、遅延器１７３１〜１７３（Ｎ−１）
と加算器１７４１〜１７４（Ｎ−１）を交互に組み合せ
た合成回路に入力される。

【００１４】各遅延器１７３１〜１７３（Ｎ−１）は、
遅延時間１/△fｃを与える。ただし、△fｃは、ディジ
タルフィルタバンクにより分割される隣接するサブバン
ドの中心周波数の間隔である。例えばｉ系列目(ｉ＝１,
２,…，Ｎ)のアップサンプラ１７２ｉの出力は遅延時間
(Ｎ−ｉ)/△fｃが与えられる。Ｎ−１個目の加算器１７
４（Ｎ−１)からの出力がディジタルフィルタバンクの
出力となる。

【００１５】このディジタルフィルタバンクにおいて、
最大比(帯域分割数Ｎ)で信号を間引くには、分波回路１
５００におけるダウンサンプラ１５２１〜１５２Ｎによ
るエリアジングを避けることはできない。すなわち、最
大間引きディジタルフィルタバンクを用いて信号をフィ
ルタリングする場合、信号を最大に間引くことによる信
号の折り返し(エリアジング)による信号の劣化が発生す
る。

【００１６】このような問題に対処するために、分波回
路１５００と合波回路１７００の周波数特性を併せて設
計することにより、分波回路１５００で生じるエリアジ
ングを除去する技術が、例えば、佐川雅彦、貴家仁志著
「高速フーリエ変換とその応用」(昭晃堂発行)に記載さ
れている。

【００１７】しかし、この技術では、回路全体としてエ
リアジングを除去するため、分波段階では各サブバンド
はエリアジングを含んでいる。このため、分波段階で各
帯域が分離したエリアジングのない分割特性を必要とす
る場合問題となる。この場合、信号を最大に間引くこと
によるエリアジングを排除するよう図２０に示すような
周波数特性を有するディジタルフィルタバンクを設計す
る必要がある。

【００１８】図２０は、図１８のディジタルフィルタバ
ンクにおけるエリアジングを排除するための周波数特性
を示す説明図である。下限周波数fＬ(ここでは０)、上
限周波数fＵからなる帯域fＢ(＝fＵ−fＬ)をＮ個のサブ
バンドに分割し、各サブバンド毎に信号の通過・阻止を
処理する場合において、図２０（ａ）は、全てのサブバ
ンドの信号を通過させた場合を示し、また、図２０
（ｂ）は、いくつかのサブバンドの信号を阻止した場合
を示している。

【００１９】このように、最大間引きディジタルフィル
タバンクを用いて信号をフィルタリングする場合、信号
を最大に間引くことによる信号の折り返し(エリアジン
グ)による信号の劣化を避けるために、図２０（ａ）に
示すように隣接するフィルタは充分な帯域外減衰量を設
定する必要がある。

【００２０】しかし、このように、隣接するフィルタに
充分な帯域外減衰量を設定した場合、次の図２１で示す
ような問題が発生する。図２１は、従来のディジタルフ
ィルタバンクが有する問題点を示す説明図である。図２
１（ａ）においては、隣接するフィルタに充分な帯域外
減衰量を設定して、エリアジングを排除したフィルタバ
ンクの周波数特性を示している。

【００２１】このような周波数特性を有するディジタル
フィルタバンクに、図２１（ｂ）に示すような、ディジ
タルフィルタバンクを構成するサブバンドより広い帯域
幅の信号が入力された場合、信号がサブバンドの遷移域
をまたぐようになる。その結果、ディジタルフィルタバ
ンクの出力信号は、図２１（ｃ)に示すようになり、情
報損失が発生する。従って、従来のエリアジングを排除
した最大間引きディジタルフィルタバンクでは、サブバ
ンドの帯域幅とは異なる信号のフィルタリングはできな
い。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】解決しようとする問題
点は、従来の技術では、エリアジングを排除した最大間
引きディジタルフィルタバンクを用いてサブバンドの帯
域幅とは異なる信号のフィルタリングはできない点であ
る。

【００２３】本発明の目的は、これら従来技術の課題を
解決し、最大間引きディジタルフィルタバンクを用いて
複数の異なる帯域幅の信号に柔軟に対応したフィルタリ
ングを可能とする帯域幅可変ディジタルフィルタバンク
を提供することである。

【００２４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の帯域幅可変ディジタルフィルタバンクは、
それぞれのサブバンドの遷移域が重複して通過帯域が重
ならないように交互に配置される周波数特性を有する２
つの最大間引きディジタルフィルタバンクを並列に配置
し、それぞれのディジタルフィルタバンクでフィルタリ
ングした出力を合成する構成として、サブバンドの帯域
幅よりも広い帯域幅の信号のフィルタリングを可能とす
る。また、それぞれのディジタルフィルタバンクにおけ
るサブバンドでの信号の通過・阻止を制御して、組合せ
を可変とすることにより、複数の異なる帯域幅の信号の
フィルタリングを可能とする。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を、図
面により詳細に説明する。図１は、本発明の帯域幅可変
ディジタルフィルタバンクの本発明に係る第１の構成例
を示すブロック図であり、図２は、図１における帯域幅
可変ディジタルフィルタバンクの動作例を示す説明図で
ある。

【００２６】図１に示す帯域幅可変ディジタルフィルタ
バンクは、入力を第１の入力と第２の入力の二つに分岐
する分岐回路３と、第１の入力をフィルタリングする第
１のディジタルフィルタバンク１と、第２の入力をフィ
ルタリングする第２のディジタルフィルタバンク２と、
第１のディジクルフィルタバンク１の出力と第２のディ
ジタルフィルタバンク２の出力を合成する合成回路４を
接続して構成される。

【００２７】第１のディジタルフィルタバンク１は、入
力をＮ系列の信号に分波する一入力Ｎ出力の第１の分波
回路５と、第１の分波回路５からのＮ系列の出力をそれ
ぞれ入力とし、各系列の信号の通過・阻止を制御するＮ
入力Ｎ出力の第１のスイッチ回路６と、第１のスイッチ
回路６の出力をそれぞれ接続し一出力に合波するＮ入力
一出力の第１の合波回路７から構成され、また、第２の
ディジタルフィルタバンク２も、第１のディジタルフィ
ルタバンク１と同様、第２の分波回路８、第２のスイッ
チ回路９、第２の合波回路１０から構成されている。

【００２８】第１のディジタルフィルタバンク１は、図
２（ｂ）に示す周波数特性を有し、また、第２のディジ
タルフィルタバンク２は、図２（ｃ）に示す周波数特性
を有する。すなわち、第１のディジタルフィルタバンク
１と第２のディジタルフィルタバンク２は、それぞれの
サブバンドの遷移域が重複して通過帯域が重ならないよ
うに交互に配置される特性を有している。

【００２９】このような周波数特性を有する第１のディ
ジタルフィルタバンク１と第２のディジタルフィルタバ
ンク２を並列に配置し、それぞれで、図２（ａ）に示す
入力信号に対してフィルタリングした出力を合成回路４
で合成することにより、図２（ｄ）に示す合成信号が得
られ、その結果、第１のディジタルフィルタバンク１と
第２のディジタルフィルタバンク２におけるサブバンド
の帯域幅よりも広い帯域幅の信号のフィルタリングが可
能となる。

【００３０】また、第１のディジタルフィルタバンク１
の第１のスイッチ回路６と、第２のディジタルフィルタ
バンク２の第２のスイッチ回路９のそれぞれの動作を制
御して、組合せを可変とすることにより、複数の異なる
帯域幅の信号のフィルタリングが可能である。尚、第１
のスイッチ回路６および第２のスイッチ回路９において
は、入力側端子と出力側端子間の接続関係は固定的に対
応付けられている必要はなく、例えば第１の入力端子に
入力された信号を第Ｎの入力端子に出力させる等、その
対応付けは任意に設定可能である。

【００３１】以下、図１における帯域幅可変ディジタル
フィルタバンクの詳細を図３〜図９を用いて説明する。
図３は、図１における第１のディジタルフィルタバンク
と第２のディジタルフィルタバンクの周波数特性を示す
説明図である。

【００３２】図３（ａ）は、図１における第１のディジ
タルフィルタバンク１の周波数特性(振幅特性)を示し、
また、図３（ｂ）は、図１における第２のディジタルフ
ィルタバンク２の周波数特性(振幅特性)を示している。
本例の第１のディジタルフィルタバンク１と第２のディ
ジタルフィルタバンク２のそれぞれは、下限周波数f
Ｌ、上限周波数fＵの帯域fＢ(＝fＬ−fＵ)をＮ個のサブ
バンドに分割して処理する。

【００３３】各サブバンドの帯域は△fｃ＝fＢ／Ｎで等
しく、第ｉ番目のサブバンド(０≦ｉ≦Ｎ)の中心周波数
は、第１のディジタルフィルタバンク１ではfＬ＋fＢ×
ｉ/Ｎ、第２のディジタルフィルタバンク２では、fＬ＋
fＢ(２ｉ＋１)/２Ｎ (０≦ｉ≦Ｎ−１)で与えられる。

【００３４】すなわち、第１のディジタルフィルタバン
ク１と第２のディジタルフィルタバンク２における第ｉ
番目のサブバンドの帯域は、fＢ/２Ｎずつ周波数軸上で
ずれており、第１のディジタルフィルタバンク１で処理
する第ｉ＋１番目のサブバンドの帯域は、第２のディジ
タルフィルタバンク２で処理する第ｉ番目と第ｉ＋１番
目のサブバンドの帯域をまたがる配置となっている。

【００３５】尚、本例では、サブバンドの分割におい
て、帯域fＢの下限周波数fＬを用いて、サブバンドの中
心周波数の算出を行っているが（「fＬ＋fＢ×ｉ/
Ｎ」、「fＬ＋fＢ(２ｉ＋１)/２Ｎ」）が、この下限周
波数fＬ以外にも、例えば、下限周波数fＬに近い周波数
等、第１，第２のディジタルフィルタバンク１，２の各
サブバンドの合成結果が帯域fＢをカバーする限りは、
任意の周波数（fＫ）を用いることができる。この場
合、第１のディジタルフィルタバンク１のサブバンドの
中心周波数は「fＫ＋fＢ×ｉ/Ｎ」となり、また、第２
のディジタルフィルタバンク２のサブバンドの中心周波
数は「fＫ＋fＢ(２ｉ＋１)/２Ｎ」となる。

【００３６】以下、図４、図５を用いて，このような第
１，第２のディジタルフィルタバンク１，２の周波数特
性の設計例を説明する。図４は、図１における第１，第
２のディジタルフィルタバンクの設計例（振幅特性）を
示す説明図であり、図５は、図１における第１，第２の
ディジタルフィルタバンクの設計例（位相特性）を示す
説明図である。図４（ａ）は、図１における第１のディ
ジタルフィルタバンク１の周波数特性(振幅特性)を示
し、図４（ｂ）は、第２のディジタルフィルタバンク２
の周波数特性(振幅特性)を示している。

【００３７】本例においては、第１，第２のディジタル
フィルタバンク１，２の下限周波数fＬは「０」とし、
各サブバンドの帯域は△fｃ＝fＢ/Ｎで一定とする。ま
た、第１，第２のディジタルフィルタバンク１，２の各
サブバンドの周波数特性は、中心周波数から△fｃ/４だ
け離れた点で、通過域のレべルから−６dBのレべルで一
致するように設定する。

【００３８】このようなサブバンドの帯域を合成する場
合、合成後の周波数特性では位相が連続する必要があ
る。第１のディジタルフィルタバンク１と第２のディジ
タルフィルタバンク２の位相特性は、図５に示すよう
に、振幅のレべルが一致する点において、位相が一致す
るよう第１，第２のディジタルフィルタバンク１，２の
係数を設定する。

【００３９】次に、このように設計された図１の帯域幅
可変ディジタルフィルタバンクにおける信号の処理過程
を、図６〜図９に従って説明する。図６は、図１におけ
る帯域幅可変ディジタルフィルタバンクに入力される信
号のスペクトル例を示す説明図であり、図７は、図１に
おける第１のディジタルフィルタバンクを通過する信号
のスペクトル例を示す説明図であり、図８は、図１にお
ける第２のディジタルフィルタバンクを通過する信号の
スペクトル例を示す説明図であり、図９は、図１におけ
る帯域幅可変ディジタルフィルタバンクから出力される
信号のスペクトル例を示す説明図である。

【００４０】図１における帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクへの入力信号は、図６におけるのようなサブ
バンドにまたがる信号とする。この入力信号は、図１の
第１のディジタルフィルタバンク１では、図７（ａ）の
に示すように、第ｉ番目と第ｉ＋１番目のサブバンド
に、また第２のディジタルフィルタバンク２では、図８
（ａ)に示すように第ｉ番目のサブバンドと重なってい
る。

【００４１】第１のディジタルフィルタバンク１におけ
る第１の分波回路５は、入力信号を周波数軸上で、０〜
△fｃ/２、△fｃ/２〜３△fｃ/２、３△fｃ/２〜５△f
ｃ/２、…、（２Ｎ−３)△fｃ/２〜(２Ｎ−１)△fｃ/２
のＮ個のサブバンドに分割し、かつ、それぞれの信号を
−(ｉ−１)△fｃ (１≦ｉ≦Ｎ)周波数シフトさせ、全
ての信号を−△fｃ/２〜△fｃ/２の範囲に周波数変換す
る。

【００４２】従って、第１の分波回路５においては、第
ｉ番目の出力ポートに図７（ｂ）に示すスぺクトルの信
号が出力され、また、第ｉ＋１番目の出力ポートに図７
（ｃ）に示すスぺクトルの信号が出力される。

【００４３】第１のディジタルフィルタバンク１におけ
る図１の第１のスイッチ回路６は、信号スぺクトルが存
在するポートのみを通過状態とし、その他のポートは阻
止状態とする。そして、図１の第１の合波回路７は、第
１の分波回路５とちようど逆の機能を有し、−△fｃ/２
〜△fｃ/２のＮ系列の信号について、入力ポートに対応
して(ｉ−１)△fｃ (１≦ｉ≦Ｎ)の周波数シフトを行
い、かつ、Ｎ系列の信号を周波数軸上で一つの信号にま
とめる。その結果、図７（ｂ）と図７（ｃ)で表される
信号を人力する時、第１の合波回路７の出力には、図７
（ｄ）のようなスぺクトルの信号が出現する。

【００４４】第２のディジタルフィルタバンク２におい
ても入力信号に対して同様な操作が行われる。すなわ
ち、第２のディジタルフィルタバンク２における第２の
分波回路８は、入力信号を周波数軸上で、０〜△fｃ、
△fｃ〜２△fｃ、２△fｃ〜３△fｃ、…、(Ｎ−１)△f
ｃ〜Ｎ△fｃのＮ個のサブバンドに分割し、かつ、それ
ぞれの信号を−(ｉ−１)△fｃ (１≦ｉ≦Ｎ)周波数シ
フトさせ、全ての信号を０〜△fｃの範囲に周波数変換
する。

【００４５】従って、第２の分波回路８に入力された信
号は、第ｉ番目のサブバンドに対する周波数成分が処理
され、第ｉ番目の出力ポートには、図８（ｂ）に示すス
ぺクトルの信号が出力される。

【００４６】第２のディジタルフィルタバンク２におけ
る図１の第２のスイッチ回路９は、信号スぺクトルが存
在するポートのみを通過状態とし、その他のポートを阻
止状態とする。そして、図１の第２の合波回路１０は、
第２の分波回路８とちょうど逆の機能を有し、０〜△f
ｃのＮ系列の信号について、入力ポートに対応して(ｉ
−１)△fｃ (１≦ｉ≦Ｎ)の周波数シフトを行い、か
つ、Ｎ系列の信号を周波数軸上で一つの信号にまとめ
る。その結果、第２の合波回路７に、図８（ｂ）に示さ
れるスぺクトルの信号を入力した場合、第２の合波回路
７の出力には、図８（ｃ）に示すようなスぺクトルの信
号が出現する。

【００４７】このような図７（ｄ）と図８（ｃ）に示さ
れるスぺクトルの信号が図１における合成回路４に入力
され、合成回路４は、図９において斜線で表される信号
を出力する。これは、図６における入力信号（）と同
一のものである。

【００４８】このように、第１のディジタルフィルタバ
ンク１と第２のディジタルフィルタバンク２において、
入力信号が占有するサブバンドに対応して、第１のスイ
ッチ回路６と第２のスイッチ回路９を通過・阻止状態と
することにより、帯域幅可変ディジタルフィルタバンク
が実現できる。また、複数の信号に対してもフィルタリ
ング処理が可能である。

【００４９】次に、図１０〜図１４を用いて、本発明の
実施の他の形態を説明する。図１０は、本発明の帯域幅
可変ディジタルフィルタバンクの本発明に係る第２の構
成例を示すブロック図である。本例の帯域幅可変ディジ
タルフィルタバンクは、入力を第１の入力と第２の入力
の二つに分岐する分岐回路３ａと、第１の入力をフィル
タリングする第１のディジタルフィルタバンク１ａと、
第２の入力信号をフィルタリングする第２のディジタル
フィルタバンク２ａと、第１のディジタルフィルタバン
ク１ａの出力と第２のディジタルフィルタバンク２ａの
出力を合成する合成回路４ａを接続して構成される。

【００５０】第１のディジタルフィルタバンク１ａは、
第１の入力をＮ系列の信号に分波する一入力Ｎ出力の第
１の分波回路５ａと、そのＮ系列の出力をそれぞれ入力
とし、各系列の信号を通過・阻止するＮ入力Ｎ出力の第
１のスイッチ回路６ａと、その出力をそれぞれ接続し一
出力に合波するＮ入力一出力の第１の合波回路７ａから
構成されている。

【００５１】第２のディジタルフィルタバンク２ａの構
成も第１のディジタルフィルタバンク１ａの構成と同様
であり、第２の分波回路８ａと、第２のスイッチ回路９
ａと、第２の合波回路１０ａから構成されている。

【００５２】第１のディジタルフィルタバンク１ａの周
波数特性と第２のディジタルフィルタバンク２ａの周波
数特性は、図１における帯域幅可変ディジタルフィルタ
バンクの形態で説明したものと同じものとする。

【００５３】第１のディジタルフィルタバンク１ａにお
ける第１の分波回路５ａには、分配回路５０と、Ｎ個の
ディジタルサブフィルタ(図中、「Ｓ（Ｚ）」と記載)５１
１〜５１Ｎ、Ｎ個のダウンサンプラ(図中、「↓Ｎ」と記
載)５２１〜５２Ｎが設けられ、また、第１の合波回路
７ａには、Ｎ個のアップサンプラ(図中、「↑Ｎ」と記載)
７１１〜７１Ｎと、Ｎ個のディジタルサブフィルタ(図
中、「Ｖ（Ｚ）」と記載)７２１〜７２Ｎ、および、加算
器７０が設けられている。

【００５４】同様に、第２のディジタルフィルタバンク
２ａにおける第２の分波回路８ａには、分配回路８０
と、Ｎ個のディジタルサブフィルタ(図中、「Ｓ（Ｚ）」
と記載)８１１〜８１Ｎ、Ｎ個のダウンサンプラ(図中、
「↓Ｎ」と記載)８２１〜８２Ｎが設けられ、また、第２
の合波回路１０ａには、Ｎ個のアップサンプラ(図中、
「↑Ｎ」と記載)１０１〜１０Ｎと、Ｎ個のディジタルサ
ブフィルタ(図中、「Ｖ（Ｚ）」と記載)１１１〜１１Ｎ、
および、加算器１００が設けられている。

【００５５】以下、このような構成からなる本例の帯域
幅可変ディジタルフィルタバンクにおける信号の処理過
程を、図１１〜図１４に従って説明する。図１１は、図
１０における帯域幅可変ディジタルフィルタバンクに入
力される信号のスペクトル例を示す説明図であり、図１
２は、図１０における第１のディジタルフィルタバンク
を通過する信号のスペクトル例を示す説明図であり、図
１３は、図１０における第２のディジタルフィルタバン
クを通過する信号のスペクトル例を示す説明図であり、
図１４は、図１０における帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクから出力される信号のスペクトル例を示す説明
図である。

【００５６】本例では、下限周波数fＬ＝０とし、上限
周波数fＵを入力信号のサンプリング周波数fｓとする。
本例の帯域幅可変ディジタルフィルタバンクへの入力信
号、すなわち、第１のディジタルフィルタバンク１ａと
第２のディジタルフィルタバンク２ａのそれぞれに入力
される信号は、図１１（ａ）に示すのようなサブバン
ドにまたがる信号とする。

【００５７】この入力信号は、図１０の第１のディジタ
ルフィルタバンク１ａでは、図１１（ｂ）に示すよう
に、第ｉ番目および第ｉ＋１番目のサブバンドに、また
第２のディジタルフィルタバンク２ａでは、図１３
（ａ)に示すように第ｉ番目のサブバンドと重なってい
る。

【００５８】第１のディジタルフィルタバンク１ａで
は、まず、第１の分波回路５ａにおいて、入力信号を分
配回路５０によりＮ分岐させ、各ディジタルフィルタ５
１１〜５１Ｎに入力してフィルタリングする。このディ
ジタルフィルタ５１１〜５１Ｎは、周波数軸上で、０〜
△fｃ/２、△fｃ/２〜３△fｃ/２、３△fｃ/２〜５△f
ｃ/２、…、(２Ｎ−３)△fｃ/２〜(２Ｎ−１)△fｃ/２
のＮ個のサブバンドに分割する機能を有する。

【００５９】各ディジタルフィルタ５１１〜５１Ｎでフ
ィルタリングされた信号は、各系列に設けられたダウン
サンプラ５２１〜５２Ｎに入力され、このダウンサンプ
ラ５２１〜５２Ｎによって、fs/Ｎのサンプリングレー
トにダウンサンプリングされる。これにより、各系列で
フィルタリングされた信号が△fｃ間隔で周波数シフト
して発生するため、各系列でフィルタリングされた信号
が−△fｃ/２〜△fｃ/２の同一周波数帯に現れる。

【００６０】従って、第１の分波回路５ａに入力した信
号は、第ｉ番目の出力ポートに、図１２(ａ)に示すスぺ
クトルの信号として出力され、また、第ｉ＋１番目の出
力ポートに、図１２（ｂ）に示すスぺクトルの信号とし
て出力される。

【００６１】第１のディジタルフィルタバンク１ａにお
けるスイッチ回路６ａは、信号スぺクトルが存在するポ
ートのみを通過状態とし、その他のポートは阻止状態と
する。また、第１のディジタルフィルタバンク１ａにお
ける第１の合波回路７ａは、第１の分波回路５ａとちょ
うど逆の機能を有し、第１の分波回路５ａからの−△f
ｃ/２〜△fｃ/２のＮ系列の信号について、それぞれの
入力ポートに対応した各アップサンプラ７１１〜７１Ｎ
により、系列毎にアップサンプリングする。

【００６２】これにより、各系列では、図１２（ｃ）並
びに図１２（ｄ）に示されるような、△fｃの間隔で同
じ特性を有する信号(イメージング成分)が発生する。そ
こで、第１の合波回路７ａは、ディジタルフィルタ７２
１〜７２Ｎで、各系列のサブバンドに相当する帯域をフ
ィルタリングする。その結果、第ｉ番目および第ｉ＋１
番目のポートには、図１２（ｅ）並びに図１２（ｆ）に
示すような信号が現れる。これらのＮ系列の信号を、加
算器７０により、周波数軸上で一つの信号にまとめる。

【００６３】第２のディジタルフィルタバンク２ａにお
いても、第２の入力に対して同様な操作が行われる。す
なわち、第２の分波回路８ａは、分配回路８０で入力信
号をＮ分岐させ、周波数軸上で、０〜△fｃ、△fｃ〜２
△fｃ、２△fｃ〜３△fｃ、…、(Ｎー１)△fｃ〜Ｎ△f
ｃのＮ個のサブバンドに分割する機能を有するディジタ
ルフィルタ８１１〜８１Ｎに入力してフィルタリング
し、かつ、各系列に設けられたダウンサンプラ８２１〜
８２Ｎによって、信号をfs/Ｎのサンプリングレートに
ダウンサンプリングする。

【００６４】その結果、第１のディジタルフィルタバン
ク１ａと同様に、信号は△fｃの間隔で周波数シフトす
るので、全ての信号が０〜△fｃの同一周波数帯に現れ
る。従って、第２の分波回路８ａに入力された信号は、
第ｉ番目のサブバンドに対する周波数成分が処理され、
第ｉ番目の出力ポートには図１３（ｂ）に示すスぺクト
ルの信号が出力される。

【００６５】第２のディジタルフィルタバンク２ａの第
２のスイッチ回路９ａは、信号スぺクトルが存在するポ
ートのみを通過状態とし、その他のポートを阻止状態と
する。また、第２のディジタルフィルタバンク２ａにお
ける第２の合波回路１０ａは、第２の分波回路８ａとち
ょうど逆の機能を有し、第２のスイッチ回路９ａからの
０〜△fｃのＮ系列の信号について、アップサンプラ１
０１〜１０Ｎによりアップサンプリングする。

【００６６】これにより、各系列では、図１３（ｃ）に
示されるような、△fｃの間隔で同じ特性を有する信号
(イメージング成分)が発生する。そこで、第２の合波回
路１０ａは、ディジタルフィルタ１１１〜１１Ｎで、各
系列のサブバンドに相当する帯域をフィルタリングす
る。その結果、第ｉ番目のポートには、図１３（ｄ）に
示すような信号が現れ、この信号は、加算器１００を介
して出力される。

【００６７】図１０の合成回路４ａには、図１２（ｅ）
と図１２(ｆ)および図１３（ｄ）に示される各スぺクト
ルの信号が入力され、合成した後、図１４で表される信
号を出力する。これは、図１１（ａ）で示した入力信号
と同一のものである。

【００６８】このように、第１のディジタルフィルタバ
ンク１ａと第２のディジタルフィルタバンク２ａにおい
て、入力信号が占有するサブバンドに対応して、第１の
スイッチ回路６ａと第２のスイッチ回路９ａを通過・阻
止状態とすることにより、帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクが実現できる。また、複数の信号に対してもフ
ィルタリング処理が可能である。尚、第１のスイッチ回
路６ａおよび第２のスイッチ回路９ａにおいては、入力
側端子と出力側端子間の接続関係は固定的に対応付けら
れている必要はなく、例えばダウンサンプラ５２１から
入力された信号をアップサンプラ７１Ｎに出力させる
等、その対応付けは任意に設定可能である。

【００６９】次に、図１５および図１６を用いて、本発
明の実施の他の形態を説明する。図１５は、本発明の帯
域幅可変ディジタルフィルタバンクの本発明に係る第３
の構成例を示すブロック図であり、図１６は、図１５に
おける帯域幅可変ディジタルフィルタバンクの第１の分
波回路と第２の分波回路の周波数特性（振幅特性および
位相特性）を示す説明図である。

【００７０】本例では、第１，第２のディジタルフィル
タバンクに、要素数Ｎ(ただしＮは２のべき乗)のＦＦＴ
回路(図中、「ＦＦＴ」と記載)７３，１２１、および、Ｉ
ＦＦＴ回路(図中、「ＩＦＦＴ」と記載)５６，８６を用い
ている。このように、ディジタルフィルタバンクにＦＦ
Ｔ回路を用いることで、帯域幅可変ディジタルフィルタ
バンクに必要な演算量を低減できる。

【００７１】図１５に示す帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクは、入力を第１の入力と第２の入力の二つに分
岐する分岐回路３ｂと、第１の入力をフィルタリングす
る第１のディジタルフィルタバンク１ｂと、第２の入力
をフィルタリングする第２のディジタルフィルタバンク
２ｂと、第１のディジクルフィルタバンク１ｂの出力と
第２のディジタルフィルタバンク２ｂの出力を合成する
合成回路４ｂを接続して構成される。

【００７２】第１のディジタルフィルタバンク１ｂは、
入力をＮ系列の信号に分波する一入力Ｎ出力の第１の分
波回路５ｂと、第１の分波回路５ｂからのＮ系列の出力
をそれぞれ入力とし、各系列の信号の通過・阻止制御を
行うＮ入力Ｎ出力の第１のスイッチ回路６ｂと、第１の
スイッチ回路６ｂの出力をそれぞれ接続し一出力に合波
するＮ入力一出力の第１の合波回路７ｂから構成され、
また、第２のディジタルフィルタバンク２ｂも、第１の
ディジタルフィルタバンク１ｂと同様、第２の分波回路
８ｂ、第２のスイッチ回路９ｂ、第２の合波回路１０ｂ
から構成されている。

【００７３】第１のディジタルフィルタバンク１ｂにお
ける第１の分波回路５ｂには、本発明の直並列変換回路
を構成するＮ−１個の遅延器(図中、「Ｚ」と記載)５３１
〜５３（Ｎ−１）とＮ個のダウンサンプラ(図中、「↓
Ｎ」と記載)５４１〜５４Ｎ、および、Ｎ個のディジタル
サブフィルタ(図中、「Ｅ（Ｚ）」と記載)５５１〜５５
Ｎ、ＩＦＦＴ回路５６が設けられ、また、第１の合波回
路７ｂには、ＦＦＴ回路７３と、Ｎ個のディジタルサブ
フィルタ(図中、「Ｒ（Ｚ）」と記載)７４１〜７４Ｎ、Ｎ
個のアップサンプラ(図中、「↑Ｎ」と記載)７５１〜７５
Ｎ、Ｎ−１個の遅延器(図中、「Ｚ」と記載)７６１〜７６
（Ｎ−１）、および、Ｎ−１個の加算器７７１〜７７
（Ｎ−１）が設けられている。

【００７４】同様に、第２のディジタルフィルタバンク
２ｂにおける第２の分波回路８ｂには、Ｎ−１個の遅延
器(図中、「Ｚ」と記載)８３１〜８３（Ｎ−１）と、Ｎ個
のダウンサンプラ(図中、「↓Ｎ」と記載)８４１〜８４
Ｎ、Ｎ個のディジタルサブフィルタ(図中、「Ｆ（Ｚ）」
と記載)８５１〜８５Ｎ、および、ＩＦＦＴ回路８６が
設けられ、また、第２の合波回路１０ｂには、ＦＦＴ回
路１２１と、Ｎ個のディジタルサブフィルタ(図中、「Ｇ
（Ｚ）」と記載)１３１〜１３Ｎ、Ｎ個のアップサンプラ
(図中、「↑Ｎ」と記載)１４１〜１４Ｎ、Ｎ−１個の遅延
器(図中、「Ｚ」と記載)１５１〜１５（Ｎ−１）、およ
び、Ｎ−１個の加算器１６１〜１６（Ｎ−１）が設けら
れている。

【００７５】以下、このような構成での信号処理動作を
説明する。入力信号は分配回路３ｂを経て第１の入力と
第２の入力の２つに分岐され、第１の入力は第１のディ
ジタルフィルタバンク１ｂにおける第１の分波回路５ｂ
に、第２の入力は第２のディジタルフィルタバンク２ｂ
における第２の分波回路８ｂに入力される。

【００７６】第１の分波回路５ｂにおいて、第１の入力
は、遅延器５３１〜５３（Ｎ−１)を介してＮ系列の並
列信号に変換される。この遅延器５３１〜５３（Ｎ−
１)における遅延時間は１/△fｃである。ただし、△fｃ
は隣接するサブバンドの周波数間隔である。

【００７７】各遅延器５３１〜５３（Ｎ−１)からのＮ
系列の信号は、各系列のダウンサンプラ５４２〜５４Ｎ
に入力され、ダウンサンプラ５４１には直接、入力信号
が入力され、Ｎサンプル毎に信号が出力される。各系列
のダウンサンプラ５４１〜５４Ｎの出力は、それぞれ、
ディジタルサブフィルタ５５１〜５５Ｎに入力される。

【００７８】ディジタルサブフィルタ５５１〜５５Ｎの
出力は、Ｎ点の高速逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ回路
５６に入力される。ＩＦＦＴ回路５６の後段にはＮ入力
Ｎ出力の第１のスイッチ回路６ｂが接続され、この第１
のスイッチ回路６ｂにより、Ｎ系列の信号の通過・阻止
を制御する。

【００７９】第１のスイッチ回路６ｂの後段には、第１
の合波回路７ｂにおけるＮ入力Ｎ出力のＦＦＴ回路７３
が接続されており、このＦＦＴ回路７３により、Ｎ点の
高速フーリエ変換を行う。さらに、このＦＦＴ回路７３
のＮ系列のそれぞれの出力に第１の合波ディジタルサブ
フィルタ７４１〜７４Ｎが接続されている。尚、第１の
スイッチ回路６ｂにおいては、入力側端子と出力側端子
間の接続関係は固定的に対応付けられている必要はな
く、例えばディジタルサブフィルタ５５１側から入力さ
れた信号を第１の合波ディジタルサブフィルタ７４Ｎ側
に出力させる等、その対応付けは任意に設定可能であ
る。ＩＦＦＴ回路５６の出力は、出力端子に関わらず、
同一の周波数帯域に出力される。

【００８０】第１の合波ディジタルサブフィルタ７４１
〜７４Ｎを通過した信号は、系列毎に接続されているア
ップサンプラ７５１〜７５Ｎに入力される。各アップサ
ンプラ７５１〜７５Ｎの後段には、遅延器７６１〜７６
(Ｎ−１)と加算器７７１〜７７(Ｎ−１)を交互に組み合
せた時間軸上における信号合成回路が設けられている。

【００８１】各遅延器７６１〜７６(Ｎ−１)は、１/△f
ｃで表される遅延時間を与えるものである。例えば、ｉ
系列目(ｉ＝１,２,…,Ｎ)のアップサンプラ７６ｉの出
力には遅延時間(Ｎ−ｉ)/△fｃが与えられる。

【００８２】遅延器７６１〜７６(Ｎ−１)からの出力は
加算器７７１〜７７(Ｎ−１)により、各系列のアップサ
ンプラ７５１〜７５Ｎの出力と系列毎に加算され、この
加算器７７１〜７７(Ｎ−１)からの出力が第１のディジ
タルフィルタバンク１ｂの出力となる。

【００８３】また、分配回路３ｂにおいて二分岐された
第２の入力は、第２のディジタルフィルタバンク２ｂに
入力され、上述した第１のディジタルフィルタバンク１
ｂと同様の信号処理が行われる。

【００８４】第１のディジタルフィルタバンク１ｂと第
２のディジタルフィルタバンク２ｂのそれぞれの周波数
特性(振幅特性)は、図１の帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクにおける第１のディジタルフィルタバンク１と
第２のディジタルフィルタバンク２のそれぞれの周波数
特性(振幅特性)と同様の特性とする。

【００８５】すなわち、通過域が周波数上で重畳するこ
となく、遷移域で振幅のレべルが交差する特性となるよ
うに、第１の分波ディジタルサブフィルタ５５１〜５５
Ｎと第２の分波ディジタルサブフィルタ８５１〜８５Ｎ
の係数を決定する。

【００８６】具体的な一例として、第１の分波ディジタ
ルサブフィルタ５５１〜５５２Ｎで用いる第１の分波回
路５ｂと、第２の分波ディジタルサブフィルタ８５１〜
８５Ｎで用いる第２の分波回路８ｂとの周波数特性(振
幅特性)を、図１６（ａ）に示すようにする。

【００８７】また、図１５における第１の合波回路７ｂ
の周波数特性が第1の分波回路５ｂの周波数特性と等し
くなるように、第１の合波ディジタルサブフィルタ７４
１〜７４Ｎを設計し、同様に、第２の合波回路１０ｂの
周波数特性が第２の分波回路８ｂの周波数特性と等しく
なるように、第２の合波ディジタルサブフィルタ１３１
〜１３Ｎを設計する。

【００８８】サブバンドの中心周波数問隔を△fcとする
と、第１のディジタルフィルタバンク１ｂで用いる第１
の分波回路５ｂの周波数特性(振幅特性)と、第２のディ
ジタルフィルタバンク２ｂで用いる第２の分波回路８ｂ
の周波数特性(振幅特性)は、周波数△fｃ/４の点で通過
域のレべルより３dB減哀して一致するように設定する。

【００８９】また、第１の分波回路５ｂと第２の分波回
路８ｂの周波数特性において、振幅のレべルが一致する
点において、位相が一致する必要がある。図１６（ｂ）
では、例えば位相が△fｃ/４の点で０として位相を連続
としている。

【００９０】このような特性を有する第１のディジタル
フィルタバンク１ｂの出力と第２のディジタルフィルタ
バンク２ｂの出力を図１５の加算器４ｂで合成し、帯域
幅可変ディジタルフィルタバンクの出力とする。

【００９１】第１のディジタルフィルタバンク１ｂ内の
第１のスイッチ６ｂと第２のディジタルフィルタバンク
２ｂ内の第２のスイッチ９ｂを、必要なサブバンドの通
過域に応じて通過・阻止状態とすることにより、帯域幅
可変ディジタルフィルタバンクが実現できる。

【００９２】図１７は、本例の帯域幅可変ディジタルフ
ィルタバンクの周波数特性例を示す説明図である。本図
は、全帯域を３２分割し、単位とするサブバンドを１０
チャネルとサブバンドを２つ合成した帯域を５チャネ
ル、および、サブバンドを３つ合成した帯域を５チャネ
ル設定した場合の帯域幅可変ディジタルフィルタバンク
の周波数特性を示している。尚、横軸の周波数は全帯域
幅で規格化している。このようにして、複数の異なる帯
域の信号をフィルタリング可能なディジタルフィルタバ
ンクを実現できる。

【００９３】以上、図１〜図１７を用いて説明したよう
に、本例の帯域幅可変ディジタルフィルタバンクでは、
それぞれのサブバンドの遷移域が重複して通過帯域が重
ならないように交互に配置される周波数特性を有する２
つの最大間引きディジタルフィルタバンクを並列に配置
し、それぞれのディジタルフィルタバンクでフィルタリ
ングした出力を合成する構成とする。このことにより、
サブバンドの帯域幅よりも広い帯域幅の信号のフィルタ
リングを可能となる。

【００９４】また、それぞれのディジタルフィルタバン
クにおけるサブバンドでの信号の通過・阻止を制御し
て、組合せを可変とすることにより、複数の異なる帯域
幅の信号のフィルタリングが可能となる。また、ディジ
タルフィルタバンクにＦＦＴ回路を用いることで、帯域
幅可変ディジタルフィルタバンクに必要な演算量を低減
できる。

【００９５】また、本例の帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクを、例えば、移動体衛星通信システム等へ有効
に適用することができる。すなわち、移動体衛星通信シ
ステムで提供されるサービスは、音声・低速データ通信
が中心であるが、近年の急速なコンピュータ通信の普及
により、移動体衛星通信システムにおいても、高速な伝
送速度のサービスが要求されている。この場合、各ユー
ザは、音声やファクシミリ、データなど、サービスに応
じた伝送速度で衛星にアクセスするので、サービスリン
クには異なる帯域幅の信号が混在することになり、衛星
上には帯域の変化に応じた処理機能、すなわち、周波数
分割多重された信号から、必要に応じた帯域幅で信号を
フィルタリングする技術が必要となる。そこで、本例の
帯域幅可変ディジタルフィルタバンクを適用することに
より、移動体衛星通信システムの性能の向上を図ること
ができる。

【００９６】尚、本発明は、図１〜図１７を用いて説明
した例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しな
い範囲において種々変更可能である。例えば、図１５で
示した例では、合波回路側にＦＦＴ回路を、分波回路側
にＩＦＦＴ回路を設けた構成としているが、合波回路に
ＩＦＦＴ回路を、分波回路にＦＦＴ回路を設けた構成と
することでも良い。また、ＦＦＴ回路とＩＦＦＴ回路の
代わりにＤＦＴ回路とＩＤＦＴ回路を設ける構成であっ
ても良い。また、図１０における分波回路および合波回
路は、ポリフェーズ行列表現を用いて回路構成すること
も可能である。

【００９７】

【発明の効果】本発明によれば、最大間引きディジタル
フィルタバンクを用いてサブバンドの帯域幅とは異なる
信号のフィルタリングができ、最大間引きディジタルフ
ィルタバンクを用いて複数の異なる帯域幅の信号に柔軟
に対応したフィルタリングが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の帯域幅可変ディジタルフィルタバンク
の本発明に係る第１の構成例を示すブロック図である。

【図２】図１における帯域幅可変ディジタルフィルタバ
ンクの動作例を示す説明図である。

【図３】図１における第１のディジタルフィルタバンク
と第２のディジタルフィルタバンクの周波数特性を示す
説明図である。

【図４】図１における第１，第２のディジタルフィルタ
バンクの設計例（振幅特性）を示す説明図である。

【図５】図１における第１，第２のディジタルフィルタ
バンクの設計例（位相特性）を示す説明図である。

【図６】図１における帯域幅可変ディジタルフィルタバ
ンクに入力される信号のスペクトル例を示す説明図であ
る。

【図７】図１における第１のディジタルフィルタバンク
を通過する信号のスペクトル例を示す説明図である。

【図８】図１における第２のディジタルフィルタバンク
を通過する信号のスペクトル例を示す説明図である。

【図９】図１における帯域幅可変ディジタルフィルタバ
ンクから出力される信号のスペクトル例を示す説明図で
ある。

【図１０】本発明の帯域幅可変ディジタルフィルタバン
クの本発明に係る第２の構成例を示すブロック図であ
る。

【図１１】図１０における帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクに入力される信号のスペクトル例を示す説明図
である。

【図１２】図１０における第１のディジタルフィルタバ
ンクを通過する信号のスペクトル例を示す説明図であ
る。

【図１３】図１０における第２のディジタルフィルタバ
ンクを通過する信号のスペクトル例を示す説明図であ
る。

【図１４】図１０における帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクから出力される信号のスペクトル例を示す説明
図である。

【図１５】本発明の帯域幅可変ディジタルフィルタバン
クの本発明に係る第３の構成例を示すブロック図であ
る。

【図１６】図１５における帯域幅可変ディジタルフィル
タバンクの第１の分波回路と第２の分波回路の周波数特
性（振幅特性および位相特性）を示す説明図である。

【図１７】本例の帯域幅可変ディジタルフィルタバンク
の周波数特性例を示す説明図である。

【図１８】従来のディジタルフィルタバンクの構成例を
示すブロック図である。

【図１９】図１８のディジタルフィルタバンクにおける
入力信号とダウンサンプラの出力信号の関係を示す説明
図である。

【図２０】図１８のディジタルフィルタバンクにおける
エリアジングを排除するための周波数特性を示す説明図
である。

【図２１】従来のディジタルフィルタバンクが有する問
題点を示す説明図である。

【符号の説明】

１，１ａ，１ｂ：第１のディジタルフィルタバンク、
２，２ａ，２ｂ：第２のディジタルフィルタバンク、
３：分岐回路、４，４ａ，４ｂ：合成回路、５，５ａ，
５ｂ：第１の分波回路、６，６ａ，６ｂ：第１のスイッ
チ回路、７，７ａ，７ｂ：第１の合波回路、８，８ａ，
８ｂ：第２の分波回路、９，９ａ，９ｂ：第２のスイッ
チ回路、１０，１０ａ，１０ｂ：第２の合波回路、５
０，８０：分配回路、５６，８６：ＩＦＦＴ回路、７
０，１００：加算器、７３，１２１：ＦＦＴ回路、１０
１〜１０Ｎ，１４１〜１４Ｎ，７５１〜７５Ｎ，７１１
〜７１Ｎ：アップサンプラ(「↑Ｎ」)、１１１〜１１Ｎ：
ディジタルサブフィルタ(「Ｖ（Ｚ）」)、１３１〜１３
Ｎ：第２の合波ディジタルサブフィルタ(「Ｇ（Ｚ）」)、
１５１〜１５（Ｎ−１），５３１〜５３（Ｎ−１），７
６１〜７６（Ｎ−１），８３１〜８３（Ｎ−１）：遅延
器(「Ｚ」)、１６１〜１６（Ｎ−１），７７１〜７７（Ｎ
−１）：加算器、５１１〜５１Ｎ：ディジタルサブフィ
ルタ(「Ｓ（Ｚ）」)、５２１〜５２Ｎ，５４１〜５４Ｎ，
８２１〜８２Ｎ，８４１〜８４Ｎ：ダウンサンプラ(「↓
Ｎ」)、５５１〜５５Ｎ：第１の分波ディジタルサブフィ
ルタ(「Ｅ（Ｚ）」)、７２１〜７２Ｎ：ディジタルサブフ
ィルタ(「Ｖ（Ｚ）」)、７４１〜７４Ｎ：第１の合波ディ
ジタルサブフィルタ(「Ｒ（Ｚ）」)、８１１〜８１Ｎ：デ
ィジタルサブフィルタ(「Ｓ（Ｚ）」)、８５１〜８５Ｎ：
第２の分波ディジタルサブフィルタ(「Ｆ（Ｚ）」)、１５
００：分波回路、１５１１〜１５１（Ｎ−１）：遅延器
(「Ｚ」)、１５２１〜１５２Ｎ：ダウンサンプラ(「↓
Ｎ」)、１５３１〜１５３Ｎ：分波ディジタルサブフィル
タ(「Ｅ（Ｚ）」)、１５４０：ＩＤＦＴ回路、１６００：
スイッチ回路(「ＳＷ」)、１７００：合波回路、１７０
１：ＤＦＴ回路、１７１１〜１７１Ｎ：合波ディジタル
サブフィルタ(「Ｒ（Ｚ）」)、１７３１〜１７３（Ｎ−
１）：遅延器(「Ｚ」)、１７４１〜１７４（Ｎ−１）：加
算器。

フロントページの続き (72)発明者 堀川 浩二 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 風間 宏志 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 小林 聖 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5B056 AA00 BB28 HH00 5K022 AA10 AA23 AA26 5K041 AA00 FF03 FF05 HH01 HH03 HH10 HH12 JJ11

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 帯域幅fＢで周波数多重された信号のフ
   ィルタリングを指定の帯域幅で行う帯域幅可変ディジタ
   ルフィルタバンクであって、上記帯域幅fＢをＮ個の周
   波数帯（サブバンド）に分割し、各サブバンドでの信号
   の通過もしくは阻止を制御して指定されたサブバンドの
   みの信号を通過させ、該通過させたサブバンドの信号を
   合成して出力する第１のディジタルフィルタバンクと、
   上記第１のディジタルフィルタバンクで分割したサブバ
   ンドとそれぞれの通過帯域が重ならないよう上記帯域幅
   fＢをＮ個のサブバンドに分割し、各サブバンドでの信
   号の通過もしくは阻止を制御して指定されたサブバンド
   のみの信号を通過させ、該通過させたサブバンドの信号
   を合成して出力する第２のディジタルフィルタバンク
   と、上記第１のディジタルフィルタバンクの出力と上記
   第２のディジタルフィルタバンクの出力を合成する合成
   手段とを有することを特徴とする帯域幅可変ディジタル
   フィルタバンク。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の帯域幅可変ディジタル
   フィルタバンクにおいて、上記第１のディジタルフィル
   タバンクは、帯域幅fＢを、中心周波数fｉ１が「下限周
   波数＋帯域幅fＢ×ｉ/Ｎ (０≦ｉ≦Ｎ−１)」のＮ個の
   サブバンドに分割して、Ｎ個のサブバンド信号を同一中
   心周波数の信号に周波数変換する一入力Ｎ出力の第１の
   分波手段と、該第１の分波手段の出力であるＮ個のサブ
   バンド信号をサブバンド信号毎に通過もしくは阻止する
   Ｎ入力Ｎ出力の第１のスイッチ手段と、該第１のスイッ
   チ手段のＮ個の出力端子から出力される同一中心周波数
   のサブバンド信号を入力して、ｉ番目の出力端子のサブ
   バンド信号を中心周波数fｉ１の信号に周波数変換し、
   該周波数変換したＮ個のサブバンド信号を合波して出力
   するＮ入力一出力の第１の合波手段とを有し、上記第２
   のディジタルフィルタバンクは、帯域幅fＢを、中心周
   波数fｉ２が「下限周波数＋帯域幅fＢ×（２ｉ＋１）/
   ２Ｎ(０≦ｉ≦Ｎ−１)」のＮ個のサブバンドに分割し
   て、Ｎ個のサブバンド信号を同一中心周波数の信号に周
   波数変換する一入力Ｎ出力の第２の分波手段と、該第２
   の分波手段の出力であるＮ個のサブバンド信号をサブバ
   ンド信号毎に通過もしくは阻止するＮ入力Ｎ出力の第２
   のスイッチ手段と、該第２のスイッチ手段のＮ個の出力
   端子から出力される同一中心周波数のサブバンド信号を
   入力して、ｉ番目の出力端子のサブバンド信号を中心周
   波数fｉ２の信号に周波数変換し、該周波数変換したＮ
   個のサブバンド信号を合波して出力するＮ入力一出力の
   第２の合波手段とを有することを特徴とする帯域幅可変
   ディジタルフィルタバンク。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の帯域幅可変ディジタル
   フィルタバンクにおいて、上記第１のディジタルフィル
   タバンクは、帯域幅fＢを、中心周波数fｉ１が「fＫ
   （任意に設定される周波数）＋帯域幅fＢ×ｉ/Ｎ (０
   ≦ｉ≦Ｎ−１)」のＮ個のサブバンドに分割して、Ｎ個
   のサブバンド信号を同一中心周波数の信号に周波数変換
   する一入力Ｎ出力の第１の分波手段と、該第１の分波手
   段の出力であるＮ個のサブバンド信号をサブバンド信号
   毎に通過もしくは阻止するＮ入力Ｎ出力の第１のスイッ
   チ手段と、該第１のスイッチ手段のＮ個の出力端子から
   出力される同一中心周波数のサブバンド信号を入力し
   て、ｉ番目の出力端子のサブバンド信号を中心周波数f
   ｉ１の信号に周波数変換し、該周波数変換したＮ個のサ
   ブバンド信号を合波して出力するＮ入力一出力の第１の
   合波手段とを有し、上記第２のディジタルフィルタバン
   クは、帯域幅fＢを、中心周波数fｉ２が「fＫ＋帯域幅f
   Ｂ×（２ｉ＋１）/２Ｎ (０≦ｉ≦Ｎ−１)」のＮ個の
   サブバンドに分割して、Ｎ個のサブバンド信号を同一中
   心周波数の信号に周波数変換する一入力Ｎ出力の第２の
   分波手段と、該第２の分波手段の出力であるＮ個のサブ
   バンド信号をサブバンド信号毎に通過もしくは阻止する
   Ｎ入力Ｎ出力の第２のスイッチ手段と、該第２のスイッ
   チ手段のＮ個の出力端子から出力される同一中心周波数
   のサブバンド信号を入力して、ｉ番目の出力端子のサブ
   バンド信号を中心周波数fｉ２の信号に周波数変換し、
   該周波数変換したＮ個のサブバンド信号を合波して出力
   するＮ入力一出力の第２の合波手段とを有することを特
   徴とする帯域幅可変ディジタルフィルタバンク。
4. 【請求項４】 請求項２、もしくは、請求項３のいずれ
   かに記載の帯域幅可変ディジタルフィルタバンクにおい
   て、上記第１の分波手段と上記第２の分波手段のそれぞ
   れは、上記Ｎ個のサブバンド信号を同一中心周波数の信
   号に周波数変換するために、信号のサンプリング周波数
   を１/Ｎ倍にダウンサンプリングするダウンサンプラを
   具備し、上記第１の合波手段と上記第２の合波手段のそ
   れぞれは、上記ｉ番目の出力端子のサブバンド信号を中
   心周波数fｉ１，fｉ２の信号に周波数変換するために、
   信号をＮ倍にアップサンプリングするアップサンプラを
   具備することを特徴とする帯域幅可変ディジタルフィル
   タバンク。
5. 【請求項５】 請求項１に記載の帯域幅可変ディジタル
   フィルタバンクにおいて、上記第１のディジタルフィル
   タバンクは、帯域幅fＢをＮ個の低速信号に変換する一
   入力Ｎ出力の直並列変換回路と、該直並列変換回路から
   出力されるＮ個の信号をそれぞれ入力してフィルタリン
   グを行うＮ個のディジタルフィルタと、該ディジタルフ
   ィルタからの出力に逆高速フーリエ変換を行うＮ入力Ｎ
   出力の高速逆フーリエ変換回路とからなり、上記帯域幅
   fＢを、中心周波数fｉ１が「下限周波数＋帯域幅fＢ×
   ｉ/Ｎ (０≦ｉ≦Ｎ−１)」のＮ個のサブバンドに分割
   する第１の分波手段に、該第１の分波手段の出力である
   Ｎ個のサブバンド信号をサブバンド信号毎に通過もしく
   は阻止するＮ入力Ｎ出力の第１のスイッチ手段を接続
   し、該第１のスイッチ手段に、該第１のスイッチ手段の
   Ｎ個の出力端子から出力される信号を入力して、高速フ
   ーリエ変換するＮ入力Ｎ出力の高速フーリエ変換回路
   と、該高速フーリエ変換回路からの出力をフィルタリン
   グするＮ個のディジタルフィルタと、該ディジタルフィ
   ルタからのＮ個の出力を一つの高速信号に変換するＮ入
   力一出力の並直列変換回路とからなる第１の合波手段を
   接続して構成され、上記第２のディジタルフィルタバン
   クは、帯域幅fＢをＮ個の低速信号に変換する一入力Ｎ
   出力の直並列変換回路と、該直並列変換回路から出力さ
   れるＮ個の信号をそれぞれ入力してフィルタリングを行
   うＮ個のディジタルフィルタと、該ディジタルフィルタ
   からの出力に逆高速フーリエ変換を行うＮ入力Ｎ出力の
   高速逆フーリエ変換回路とからなり、上記帯域幅fＢ
   を、中心周波数fｉ２が「下限周波数＋帯域幅fＢ×（２
   ｉ＋１）/２Ｎ (０≦ｉ≦Ｎ−１)」のＮ個のサブバン
   ドに分割する第２の分波手段に、該第２の分波手段の出
   力であるＮ個のサブバンド信号をサブバンド信号毎に通
   過もしくは阻止するＮ入力Ｎ出力の第２のスイッチ手段
   を接続し、該第２のスイッチ手段に、該第２のスイッチ
   手段のＮ個の出力端子から出力される信号を入力して、
   高速フーリエ変換するＮ入力Ｎ出力の高速フーリエ変換
   回路と、該高速フーリエ変換回路からの出力をフィルタ
   リングするＮ個のディジタルフィルタと、該ディジタル
   フィルタからのＮ個の出力を一つの高速信号に変換する
   Ｎ入力一出力の並直列変換回路とからなる第２の合波手
   段を接続して構成されることを特徴とする帯域幅可変デ
   ィジタルフィルタバンク。
6. 【請求項６】 請求項１に記載の帯域幅可変ディジタル
   フィルタバンクにおいて、上記第１のディジタルフィル
   タバンクは、帯域幅fＢをＮ個の低速信号に変換する一
   入力Ｎ出力の直並列変換回路と、該直並列変換回路から
   出力されるＮ個の信号をそれぞれ入力してフィルタリン
   グを行うＮ個のディジタルフィルタと、該ディジタルフ
   ィルタからの出力に高速フーリエ変換を行うＮ入力Ｎ出
   力の高速フーリエ変換回路とからなり、上記帯域幅fＢ
   を、中心周波数fｉ１が「下限周波数＋帯域幅fＢ×ｉ/
   Ｎ (０≦ｉ≦Ｎ−１)」のＮ個のサブバンドに分割する
   第１の分波手段に、該第１の分波手段の出力であるＮ個
   のサブバンド信号をサブバンド信号毎に通過もしくは阻
   止するＮ入力Ｎ出力の第１のスイッチ手段を接続し、該
   第１のスイッチ手段に、該第１のスイッチ手段のＮ個の
   出力端子から出力される信号を入力して、逆高速フーリ
   エ変換するＮ入力Ｎ出力の高速逆フーリエ変換回路と、
   該高速逆フーリエ変換回路からの出力をフィルタリング
   するＮ個のディジタルフィルタと、該ディジタルフィル
   タからのＮ個の出力を一つの高速信号に変換するＮ入力
   一出力の並直列変換回路とからなる第１の合波手段を接
   続して構成され、上記第２のディジタルフィルタバンク
   は、帯域幅fＢをＮ個の低速信号に変換する一入力Ｎ出
   力の直並列変換回路と、該直並列変換回路から出力され
   るＮ個の信号をそれぞれ入力してフィルタリングを行う
   Ｎ個のディジタルフィルタと、該ディジタルフィルタか
   らの出力に高速フーリエ変換を行うＮ入力Ｎ出力の高速
   フーリエ変換回路とからなり、上記帯域幅fＢを、中心
   周波数fｉ２が「下限周波数＋帯域幅fＢ×（２ｉ＋１）
   /２Ｎ (０≦ｉ≦Ｎ−１)」のＮ個のサブバンドに分割
   する第２の分波手段に、該第２の分波手段の出力である
   Ｎ個のサブバンド信号をサブバンド信号毎に通過もしく
   は阻止するＮ入力Ｎ出力の第２のスイッチ手段を接続
   し、該第２のスイッチ手段に、該第２のスイッチ手段の
   Ｎ個の出力端子から出力される信号を入力して、逆高速
   フーリエ変換するＮ入力Ｎ出力の高速逆フーリエ変換回
   路と、該高速逆フーリエ変換回路からの出力をフィルタ
   リングするＮ個のディジタルフィルタと、該ディジタル
   フィルタからのＮ個の出力を一つの高速信号に変換する
   Ｎ入力一出力の並直列変換回路とからなる第２の合波手
   段を接続して構成されることを特徴とする帯域幅可変デ
   ィジタルフィルタバンク。
7. 【請求項７】 請求項１から請求項６のいずれかに記載
   の帯域幅可変ディジタルフィルタバンクにおいて、帯域
   幅fＢ中の全信号を分岐して、上記第１のディジタルフ
   ィルタバンクと上記第２のディジタルフィルタバンクの
   それぞれに入力する分岐手段を設けたことを特徴とする
   帯域幅可変ディジタルフィルタバンク。