JP2001008482A - 電動機の制御システム及び制御方法 - Google Patents
電動機の制御システム及び制御方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】インバータのＰＷＭ信号によるスイッチングノ
イズの影響を受けない良好な位相信号が出力されるＲ／
Ｄ変換部を備えた電動機の制御システムを提供する。 【解決手段】レゾルバ８を回転センサとする電動機３
と、前記電動機を駆動するインバータ１０と、前記イン
バータを制御する制御装置１１とを備えた電動機の制御
システムであって、前記制御装置は、前記レゾルバの出
力をＲ／Ｄ変換部１５で変換した位相信号をもとに位相
演算処理を行ない、電流指令と電流センサ１２で検出さ
れた電動機の電流値に基づいて電圧指令値を演算し、該
電圧指令値をもとに前記インバータを制御するＰＷＭ信
号を発生するものにおいて、前記制御装置において、前
記ＰＷＭ信号に同期するＰＷＭ同期信号２１２を生成
し、該ＰＷＭ同期信号により、前記Ｒ／Ｄ変換部１５を
駆動する。
イズの影響を受けない良好な位相信号が出力されるＲ／
Ｄ変換部を備えた電動機の制御システムを提供する。 【解決手段】レゾルバ８を回転センサとする電動機３
と、前記電動機を駆動するインバータ１０と、前記イン
バータを制御する制御装置１１とを備えた電動機の制御
システムであって、前記制御装置は、前記レゾルバの出
力をＲ／Ｄ変換部１５で変換した位相信号をもとに位相
演算処理を行ない、電流指令と電流センサ１２で検出さ
れた電動機の電流値に基づいて電圧指令値を演算し、該
電圧指令値をもとに前記インバータを制御するＰＷＭ信
号を発生するものにおいて、前記制御装置において、前
記ＰＷＭ信号に同期するＰＷＭ同期信号２１２を生成
し、該ＰＷＭ同期信号により、前記Ｒ／Ｄ変換部１５を
駆動する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電動機の制御シス
テム及び制御方法に係り、特にレゾルバを用いた電動機
の制御システム及び制御方法に関する。
テム及び制御方法に係り、特にレゾルバを用いた電動機
の制御システム及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】電気自動車、特にハイブリッド型電気自
動車において、航続距離の向上から効率の良い駆動シス
テムが要求されている。そのため、堅牢な誘導電動機に
変わって永久磁石を用いた同期電動機あるいは同期発電
機の同期機が多く使用されるようになってきた。
動車において、航続距離の向上から効率の良い駆動シス
テムが要求されている。そのため、堅牢な誘導電動機に
変わって永久磁石を用いた同期電動機あるいは同期発電
機の同期機が多く使用されるようになってきた。
【０００３】これらの電動機の制御には磁極の位置を検
出する回転センサが不可欠である。回転センサには大き
く分けて光学式とレゾルバタイプとがある。レゾルバタ
イプの回転センサの一例として、特開平９ー７２７５８
号公報にはレゾルバとＲ／Ｄ変換部を含めた巻線の断線
検出装置及び方法が記載されている。
出する回転センサが不可欠である。回転センサには大き
く分けて光学式とレゾルバタイプとがある。レゾルバタ
イプの回転センサの一例として、特開平９ー７２７５８
号公報にはレゾルバとＲ／Ｄ変換部を含めた巻線の断線
検出装置及び方法が記載されている。
【０００４】一方、ハイブリッド型電気自動車では、電
動機とエンジンの変速機構を一体構造にして小型、軽量
化することが要求される。
動機とエンジンの変速機構を一体構造にして小型、軽量
化することが要求される。
【０００５】この場合、電動機の磁極位置を検出する回
転センサも変速機構と共にエンジンの近傍に設置される
が、オイルミストの発生する環境のため、回転センサと
しては望ましい環境ではない。従って、電気自動車の駆
動方式としてハイブリッドシステムを採用するものにお
いては、回転センサとして、光学式よりもレゾルバが適
している。
転センサも変速機構と共にエンジンの近傍に設置される
が、オイルミストの発生する環境のため、回転センサと
しては望ましい環境ではない。従って、電気自動車の駆
動方式としてハイブリッドシステムを採用するものにお
いては、回転センサとして、光学式よりもレゾルバが適
している。
【０００６】回転センサとしてレゾルバを用いたもの
に、特開平５−３２２５９８号公報、特開昭６１−２１
０８８９号公報が発明がある。特開平５−３２２５９８
号公報の発明は、位置制御演算に同期してＲ／Ｄ変換部
を動作させるものであり、また特開昭６１−２１０８８
９公報の発明は2相励磁1相出力型のレゾルバにおいて、
出力信号に同期してＰＷＭ信号を発生するものである。
に、特開平５−３２２５９８号公報、特開昭６１−２１
０８８９号公報が発明がある。特開平５−３２２５９８
号公報の発明は、位置制御演算に同期してＲ／Ｄ変換部
を動作させるものであり、また特開昭６１−２１０８８
９公報の発明は2相励磁1相出力型のレゾルバにおいて、
出力信号に同期してＰＷＭ信号を発生するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来のレゾルバタイプ
の回転センサでは、インバータのＰＷＭ信号によるスイ
ッチングにより電動機の電流が変化する時発生するノイ
ズの影響を受けてしまい、位相誤差を生ずる場合があっ
た。
の回転センサでは、インバータのＰＷＭ信号によるスイ
ッチングにより電動機の電流が変化する時発生するノイ
ズの影響を受けてしまい、位相誤差を生ずる場合があっ
た。
【０００８】ノイズの影響でＲ／Ｄ変換部の出力に位相
誤差を生じた場合、電動機の巻線電流に乱れを生じる。
この巻線電流の乱れは、騒音の発生や電気自動車の制御
特性の低下をもたらすことになる。
誤差を生じた場合、電動機の巻線電流に乱れを生じる。
この巻線電流の乱れは、騒音の発生や電気自動車の制御
特性の低下をもたらすことになる。
【０００９】また、特開昭６１−２１０８８９号公報の
発明は、2相励磁1相出力型のレゾルバで励磁信号と出力
信号の位相差から回転角θを検出する。更に、検出信号
の周期に完全同期してＰＷＭ信号を発生させる。インバ
ータは、ＰＷＭ信号のＯＮ−ＯＦＦ時点すなわちパワー
素子のスイッチング時点でスイッチングノイズを発生す
る。従って、出力信号の位相差検出時点すなわちゼロク
ロス点とPWM信号のＯＮ−ＯＦＦ時点が常に一致するの
で、位相差検出時点でスイッチングノイズの影響を受け
やすい。
発明は、2相励磁1相出力型のレゾルバで励磁信号と出力
信号の位相差から回転角θを検出する。更に、検出信号
の周期に完全同期してＰＷＭ信号を発生させる。インバ
ータは、ＰＷＭ信号のＯＮ−ＯＦＦ時点すなわちパワー
素子のスイッチング時点でスイッチングノイズを発生す
る。従って、出力信号の位相差検出時点すなわちゼロク
ロス点とPWM信号のＯＮ−ＯＦＦ時点が常に一致するの
で、位相差検出時点でスイッチングノイズの影響を受け
やすい。
【００１０】本発明は、インバータのＰＷＭ信号による
スイッチングノイズの影響を受けない良好な位相信号が
出力されるＲ／Ｄ変換部を備えた電動機の制御システム
及び制御方法を提供することを目的とする。
スイッチングノイズの影響を受けない良好な位相信号が
出力されるＲ／Ｄ変換部を備えた電動機の制御システム
及び制御方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、レゾルバを回
転センサとする電動機と、前記電動機を駆動するインバ
ータと、前記インバータを制御する制御装置とを備えた
電動機の制御システムであって、前記制御装置は、前記
レゾルバの出力をＲ／Ｄ変換部で変換した位相角θをも
とに位相演算処理を行ない、電流指令と前記電動機の電
流値に基づいて電圧指令値を演算し、該電圧指令値をも
とに前記インバータを制御するＰＷＭ信号を発生ものに
おいて、前記ＰＷＭ信号に同期するＰＷＭ同期信号を生
成し、該ＰＷＭ同期信号により、前記Ｒ／Ｄ変換部を駆
動することを特徴とする。
転センサとする電動機と、前記電動機を駆動するインバ
ータと、前記インバータを制御する制御装置とを備えた
電動機の制御システムであって、前記制御装置は、前記
レゾルバの出力をＲ／Ｄ変換部で変換した位相角θをも
とに位相演算処理を行ない、電流指令と前記電動機の電
流値に基づいて電圧指令値を演算し、該電圧指令値をも
とに前記インバータを制御するＰＷＭ信号を発生ものに
おいて、前記ＰＷＭ信号に同期するＰＷＭ同期信号を生
成し、該ＰＷＭ同期信号により、前記Ｒ／Ｄ変換部を駆
動することを特徴とする。
【００１２】本発明の他の特徴は、前記Ｒ／Ｄ変換部の
励磁信号と、前記レゾルバの検出信号を取り込むための
前記Ａ／Ｄ変換部の起動信号を、前記ＰＷＭ同期信号と
同期させることにある。
励磁信号と、前記レゾルバの検出信号を取り込むための
前記Ａ／Ｄ変換部の起動信号を、前記ＰＷＭ同期信号と
同期させることにある。
【００１３】本発明の他の特徴は、前記ＰＷＭ同期信号
を、ＰＷＭ搬送波信号の最大値あるいは最小値時点に同
期させることにある。
を、ＰＷＭ搬送波信号の最大値あるいは最小値時点に同
期させることにある。
【００１４】本発明の他の特徴は、前記制御装置の前記
Ｒ／Ｄ変換部が、レゾルバの励磁巻線へ電流を供給する
励磁信号発生部と、前記レゾルバのＳｉｎ巻線及びＣｏ
ｓ巻線のアナログ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換部と、変換されたデジタル信号から除算処理してｔ
ａｎθとｃｏｔθを求め、このｔａｎθとｃｏｔθから
関数テーブルを介して前記レゾルバの回転角θに対する
位相角θ0を算出するθ演算処理部とを備え、前記除算
処理は、乗算処理を使用した伝達関数１／（Ｓ＋ＫＡｃ
ｏｓθ）もしくは、１／（Ｓ＋ＫＡｓｉｎθ）を用いて
ｔａｎθとｃｏｔθを算出することにある。
Ｒ／Ｄ変換部が、レゾルバの励磁巻線へ電流を供給する
励磁信号発生部と、前記レゾルバのＳｉｎ巻線及びＣｏ
ｓ巻線のアナログ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換部と、変換されたデジタル信号から除算処理してｔ
ａｎθとｃｏｔθを求め、このｔａｎθとｃｏｔθから
関数テーブルを介して前記レゾルバの回転角θに対する
位相角θ0を算出するθ演算処理部とを備え、前記除算
処理は、乗算処理を使用した伝達関数１／（Ｓ＋ＫＡｃ
ｏｓθ）もしくは、１／（Ｓ＋ＫＡｓｉｎθ）を用いて
ｔａｎθとｃｏｔθを算出することにある。
【００１５】本発明によれば、インバータのＰＷＭ信号
によるスイッチングノイズの影響を受けずに良好な位相
信号を出力するＲ／Ｄ変換部を用いた電動機の制御シス
テム及び制御方法を提供することができる。
によるスイッチングノイズの影響を受けずに良好な位相
信号を出力するＲ／Ｄ変換部を用いた電動機の制御シス
テム及び制御方法を提供することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明をハイブリッド方式
電気車に適用した実施例について説明する。通常、ハイ
ブリッド方式電気車は、駆動源としてエンジンと永久磁
石型同期電動機の２種類の駆動源を有し、これらが同じ
エンジンルーム内に搭載されている。永久磁石型同期電
動機は、電気車の制動時には回生制動を行なう発電機と
しても機能するので、以下単に電動機と呼ぶことにす
る。電動機の出力軸はギヤ機構を介して車軸に連結され
ている。
電気車に適用した実施例について説明する。通常、ハイ
ブリッド方式電気車は、駆動源としてエンジンと永久磁
石型同期電動機の２種類の駆動源を有し、これらが同じ
エンジンルーム内に搭載されている。永久磁石型同期電
動機は、電気車の制動時には回生制動を行なう発電機と
しても機能するので、以下単に電動機と呼ぶことにす
る。電動機の出力軸はギヤ機構を介して車軸に連結され
ている。
【００１７】図１に、電動機とその制御装置の構成例を
示す。図において、電動機３はバッテリー９を電源と
し、インバータ１０を介してバッテリー９に接続されて
いる。インバータ１０は、６個のパワー素子（ＩＧＢ
Ｔ）と各パワー素子に並列に接続されたダイオードを用
いて構成され、制御装置１１により電動機３のＵ、Ｖ、
Ｗ各相の巻線に流れる電流が制御する３相ブリッヂ回路
と、１個の平滑コンデンサとを備えている。制御装置１
１は、アクセルペタルやブレーキペタルの操作量に対応
したトルク指令τＭ*を入力信号とし、電動機３が前記
操作量に応じたトルクを発生するようにインバータ１０
を制御する。
示す。図において、電動機３はバッテリー９を電源と
し、インバータ１０を介してバッテリー９に接続されて
いる。インバータ１０は、６個のパワー素子（ＩＧＢ
Ｔ）と各パワー素子に並列に接続されたダイオードを用
いて構成され、制御装置１１により電動機３のＵ、Ｖ、
Ｗ各相の巻線に流れる電流が制御する３相ブリッヂ回路
と、１個の平滑コンデンサとを備えている。制御装置１
１は、アクセルペタルやブレーキペタルの操作量に対応
したトルク指令τＭ*を入力信号とし、電動機３が前記
操作量に応じたトルクを発生するようにインバータ１０
を制御する。
【００１８】８は、電動機の角度や磁極位置を検出する
回転センサとしてのレゾルバであり、電動機の出力軸に
装着されている。１２は電動機３の巻線に流れる電流を
検出する電流センサである。１５はＲ／Ｄ変換部であ
り、検出信号をディジタル信号に変換し機械的な回転角
度θから電気位相角信号（以下単に位相角と呼ぶ）θ０
を算出する。
回転センサとしてのレゾルバであり、電動機の出力軸に
装着されている。１２は電動機３の巻線に流れる電流を
検出する電流センサである。１５はＲ／Ｄ変換部であ
り、検出信号をディジタル信号に変換し機械的な回転角
度θから電気位相角信号（以下単に位相角と呼ぶ）θ０
を算出する。
【００１９】制御装置１１は、トルク指令値τＭ* と回
転数ω1をもとに電流指令値Ｉｑ*、Ｉｄ* を算出する電
流指令発生部２２０と、電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ*及び
電流センサ１２の出力に基づいてｄｑ軸電流指令値や交
流電圧指令値を生成するｄｑ軸電流制御部２００と、交
流電圧指令値に基づいてインバータ１０を制御するＰＷ
Ｍ信号を生成するＰＷＭ制御部２１０とを備えている。
転数ω1をもとに電流指令値Ｉｑ*、Ｉｄ* を算出する電
流指令発生部２２０と、電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ*及び
電流センサ１２の出力に基づいてｄｑ軸電流指令値や交
流電圧指令値を生成するｄｑ軸電流制御部２００と、交
流電圧指令値に基づいてインバータ１０を制御するＰＷ
Ｍ信号を生成するＰＷＭ制御部２１０とを備えている。
【００２０】ｄｑ軸電流制御部２００は、位相演算部２
０１、速度演算部２０２、３／２相変換部２０３、Ｉｄ
Ｉｑ電流制御部２０４、２／３相変換部２０６を備えて
いる。
０１、速度演算部２０２、３／２相変換部２０３、Ｉｄ
Ｉｑ電流制御部２０４、２／３相変換部２０６を備えて
いる。
【００２１】制御装置１１の電流指令発生部２２０にお
いて、トルク指令値τＭ* と回転数ω1をもとにＩｑテ
ーブル２２４でトルク分電流に相当するｑ軸電流の指令
値Ｉｑ* を算出する。一方、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ*
も、トルク指令値τＭ*と回転数ω1もとに、Ｉｄテーブ
ル２２６で算出する。このようにして、Ｉｄ、Ｉｑテー
ブル２２４、２２６は、トルク指令値τＭ*と回転数ω1
をもとに高効率制御に要求される損失最小となる電流指
令値Ｉｑ* 、Ｉｄ* を算出する。
いて、トルク指令値τＭ* と回転数ω1をもとにＩｑテ
ーブル２２４でトルク分電流に相当するｑ軸電流の指令
値Ｉｑ* を算出する。一方、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ*
も、トルク指令値τＭ*と回転数ω1もとに、Ｉｄテーブ
ル２２６で算出する。このようにして、Ｉｄ、Ｉｑテー
ブル２２４、２２６は、トルク指令値τＭ*と回転数ω1
をもとに高効率制御に要求される損失最小となる電流指
令値Ｉｑ* 、Ｉｄ* を算出する。
【００２２】一方、位相演算部２０１は、レゾルバの出
力を変換処理するＲ／Ｄ変換部１５の出力である位相角
θ0から、単位変換処理を行い位相角θ1を出力する。こ
の位相角θ1は、３相／２相座標変換部２０３、２／３
相変換処理２０６の座標変換処理で使用される。
力を変換処理するＲ／Ｄ変換部１５の出力である位相角
θ0から、単位変換処理を行い位相角θ1を出力する。こ
の位相角θ1は、３相／２相座標変換部２０３、２／３
相変換処理２０６の座標変換処理で使用される。
【００２３】３／２相座標変換部２０３は、電流センサ
１２で検出した電動機電流の３相交流電流に対して３／
２相の座標変換処理を行いｄ、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算
出する。これらのＩｄ、Ｉｑと電流指令発生部２２０で
算出された指令値Ｉｄ*、Ｉｑ* をもとに、ＩｄＩｑ電
流制御部２０４は、比例あるいは比例積分電流制御処理
を行い、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。
１２で検出した電動機電流の３相交流電流に対して３／
２相の座標変換処理を行いｄ、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算
出する。これらのＩｄ、Ｉｑと電流指令発生部２２０で
算出された指令値Ｉｄ*、Ｉｑ* をもとに、ＩｄＩｑ電
流制御部２０４は、比例あるいは比例積分電流制御処理
を行い、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。
【００２４】さらに、２／３相変換部２０６において、
電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*に対する２／３相の座標変換を
行い、３相交流電圧指令値Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を算
出する。
電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*に対する２／３相の座標変換を
行い、３相交流電圧指令値Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を算
出する。
【００２５】ＰＷＭ制御部２１０は、この電圧指令値Ｖ
ｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* から三角波信号の搬送波信号との
比較処理を行ってＰＷＭ信号Ｕ、Ｖ、Ｗを発生し、イン
バータ１０を駆動する。また、ＰＷＭ制御部２１０から
Ｒ／Ｄ変換部１５へ、ＰＷＭ信号の搬送波に同期するＰ
ＷＭ同期信号２１２が送られる。
ｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* から三角波信号の搬送波信号との
比較処理を行ってＰＷＭ信号Ｕ、Ｖ、Ｗを発生し、イン
バータ１０を駆動する。また、ＰＷＭ制御部２１０から
Ｒ／Ｄ変換部１５へ、ＰＷＭ信号の搬送波に同期するＰ
ＷＭ同期信号２１２が送られる。
【００２６】図２にＰＷＭ同期信号２１２の例を示す。
図２の（ａ）は、ＰＷＭ信号発生部２１０の内部で生成
される三角波形の搬送波と交流電圧指令値Ｖu*（変調
波）の波形、（ｂ）はＰＷＭ同期信号２１２、（ｃ）が
ＰＷＭ信号である。ＰＷＭ同期信号２１２は、搬送波信
号の最大値あるいは最小値時点である。
図２の（ａ）は、ＰＷＭ信号発生部２１０の内部で生成
される三角波形の搬送波と交流電圧指令値Ｖu*（変調
波）の波形、（ｂ）はＰＷＭ同期信号２１２、（ｃ）が
ＰＷＭ信号である。ＰＷＭ同期信号２１２は、搬送波信
号の最大値あるいは最小値時点である。
【００２７】制御装置１１は、ＰＷＭ制御された電圧を
電動機３に印加することにより電動機３の電流が電流指
令値Ｉｑ* 、Ｉｄ* に一致するように制御することによ
り、電動機３はトルク指令値τＭ*のトルクで、かつ損
失最小の高効率で制御される。
電動機３に印加することにより電動機３の電流が電流指
令値Ｉｑ* 、Ｉｄ* に一致するように制御することによ
り、電動機３はトルク指令値τＭ*のトルクで、かつ損
失最小の高効率で制御される。
【００２８】なお、制御装置１１のｄｑ軸電流制御部２
００、ＰＷＭ制御部２１０、電流指令発生部２２０は、
それぞれ、メモリＲＯＭに記録されたプログラムと、こ
のプログラムを読み出しプログラムの手順に沿って所定
の処理を実行するＣＰＵと、前記プログラムや、処理に
必要な関数、定数、データ等を記録するメモリＲＡＭを
含むマイクロコンピュータ（以下マイコン）によって構
成される。また、このマイコンには、前記演算機能やＡ
／Ｄ変換機能等、上記各部の処理を実行するのに必要な
機能もそなえている。
００、ＰＷＭ制御部２１０、電流指令発生部２２０は、
それぞれ、メモリＲＯＭに記録されたプログラムと、こ
のプログラムを読み出しプログラムの手順に沿って所定
の処理を実行するＣＰＵと、前記プログラムや、処理に
必要な関数、定数、データ等を記録するメモリＲＡＭを
含むマイクロコンピュータ（以下マイコン）によって構
成される。また、このマイコンには、前記演算機能やＡ
／Ｄ変換機能等、上記各部の処理を実行するのに必要な
機能もそなえている。
【００２９】次に、レゾルバ８の構成例を図３に示す。
レゾルバ８の本体は、ステータ１６と電動機３の出力軸
に固定されたロータ１７とを備えており、ステータ１６
には、励磁巻線１５２、Ｓｉｎ巻線１５４、Ｃｏｓ巻線
１５６が設けられている。図３では、軸倍角Ｘが２ある
いは４の場合を示す。
レゾルバ８の本体は、ステータ１６と電動機３の出力軸
に固定されたロータ１７とを備えており、ステータ１６
には、励磁巻線１５２、Ｓｉｎ巻線１５４、Ｃｏｓ巻線
１５６が設けられている。図３では、軸倍角Ｘが２ある
いは４の場合を示す。
【００３０】図４に、本発明の特徴である、レゾルバ８
の信号をディジタル信号に変換し位相角θ0を出力する
Ｒ／Ｄ変換部１５のブロック図を示す。また、図５に励
磁信号、検出信号及びＰＷＭ同期信号の関係を示す。
の信号をディジタル信号に変換し位相角θ0を出力する
Ｒ／Ｄ変換部１５のブロック図を示す。また、図５に励
磁信号、検出信号及びＰＷＭ同期信号の関係を示す。
【００３１】Ｒ／Ｄ変換部１５は、レゾルバ８の励磁巻
線１５２へ電流を供給する励磁信号発生部１５０と、レ
ゾルバ８のＳｉｎ巻線１５４及びＣｏｓ巻線１５６のア
ナログ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部１５
５、１５７と、変換されたデジタル信号からレゾルバ８
の回転角度θに対する位相角θ0を算出するθ演算処理
部１５１とを備えている。θ演算処理部１５１は、除算
器１５８及び変換処理部１５９により構成されている。
励磁信号発生部１５０及びＡ／Ｄ変換部１５５、１５７
は、ＰＷＭ信号の搬送波に同期するＰＷＭ同期信号２１
２に同期して駆動される。
線１５２へ電流を供給する励磁信号発生部１５０と、レ
ゾルバ８のＳｉｎ巻線１５４及びＣｏｓ巻線１５６のア
ナログ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部１５
５、１５７と、変換されたデジタル信号からレゾルバ８
の回転角度θに対する位相角θ0を算出するθ演算処理
部１５１とを備えている。θ演算処理部１５１は、除算
器１５８及び変換処理部１５９により構成されている。
励磁信号発生部１５０及びＡ／Ｄ変換部１５５、１５７
は、ＰＷＭ信号の搬送波に同期するＰＷＭ同期信号２１
２に同期して駆動される。
【００３２】レゾルバ８の励磁巻線１５２の端子Ｒ１−
Ｒ２間には、励磁信号発生部１５０からＡｓｉｎωｔの
励磁信号が供給される。励磁信号発生部１５０は、図２
に示すＰＷＭ制御の搬送波の最大値時点のＰＷＭ同期信
号２１２から、図５（ａ）に示すような励磁信号を発生
する。励磁信号は、Ａ・ｓｉｎωｔで示すｓｉｎ波信号
であるが、作成処理手段を簡略化するために図示したよ
うな三角波でも良い。
Ｒ２間には、励磁信号発生部１５０からＡｓｉｎωｔの
励磁信号が供給される。励磁信号発生部１５０は、図２
に示すＰＷＭ制御の搬送波の最大値時点のＰＷＭ同期信
号２１２から、図５（ａ）に示すような励磁信号を発生
する。励磁信号は、Ａ・ｓｉｎωｔで示すｓｉｎ波信号
であるが、作成処理手段を簡略化するために図示したよ
うな三角波でも良い。
【００３３】レソルバＳｉｎ巻線１５４、Ｃｏｓ巻線１
５６は、端子Ｓ２−Ｓ４間又はＳ１−Ｓ３間に接続され
ており、端子Ｓ２−Ｓ４間に発生する信号はＡ／Ｄ変換
部１５５に、また、端子Ｓ１−Ｓ３間に発生する信号は
Ａ／Ｄ変換部１５７に入力する。検出信号１５４、１５
６には、励磁信号がＡ・ｓｉｎωｔである場合、Ｋ・Ａ
・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθで表される信号及びＫ・Ａ・ｓ
ｉｎ ωｔ・ｃｏｓθで表される信号が出力される。な
お、Ｋは変圧比である。本発明では、 軸倍角Ｘ＝１に
ついて説明する。
５６は、端子Ｓ２−Ｓ４間又はＳ１−Ｓ３間に接続され
ており、端子Ｓ２−Ｓ４間に発生する信号はＡ／Ｄ変換
部１５５に、また、端子Ｓ１−Ｓ３間に発生する信号は
Ａ／Ｄ変換部１５７に入力する。検出信号１５４、１５
６には、励磁信号がＡ・ｓｉｎωｔである場合、Ｋ・Ａ
・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθで表される信号及びＫ・Ａ・ｓ
ｉｎ ωｔ・ｃｏｓθで表される信号が出力される。な
お、Ｋは変圧比である。本発明では、 軸倍角Ｘ＝１に
ついて説明する。
【００３４】検出信号は、図５の（ｂ）、（ｃ）に示す
ように、ロータの回転角度θに応じ励磁信号を振幅変調
した波形を有している。すなわち、Ｘ＝１なので、１回
転の機械角θ、位相角θ0は共に３６０度である。な
お、Ｘ＝２の場合、 θ＝３６０度、θ0は３６０度×
２、すなわち２周期となる。
ように、ロータの回転角度θに応じ励磁信号を振幅変調
した波形を有している。すなわち、Ｘ＝１なので、１回
転の機械角θ、位相角θ0は共に３６０度である。な
お、Ｘ＝２の場合、 θ＝３６０度、θ0は３６０度×
２、すなわち２周期となる。
【００３５】Ａ／Ｄ変換部１５５、１５７は、図５
（ｄ）に示すＰＷＭ同期信号２１２、すなわち励磁信号
１５２の最大値時点に同期して起動する。このような時
点で起動することにより、図５（ｂ）、（ｃ）に示すよ
うに、Ａ／Ｄ変換部１５５はＫＡｓｉｎθ、Ａ／Ｄ変換
部１５７はＫＡｃｏｓθのデジタル値を出力する。Ａ／
Ｄ変換部１５５、１５７の出力はθ演算処理部１５１の
除算処理部１５８で処理され、ｔａｎθとｃｏｔθを算
出する。
（ｄ）に示すＰＷＭ同期信号２１２、すなわち励磁信号
１５２の最大値時点に同期して起動する。このような時
点で起動することにより、図５（ｂ）、（ｃ）に示すよ
うに、Ａ／Ｄ変換部１５５はＫＡｓｉｎθ、Ａ／Ｄ変換
部１５７はＫＡｃｏｓθのデジタル値を出力する。Ａ／
Ｄ変換部１５５、１５７の出力はθ演算処理部１５１の
除算処理部１５８で処理され、ｔａｎθとｃｏｔθを算
出する。
【００３６】図６に、Ｒ／Ｄ変換部１５における除算処
理部１５８のｔａｎθ処理ブロックを示す。除算処理部
１５８は、加算器１６０、積分器１６１及び乗算器１６
２から構成され、、乗算処理を使用した伝達関数１／
（Ｓ＋ＫＡｃｏｓθ）を用いてｔａｎθを算出する。
理部１５８のｔａｎθ処理ブロックを示す。除算処理部
１５８は、加算器１６０、積分器１６１及び乗算器１６
２から構成され、、乗算処理を使用した伝達関数１／
（Ｓ＋ＫＡｃｏｓθ）を用いてｔａｎθを算出する。
【００３７】単に、マイコンの除算命令を用いた除算処
理（ＫＡｓｉｎθ÷ＫＡｃｏｓθ）でｔａｎθを求める
場合、分母がゼロの時にオーバーフロー処理が必要であ
る。そこで本発明は図６に示すように、乗算処理を使用
した伝達関数１／（Ｓ＋ＫＡｃｏｓθ）を用いてｔａｎ
θを算出するのでこのような処理が不要である。伝達関
数１／（Ｓ＋ＫＡｃｏｓθ）を用いてｔａｎθを算出す
る処理のフローチャートを、図７に示す。
理（ＫＡｓｉｎθ÷ＫＡｃｏｓθ）でｔａｎθを求める
場合、分母がゼロの時にオーバーフロー処理が必要であ
る。そこで本発明は図６に示すように、乗算処理を使用
した伝達関数１／（Ｓ＋ＫＡｃｏｓθ）を用いてｔａｎ
θを算出するのでこのような処理が不要である。伝達関
数１／（Ｓ＋ＫＡｃｏｓθ）を用いてｔａｎθを算出す
る処理のフローチャートを、図７に示す。
【００３８】図７において、まず、ＫＡｓｉｎθ
（ｎ）、ＫＡｃｏｓθ（ｎ）が入力される（ステップ１
６３）。次に前回すなわち（ｎ−１）のｔａｎθを読出
してＴＡ＝ｔａｎθ（ｎ−１）とし（ステップ１６
４）、さらに次式から今回すなわち（ｎ）の偏差｜Δｔ
｜を求める（ステップ１６５）。
（ｎ）、ＫＡｃｏｓθ（ｎ）が入力される（ステップ１
６３）。次に前回すなわち（ｎ−１）のｔａｎθを読出
してＴＡ＝ｔａｎθ（ｎ−１）とし（ステップ１６
４）、さらに次式から今回すなわち（ｎ）の偏差｜Δｔ
｜を求める（ステップ１６５）。
【００３９】｜Δｔ｜＝ＫＡｓｉｎθ（ｎ）−ＴＡ×Ｋ
Ａｃｏｓθ（ｎ） 次に、偏差｜Δｔ｜を目標値εと比較し（ステップ１６
６）、 ｜Δｔ｜のほうが小さければｔａｎθ（ｎ）＝
ＴＡとして終了する（ステップ１６８）。もし、｜Δｔ
｜のほうが大きければＴＡ＝TA＋｜Δｔ｜として（ステ
ップ１６７）、ステップ１６５に戻る。
Ａｃｏｓθ（ｎ） 次に、偏差｜Δｔ｜を目標値εと比較し（ステップ１６
６）、 ｜Δｔ｜のほうが小さければｔａｎθ（ｎ）＝
ＴＡとして終了する（ステップ１６８）。もし、｜Δｔ
｜のほうが大きければＴＡ＝TA＋｜Δｔ｜として（ステ
ップ１６７）、ステップ１６５に戻る。
【００４０】ステップ１６５、１６６、１６７の収束演
算を、ｄｑ軸電流制御部の制御サンプリング時間内に数
回実行することで、偏差｜Δｔ｜は目標値εに収束す
る。なお、前記制御サンプリング、ＰＷＭ搬送波及びレ
ゾルバの励磁信号の周期は、同一時点、同一周期である
ことが望ましいが、励磁信号の周期が制御サンプリング
の整数分の１であっても良い。
算を、ｄｑ軸電流制御部の制御サンプリング時間内に数
回実行することで、偏差｜Δｔ｜は目標値εに収束す
る。なお、前記制御サンプリング、ＰＷＭ搬送波及びレ
ゾルバの励磁信号の周期は、同一時点、同一周期である
ことが望ましいが、励磁信号の周期が制御サンプリング
の整数分の１であっても良い。
【００４１】もし、制御サンプリング時間内に数回実行
しても、偏差Δが目標値εに収束しない場合には、 レ
ゾルバ及びＲ／Ｄ変換処理の異常として必要な処理を行
う。
しても、偏差Δが目標値εに収束しない場合には、 レ
ゾルバ及びＲ／Ｄ変換処理の異常として必要な処理を行
う。
【００４２】算出されたｔａｎθは、電気角９０度、２
７０度付近で非常に大きな数値を持つ。そのためマイコ
ン内でこの大きな数値にダイナミックレンジを合わせる
と、４５度以下の小さい数値のときに充分な精度の位相
角θが検出できない。そこで、位相角θ0の精度を確保
するために、正接値ｔａｎθの他に余接値ｃｏｔθも算
出する。
７０度付近で非常に大きな数値を持つ。そのためマイコ
ン内でこの大きな数値にダイナミックレンジを合わせる
と、４５度以下の小さい数値のときに充分な精度の位相
角θが検出できない。そこで、位相角θ0の精度を確保
するために、正接値ｔａｎθの他に余接値ｃｏｔθも算
出する。
【００４３】余弦値ｃｏｔθの算出処理は、図6におい
て、加算器１６０の入力をＫＡｓｉｎθの代わりにＫＡ
ｃｏｓθ、乗算器１６２の入力をＫＡｃｏｓθの代わり
にＫＡｓｉｎθとすることにより、積分器１６１の出力
をｃｏｔθとすることができる。
て、加算器１６０の入力をＫＡｓｉｎθの代わりにＫＡ
ｃｏｓθ、乗算器１６２の入力をＫＡｃｏｓθの代わり
にＫＡｓｉｎθとすることにより、積分器１６１の出力
をｃｏｔθとすることができる。
【００４４】また、図7の処理フローでは、処理１６４
をＴＡ＝ｃｏｔθ（n-1）、処理１６５を｜Δｃ｜＝KA
ｃｏｓθ(n)−ＴＡ×ＫＡｓｉｎθ(n)、処理１６８をｃ
ｏｔθ(n)＝TAと置きかえることにより、余弦値ｃｏｔ
θの算出処理がなされる。
をＴＡ＝ｃｏｔθ（n-1）、処理１６５を｜Δｃ｜＝KA
ｃｏｓθ(n)−ＴＡ×ＫＡｓｉｎθ(n)、処理１６８をｃ
ｏｔθ(n)＝TAと置きかえることにより、余弦値ｃｏｔ
θの算出処理がなされる。
【００４５】次に、除算処理部１５８の出力ｔａｎθを
基に変換処理部１５９において変換テーブルを用いた変
換処理がなされ、位相角θ0が得られる。図８に、変換
処理部１５９の処理ブロックを示し、図９にその動作を
説明するための三角関数の変換特性図を示す。
基に変換処理部１５９において変換テーブルを用いた変
換処理がなされ、位相角θ0が得られる。図８に、変換
処理部１５９の処理ブロックを示し、図９にその動作を
説明するための三角関数の変換特性図を示す。
【００４６】図８において、変換処理部１５９には、除
算処理部１５８−１で得られた正接値ｔａｎθと、除算
処理部１５８−２で得られた余接値ｃｏｔθが入力され
る。演算部１５９−１で正接値ｔａｎθからｔａｎ−１
の変換テーブル、演算部１５９−３で余接値ｃｏｔθか
らｃｏｔ−１の変換テーブルを用いて正接値ｔａｎθに
対応する位相角θt、余接値ｃｏｔθに対応する位相角
θcを求める。
算処理部１５８−１で得られた正接値ｔａｎθと、除算
処理部１５８−２で得られた余接値ｃｏｔθが入力され
る。演算部１５９−１で正接値ｔａｎθからｔａｎ−１
の変換テーブル、演算部１５９−３で余接値ｃｏｔθか
らｃｏｔ−１の変換テーブルを用いて正接値ｔａｎθに
対応する位相角θt、余接値ｃｏｔθに対応する位相角
θcを求める。
【００４７】演算部１５９−１、１５９−３の出力θ
t、θcは、モード選定部１５９−５により駆動されるス
イッチ１５９−２、１５９−４により選択され、位相角
θ0として出力される。モード選定部１５９−５は、除
算処理部１５８−１、１５８−２の入力信号ＫＡｓｉｎ
θ、ＫＡｃｏｓθが、図９の期間I〜IVのいずれに有る
かを判断し、各期間において次のような演算処理がなさ
れるように、 スイッチ１５９−２、１５９−４を切替
える。
t、θcは、モード選定部１５９−５により駆動されるス
イッチ１５９−２、１５９−４により選択され、位相角
θ0として出力される。モード選定部１５９−５は、除
算処理部１５８−１、１５８−２の入力信号ＫＡｓｉｎ
θ、ＫＡｃｏｓθが、図９の期間I〜IVのいずれに有る
かを判断し、各期間において次のような演算処理がなさ
れるように、 スイッチ１５９−２、１５９−４を切替
える。
【００４８】すなわち、処理１５９−６で、θtとθcを
入力とする下記の処理を行う。なお、下記の演算式で、
ｔａｎθ、ｃｏｔθは変換処理部１５９の入力値であ
る。
入力とする下記の処理を行う。なお、下記の演算式で、
ｔａｎθ、ｃｏｔθは変換処理部１５９の入力値であ
る。
【００４９】 期間 I： 位相角θ0＝ｔａｎ−１（ｔａｎθ）＝θt 期間 II： 位相角θ0＝ｃｏｔ−１（ｃｏｔθ）＝θc 期間III： 位相角θ0＝１８０°＋ｔａｎ−１（ｔａｎ
θ）＝１８０°＋θt 期間 IV： 位相角θ0＝１８０°＋ｃｏｔ−１（ｃｏｔ
θ）＝１８０°＋θｃ 本発明によれば、Ｒ／Ｄ変換部１５の出力として、イン
バータのＰＷＭ信号によるスイッチングノイズの影響を
受けずに良好な位相角θ0が出力される。本発明のＲ／
Ｄ変換部１５の出力がノイズの影響を受けない点に関し
て、図１０、図１１で説明する。
θ）＝１８０°＋θt 期間 IV： 位相角θ0＝１８０°＋ｃｏｔ−１（ｃｏｔ
θ）＝１８０°＋θｃ 本発明によれば、Ｒ／Ｄ変換部１５の出力として、イン
バータのＰＷＭ信号によるスイッチングノイズの影響を
受けずに良好な位相角θ0が出力される。本発明のＲ／
Ｄ変換部１５の出力がノイズの影響を受けない点に関し
て、図１０、図１１で説明する。
【００５０】図１０は、ＰＷＭ信号と、端子Ｓ１−Ｓ３
で発生する検出信号の関係を示している。
で発生する検出信号の関係を示している。
【００５１】図１０の（ａ）は、ＰＷＭ信号発生手段２
１０の内部で生成される三角波形の搬送波信号、変調波
の交流電圧指令値Ｖu*の波形である。（ｂ）はインバー
タのパワー素子ＵＰ（Ｐ側）、ＵＮ（Ｎ側）のＰＷＭ信
号を示し、（ｃ）はＰＷＭ同期信号２１２を示してい
る。（ｄ）は従来例による、端子Ｓ１−Ｓ３間に発生す
るＲ／Ｄ変換部１５で取り込まれる検出信号を示し、
（ｅ）は本発明による、端子Ｓ１−Ｓ３間に発生しＲ／
Ｄ変換部１５で取り込まれる検出信号を示している。
１０の内部で生成される三角波形の搬送波信号、変調波
の交流電圧指令値Ｖu*の波形である。（ｂ）はインバー
タのパワー素子ＵＰ（Ｐ側）、ＵＮ（Ｎ側）のＰＷＭ信
号を示し、（ｃ）はＰＷＭ同期信号２１２を示してい
る。（ｄ）は従来例による、端子Ｓ１−Ｓ３間に発生す
るＲ／Ｄ変換部１５で取り込まれる検出信号を示し、
（ｅ）は本発明による、端子Ｓ１−Ｓ３間に発生しＲ／
Ｄ変換部１５で取り込まれる検出信号を示している。
【００５２】ここで、（ｄ）の従来例とは、ＰＷＭ信号
に同期しないＲ／Ｄ変換部で位相角θ0を求める場合を
いう。
に同期しないＲ／Ｄ変換部で位相角θ0を求める場合を
いう。
【００５３】図１０の（ｂ）に示したように、ＵＰ（Ｐ
側）、ＵＮ（Ｎ側）のＰＷＭ信号のＯＮ−ＯＦＦ時点、
すなわちＵＰ、ＵＮの立上がり、立下がりの時点で各々
ノイズが発生する。ＰＷＭ同期信号２１２に同期しない
従来例では、端子Ｓ１−Ｓ３間に発生する検出信号の取
り込み時点（ｔ１、ｔ３等）がこれらのノイズの発生時
期と重なり、ノイズの影響を受けてしまい、位相誤差を
生ずる場合がある。
側）、ＵＮ（Ｎ側）のＰＷＭ信号のＯＮ−ＯＦＦ時点、
すなわちＵＰ、ＵＮの立上がり、立下がりの時点で各々
ノイズが発生する。ＰＷＭ同期信号２１２に同期しない
従来例では、端子Ｓ１−Ｓ３間に発生する検出信号の取
り込み時点（ｔ１、ｔ３等）がこれらのノイズの発生時
期と重なり、ノイズの影響を受けてしまい、位相誤差を
生ずる場合がある。
【００５４】一方、本発明の場合、図１０の（ｅ）に示
したように、ＰＷＭ同期信号２１２に完全に同期してｔ
２、ｔ４の時点で端子Ｓ１−Ｓ３間に発生する検出信号
の取り込みを行う。ＰＷＭ同期信号２１２は搬送波のピ
ーク、すなわちＵＰ、ＵＮの立上がり、立下がりが全く
無い時点に設定されている。従って、本発明によれば、
Ｒ／Ｄ変換部１５はインバータのＰＷＭ信号によるスイ
ッチングノイズの影響を受けない良好な検出信号で位相
角θ0の演算が可能である。
したように、ＰＷＭ同期信号２１２に完全に同期してｔ
２、ｔ４の時点で端子Ｓ１−Ｓ３間に発生する検出信号
の取り込みを行う。ＰＷＭ同期信号２１２は搬送波のピ
ーク、すなわちＵＰ、ＵＮの立上がり、立下がりが全く
無い時点に設定されている。従って、本発明によれば、
Ｒ／Ｄ変換部１５はインバータのＰＷＭ信号によるスイ
ッチングノイズの影響を受けない良好な検出信号で位相
角θ0の演算が可能である。
【００５５】図１１は、Ｒ／Ｄ変換部の出力である位相
角θ0と、電動機のＵ相巻線に流れる電流の関係を示す
ものである。従来例のように、ＰＷＭ同期信号２１２に
同期しないため、ノイズの影響でＲ／Ｄ変換部１５の出
力に位相誤差を生じた場合、電動機の巻線電流に乱れを
生じる。この巻線電流の乱れは、騒音の発生や制御特性
の低下をもたらす。
角θ0と、電動機のＵ相巻線に流れる電流の関係を示す
ものである。従来例のように、ＰＷＭ同期信号２１２に
同期しないため、ノイズの影響でＲ／Ｄ変換部１５の出
力に位相誤差を生じた場合、電動機の巻線電流に乱れを
生じる。この巻線電流の乱れは、騒音の発生や制御特性
の低下をもたらす。
【００５６】次に、図１２により、本発明の他の実施例
になるＲ／Ｄ変換部１５のブロック図を示す。この実施
例では、先に述べたＲ／Ｄ変換部１５の機能の一部を、
制御装置１１内のソフトウエアで処理する場合の処理構
成を示す。
になるＲ／Ｄ変換部１５のブロック図を示す。この実施
例では、先に述べたＲ／Ｄ変換部１５の機能の一部を、
制御装置１１内のソフトウエアで処理する場合の処理構
成を示す。
【００５７】Ｒ／Ｄ変換部２４０は、ＰＷＭモジュール
２５０で生成されるＰＷＭ搬送波信号２１２をＤ／Ａ変
換して励磁信号とし、増幅器２１４を介してこの励磁信
号をレゾルバ８の励磁巻線１５２に供給するＤ／Ａ変換
部２４２と、レゾルバ８のＳｉｎ巻線１５４及びＣｏｓ
巻線１５６のアナログ出力をデジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換部２４４、２４６を備えている。
２５０で生成されるＰＷＭ搬送波信号２１２をＤ／Ａ変
換して励磁信号とし、増幅器２１４を介してこの励磁信
号をレゾルバ８の励磁巻線１５２に供給するＤ／Ａ変換
部２４２と、レゾルバ８のＳｉｎ巻線１５４及びＣｏｓ
巻線１５６のアナログ出力をデジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換部２４４、２４６を備えている。
【００５８】Ｄ／Ａ変換部２４２の代わりに、ＰＷＭモ
ジュール２５０から出力される図２の搬送波の最大値と
最小値時点で変化する他のＰＷＭ同期信号を用いて、専
用の励磁信号発生回路を用いてもよい。
ジュール２５０から出力される図２の搬送波の最大値と
最小値時点で変化する他のＰＷＭ同期信号を用いて、専
用の励磁信号発生回路を用いてもよい。
【００５９】また、図４に示したθ演算処理部２４８の
処理は、ＣＰＵ２８０において処理される。すなわち、
入力されたデジタル信号からレゾルバ８の回転角度θに
対する位相角θ0を算出する処理は、ＣＰＵ２８０にお
いてソフトウエアの処理手順に従って実行される。
処理は、ＣＰＵ２８０において処理される。すなわち、
入力されたデジタル信号からレゾルバ８の回転角度θに
対する位相角θ0を算出する処理は、ＣＰＵ２８０にお
いてソフトウエアの処理手順に従って実行される。
【００６０】Ａ／Ｄ変換部２４４、２４６は、ＰＷＭモ
ジュール２５０で生成されるＰＷＭ同期信号２１２に同
期して駆動される。Ａ／Ｄ変換されたデジタルデータ
は、マイコン内部のバス２６０を利用してＣＰＵ２８０
によりソフト的に処理される。
ジュール２５０で生成されるＰＷＭ同期信号２１２に同
期して駆動される。Ａ／Ｄ変換されたデジタルデータ
は、マイコン内部のバス２６０を利用してＣＰＵ２８０
によりソフト的に処理される。
【００６１】検出信号１５４、１５６は、変調された正
負極性信号である。Ａ／Ｄ変換部２４４、２４６が単極
性入力の場合、絶対値回路（外付）と倍の数のＡ／Ｄ変
換部が必要である。
負極性信号である。Ａ／Ｄ変換部２４４、２４６が単極
性入力の場合、絶対値回路（外付）と倍の数のＡ／Ｄ変
換部が必要である。
【００６２】この実施例も、先にのべた実施例と同様
に、ＰＷＭ同期信号２１２に完全に同期して端子Ｓ１−
Ｓ３間に生じる出力信号の取り込みを行い、Ａ／Ｄ変換
すして処理するので、その出力として、インバータのＰ
ＷＭ信号によるスイッチングノイズの影響を受けない良
好な位相信号が得られる。また、Ｒ／Ｄ変換されたデジ
タルデータは、マイコン内部のバス２６０を利用して搬
送され、ソフトウエアで処理されるため、外部ノイズの
影響を受けず、信頼性がより向上する。
に、ＰＷＭ同期信号２１２に完全に同期して端子Ｓ１−
Ｓ３間に生じる出力信号の取り込みを行い、Ａ／Ｄ変換
すして処理するので、その出力として、インバータのＰ
ＷＭ信号によるスイッチングノイズの影響を受けない良
好な位相信号が得られる。また、Ｒ／Ｄ変換されたデジ
タルデータは、マイコン内部のバス２６０を利用して搬
送され、ソフトウエアで処理されるため、外部ノイズの
影響を受けず、信頼性がより向上する。
【００６３】
【発明の効果】本発明によれば、インバータのＰＷＭ信
号によるスイッチングノイズの影響を受けずに良好な位
相角を出力するＲ／Ｄ変換部を用いた電動機の制御シス
テム及び制御方法を提供することができる。
号によるスイッチングノイズの影響を受けずに良好な位
相角を出力するＲ／Ｄ変換部を用いた電動機の制御シス
テム及び制御方法を提供することができる。
【図１】レゾルバを用いた本発明の一実施例になる永久
磁石形電動機の電気車駆動システムの構成図。
磁石形電動機の電気車駆動システムの構成図。
【図２】図１のＰＷＭ同期信号の説明図。
【図３】図１のレゾルバ本体の説明図。
【図４】図１のＲ／Ｄ変換部の構成例を示すブロック
図。
図。
【図５】励磁信号、検出信号及びＰＷＭ同期信号の関係
を示す図。
を示す図。
【図６】Ｒ／Ｄ変換部における除算処理部１５８の処理
ブロックを示す図。
ブロックを示す図。
【図７】伝達関数１／（Ｓ＋ＫＡｃｏｓθ）を用いてｔ
ａｎθを算出する処理のフローチャート図。
ａｎθを算出する処理のフローチャート図。
【図８】変換処理部１５９の処理ブロックを示す図。
【図９】変換処理部１５９の動作を説明するための三角
関数の変換特性図を示す図。
関数の変換特性図を示す図。
【図１０】ＰＷＭ信号と、端子Ｓ１−Ｓ３間に生しＲ／
Ｄ変換部１５で取り込まれる信号の関係を示す図。
Ｄ変換部１５で取り込まれる信号の関係を示す図。
【図１１】Ｒ／Ｄ変換部の出力である位相角θ0と、電
動機のＵ相巻線に流れる電流の関係を示す図。
動機のＵ相巻線に流れる電流の関係を示す図。
【図１２】本発明の他の実施例になるＲ／Ｄ変換部の説
明図。
明図。
３…電動機、８…レゾルバ、９…バッテリー、１０…イ
ンバータ、１１…制御装置、１２…電流センサ、１５…
Ｒ／Ｄ変換部、２００…ｄｑ軸電流制御部、２０１…位
相演算部、２０２…速度演算部、２０３…３／２相変換
部、２０４…ＩｄＩｑ電流制御部、２０６…２／３相変
換部、２１０…ＰＷＭ制御部、２２０…電流指令発生
部、１５０…励磁信号発生部、１５２…励磁巻線、１５
４…Ｓｉｎ巻線、１５６…Ｃｏｓ巻線１５６、１５８…
除算処理部、１５９…変換処理部
ンバータ、１１…制御装置、１２…電流センサ、１５…
Ｒ／Ｄ変換部、２００…ｄｑ軸電流制御部、２０１…位
相演算部、２０２…速度演算部、２０３…３／２相変換
部、２０４…ＩｄＩｑ電流制御部、２０６…２／３相変
換部、２１０…ＰＷＭ制御部、２２０…電流指令発生
部、１５０…励磁信号発生部、１５２…励磁巻線、１５
４…Ｓｉｎ巻線、１５６…Ｃｏｓ巻線１５６、１５８…
除算処理部、１５９…変換処理部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 諸岡 泰男 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H007 AA06 BB06 CA01 CB05 CC23 DB01 DB07 DB12 DB13 DC02 DC07 EA02 5H115 PA08 PC06 PG04 PI16 PI24 PI29 PU11 PU21 PV09 PV23 QN03 QN09 QN23 RB22 RB26 TO30 5H560 AA08 BB04 BB12 DA10 DB20 DC12 EB01 EC01 JJ19 RR10 SS02 TT08 TT12 TT15 TT20 UA06 XA02 XA12 XA13 5H576 AA15 BB06 BB10 CC04 DD07 EE01 EE11 GG04 HA04 HB02 JJ03 JJ11 JJ16 JJ17 JJ20 JJ22 JJ26 JJ29 LL12 LL41 LL58
Claims (13)
- 【請求項１】レゾルバを回転センサとする電動機と、前
記電動機を駆動するインバータと、前記インバータを制
御する制御装置とを備えた電動機の制御システムであっ
て、前記制御装置は、前記レゾルバの出力をＲ／Ｄ変換
部で変換した位相信号をもとに位相演算処理を行ない、
電流指令と前記電動機の電流値に基づいて電圧指令値を
演算し、該電圧指令値をもとに前記インバータを制御す
るＰＷＭ信号を発生し、 前記制御装置において、前記ＰＷＭ信号に同期するＰＷ
Ｍ同期信号を生成し、該ＰＷＭ同期信号により、前記Ｒ
／Ｄ変換部を駆動することを特徴とする電動機制御シス
テム。 - 【請求項２】レゾルバを回転センサとする電動機と該電
動機を駆動するインバータと、前記インバータを駆動す
る制御装置を備えた電動機の制御システムであって、 前記制御装置は、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を発生す
る電流指令発生部と、ｄｑ軸電流指令と電動機電流から
のｄｑ軸電流を検出値をもとにｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ
＊、Ｖｑ＊、座標変換処理を行って交流電圧指令値Ｖｕ
＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算するｄｑ軸電流制御部と、前
記交流電圧指令値をもとにインバータを駆動するＰＷＭ
信号を発生するＰＷＭ制御部と、座標変換処理で使用す
る位相信号を演算する位相演算部や該位相信号をもとに
速度を演算する速度演算部と、前記レゾルバの励磁信号
発生部と該レゾルバの出力を検出信号として取り込むＡ
／Ｄ変換部とθ演算処理部で構成したＲ／Ｄ変換部とを
備え、 前記制御装置において、前記ＰＷＭ信号に同期するＰＷ
Ｍ同期信号を生成し、該ＰＷＭ同期信号により、前記Ｒ
／Ｄ変換部を駆動することを特徴とする電動機の制御シ
ステム。 - 【請求項３】請求項１または２記載の電動機の制御シス
テムにおいて、前記Ｒ／Ｄ変換部の励磁信号と、前記レ
ゾルバの検出信号を取り込むための前記Ａ／Ｄ変換部の
起動信号を、前記ＰＷＭ同期信号と同期させることを特
徴とする電動機の制御システム。 - 【請求項４】請求項１ないし３の何れかに記載の電動機
の制御システムにおいて、前記ＰＷＭ同期信号を、ＰＷ
Ｍ搬送波信号の最大値あるいは最小値時点に同期させる
ことを特徴とする電動機の制御システム。 - 【請求項５】請求項１ないし３の何れかに記載の電動機
の制御システムにおいて、前記レゾルバの励磁信号とＰ
ＷＭ搬送波信号を共通とし、該ＰＷＭ搬送波信号を増幅
してレゾルバの励磁信号とすることを特徴とする電動機
の制御システム。 - 【請求項６】請求項１ないし５の何れかに記載の電動機
の制御システムにおいて、前記制御装置の前記Ｒ／Ｄ変
換部は、前記ＰＷＭ同期信号に同期して前記Ａ／Ｄ変換
部でレゾルバのＳｉｎ巻線及びＣｏｓ巻線のアナログ出
力をデジタル信号に変換し、θ演算部で該Ａ／Ｄ変換さ
れた信号から前記レゾルバの回転角度θに対する位相角
θ0を算出することを特徴とする電動機の制御システ
ム。 - 【請求項７】請求項６記載の電動機の制御システムにお
いて、前記Ｒ／Ｄ変換部の機能を、前記制御装置を構成
するマイコンに内蔵し、前記ＰＷＭ搬送波信号あるいは
励磁信号に同期して前記レゾルバの検出信号を前記Ａ／
Ｄ変換部で取り込み、該Ａ／Ｄ変換部の変換値を前記マ
イコンの内部バスを介してソフトウエアでθ演算処理を
実行することを特徴とする電動機の制御システム。 - 【請求項８】請求項１ないし５の何れかに記載の電動機
の制御システムにおいて、前記制御装置の前記Ｒ／Ｄ変
換部は、レゾルバの励磁巻線へ電流を供給する励磁信号
発生部と、前記レゾルバのＳｉｎ巻線及びＣｏｓ巻線の
アナログ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部
と、変換されたデジタル信号から除算処理してｔａｎθ
とｃｏｔθを求め、このｔａｎθとｃｏｔθから関数テ
ーブルを介して前記レゾルバの回転角θに対する位相角
θ0を算出するθ演算処理部とを備え、 前記除算処理は、乗算処理を使用した伝達関数１／（Ｓ
＋ＫＡｃｏｓθ）もしくは、１／（Ｓ＋ＫＡｓｉｎθ）
を用いてｔａｎθとｃｏｔθを算出することを特徴とす
る電動機の制御システム。 - 【請求項９】回転センサを用いた永久磁石型電動機と該
電動機を駆動するインバータと該インバータを制御する
制御装置とを有する電動機の制御システムを備えた電気
自動車において、前記制御システムとして、請求項１な
いし８のいずれかに記載の制御システムを用いたことを
特徴とする電気自動車制御装置。 - 【請求項１０】レゾルバを回転センサとする電動機と、
前記電動機を駆動するインバータと、前記インバータを
制御する制御装置とを備えた電動機の制御システムの制
御方法であって、前記制御システムは、前記レゾルバの
出力をＲ／Ｄ変換部で変換した位相θ0をもとに位相演
算処理を行ない、電流指令と前記電動機の電流値に基づ
いて電圧指令値を演算し、該電圧指令値をもとに前記イ
ンバータを制御するＰＷＭ信号を発生し、 前記ＰＷＭ信号に同期するＰＷＭ同期信号を生成し、該
ＰＷＭ同期信号により、前記Ｒ／Ｄ変換部を駆動し、 前記レゾルバの出力をデジタル信号に変換し、 該変換されたデジタル信号から除算処理してｔａｎθと
ｃｏｔθを求め、このｔａｎθとｃｏｔθから関数テー
ブルを介して前記レゾルバの回転角度θに対する位相角
θ0を算出する電動機の制御方法。 - 【請求項１１】請求項１０記載の電動機の制御方法にお
いて、 前記除算処理は、乗算処理を使用した伝達関数１／（Ｓ
＋ＫＡｃｏｓθ）もしくは、１／（Ｓ＋ＫＡｓｉｎθ）
を用いてｔａｎθとｃｏｔθを算出することを特徴とす
る電動機の制御方法。 - 【請求項１２】請求項１１記載の電動機の制御方法にお
いて、 前記除算処理は、前記Ａ／Ｄ変換部の出力ＫＡｓｉｎθ
（ｎ）、ＫＡｃｏｓθ（ｎ）を取りこみ、 ｔａｎθを算出する場合、前回のｔａｎθを読出してＴ
Ａ＝ｔａｎθ（ｎ−１）とし、 ｜Δt｜＝ＫＡｓｉｎθ（ｎ）−ＴＡ×ＫＡｃｏｓθ
（ｎ）の演算で偏差｜Δt｜を求め、 偏差｜Δt｜を目標値εと比較し、 ｜Δt｜のほうがが
小さければｔａｎθ（ｎ）＝ＴＡとして終了し、もし、
｜Δt｜のほうが大きければＴＡ＝TA＋｜Δt｜として、
再度前記偏差｜Δt｜を求め、 また、ｃｏｔθを算出する場合、前回のｃｏｔθを読出
してＴＡ＝ｃｏｔθ（ｎ−１）とし、 ｜Δc｜＝ＫＡｃｏｓθ（ｎ）−ＴＡ×ＫＡｓｉｎθ
（ｎ）の演算で偏差｜Δc｜を求め、 偏差｜Δc｜を目標値εと比較し、 ｜Δc｜のほうがが
小さければｃｏｔθ（ｎ）＝ＴＡとして終了し、もし、
｜Δc｜のほうが大きければＴＡ＝TA＋｜Δc｜として、
前記偏差｜Δc｜を求め、 制御サンプリング時間内に数回実行しても前記偏差｜Δ
t｜、｜Δc｜が目標値εに収束するしない場合には、前
記レゾルバが異常と判定することを特徴とする電動機の
制御方法。 - 【請求項１３】請求項１１記載の電動機の制御方法にお
いて、前記除算処理は、 ＫＡｓｉｎθを入力とし、ＫＡｃｏｓθを帰還値の乗数
としてｔａｎθを算出し、 また、ＫＡｃｏｓθを入力とし、ＫＡｓｉｎθを帰還値
の乗数としてｃｏｔθを算出することを特徴とする電動
機の制御方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11175640A JP2001008482A (ja) | 1999-06-22 | 1999-06-22 | 電動機の制御システム及び制御方法 |
| US09/598,963 US6373219B1 (en) | 1999-06-22 | 2000-06-22 | Motor control system and motor control method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11175640A JP2001008482A (ja) | 1999-06-22 | 1999-06-22 | 電動機の制御システム及び制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001008482A true JP2001008482A (ja) | 2001-01-12 |
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ID=15999630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11175640A Pending JP2001008482A (ja) | 1999-06-22 | 1999-06-22 | 電動機の制御システム及び制御方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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