JP2000341883A

JP2000341883A - 電磁トランスポンダの遠隔給電

Info

Publication number: JP2000341883A
Application number: JP2000083792A
Authority: JP
Inventors: Michel Bardouillet; バルドゥイエミシェル
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1999-03-26
Filing date: 2000-03-24
Publication date: 2000-12-08
Also published as: EP1039408A1; FR2791491A1

Abstract

(57)【要約】【課題】最小供給電圧の著しい減少による回路１６及
び１７への給電不足と動作不良とを回避し、種々の回路
に十分な最小ＲＭＳ電圧を与えるトランスポンダ（１
０′、１０″）を提供する。【解決手段】整流手段（１３；Ｄ１′、Ｄ４′）の入
力部に接続された電磁信号を抽出する発振回路（Ｌ２、
Ｃ２；Ｌ２′、Ｃ２）を含み、電子回路が、電磁信号の
送信器に送信されたトランスポンダ応答を変更するスイ
ッチ抵抗手段（Ｒ、Ｔ；Ｒ′、Ｔ′；Ｒ″、Ｔ″）の制
御回路を含み、整流手段の出力部が、前記スイッチ抵抗
手段へのコンデンサの放電を妨げる一方向導通手段（１
８；１８′、１８″）を含む、電子回路の電圧供給源の
部分となる平滑コンデンサ（Ｃａ）に接続される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電磁トランスポン
ダシステム、即ち、読み出し及び／又は書き込み端局と
称される（通常、固定の）端局に非接触及びワイヤレス
の方式で問い合わせをすることが可能な（通常、移動す
る）トランシーバを含むシステムに関する。本発明は、
詳細には、独立の電源を持たないトランスポンダ、即
ち、トランスポンダ内に含まれた電子回路によって、読
み出し／書き込み端局のアンテナによって放出される高
周波数電場から、必要とされる供給電力を抽出するトラ
ンスポンダに関する。本発明は、読み出し専用トランス
ポンダ、即ち、トランスポンダデータを読み出すだけの
端局に対して動作するトランスポンダ、又はそれらの中
に含まれたデータを端局によって変更することができる
読み出し／書き込みトランスポンダのようなトランスポ
ンダに適する。

【０００２】

【従来の技術】電磁トランスポンダは、トランスポンダ
側と読み出し／書き込み端局側とにおける発振回路の使
用に基づく。これら回路は、トランスポンダが読み出し
／書き込み端局の電場に入るときに、磁界の接近によっ
て結合されようとする。

【０００３】図１は、読み出し／書き込み端子１とトラ
ンスポンダ１０との間のデータ交換システムの従来の例
を、部分的に、概略的に及び機能的に表している。

【０００４】通常、端局１は、本質的に、増幅器又はア
ンテナカプラ３（ＤＲＩＶ）の出力端子２と、（通常、
グランドの）基準電位の端子４との間の、インダクタン
スＬ１とそれに直列に接続されたコンデンサＣ１とから
なる発振回路から形成される。増幅器３は、変調器５
（ＭＯＤ）から与えられる高周波数送信信号Ｔｘを受信
する。変調器は、例えば水晶発振器６から基準周波数を
受信し、必要ならば送信すべきデータの信号ＤＡＴＡを
受信する。端局１からトランスポンダ１０へのデータ伝
送が無い場合、前記トランスポンダが電場に入っている
ならば、信号Ｔｘはトランスポンダをアクチベートする
ための電源としてだけに用いられる。送信すべきデータ
は、通常デジタル的に、例えばマイクロプロセッサ（図
示なし）である電子システムから来る。

【０００５】図１に表された例の中で、コンデンサＣ１
及びインダクタンスＬ１の結合点は、トランスポンダ１
０から受信し、復調器７（ＤＥＭ）で復調する、データ
信号Ｒｘをサンプリングするための端子を形成する。復
調器の出力部は、トランスポンダ１０から受信したデー
タを（必要ならばデコーダを介して、図示なし）、読み
出し／書き込み端局１のマイクロプロセッサへ通信す
る。復調器７は、通常、クロック信号を発振器６から受
信する。復調は、インダクタンスＬ１の両端ではなく、
増幅器３の両端でサンプルされた信号から行われてもよ
い。端局１のマイクロプロセッサは、種々の入出力部
（キーボード、スクリーン、提供者への送信手段等）及
び／又は処理回路と通信する。端局１の回路は、例えば
給電システムに接続された、図示なしの給電回路からそ
れらの動作に必要なエネルギを抽出する。

【０００６】トランスポンダ１０の側で、コンデンサＣ
２と並列のインダクタンスＬ２は、端局１の発振回路
（Ｌ１、Ｃ１）によって生じた電場を捕捉しようとする
（受信共振回路と称される）並列発振回路を形成する。
トランスポンダ１０の共振回路（Ｌ２、Ｃ２）は、端局
１の発振回路（Ｌ１、Ｃ１）の周波数に切り替えられ
る。この調整は、トランスポンダによって捕捉されるエ
ネルギを最大にすることを目的とする。

【０００７】コンデンサＣ２の端子に対応する共振回路
（Ｌ２、Ｃ２）の端子１１及び１２は、例えば４つのダ
イオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４から形成される整流
ブリッジ１３の２つの交流入力端子に接続される。図１
の表現において、ダイオードＤ１のアノードとダイオー
ドＤ３のカソードとは、端子１１に接続される。ダイオ
ードＤ２のアノードとダイオードＤ４のカソードとは、
端子１２に接続される。ダイオードＤ１及びＤ２のカソ
ードは、正に整流された出力端子１４を形成する。ダイ
オードＤ３及びＤ４のアノードは、整流電圧の基準端子
１５を形成する。平滑コンデンサＣａは、ブリッジから
与えられた整流電圧を平滑化するために、ブリッジ１３
の整流された出力端子１４及び１５に接続される。

【０００８】トランスポンダ１０が端局１の電場の中に
あるとき、高周波数電圧が、共振回路（Ｌ２、Ｃ２）の
両端に生じる。ブリッジ１３によって整流され、コンデ
ンサＣａによって平滑化されたこの電圧は、電圧レギュ
レータ１６（ＲＥＧ）を介してトランスポンダの電子回
路へ供給電圧を供給する。トランスポンダの電子回路
は、図１ではブロック１７（μＰ）で符号付けされてい
る。このブロックは、通常、少なくとも１つのメモリと
１つのプロセッサとを含むチップ（多くの場合、集積レ
ギュレータ１６）である。マイクロプロセッサは、特
に、例えば、端局１から受信される信号の復調器（図示
なし）と、端局１へ情報を送信する変調器（図示なし）
とに接続される。トランスポンダは、通常、整流の前に
コンデンサＣ２の、端子１１及び１２の両端で再生され
た高周波数信号から抽出されたクロック（図示なし）を
用いて同期がとられる。

【０００９】トランスポンダ１０から端局１へデータを
送信するために、ブロック１７は、共振回路（Ｌ２、Ｃ
２）の変調回路（逆変調(back modulation)）を制御す
る。ソールと称せられる抵抗変調回路、即ち抵抗要素を
含む回路が、以下で検討される。変調回路は、通常、端
子１４及び１５の間で直列に接続された、電子スイッチ
（例えばトランジスタＴ）と抵抗Ｒとから形成される。

【００１０】図２及び図３は、図１に表されたようなト
ランスポンダ１０の動作を描いている。

【００１１】詳細には、図２は、トランジスタＴの制御
信号ＶＴを表す。信号ＶＴは、端子１の発振回路の励起
信号周波数よりもより低い周波数を有する。例えば信号
ＶＴは、８４７．５ｋＨｚ周波数（実質的に７４ｎｓの
周期Ｔ１）のパルス列であり、発振回路励起信号は、１
３．５６ＭＨｚ周波数（１．１８μｓオーダの周期）を
有する。時間間隔［０，Ｔ１／２］の間、トランジスタ
Ｔはオフとなり、次の時間間隔［Ｔ１／２，Ｔ１］の
間、トランジスタＴはオンとなることを前提としてい
る。

【００１２】図３は、種々の回路１６及び１７によって
形成された負荷の供給電圧Ｖａを描いている。電圧Ｖａ
は、整流された正弦波電圧ＶＲによって給電された平滑
コンデンサＣａの両端の電圧である。電圧ＶＲは、共振
回路Ｌ２−Ｃ２によって抽出され、ブリッジ１３によっ
て整流された電圧である。

【００１３】抵抗変調手段のトランジスタＴがオフのと
き、間隔［０，Ｔ１／２］の間、コンデンサＣａが、給
電回路１６及び１７へ各半波をわずかに越えて放電す
る。電圧Ｖａは、最大レベルＶ１と最小レベルＵ２との
間で変化する。最小レベルＵ１は、コンデンサＣａの放
電の終了時間に、即ち電圧ＶＲが再びコンデンサの両端
の電圧に等しくなる時間に、対応する。Δτ１は、最小
値（Ｕ１）を通過するＶａの通過点と、最大値（Ｖ１）
を通過するＶａの通過点との間の時間間隔を示す。

【００１４】トランジスタＴがオンであるとき、間隔
［Ｔ１／２、Ｔ１］の間、トランスポンダ回路は、余分
な減衰にさらされる。この周期は、逆変調位相として以
下で称される。トランスポンダは、高周波数電場から大
部分のエネルギを取得し、電圧は巻線Ｌ２の両端で減少
する。ブリッジ１３の端の電圧ＶＲもまた、図３に描か
れているように減少し、トランジスタＴが開いていた先
の間隔［０、Ｔ１／２］の最大レベルＶ１よりも低い最
大レベルＶ２に達する。更に、最大レベルＶ２と最小レ
ベルＵ２との間の電圧変化は、前述したものよりも大き
い。実際に、コンデンサＣａが給電回路１６及び１７だ
けでなく、抵抗Ｒへも放電する。前述の間隔Δτ１のよ
うに規定された時間間隔Δτ２は、Δτ１よりも十分に
長い。実際の例において、最大電圧Ｖ１は３３Ｖであ
り、最小電圧Ｕ１は実質的に３０Ｖである。抵抗手段が
２ｋΩのオーダの抵抗を有するならば、最大電圧Ｖ２は
１２Ｖに下げてもたらされ、最小電圧Ｕ２は９ボルトに
しかならない。そのリスクは、（例えば、必要な最小供
給電圧が１０ボルトであるならば）正確なトランスポン
ダ給電のためには不十分である。

【００１５】従って、時間Ｔ１（図２）で、トランジス
タＴはオフに切り替えるように制御されることを前提と
している。これを行うことによって、余分なトランスポ
ンダの抵抗負荷Ｒが取り除かれ、整流された電圧ＶＲと
供給電圧Ｖａとが、間隔［０，Ｔ１／２］の間にそれら
が持つ変化を再生する。

【００１６】抵抗手段を用いる変調のこのタイプの不都
合な点は、最小供給電圧の著しい減少である。このよう
な減少は、回路１６及び１７への給電の不足と、動作不
良との原因となる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、この欠点を
解決し、種々の回路に十分な最小ＲＭＳ電圧を提供する
ことを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この及び他の目的を達成
するために、本発明は、整流手段の入力部に接続された
電磁信号を抽出する発振回路を含み、回路が、電磁信号
の送信器に送信されたトランスポンダ応答を変更するス
イッチ抵抗手段を含み、整流手段の出力部が平滑コンデ
ンサに接続され、スイッチ抵抗手段へのコンデンサの放
電を妨げる一方向導通手段を含むトランスポンダを提供
する。

【００１９】本発明の一実施形態によれば、スイッチ抵
抗手段は、整流手段と一方向導通手段との間に配置され
る。

【００２０】本発明の一実施形態によれば、一方向導通
手段はダイオードから形成され、そのカソードは、コン
デンサの正端子（１９）に接続される。

【００２１】本発明の一実施形態によれば、整流手段は
ダイオードブリッジであり、その出力端子の間に、抵抗
及びＭＯＳトランジスタの第１の直列接続と、一方向導
通手段及び平滑コンデンサの第２の直列接続とが連続に
且つ並列に接続され、第２の直列接続の中間点が正の局
部給電端子を形成する。

【００２２】本発明の一実施形態によれば、発振回路
は、２つの給電端子の間に、基準線を規定する中間点を
有するインダクタンスを含み、ＭＯＳトランジスタを有
する抵抗の直列接続は、給電端子の一方と基準線との間
に接続され、一方向導通手段は、該各給電端子と前記平
滑コンデンサの正端子との間に接続される。

【００２３】本発明の一実施形態によれば、整流ダイオ
ードは、発振回路と、一方向導通手段との間に配置され
る。

【００２４】

【発明の実施の形態】本発明の前述の目的、特徴及び効
果は、添付図面に関する具体的な実施形態における、以
下の限定しない詳細な説明の中で議論される。

【００２５】明確にするために、同一要素は、異なる図
面においても同一参照符号で表す。更に、回路の表現の
中で、通常、本発明の理解に必要な要素のみが、図面の
中に表され、以下で説明される。特に、クロック回路
と、変調信号を制御し且つ処理する回路のそれぞれの構
成とは、詳細に説明しない。

【００２６】図４は、本発明によるトランスポンダ１
０′の第１の実施形態を表す。前述したように、このト
ランスポンダは発振回路を含んでおり、該発振回路は、
整流手段の２つの交流入力端子１１及び１２の間に並列
に接続されるインダクタンスＬ２及びコンデンサＣ２か
ら形成される。整流手段の２つの整流出力端子１４及び
１５、即ち正端子及び基準端子のそれぞれが、例えばマ
イクロプロセッサμＰである電子ブロック１７に対する
供給電圧負荷Ｖａ′を、平滑コンデンサＣａを介して提
供する。ブロック１７の供給電圧Ｖａは、レギュレータ
回路１６（ＲＥＧ）によって調整される。端子１４及び
１５の間に接続された並列型のレギュレータを用いるこ
ともできることに注目すべきである。

【００２７】トランスポンダ１０′から、図示されてい
ない（通常、固定の）読み出し／書き込み端局へデータ
を送信するために、ブロック１７は、共振回路（Ｌ２、
Ｃ２）の変調（逆変調）回路を制御する。該変調回路
は、抵抗型であり、電子スイッチを含む。該電子スイッ
チは、端子１４及びグランド１５の間に直列に接続され
た、例えばトランジスタＴ及び抵抗Ｒである。

【００２８】本発明によれば、変調回路は、コンデンサ
Ｃａの上流側に配置される。一方向導通手段１８は、コ
ンデンサＣａの第１の端子１９と端子１４との間に設け
られる。好ましくは、一方向導通手段１８はダイオード
ＤＲである。ダイオードＤＲのカソードは端子１９に接
続され、そのアノードは端子１４に接続される。本発明
による機能的で有利な手段１８は、前述した図２に関連
して得られる図６Ａ〜図６Ｃの以下の説明の中で、より
理解できるであろう。

【００２９】前述したように、トランジスタＴは、読み
出し／書き込み端局の発振回路の励起信号の周波数より
も十分に低い周波数（通常、少なくとも１／１０）で制
御される。例えば、８４７．５ｋＨｚ（１．１８μｓ周
期）のトランジスタ励起周波数に対して、発振回路周波
数は１３．５６ＭＨｚ（７４ｎｓ周期）となる。明確に
するために、トランジスタＴの励起ＶＴが、図２に関し
て予め説明されたものと同一であることを前提としてい
る。

【００３０】図５は、電子回路１６及び１７の両端の供
給電圧Ｖａ′の変化を描いている。

【００３１】スイッチＴがオフのとき、間隔［０，Ｔ１
／２］の間、供給電圧Ｖａ′は電圧Ｖａと同じであり、
即ち、それは、コンデンサＣａによって平滑化された整
流ブリッジ１３の（破線で表された）出力電圧ＶＲに対
応する。前述したように、この位相の間、コンデンサＣ
ａの放電が回路１６及び１７だけに給電される。コンデ
ンサの充電は、時間間隔Δτ１の間に行われる。電圧Ｖ
ａ′は、最大レベルＶ１と最小レベルＵ１との間で変化
する。

【００３２】スイッチＴがオンであるとき、間隔［Ｔ１
／２，Ｔ１］の間、トランスポンダ１０′の発振回路Ｌ
２−Ｃ２は、余分な減衰にさらされる。電圧は巻線Ｌ２
の両端で減少し、従って図５に描かれているように、ブ
リッジ１３の出力部で電圧ＶＲが達した最大レベルは、
前述の場合のように値Ｖ２に減少する。

【００３３】コンデンサＣａの放電中に、本発明による
ダイオードＤＲは、抵抗Ｒを通過して別に流れる余分な
放電電流を防ぐ。従って、スイッチＴがオフの場合、コ
ンデンサの放電は、給電電子回路１６及び１７だけに用
いられる。従って、コンデンサＣａは、図３に関して前
述された場合よりも放電が少ない。言い換えれば、コン
デンサＣａの充電の期間Δτ３は、図３の充電の期間Δ
τ２よりも短く、最小値Ｕ３がＵ２よりも大きくなる。

【００３４】図６Ａ〜図６Ｃは、異なる状況を比較する
タイミングチャートである。該タイミングチャートは、
逆変調のある場合と無い場合で、電圧Ｖａが最大値に達
したところを中心に同一時間間隔を描いていることを前
提としている。

【００３５】図６Ａは、逆変調のない場合の、ブリッジ
１３の出力電圧ＶＲが最大値Ｖ１に達したところを中心
に、供給電圧Ｖａ（図１及び図３）の変化を表す。前述
されたように、充電の期間Δτ１の間、コンデンサは整
流電圧ＶＲが再び給電され、それらの両端の電圧はＵ１
からＶ１に切り替わる。コンデンサＣａは電子回路１６
及び１７だけに給電し、その電圧はＶ１からＵ１に切り
替わる。従って、周期は、間隔Δτ１の間のコンデンサ
の放電と、それに続くＶ１及びＵ１の間のコンデンサの
放電とによって繰り返される。逆変調のない場合、本発
明の回路で得られた供給電圧Ｖａ′（図４及び図５）
は、供給電圧Ｖａと同じである。

【００３６】図６Ｂは、トランジスタＴがオンのとき、
回路１６及び１７の供給電圧Ｖａ（図１及び図３）の変
化に対応する。図３に関して前述されたように、コンデ
ンサＣａは、整流された正弦波電圧ＴＲがその最大レベ
ルＶ２に達するまで、時間間隔Δτ２の間、充電する。
その後、一方で電子回路１６及び１７の給電に必要なエ
ネルギを提供することによって、他方で抵抗Ｒのそのエ
ネルギのかなりの部分を損失することによって、コンデ
ンサＣａが放電する。コンデンサＣａが、マイクロプロ
セッサμＰの消費に対して余分な放電電流にさらされる
ために、電圧が、Ｕ１よりもより低いレベルＵ２に減少
する。

【００３７】図６Ｃは、トランジスタＴがオンのとき、
供給電圧Ｖａ′（図４及び図５）の変化を表す。本発明
によれば、図４及び図６に関して前述されたように、コ
ンデンサの放電は、図６Ａに表されたものと同じであ
り、最小値Ｕ３はＵ２よりもより高くなる。

【００３８】従って、本発明の効果は、平滑コンデンサ
の両端の最小電圧値がより高くなることである。例え
ば、最大１５ボルトの電圧Ｖ２に対して、最小１２ボル
トの効率的な電圧が得られることになり、同じ状態で従
来９ボルト値に対して１／３増加する。

【００３９】図７は、本発明によるトランスポンダ１
０″の第２の実施形態を表す。トランスポンダ１０″
は、実質的に、図４と同じ構成要素を含む。

【００４０】この第２の実施形態の特徴は、中間点１
５′を有するインダクタンスＬ２′を設けることであ
る。この中間点は、トランスポンダ側の電子回路１６及
び１７の直流給電のための基準線として用いられる。従
って、巻線Ｌ２′の第１の端子１１は、整流ダイオード
Ｄ１′のアノードに接続され、そのカソードは、トラン
スポンダ側の回路の第１の高給電端子１４′を形成す
る。巻線Ｌ２′の第２の端子１２は、第２の整流ダイオ
ードＤ４′のアノードに接続され、そのカソードは、ト
ランスポンダ側の第２の高回路給電端子１４″を形成す
る。端子１４′及び１４″の各々と基準線１５′との間
は、抵抗変調手段（それぞれＲ′、Ｔ′；Ｒ″、Ｔ″）
に接続される。一方向導通手段１８′及び１８″は、端
子１４′及び１４″の各々と、電子回路１６及び１７の
給電端子１９との間に接続される。好ましくは、手段１
８′及び１８″はダイオードＤＲ′及びＤＲ″であり、
それぞれのカソードは端子１９に接続され、そのアノー
ドは端子１４′及び１４″にそれぞれ接続される。前述
したように、平滑コンデンサＣａは、電子回路１６及び
１７の供給電圧を平滑化するために、端子１９及び基準
線１５′の間に接続される。抵抗変調手段の上流側のダ
イオードＤ１′及びＤ４″の使用は、それら端子の両端
の整流されない電圧に耐えることができないスイッチ
Ｔ′及びＴ″のようなトランジスタの使用につながる。

【００４１】変調回路Ｒ′、Ｔ′及びＲ″、Ｔ″のスイ
ッチＴ′、Ｔ″の制御信号が相補的であることに注目す
べきである。それらは、図７に表されたようなブロック
１７によって又は別の制御信号によって、与えられた同
じ制御信号から実現することができる。

【００４２】もちろん、本発明は、当業者によれば種々
の変更、修正及び改良を容易に行うことができる。特
に、本発明は、逆変調のいずれのタイプ（例えば、振
幅、位相又は周波数の逆変調）にも適合し、それらに接
続される手段が抵抗性であることを提供ことに注目すべ
きである。本発明によるトランスポンダのコンデンサ、
抵抗、巻線及び他の部品のそれぞれの大きさは、用途に
よって当業者の能力の範囲内にある。更に、当業者は、
ダイオードタイプの機能を保証するいずれの手段も一方
向導通手段（１８；１８′、１８″）として用いてもよ
い。その手段には、単純結合、ダイオードを取り付けた
電界効果ＭＯＳトランジスタ、非常に高い値の抵抗、又
は制御トランジスタがある。この制御トランジスタ場
合、図５及び図６Ｃに表されたような間隔Δτ３の間、
トランジスタがオフとなるように制御がされなれなけれ
ばならない。

【００４３】本発明の用途の中で、非接触チップカード
（例えば、アクセス制御用の識別カード、電子財布カー
ド、カード所有者の情報を記憶するためのカード、消費
者誠実度カード、テレビ使用料カード等）の読み出し装
置（例えば、アクセス制御端末若しくはポーチコ、自動
販売機、コンピュータ端末、電話端末、テレビ放送又は
衛星放送デコーダ等）である。

【００４４】このような変更、修正及び改良は、この開
示の部分の中にあり、本発明の技術的思想及び見地の範
囲の中にある。従って、前述の説明は、例としてのみで
あり、限定するものではない。本発明は、特許請求の範
囲及びその均等物として規定されるものにのみ限定され
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】端局とつながる従来の電磁トランスポンダの構
成図である。

【図２】電磁トランスポンダの抵抗変量手段のスイッチ
の制御シーケンス図である。

【図３】図１のような従来のトランスポンダの電子回路
の供給電圧Ｖａの変化のシーケンス図である。

【図４】本発明によるトランスポンダの第１の実施形態
の構成図である。

【図５】図４の電子回路の供給電圧Ｖａ′の変化のシー
ケンス図である。

【図６Ａ】本発明の効果を表す第１のタイミングチャー
トである。

【図６Ｂ】本発明の効果を表す第２のタイミングチャー
トである。

【図６Ｃ】本発明の効果を表す第３のタイミングチャー
トである。

【図７】本発明の第２の実施形態の構成図である。

【符号の説明】

１端局２、４、１１、１２、１４、１４′、１４″、１５、１
５′、１９端子３増幅器、アンテナカプラ５変調器６水晶発振器１３整流ブリッジ１６電圧調整器１７マイクロコンピュータ１８、１８′、１８″ ダイオード１０、１０′、１０″ 電磁トランスポンダ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】整流手段（１３；Ｄ１′、Ｄ４′）の入
力部に接続された電磁信号を抽出する発振回路（Ｌ２、
Ｃ２；Ｌ２′、Ｃ２）を含み、電子回路が、前記電磁信
号の送信器に送信されたトランスポンダ応答を変更する
スイッチ抵抗手段（Ｒ、Ｔ；Ｒ′、Ｔ′；Ｒ″、Ｔ″）
の制御回路を含み、前記整流手段の出力部が、前記電子
回路の電圧供給源の部分となる平滑コンデンサ（Ｃａ）
に接続され、前記スイッチ抵抗手段へのコンデンサの放
電を妨げる一方向導通手段（１８；１８′、１８″）を
含むことを特徴とするトランスポンダ（１０′、１
０″）。
【請求項２】前記スイッチ抵抗手段（Ｔ′、Ｒ′、
Ｔ″、Ｒ″）は、前記整流手段（１３；Ｄ１′、Ｄ
４′）と、前記一方向導通手段（１８；１８′、１
８″）との間に配置されることを特徴とする請求項１に
記載のトランスポンダ。
【請求項３】前記一方向導通手段（１８、１８′、１
８″）はダイオード（ＤＲ；ＤＲ′、ＤＲ″）から形成
され、そのカソードは、前記コンデンサ（Ｃａ）の正端
子（１９）に接続されることを特徴とする請求項１に記
載のトランスポンダ。
【請求項４】前記整流手段（１３）はダイオードブリ
ッジ（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）であり、その出力端子
（１４、１５）の間に、抵抗（Ｒ）及びＭＯＳトランジ
スタ（Ｔ）の第１の直列接続と、前記一方向導通手段
（１８）及び平滑コンデンサ（Ｃａ）の第２の直列接続
とが連続に且つ並列に接続され、前記第２の直列接続の
中間点（１９）が正の局部給電端子を形成することを特
徴とする請求項１に記載のトランスポンダ。
【請求項５】前記発振回路（Ｌ２′、Ｃ２）は、２つ
の給電端子（１１、１２）の間に、基準線（１５′）を
規定する中間点（Ｌ２′）を有するインダクタンスを含
み、ＭＯＳトランジスタ（Ｔ′、Ｔ″）を有する抵抗
（Ｒ′、Ｒ″）の直列接続は、給電端子の一方と基準線
との間に接続され、前記一方の導通手段（１８′、１
８″）は、該各給電端子と、前記平滑コンデンサ（Ｃ
ａ）の正端子（１９）との間に接続されることを特徴と
する請求項１に記載のトランスポンダ。
【請求項６】整流ダイオード（Ｄ１′、Ｄ４′）は、
発振回路（Ｌ２′、Ｃ２）と、前記一方向導通手段（１
８′、１８″）との間に配置されることを特徴とする請
求項５に記載のトランスポンダ。