JP2000341178A - ハンズフリー通話装置 - Google Patents
ハンズフリー通話装置Info
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- JP2000341178A JP2000341178A JP14755899A JP14755899A JP2000341178A JP 2000341178 A JP2000341178 A JP 2000341178A JP 14755899 A JP14755899 A JP 14755899A JP 14755899 A JP14755899 A JP 14755899A JP 2000341178 A JP2000341178 A JP 2000341178A
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- JP
- Japan
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- step gain
- coefficient
- power
- adaptive filter
- calculating means
- Prior art date
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- Withdrawn
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Telephone Function (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マイクロホンとスピーカとを用いて通話を行
うハンズフリー通話装置に関し、適応フィルタの収束を
高速化して、残響感を低減する。 【解決手段】 マイクロホン１とスピーカ２と音声スイ
ッチ３と音響エコーキャンセラ４とを有し、音響エコー
キャンセラ４は、適応フィルタ８と係数更新部９とを含
み、係数更新部９は、残留エコーＥj と参照信号Ｘj と
を基に適応フィルタ８の係数Ｈj を算出し、適応フィル
タ８は、参照信号Ｘj と係数Ｈj とを基に疑似エコーＧ
j を生成して、入力信号ｙj から疑似エコーＧj を減算
して、エコーを打ち消し、ステップゲインが小さくなっ
た時に予め設定した下限値に制限し、又は算出した周囲
騒音のパワーが所定値以上となった時にステップゲイン
を下限値に制限する構成とする。
うハンズフリー通話装置に関し、適応フィルタの収束を
高速化して、残響感を低減する。 【解決手段】 マイクロホン１とスピーカ２と音声スイ
ッチ３と音響エコーキャンセラ４とを有し、音響エコー
キャンセラ４は、適応フィルタ８と係数更新部９とを含
み、係数更新部９は、残留エコーＥj と参照信号Ｘj と
を基に適応フィルタ８の係数Ｈj を算出し、適応フィル
タ８は、参照信号Ｘj と係数Ｈj とを基に疑似エコーＧ
j を生成して、入力信号ｙj から疑似エコーＧj を減算
して、エコーを打ち消し、ステップゲインが小さくなっ
た時に予め設定した下限値に制限し、又は算出した周囲
騒音のパワーが所定値以上となった時にステップゲイン
を下限値に制限する構成とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロホンとス
ピーカとを用い、音響エコーを打ち消して通話を行うハ
ンズフリー通話装置に関する。
ピーカとを用い、音響エコーを打ち消して通話を行うハ
ンズフリー通話装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ハンズフリー通話装置は、自由に動きな
がらでも通話が可能であるが、近端話者と固定のマイク
ロホンとの間が離れていることにより、周囲騒音及びス
ピーカの出力音がマイクロホンに入力され、このマイク
ロホンに入力されたスピーカの出力音は、遠端話者に対
してエコーとなって、通話品質を低下させる。そこで、
このようなエコーを打ち消す為の音響エコーキャンセラ
を設けるのが一般的である。
がらでも通話が可能であるが、近端話者と固定のマイク
ロホンとの間が離れていることにより、周囲騒音及びス
ピーカの出力音がマイクロホンに入力され、このマイク
ロホンに入力されたスピーカの出力音は、遠端話者に対
してエコーとなって、通話品質を低下させる。そこで、
このようなエコーを打ち消す為の音響エコーキャンセラ
を設けるのが一般的である。
【０００３】図６は音響エコーキャンセラの説明図であ
り、３１はマイクロホン、３２はスピーカ、３３は加算
器、３４は適応フィルタ、３５は係数更新回路、Ｎj は
周囲騒音、ｇj はスピーカ３２からマイクロホン３１に
回り込むエコー、ｙj はマイクロホン３１の出力信号、
Ｇj は適応フィルタ３２の出力の疑似エコー、Ｅj は残
留エコー、Ｈj は適応フィルタ３２の係数、Ｘj は参照
信号を示す。
り、３１はマイクロホン、３２はスピーカ、３３は加算
器、３４は適応フィルタ、３５は係数更新回路、Ｎj は
周囲騒音、ｇj はスピーカ３２からマイクロホン３１に
回り込むエコー、ｙj はマイクロホン３１の出力信号、
Ｇj は適応フィルタ３２の出力の疑似エコー、Ｅj は残
留エコー、Ｈj は適応フィルタ３２の係数、Ｘj は参照
信号を示す。
【０００４】ハンズフリー通話装置は、マイクロホン３
１とスピーカ３２とが固定されて、近端話者は自由に移
動して通話を行うものであり、従って、マイクロホン３
１には、近端話者の音声と、周囲の雑音と、スピーカ３
２の出力音とが入力される。即ち、近端話者の音声を含
む周囲騒音Ｎj と、スピーカ３２からの回り込みによる
エコーｇj とがマイクロホン３１に入力される。音響エ
コーキャンセラは、このマイクロホン３１の出力信号ｙ
j から疑似エコーＧj を減算してエコーｇj を相殺する
ものであり、係数更新回路３５は適応フィルタ３４のタ
ップ係数Ｈj を残留エコーＥj と参照信号Ｘj とを基に
生成する。適応フィルタ３４は、この係数Ｈj に従っ
て、参照信号Ｘj を基に疑似エコーＧj を生成して、エ
コーｇj を打ち消すものである。この場合、周囲騒音Ｎ
j が一定であれば、残留エコーＥjが最小となるよう
に、適応フィルタ３４の係数Ｈj を算出することによっ
て、エコーｇj を打ち消すことができる。
１とスピーカ３２とが固定されて、近端話者は自由に移
動して通話を行うものであり、従って、マイクロホン３
１には、近端話者の音声と、周囲の雑音と、スピーカ３
２の出力音とが入力される。即ち、近端話者の音声を含
む周囲騒音Ｎj と、スピーカ３２からの回り込みによる
エコーｇj とがマイクロホン３１に入力される。音響エ
コーキャンセラは、このマイクロホン３１の出力信号ｙ
j から疑似エコーＧj を減算してエコーｇj を相殺する
ものであり、係数更新回路３５は適応フィルタ３４のタ
ップ係数Ｈj を残留エコーＥj と参照信号Ｘj とを基に
生成する。適応フィルタ３４は、この係数Ｈj に従っ
て、参照信号Ｘj を基に疑似エコーＧj を生成して、エ
コーｇj を打ち消すものである。この場合、周囲騒音Ｎ
j が一定であれば、残留エコーＥjが最小となるよう
に、適応フィルタ３４の係数Ｈj を算出することによっ
て、エコーｇj を打ち消すことができる。
【０００５】前述の適応フィルタ３４の係数Ｈj は、タ
ップ(1),(2),・・・(I) について、時刻ｊ（サンプル・
タイム・インデックス）に於いて、 Ｈj ＝〔Ｈj (1) Ｈj (2) Ｈj （3)・・・・Ｈj (I) 〕T …（１） で表される。
ップ(1),(2),・・・(I) について、時刻ｊ（サンプル・
タイム・インデックス）に於いて、 Ｈj ＝〔Ｈj (1) Ｈj (2) Ｈj （3)・・・・Ｈj (I) 〕T …（１） で表される。
【０００６】この係数Ｈj の設定法として最も一般的な
アルゴリズムは、次式で定義される学習同定法である。 Ｈj+1 ＝Ｈj ＋μ（Ｅj Ｘj ／‖Ｘj ‖2 ） …（２） 但し、μ＝ステップゲイン ‖Ｘj ‖2 ＝ΣI i=1 Ｘj 2 （ｉ） なお、ΣI i=1 は、タップ数Ｉの適応フィルタ３４のタ
ップｉ＝１〜ｉ＝Ｉについての累積加算を示す。
アルゴリズムは、次式で定義される学習同定法である。 Ｈj+1 ＝Ｈj ＋μ（Ｅj Ｘj ／‖Ｘj ‖2 ） …（２） 但し、μ＝ステップゲイン ‖Ｘj ‖2 ＝ΣI i=1 Ｘj 2 （ｉ） なお、ΣI i=1 は、タップ数Ｉの適応フィルタ３４のタ
ップｉ＝１〜ｉ＝Ｉについての累積加算を示す。
【０００７】又適応フィルタ３４は一般には非巡回型の
構成を有するものであり、タップ出力を要素とする参照
信号ベクトルは、 Ｘj ＝〔Ｘj (1) Ｘj (2) Ｘj (3) ・・・・Ｘj (I) 〕T …（３） で表される。又残留エコーＥj は、 Ｅj ＝ｙj −Ｇj …（４） で表される。
構成を有するものであり、タップ出力を要素とする参照
信号ベクトルは、 Ｘj ＝〔Ｘj (1) Ｘj (2) Ｘj (3) ・・・・Ｘj (I) 〕T …（３） で表される。又残留エコーＥj は、 Ｅj ＝ｙj −Ｇj …（４） で表される。
【０００８】音響エコーキャンセラは、この学習同定法
を用いて、音響系のインパルス応答に対応する係数Ｈj
を σd 2 ＝｛（μ／（２−μ）｝・（σN 2 ／σX 2 ） …（５） で表される誤差σd 2 で推定する。但し、σN 2 は周囲
騒音のパワー、σX 2 は参照信号のパワーを示す。
を用いて、音響系のインパルス応答に対応する係数Ｈj
を σd 2 ＝｛（μ／（２−μ）｝・（σN 2 ／σX 2 ） …（５） で表される誤差σd 2 で推定する。但し、σN 2 は周囲
騒音のパワー、σX 2 は参照信号のパワーを示す。
【０００９】推定誤差σd 2 は、周囲騒音のパワーσN
2 と参照信号のパワーσX 2 との関数であり、音響エコ
ーキャンセラに於ける参照信号は遠端話者からの音声信
号であって、そのパワーの変動が大きく、又周囲騒音も
近端話者の音声信号が加わることによるパワーの変動が
大きいものである。従って、周囲騒音のパワーσN 2と
参照信号のパワーσX 2 との変動が大きいものであるか
ら、推定誤差σd 2 は大きく変動することになる。
2 と参照信号のパワーσX 2 との関数であり、音響エコ
ーキャンセラに於ける参照信号は遠端話者からの音声信
号であって、そのパワーの変動が大きく、又周囲騒音も
近端話者の音声信号が加わることによるパワーの変動が
大きいものである。従って、周囲騒音のパワーσN 2と
参照信号のパワーσX 2 との変動が大きいものであるか
ら、推定誤差σd 2 は大きく変動することになる。
【００１０】そこで、この推定誤差σd 2 を一定に維持
する為のブロック実行型学習同定法を先に提案した。即
ち、Σ(n+1)J j=nJ+1により、ブロック長Ｊについて時刻
ｊ＝ｎＪ＋１〜ｊ＝（ｎ＋１）Ｊの間の累積加算として
示す次式を用いて、 Ｈn+1 ＝Ｈn ＋μ｛Σ(n+1)J j=nJ+1Ｅj Ｘj ／Σ(n+1)J j=nJ+1‖Ｘj ‖2 ｝ …（６） 係数Ｈn+1 を求め、参照信号のパワーσX 2 の変動には
ブロック長Ｊを、又周囲騒音のパワーσN 2 の変動には
ステップゲインμを調整するものである（藤井健作，大
賀寿郎，“音響エコーキャンセラに有用な推定誤差の安
定的確保の方法”ＥＡ９７−６７（１９９７．１１）参
照）。
する為のブロック実行型学習同定法を先に提案した。即
ち、Σ(n+1)J j=nJ+1により、ブロック長Ｊについて時刻
ｊ＝ｎＪ＋１〜ｊ＝（ｎ＋１）Ｊの間の累積加算として
示す次式を用いて、 Ｈn+1 ＝Ｈn ＋μ｛Σ(n+1)J j=nJ+1Ｅj Ｘj ／Σ(n+1)J j=nJ+1‖Ｘj ‖2 ｝ …（６） 係数Ｈn+1 を求め、参照信号のパワーσX 2 の変動には
ブロック長Ｊを、又周囲騒音のパワーσN 2 の変動には
ステップゲインμを調整するものである（藤井健作，大
賀寿郎，“音響エコーキャンセラに有用な推定誤差の安
定的確保の方法”ＥＡ９７−６７（１９９７．１１）参
照）。
【００１１】このブロック実行型学習法に於いて、周囲
騒音のパワーがＱ0 である時に、ブロック長Ｊを調整し
て、式（６）の第２項の分母、即ち、加算ノルム Ｐn ＝Σ(n+1)J j=nJ+1‖Ｘj ‖2 …（７） がＰn ≧Ｐ0 となるようにしてから係数を更新する制御
を行う。この場合の制御は、参照信号のパワー変動を吸
収して、推定誤差を Ｃ0 ＝（μ／２）（Ｑ0 ／Ｐ0 ）Ｉ …（８） 以下の値に確保することになる。しかし、この制御に於
いては、周囲騒音のパワーがＱ0 からＱn に変化した時
に、推定誤差Ｃn は、 Ｃn ＝（μ／２）（Ｑn ／Ｐn ）Ｉ …（９） に変化する
騒音のパワーがＱ0 である時に、ブロック長Ｊを調整し
て、式（６）の第２項の分母、即ち、加算ノルム Ｐn ＝Σ(n+1)J j=nJ+1‖Ｘj ‖2 …（７） がＰn ≧Ｐ0 となるようにしてから係数を更新する制御
を行う。この場合の制御は、参照信号のパワー変動を吸
収して、推定誤差を Ｃ0 ＝（μ／２）（Ｑ0 ／Ｐ0 ）Ｉ …（８） 以下の値に確保することになる。しかし、この制御に於
いては、周囲騒音のパワーがＱ0 からＱn に変化した時
に、推定誤差Ｃn は、 Ｃn ＝（μ／２）（Ｑn ／Ｐn ）Ｉ …（９） に変化する
【００１２】そこで、式（９）をステップゲインμにつ
いて、 μ＝２Ｃn Ｐn ／Ｑn Ｉ …（１０） と変形する。従って、この式（１０）から、周囲騒音の
パワーがＱn の場合の推定誤差Ｃn を所定の大きさの推
定誤差Ｃ0 とするのに必要なステップゲインμnは、 μn ＝２Ｃn Ｐ0 ／Ｑn Ｉ …（１１） となる。実際にステップゲインを任意に設定できること
から、式（１１）のように、ステップゲインを制御する
ことにより、周囲騒音のパワーがＱn の場合でも、所定
の大きさの推定誤差Ｃ0 に維持することができる。
いて、 μ＝２Ｃn Ｐn ／Ｑn Ｉ …（１０） と変形する。従って、この式（１０）から、周囲騒音の
パワーがＱn の場合の推定誤差Ｃn を所定の大きさの推
定誤差Ｃ0 とするのに必要なステップゲインμnは、 μn ＝２Ｃn Ｐ0 ／Ｑn Ｉ …（１１） となる。実際にステップゲインを任意に設定できること
から、式（１１）のように、ステップゲインを制御する
ことにより、周囲騒音のパワーがＱn の場合でも、所定
の大きさの推定誤差Ｃ0 に維持することができる。
【００１３】しかし、マイクロホン３１には周囲騒音Ｎ
j と共にエコーｇj も入力されるから、周囲騒音のパワ
ーＱn のみを求めることは困難である。そこで、ブロッ
ク長Ｊの期間についての残留エコーにより、 Ｑn ＝Σ(n+1)J j=nJ+1Ｅj 2 ／Ｊ …（１２） として求めることが考えられる。
j と共にエコーｇj も入力されるから、周囲騒音のパワ
ーＱn のみを求めることは困難である。そこで、ブロッ
ク長Ｊの期間についての残留エコーにより、 Ｑn ＝Σ(n+1)J j=nJ+1Ｅj 2 ／Ｊ …（１２） として求めることが考えられる。
【００１４】即ち、適応フィルタ３４の出力の疑似エコ
ーＧj によりエコーｇj を充分に相殺している時の残留
エコーＥj は、周囲騒音Ｎj に近似されることを利用し
たものである。しかし、この周囲騒音のパワーＱn を残
留エコーＥj から求めることは、次のような問題があ
る。
ーＧj によりエコーｇj を充分に相殺している時の残留
エコーＥj は、周囲騒音Ｎj に近似されることを利用し
たものである。しかし、この周囲騒音のパワーＱn を残
留エコーＥj から求めることは、次のような問題があ
る。
【００１５】例えば、近端話者の移動等によるエコー経
路の変動によっても残留エコーが増加する。その時、式
（１２）から推測された周囲騒音のパワーは、真の周囲
騒音のパワーよりも著しく大きくなる。従って、本来な
らばステップゲインを大きくして収束を早める必要があ
るエコー経路変動に対して、ステップゲインを小さくす
る結果となり、それによって、係数の収束を遅らせるか
ら、その収束遅延によってエコーを長く、且つ大きくと
どめることになり、残響感の増加となる。
路の変動によっても残留エコーが増加する。その時、式
（１２）から推測された周囲騒音のパワーは、真の周囲
騒音のパワーよりも著しく大きくなる。従って、本来な
らばステップゲインを大きくして収束を早める必要があ
るエコー経路変動に対して、ステップゲインを小さくす
る結果となり、それによって、係数の収束を遅らせるか
ら、その収束遅延によってエコーを長く、且つ大きくと
どめることになり、残響感の増加となる。
【００１６】又ダブルトーク時も、式（１２）から推測
された周囲騒音のパワーは、真の周囲騒音のパワーより
著しく大きくなる。このダブルトークを検出して適応フ
ィルタの係数更新を停止する手段が知られており、この
ような手段を適用することが考えられる。その場合、ダ
ブルトークの検出並びにエコー経路変動とダブルトーク
との区別が必要となる。即ち、残留エコーＥj の増加が
エコー経路の変動によるものと判断した時に、式（８）
から計算されるステップゲインμに固定して収束の高速
化を図ることができる。
された周囲騒音のパワーは、真の周囲騒音のパワーより
著しく大きくなる。このダブルトークを検出して適応フ
ィルタの係数更新を停止する手段が知られており、この
ような手段を適用することが考えられる。その場合、ダ
ブルトークの検出並びにエコー経路変動とダブルトーク
との区別が必要となる。即ち、残留エコーＥj の増加が
エコー経路の変動によるものと判断した時に、式（８）
から計算されるステップゲインμに固定して収束の高速
化を図ることができる。
【００１７】又ハンズフリー通話装置に於いて、例え
ば、ＩＴＵ−Ｔ（Ｉnternational Ｔelecommunication
Ｕnion−Ｔelecommunication Ｓtandardizatoin Ｓ
ector；国際電気通信連合の電気通信標準化部門）の
Ｐ．３４０の勧告による配置及びレベルダイヤグラム
は、図７に示すように、近端話者４０とマイクロホン４
１とスピーカ４２とを１辺３０ｃｍの正三角形の頂点の
位置に配置した状態とし、同様に、遠端話者５０とマイ
クロホン５１とスピーカ５２とを、一辺３０ｃｍの正三
角形の頂点の位置に配置した状態とし、公衆交換網等の
伝送系４３を介して接続した構成とし、スピーカ４２の
音量は、近端話者４０の耳元に於ける音圧が７４ｄＢｓ
ｐｌ、この近端話者４０の音声は、マイクロホン４１の
位置に於ける音圧が７４ｄＢｓｐｌとなると仮定して設
計される。又遠端話者５０側に於いても同様のレベルと
仮定して設計される。従って、この場合の一巡経路の利
得は１となる。
ば、ＩＴＵ−Ｔ（Ｉnternational Ｔelecommunication
Ｕnion−Ｔelecommunication Ｓtandardizatoin Ｓ
ector；国際電気通信連合の電気通信標準化部門）の
Ｐ．３４０の勧告による配置及びレベルダイヤグラム
は、図７に示すように、近端話者４０とマイクロホン４
１とスピーカ４２とを１辺３０ｃｍの正三角形の頂点の
位置に配置した状態とし、同様に、遠端話者５０とマイ
クロホン５１とスピーカ５２とを、一辺３０ｃｍの正三
角形の頂点の位置に配置した状態とし、公衆交換網等の
伝送系４３を介して接続した構成とし、スピーカ４２の
音量は、近端話者４０の耳元に於ける音圧が７４ｄＢｓ
ｐｌ、この近端話者４０の音声は、マイクロホン４１の
位置に於ける音圧が７４ｄＢｓｐｌとなると仮定して設
計される。又遠端話者５０側に於いても同様のレベルと
仮定して設計される。従って、この場合の一巡経路の利
得は１となる。
【００１８】又ハンズフリー通話装置に於いては、ハウ
リングを防止する為の音声スイッチを設ける場合が一般
的である。即ち、前述の音響エコーキャンセラと音声ス
イッチとを組合せた構成とするものである。この音声ス
イッチは、近端話者の音声信号のパワー（送話信号パワ
ー）と遠端話者の音声信号のパワー（受話信号パワー）
とを比較し、遠端話者の音声信号のパワーが大きい場合
に、近端話者の送信を遮断或いは減衰させるものであ
る。
リングを防止する為の音声スイッチを設ける場合が一般
的である。即ち、前述の音響エコーキャンセラと音声ス
イッチとを組合せた構成とするものである。この音声ス
イッチは、近端話者の音声信号のパワー（送話信号パワ
ー）と遠端話者の音声信号のパワー（受話信号パワー）
とを比較し、遠端話者の音声信号のパワーが大きい場合
に、近端話者の送信を遮断或いは減衰させるものであ
る。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】従来のハンズフリー通
話装置は、周囲騒音Ｎj のパワー変動，エコー経路の変
動，参照信号Ｘj のパワー変動等に対して、エコーを打
ち消す為の適応フィルタ３４の係数更新の収束を高速化
することが困難であった。又通話期間に於いては、無音
となる期間が頻繁に発生する。例えば、参照信号Ｘj が
無音の場合に、エコー経路の変動があったとすると、有
音となった時、例えば、式（１２）により求めた周囲騒
音Ｑn は大きくなるから、ステップゲインを小さくする
ように制御する。従って、適応フィルタ３４の係数更新
の収束が遅くなり、残響感が生じることになる。
話装置は、周囲騒音Ｎj のパワー変動，エコー経路の変
動，参照信号Ｘj のパワー変動等に対して、エコーを打
ち消す為の適応フィルタ３４の係数更新の収束を高速化
することが困難であった。又通話期間に於いては、無音
となる期間が頻繁に発生する。例えば、参照信号Ｘj が
無音の場合に、エコー経路の変動があったとすると、有
音となった時、例えば、式（１２）により求めた周囲騒
音Ｑn は大きくなるから、ステップゲインを小さくする
ように制御する。従って、適応フィルタ３４の係数更新
の収束が遅くなり、残響感が生じることになる。
【００２０】又ダブルトークの時に適応フィルタ３４の
係数更新を停止する手段を適用した場合も、エコー経路
の変動が生じる可能性が大きく、その場合も、シングル
トークに移行した時に、適応フィルタ３４の係数更新の
収束が遅くなり、前述のような残響感が生じることにな
る。
係数更新を停止する手段を適用した場合も、エコー経路
の変動が生じる可能性が大きく、その場合も、シングル
トークに移行した時に、適応フィルタ３４の係数更新の
収束が遅くなり、前述のような残響感が生じることにな
る。
【００２１】本発明は、周囲騒音のパワーや参照信号の
パワー等のパワー変動が大きい場合でも、推定誤差を所
定の大きさ以下に維持し、且つ適応フィルタの係数更新
の収束の高速化を図り、残響感を低減することを目的と
する。
パワー等のパワー変動が大きい場合でも、推定誤差を所
定の大きさ以下に維持し、且つ適応フィルタの係数更新
の収束の高速化を図り、残響感を低減することを目的と
する。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明のハンズフリー通
話装置は、（１）適応フィルタ８と、この適応フィルタ
８の係数を更新制御する係数更新部９とを含む音響エコ
ーキャンセラ４を備えたハンズフリー通話装置であっ
て、係数更新部９は、残留エコーＥj と参照信号Ｘj と
の相互相関を求める相互相関計算手段と、参照信号Ｘj
から得たノルムを累積加算する加算ノルム計算手段と、
この加算ノルム計算手段の出力と予め設定した値とを比
較して、相互相関計算手段と加算ノルム計算手段とに於
ける累積項数を決定する第１の比較手段と、残留エコー
Ｅj から周囲騒音のパワーを計算するパワー計算手段
と、累積項数に従って算出した残留エコーのパワーと予
め定めた目標の所定の推定誤差と適応フィルタのタップ
数とから、所定の推定誤差を確保するのに必要となるス
テップゲインを計算するステップゲイン計算手段と、こ
のステップゲイン計算手段によるステップゲインと予め
設定したステップゲインとを比較して、適応フィルタの
ステップゲインを決定する第２の比較手段と、加算ノル
ム計算手段の出力と相互相関計算手段の出力と第２の比
較手段により決定したステップゲインとから、適応フィ
ルタ８の係数更新量を計算する係数更新量計算手段と、
この更新量計算手段の出力を適応フィルタ８の現係数に
加える加算手段とを備えている。
話装置は、（１）適応フィルタ８と、この適応フィルタ
８の係数を更新制御する係数更新部９とを含む音響エコ
ーキャンセラ４を備えたハンズフリー通話装置であっ
て、係数更新部９は、残留エコーＥj と参照信号Ｘj と
の相互相関を求める相互相関計算手段と、参照信号Ｘj
から得たノルムを累積加算する加算ノルム計算手段と、
この加算ノルム計算手段の出力と予め設定した値とを比
較して、相互相関計算手段と加算ノルム計算手段とに於
ける累積項数を決定する第１の比較手段と、残留エコー
Ｅj から周囲騒音のパワーを計算するパワー計算手段
と、累積項数に従って算出した残留エコーのパワーと予
め定めた目標の所定の推定誤差と適応フィルタのタップ
数とから、所定の推定誤差を確保するのに必要となるス
テップゲインを計算するステップゲイン計算手段と、こ
のステップゲイン計算手段によるステップゲインと予め
設定したステップゲインとを比較して、適応フィルタの
ステップゲインを決定する第２の比較手段と、加算ノル
ム計算手段の出力と相互相関計算手段の出力と第２の比
較手段により決定したステップゲインとから、適応フィ
ルタ８の係数更新量を計算する係数更新量計算手段と、
この更新量計算手段の出力を適応フィルタ８の現係数に
加える加算手段とを備えている。
【００２３】又（２）係数更新部９の第２の比較手段
は、ステップゲイン計算手段により算出したステップゲ
インと予め設定した下限値とを比較し、この下限値以上
の大きい値の算出ステップゲインを係数更新量計算手段
に入力し、この下限値より小さい値の算出ステップゲイ
ンの時に、この下限値を係数更新量計算手段に入力する
構成を備えている。
は、ステップゲイン計算手段により算出したステップゲ
インと予め設定した下限値とを比較し、この下限値以上
の大きい値の算出ステップゲインを係数更新量計算手段
に入力し、この下限値より小さい値の算出ステップゲイ
ンの時に、この下限値を係数更新量計算手段に入力する
構成を備えている。
【００２４】又（３）係数更新部９のパワー計算手段に
より算出した周囲騒音のパワーが予め定めたパワーより
大きい時に、ステップゲインの下限値を選択して係数更
新量計算手段に入力する構成を備えている。
より算出した周囲騒音のパワーが予め定めたパワーより
大きい時に、ステップゲインの下限値を選択して係数更
新量計算手段に入力する構成を備えている。
【００２５】又（４）係数更新部９は、パワー計算手段
により算出した周囲騒音のパワーの増加に対応し、及び
ステップゲイン計算手段により算出したステップゲイン
の減少に対応して、適応フィルタ８のタップ数を順次削
減して係数更新を行う構成を備えている。
により算出した周囲騒音のパワーの増加に対応し、及び
ステップゲイン計算手段により算出したステップゲイン
の減少に対応して、適応フィルタ８のタップ数を順次削
減して係数更新を行う構成を備えている。
【００２６】又（５）係数更新部９の加算ノルム計算手
段は、適応フィルタ８のタップを複数に分割したタップ
対応に加算ノルムを算出し、且つ適用フィルタ８の係数
更新を行うタップ対応の加算ノルムを加算する構成を備
えている。
段は、適応フィルタ８のタップを複数に分割したタップ
対応に加算ノルムを算出し、且つ適用フィルタ８の係数
更新を行うタップ対応の加算ノルムを加算する構成を備
えている。
【００２７】又（６）送話信号側と受話信号側とにそれ
ぞれ接続した可変減衰器５，６を含む音声スイッチ３
と、ステップゲイン計算手段により算出したステップゲ
インと予め設定した値とを比較し、算出ステップゲイン
が予め設定した値より小さい時に音声スイッチの両方の
可変減衰器の減衰量を所定値に制御する第２の比較手段
とを備えている。
ぞれ接続した可変減衰器５，６を含む音声スイッチ３
と、ステップゲイン計算手段により算出したステップゲ
インと予め設定した値とを比較し、算出ステップゲイン
が予め設定した値より小さい時に音声スイッチの両方の
可変減衰器の減衰量を所定値に制御する第２の比較手段
とを備えている。
【００２８】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の説明
図であり、１はマイクロホン、２はスピーカ、３は音声
スイッチ、４は音響エコーキャンセラ、５，６は可変減
衰器（ＡＴＴ）、７は減衰制御回路、８は適応フィル
タ、９は係数更新部を示す。又ｙj は周囲騒音とエコー
とを含む信号、Ｇj は疑似エコー、Ｅj は残留エコー、
Ｘj は参照信号、Ｈj は係数を示す。
図であり、１はマイクロホン、２はスピーカ、３は音声
スイッチ、４は音響エコーキャンセラ、５，６は可変減
衰器（ＡＴＴ）、７は減衰制御回路、８は適応フィル
タ、９は係数更新部を示す。又ｙj は周囲騒音とエコー
とを含む信号、Ｇj は疑似エコー、Ｅj は残留エコー、
Ｘj は参照信号、Ｈj は係数を示す。
【００２９】音声スイッチ３は、送話信号側と受話信号
側との可変減衰器５，６と、減衰制御回路７とを含み、
マイクロホン１からの近端話者の音声信号のパワー（送
話信号パワー）と、遠端話者の音声信号のパワー（参照
信号Ｘj のパワー）とを減衰制御回路７に於いて比較
し、例えば、近端話者の音声信号のパワーが大きい場
合、この音声信号が通過する可変減衰器５の減衰量を零
とし、遠端話者の音声信号が通過する可変減衰器６の減
衰量を例えば６ｄＢとする。反対に、遠端話者の音声信
号のパワーが大きい場合は、可変減衰器５の減衰量を例
えば６ｄＢとし、可変減衰器６の減衰量を零とする。そ
れによって前述のようにハウリングを防止することがで
きる。
側との可変減衰器５，６と、減衰制御回路７とを含み、
マイクロホン１からの近端話者の音声信号のパワー（送
話信号パワー）と、遠端話者の音声信号のパワー（参照
信号Ｘj のパワー）とを減衰制御回路７に於いて比較
し、例えば、近端話者の音声信号のパワーが大きい場
合、この音声信号が通過する可変減衰器５の減衰量を零
とし、遠端話者の音声信号が通過する可変減衰器６の減
衰量を例えば６ｄＢとする。反対に、遠端話者の音声信
号のパワーが大きい場合は、可変減衰器５の減衰量を例
えば６ｄＢとし、可変減衰器６の減衰量を零とする。そ
れによって前述のようにハウリングを防止することがで
きる。
【００３０】又音響エコーキャンセラ４は、適応フィル
タ８と係数更新部９とを含み、係数更新部９は、残留エ
コーＥj と参照信号Ｘj とを基に適応フィルタ８のタッ
プの係数Ｈj を求め、適応フィルタ８は、この係数Ｈj
に従って参照信号Ｘj から疑似エコーＧj を生成し、入
力信号ｙj から疑似エコーＧj を減算して、エコーを打
ち消す。
タ８と係数更新部９とを含み、係数更新部９は、残留エ
コーＥj と参照信号Ｘj とを基に適応フィルタ８のタッ
プの係数Ｈj を求め、適応フィルタ８は、この係数Ｈj
に従って参照信号Ｘj から疑似エコーＧj を生成し、入
力信号ｙj から疑似エコーＧj を減算して、エコーを打
ち消す。
【００３１】この場合、前述のＩＴＵ−ＴのＰ．３４０
の勧告に従ったレベルダイヤグラムによれば、ハンズフ
リー通話系の一巡経路の利得は１となり、又この一巡経
路には、音声スイッチ３の可変減衰器５，６等による減
衰があるから、音響エコーキャンセラ４は、残響感の低
減を主な機能としても充分であることが判る。そこで、
本発明は、ステップゲインを制御して推定誤差を所定範
囲内に維持し、且つ高速収束化を図るものである。
の勧告に従ったレベルダイヤグラムによれば、ハンズフ
リー通話系の一巡経路の利得は１となり、又この一巡経
路には、音声スイッチ３の可変減衰器５，６等による減
衰があるから、音響エコーキャンセラ４は、残響感の低
減を主な機能としても充分であることが判る。そこで、
本発明は、ステップゲインを制御して推定誤差を所定範
囲内に維持し、且つ高速収束化を図るものである。
【００３２】図２は本発明の実施の形態の係数更新部の
説明図であり、１０は相互相関計算手段、１１は加算ノ
ルム計算手段、１２はステップゲイン計算手段、１３は
第１の比較手段、１４は第２の比較手段、１５は係数更
新量計算手段、１６は加算手段、１７は周囲騒音のパワ
ー計算手段、１８は現在の適応フィルタの係数を保持す
る係数保持手段を示し、図１の係数更新部９の機能を示
す。これらの機能は、ハードウェア或いはＤＳＰ（ディ
ジタル・シグナル・プロセッサ）の演算機能によって実
現することができる。又ａは適応フィルタ８のタップ数
を制御する場合の制御信号、ｂは音声スイッチの減衰量
を制御する場合の制御信号、μL はステップゲインの下
限値、μn は算出されたステップゲイン、μ0 は予め設
定した値を示す。
説明図であり、１０は相互相関計算手段、１１は加算ノ
ルム計算手段、１２はステップゲイン計算手段、１３は
第１の比較手段、１４は第２の比較手段、１５は係数更
新量計算手段、１６は加算手段、１７は周囲騒音のパワ
ー計算手段、１８は現在の適応フィルタの係数を保持す
る係数保持手段を示し、図１の係数更新部９の機能を示
す。これらの機能は、ハードウェア或いはＤＳＰ（ディ
ジタル・シグナル・プロセッサ）の演算機能によって実
現することができる。又ａは適応フィルタ８のタップ数
を制御する場合の制御信号、ｂは音声スイッチの減衰量
を制御する場合の制御信号、μL はステップゲインの下
限値、μn は算出されたステップゲイン、μ0 は予め設
定した値を示す。
【００３３】相互相関計算手段１０は、例えば、式
（６）の第２項の分子に相当する演算により、残留エコ
ーＥj と参照信号Ｘj との相互相関を計算し、計算結果
を係数更新量計算手段１５に入力する。又加算ノルム計
算手段１１は、例えば、式（６）の第２項の分母、即
ち、式（７）に相当する演算により、加算ノルムを求め
て第１の比較手段１３とステップゲイン計算手段１２と
係数更新量計算手段１５とに入力する。又パワー計算手
段１７は、残留エコーＥj から周囲騒音のパワーを計算
し、ステップゲイン計算手段１２に入力する。例えば、
式（１２）に従って周囲騒音のパワーＱn を求める。
（６）の第２項の分子に相当する演算により、残留エコ
ーＥj と参照信号Ｘj との相互相関を計算し、計算結果
を係数更新量計算手段１５に入力する。又加算ノルム計
算手段１１は、例えば、式（６）の第２項の分母、即
ち、式（７）に相当する演算により、加算ノルムを求め
て第１の比較手段１３とステップゲイン計算手段１２と
係数更新量計算手段１５とに入力する。又パワー計算手
段１７は、残留エコーＥj から周囲騒音のパワーを計算
し、ステップゲイン計算手段１２に入力する。例えば、
式（１２）に従って周囲騒音のパワーＱn を求める。
【００３４】又第１の比較手段１３は、加算ノルムＰn
と予め定めた値Ｐ0 とを比較し、その比較結果に対応し
て、相互相関計算手段１０と加算ノルム計算手段１１と
パワー計算手段１７とステップゲイン計算手段１２とに
於ける項数を制御する。例えば、式（６）に於けるブロ
ック長Ｊを制御する。又ステップゲイン計算手段１２
は、残留エコーＥj と加算ノルム計算手段１１の出力と
パワー計算手段１７の出力とを基にステップゲインμn
を計算する。例えば、式（１１）に相当する演算によ
り、ステップゲインμn を求めて、第２の比較手段１４
に入力する。
と予め定めた値Ｐ0 とを比較し、その比較結果に対応し
て、相互相関計算手段１０と加算ノルム計算手段１１と
パワー計算手段１７とステップゲイン計算手段１２とに
於ける項数を制御する。例えば、式（６）に於けるブロ
ック長Ｊを制御する。又ステップゲイン計算手段１２
は、残留エコーＥj と加算ノルム計算手段１１の出力と
パワー計算手段１７の出力とを基にステップゲインμn
を計算する。例えば、式（１１）に相当する演算によ
り、ステップゲインμn を求めて、第２の比較手段１４
に入力する。
【００３５】この第２の比較手段１４は、予め定めたス
テップゲインの下限値μL とステップゲイン計算手段１
２による算出ステップゲインμn とを比較し、例えば、
μn＜μL の場合、下限値μL を係数更新量計算手段１
５に入力し、それ以外の条件の場合は、算出したステッ
プゲインμn を係数更新量計算手段１５に入力する。ス
テップゲインが小さくなることによる収束遅延を抑制す
る。
テップゲインの下限値μL とステップゲイン計算手段１
２による算出ステップゲインμn とを比較し、例えば、
μn＜μL の場合、下限値μL を係数更新量計算手段１
５に入力し、それ以外の条件の場合は、算出したステッ
プゲインμn を係数更新量計算手段１５に入力する。ス
テップゲインが小さくなることによる収束遅延を抑制す
る。
【００３６】又係数更新量計算手段１５は、相互相関計
算手段１０の出力と、加算ノルム計算手段１１の出力
と、第２の比較手段１４の出力とを基に、係数の更新量
を算出するもので、例えば、式（６）の第２項に相当す
る演算により、係数の更新量を求めて加算手段１６に入
力する。
算手段１０の出力と、加算ノルム計算手段１１の出力
と、第２の比較手段１４の出力とを基に、係数の更新量
を算出するもので、例えば、式（６）の第２項に相当す
る演算により、係数の更新量を求めて加算手段１６に入
力する。
【００３７】又係数保持手段１８は、レジスタ等により
構成することが可能であり、前回の係数を保持し、今回
の係数更新量を加算手段１６に於いて加算して、今回の
係数Ｈj とし、係数保持手段１８により保持させると共
に、適応フィルタ８（図１参照）に入力する。例えば、
式（６）に示すように、第１項の係数Ｈn が前回の係数
であり、第２項が更新量に相当し、Ｈn+1 が今回の係数
となる。
構成することが可能であり、前回の係数を保持し、今回
の係数更新量を加算手段１６に於いて加算して、今回の
係数Ｈj とし、係数保持手段１８により保持させると共
に、適応フィルタ８（図１参照）に入力する。例えば、
式（６）に示すように、第１項の係数Ｈn が前回の係数
であり、第２項が更新量に相当し、Ｈn+1 が今回の係数
となる。
【００３８】又推定誤差が例えば１０ｄＢ〜２０ｄＢ程
度増加するエコー経路の変動に対して、前述の式（１
１）によるステップゲインμn の制御を行うことによ
り、ダブルトークとエコー経路の変動との識別を行わな
くても、収束速度の低下は無視できる程度のものとな
る。又推定誤差が２０ｄＢ増加したエコー経路の変動
は、周囲騒音のパワーがＱn ＝Ｑ0 ×１００となったこ
とと等価である。従って、 Ｑn ≦Ｑ0 ×１００ …（１３） の条件の場合は、式（１１）により算出したステップゲ
インμn を用いて係数更新を行う。
度増加するエコー経路の変動に対して、前述の式（１
１）によるステップゲインμn の制御を行うことによ
り、ダブルトークとエコー経路の変動との識別を行わな
くても、収束速度の低下は無視できる程度のものとな
る。又推定誤差が２０ｄＢ増加したエコー経路の変動
は、周囲騒音のパワーがＱn ＝Ｑ0 ×１００となったこ
とと等価である。従って、 Ｑn ≦Ｑ0 ×１００ …（１３） の条件の場合は、式（１１）により算出したステップゲ
インμn を用いて係数更新を行う。
【００３９】周囲騒音のパワーが更に大きくなった場
合、前述のステップゲインμn を求めて係数更新を行う
と、ダブルトークの場合は所定の大きさの推定誤差Ｃ0
が確保されるとしても、エコー経路の変動の場合に収束
が遅くなる。そこで、加算ノルムＰ0 ，Ｐn について、
式（１３）を式（１１）に適用し、 ２Ｃ0 Ｐ0 ／１００Ｑ0 Ｉ＝μL ≦２Ｃ0 Ｐn ／１００Ｑn Ｉ …（１４） の条件を判定し、ステップゲインμn が、μn ＜μL と
なる場合、ステップゲインを下限値のμL に固定する。
即ち、第２の比較手段１４に於いて、ステップゲイン計
算手段１２に於いて式（１１）に従って求めたステップ
ゲインμn と、ステップゲインの下限値μL とを比較
し、μn ＜μL の場合は、μL を係数更新量計算手段１
５に入力し、その条件以外の場合は、μn を係数更新量
計算手段１５に入力する。
合、前述のステップゲインμn を求めて係数更新を行う
と、ダブルトークの場合は所定の大きさの推定誤差Ｃ0
が確保されるとしても、エコー経路の変動の場合に収束
が遅くなる。そこで、加算ノルムＰ0 ，Ｐn について、
式（１３）を式（１１）に適用し、 ２Ｃ0 Ｐ0 ／１００Ｑ0 Ｉ＝μL ≦２Ｃ0 Ｐn ／１００Ｑn Ｉ …（１４） の条件を判定し、ステップゲインμn が、μn ＜μL と
なる場合、ステップゲインを下限値のμL に固定する。
即ち、第２の比較手段１４に於いて、ステップゲイン計
算手段１２に於いて式（１１）に従って求めたステップ
ゲインμn と、ステップゲインの下限値μL とを比較
し、μn ＜μL の場合は、μL を係数更新量計算手段１
５に入力し、その条件以外の場合は、μn を係数更新量
計算手段１５に入力する。
【００４０】従って、エコー経路の変動に伴う周囲騒音
のパワーが例えば２０ｄＢを超えた場合には、ステップ
ゲインを下限値μL に固定することにより、式（１１）
により算出されたステップゲインμn により係数更新を
行う場合に比較して収束の遅れを改善することができ
る。
のパワーが例えば２０ｄＢを超えた場合には、ステップ
ゲインを下限値μL に固定することにより、式（１１）
により算出されたステップゲインμn により係数更新を
行う場合に比較して収束の遅れを改善することができ
る。
【００４１】又前述のμn ＜μL の条件がダブルトーク
により生じた場合、推定誤差が増加することになるが、
遠端話者の音声にエコーが埋もれるマスキング効果によ
って認知され難いものとなる。例えば、ＩＴＵ−Ｔの
Ｇ．１６７によれば、ダブルトークとシングルトークと
に於けるエコー消去量に差を設けている。又残響時間に
ついて検討された文献（例えば、前橋至，羽中田高尚，
大賀寿郎，“タップ長が残響時間より短いエコーキャン
セラの聴感への影響”，１９９９春季日本音響学会講演
論文集，１−６−１０（１９９９，０３）参照）も知ら
れているが、残留エコーを実用的にどの程度低減すれば
残響感の点で許容できるかについては、明確な数値は何
れに於いても示されていない。しかし、少なくとも、マ
スキング効果は、エコーに重なる音声のパワーに比例し
て大きくなるだけである。
により生じた場合、推定誤差が増加することになるが、
遠端話者の音声にエコーが埋もれるマスキング効果によ
って認知され難いものとなる。例えば、ＩＴＵ−Ｔの
Ｇ．１６７によれば、ダブルトークとシングルトークと
に於けるエコー消去量に差を設けている。又残響時間に
ついて検討された文献（例えば、前橋至，羽中田高尚，
大賀寿郎，“タップ長が残響時間より短いエコーキャン
セラの聴感への影響”，１９９９春季日本音響学会講演
論文集，１−６−１０（１９９９，０３）参照）も知ら
れているが、残留エコーを実用的にどの程度低減すれば
残響感の点で許容できるかについては、明確な数値は何
れに於いても示されていない。しかし、少なくとも、マ
スキング効果は、エコーに重なる音声のパワーに比例し
て大きくなるだけである。
【００４２】前述のように、μn ＜μL となった時に、
ステップゲインを下限値μL に固定すると、推定誤差は
ダブルトークの場合に、エコーに重なる音声のパワーに
比例して大きくなる。その推定誤差Ｃn は、 Ｃn ＝Ｃ0 Ｑn Ｐ0 ／１００Ｑ0 Ｐn ≦Ｃ0 Ｑn ／１００Ｑ0 …（１５） の関係で維持される。即ち、推定誤差は、Ｑn ≦Ｑ0 ×
１００に於いて所定の大きさの値Ｃ0 に維持され、ダブ
ルトークによりＱn ＞Ｑ0 ×１００となった時は、周囲
騒音のパワーＱn に比例する大きさとなる。例えば、周
囲騒音のパワーがＱ0 ×１００から３ｄＢ増加すれば、
推定誤差は３ｄＢ増加する、それによるエコーは、近端
話者の音声のパワーに比例する大きさにとどまることに
なる。
ステップゲインを下限値μL に固定すると、推定誤差は
ダブルトークの場合に、エコーに重なる音声のパワーに
比例して大きくなる。その推定誤差Ｃn は、 Ｃn ＝Ｃ0 Ｑn Ｐ0 ／１００Ｑ0 Ｐn ≦Ｃ0 Ｑn ／１００Ｑ0 …（１５） の関係で維持される。即ち、推定誤差は、Ｑn ≦Ｑ0 ×
１００に於いて所定の大きさの値Ｃ0 に維持され、ダブ
ルトークによりＱn ＞Ｑ0 ×１００となった時は、周囲
騒音のパワーＱn に比例する大きさとなる。例えば、周
囲騒音のパワーがＱ0 ×１００から３ｄＢ増加すれば、
推定誤差は３ｄＢ増加する、それによるエコーは、近端
話者の音声のパワーに比例する大きさにとどまることに
なる。
【００４３】例えば、現在実用化されている音声スイッ
チを備えたハンズフリー通話装置について、音声スイッ
チによる減衰量は４０ｄＢ程度であり、ハイブリット回
路によるエコーの減衰を例えば６ｄＢ程度と推定して
も、エコーを４５ｄＢ程度減衰させれば、残響感に関し
て問題がないと考えられる。なお、ＩＴＵ−ＴのＧ．１
６７によれば、シングルトーク時のエコー消去量を４５
ｄＢと規定している。
チを備えたハンズフリー通話装置について、音声スイッ
チによる減衰量は４０ｄＢ程度であり、ハイブリット回
路によるエコーの減衰を例えば６ｄＢ程度と推定して
も、エコーを４５ｄＢ程度減衰させれば、残響感に関し
て問題がないと考えられる。なお、ＩＴＵ−ＴのＧ．１
６７によれば、シングルトーク時のエコー消去量を４５
ｄＢと規定している。
【００４４】又音声スイッチによる減衰量は、近端話者
側と遠端話者側との両方に与えられるものであるから、
前述の場合、近端話者側の６ｄＢと遠端話者側の６ｄＢ
との合計で１２ｄＢの減衰を受けることになる。従っ
て、音響エコーキャンセラでは、３３ｄＢのエコー消去
性能を実現すれば良いことになる。一方、ダブルトーク
については、ＩＴＵ−ＴのＧ．１６７によれば、１５ｄ
Ｂのエコー消去性能が推奨されている。即ち、音声スイ
ッチによる減衰を考慮すると、ダブルトークに於いて
は、３ｄＢのエコー消去性能を実現すれば良いことが判
る。
側と遠端話者側との両方に与えられるものであるから、
前述の場合、近端話者側の６ｄＢと遠端話者側の６ｄＢ
との合計で１２ｄＢの減衰を受けることになる。従っ
て、音響エコーキャンセラでは、３３ｄＢのエコー消去
性能を実現すれば良いことになる。一方、ダブルトーク
については、ＩＴＵ−ＴのＧ．１６７によれば、１５ｄ
Ｂのエコー消去性能が推奨されている。即ち、音声スイ
ッチによる減衰を考慮すると、ダブルトークに於いて
は、３ｄＢのエコー消去性能を実現すれば良いことが判
る。
【００４５】なお、ダブルトークに於いても、エコーの
消去量を大きくすることは望ましいことであり、前述の
ように、シングルトークに於いて必要とされる推定誤差
−３３ｄＢよりも１３ｄＢ大きい−２０ｄＢをダブルト
ークの場合の目標値としても、収束速度の劣化は少ない
ことになる。即ち、ステップゲインμn が下限値μL以
下となった時に、ステップゲインを下限値μL に固定す
ることにより、周囲騒音のパワーが、Ｑ0 の１００倍と
なるまでは、推定誤差−３３ｄＢが確保され、それ以上
となった時から、エコーは音声によりも２０ｄＢ小さく
抑えられる。
消去量を大きくすることは望ましいことであり、前述の
ように、シングルトークに於いて必要とされる推定誤差
−３３ｄＢよりも１３ｄＢ大きい−２０ｄＢをダブルト
ークの場合の目標値としても、収束速度の劣化は少ない
ことになる。即ち、ステップゲインμn が下限値μL以
下となった時に、ステップゲインを下限値μL に固定す
ることにより、周囲騒音のパワーが、Ｑ0 の１００倍と
なるまでは、推定誤差−３３ｄＢが確保され、それ以上
となった時から、エコーは音声によりも２０ｄＢ小さく
抑えられる。
【００４６】又算出したステップゲインμn とステップ
ゲインの下限値μL とを第２の比較器１４に於いて比較
する代わりに、パワー計算手段１７により算出した周囲
騒音のパワーＱn が、シングルトーク時の周囲騒音のパ
ワーの１００倍を超えたか否かを比較する構成とし、超
えた場合に、ステップゲインを下限値μL に固定して係
数更新を行うことも可能である。この場合、第２の比較
手段１４に、パワー計算手段１７により算出した周囲騒
音のパワーを入力し、例えば、Ｑn ＞Ｑ0 ×１００とな
った場合に、ステップゲインの下限値μL を選択して係
数更新量計算手段１５に入力し、それ以外の条件の場合
は、算出ステップゲインμn を係数更新量計算手段１５
に入力する構成とすることができる。
ゲインの下限値μL とを第２の比較器１４に於いて比較
する代わりに、パワー計算手段１７により算出した周囲
騒音のパワーＱn が、シングルトーク時の周囲騒音のパ
ワーの１００倍を超えたか否かを比較する構成とし、超
えた場合に、ステップゲインを下限値μL に固定して係
数更新を行うことも可能である。この場合、第２の比較
手段１４に、パワー計算手段１７により算出した周囲騒
音のパワーを入力し、例えば、Ｑn ＞Ｑ0 ×１００とな
った場合に、ステップゲインの下限値μL を選択して係
数更新量計算手段１５に入力し、それ以外の条件の場合
は、算出ステップゲインμn を係数更新量計算手段１５
に入力する構成とすることができる。
【００４７】又適応フィルタ８（図１参照）は、タップ
数Ｉが少ない程、収束が早くなるものである。そこで、
周囲騒音のパワーについても判断点を設定し、例えば、
周囲騒音のパワーＱn が、Ｑn ≧１０Ｑ0 となった場
合、又はステップゲインμn が、 μi ＝２Ｃ0 Ｐ0 ／１０Ｑ0 Ｉ …（１６） より小さくなった時に、係数更新を実行するタップ数を
例えば１／２とする。この場合、前半のタップについて
係数更新を行い、後半のタップは停止させる。更にステ
ップゲインμn が小さくなった時、タップ数を順次少な
くすることができる。
数Ｉが少ない程、収束が早くなるものである。そこで、
周囲騒音のパワーについても判断点を設定し、例えば、
周囲騒音のパワーＱn が、Ｑn ≧１０Ｑ0 となった場
合、又はステップゲインμn が、 μi ＝２Ｃ0 Ｐ0 ／１０Ｑ0 Ｉ …（１６） より小さくなった時に、係数更新を実行するタップ数を
例えば１／２とする。この場合、前半のタップについて
係数更新を行い、後半のタップは停止させる。更にステ
ップゲインμn が小さくなった時、タップ数を順次少な
くすることができる。
【００４８】例えば、シングルトーク時に、−３０ｄＢ
の推定誤差を確保するのに必要なステップゲインをμ0
として、 μ0 ＜μn ≦０．１μ0 全タップ ０．１0 ＜μn ≦０．０１μ0 １／２タップ ０．０１0 ＜μn ≦０．００１μ0 １／４タップ ０．００１0 ＜μn ≦０．０００１μ0 １／８タップ のように、ステップゲインμn が小さくなるに伴ってタ
ップ数を少なくすることができる。このタップ数の低減
する割合は、１／２，１／３，１／４，１／５，・・の
ようにすることも可能である。又最初に１／２タップよ
り多いタップ数として、順次タップ数を低減することも
可能である。又周囲騒音のパワーの増加時についても、
前述のタップ数の低減比率を適用して、適応フィルタ８
のタップ数を少なくし、変動時の収束の高速化を図るこ
とができる。
の推定誤差を確保するのに必要なステップゲインをμ0
として、 μ0 ＜μn ≦０．１μ0 全タップ ０．１0 ＜μn ≦０．０１μ0 １／２タップ ０．０１0 ＜μn ≦０．００１μ0 １／４タップ ０．００１0 ＜μn ≦０．０００１μ0 １／８タップ のように、ステップゲインμn が小さくなるに伴ってタ
ップ数を少なくすることができる。このタップ数の低減
する割合は、１／２，１／３，１／４，１／５，・・の
ようにすることも可能である。又最初に１／２タップよ
り多いタップ数として、順次タップ数を低減することも
可能である。又周囲騒音のパワーの増加時についても、
前述のタップ数の低減比率を適用して、適応フィルタ８
のタップ数を少なくし、変動時の収束の高速化を図るこ
とができる。
【００４９】従って、第２の比較手段１４は、ステップ
ゲイン計算手段１２により算出されたステップゲインμ
n と、予め定めた所定のステップゲインμ0 とを前述の
ように比較して、適応フィルタ８（図１参照）の係数更
新を行うタップ数を制御信号ａによって制御することに
なる。なお、このような適応フィルタ８のタップ数の制
御は、ＤＳＰの演算機能によって適応フィルタ８の機能
を実現する場合、タップ位置を決めるアドレスの選択制
御によって容易に実現することができる。
ゲイン計算手段１２により算出されたステップゲインμ
n と、予め定めた所定のステップゲインμ0 とを前述の
ように比較して、適応フィルタ８（図１参照）の係数更
新を行うタップ数を制御信号ａによって制御することに
なる。なお、このような適応フィルタ８のタップ数の制
御は、ＤＳＰの演算機能によって適応フィルタ８の機能
を実現する場合、タップ位置を決めるアドレスの選択制
御によって容易に実現することができる。
【００５０】又加算ノルム計算手段１１に於いて、加算
ノルムの計算を例えば前半のタップ分のＰn 1 と、後半
のタップ分のＰn 2 とのように分けて計算し、 Ｐn ＝Ｐn 1 ＋Ｐn 2 …（１７） として、加算ノルムを求めることもできる。この場合、
適応フィルタ８のタップを例えば８分割し、前述のよう
に、タップ数を全タップと１／２タップと１／４タップ
と１／８タップとに、ステップゲインμn の減少に対応
して、又は周囲雑音のパワーの増加に対応して、順次少
なくする場合、分割タップ毎に計算し、 Ｐn ＝Ｐn 1 ＋Ｐn 2 ＋Ｐn 3 ＋Ｐn 4 ＋Ｐn 5 ＋Ｐn 6 ＋Ｐn 7 ＋Ｐn 8 …（１８） として求めることができる。
ノルムの計算を例えば前半のタップ分のＰn 1 と、後半
のタップ分のＰn 2 とのように分けて計算し、 Ｐn ＝Ｐn 1 ＋Ｐn 2 …（１７） として、加算ノルムを求めることもできる。この場合、
適応フィルタ８のタップを例えば８分割し、前述のよう
に、タップ数を全タップと１／２タップと１／４タップ
と１／８タップとに、ステップゲインμn の減少に対応
して、又は周囲雑音のパワーの増加に対応して、順次少
なくする場合、分割タップ毎に計算し、 Ｐn ＝Ｐn 1 ＋Ｐn 2 ＋Ｐn 3 ＋Ｐn 4 ＋Ｐn 5 ＋Ｐn 6 ＋Ｐn 7 ＋Ｐn 8 …（１８） として求めることができる。
【００５１】又通常の音声スイッチは、ダブルトーク時
に一方の音声信号に対して例えば６ｄＢの減衰を与える
ように動作するものであり、この場合でも、同時通話性
に問題がない。従って、他方の音声信号に対しても例え
ば６ｄＢの減衰を与えた時でも同時通話性を確保できる
ことになる。又近端話者の送話信号側と遠端話者の受話
信号側とにそれぞれ６ｄＢの減衰を与えて、合計１２ｄ
Ｂの減衰を与える場合でも、同時通話性を確保できる。
従って、近端話者側と遠端話者側との音声スイッチ３に
於ける可変減衰器５，６の両方を例えば６ｄＢとするこ
とにより、一巡経路の減衰量が合計で２４ｄＢとなる場
合でも同時通話性が確保される。
に一方の音声信号に対して例えば６ｄＢの減衰を与える
ように動作するものであり、この場合でも、同時通話性
に問題がない。従って、他方の音声信号に対しても例え
ば６ｄＢの減衰を与えた時でも同時通話性を確保できる
ことになる。又近端話者の送話信号側と遠端話者の受話
信号側とにそれぞれ６ｄＢの減衰を与えて、合計１２ｄ
Ｂの減衰を与える場合でも、同時通話性を確保できる。
従って、近端話者側と遠端話者側との音声スイッチ３に
於ける可変減衰器５，６の両方を例えば６ｄＢとするこ
とにより、一巡経路の減衰量が合計で２４ｄＢとなる場
合でも同時通話性が確保される。
【００５２】例えば、推定誤差が急増するエコー経路変
動時（ステップゲインを下限値μLとなる時）、減衰量
を両方の音声信号に対してそれぞれ６ｄＢ同時に減衰さ
せても同時通話性が確保される。即ち、第２の比較手段
１４に於いて、ステップゲインμn が下限値μL となっ
た時の制御信号ｂを音声スイッチ３の減衰制御回路７に
入力し、可変減衰器５，６をそれぞれ６ｄＢの減衰量と
なるように制御することができる。
動時（ステップゲインを下限値μLとなる時）、減衰量
を両方の音声信号に対してそれぞれ６ｄＢ同時に減衰さ
せても同時通話性が確保される。即ち、第２の比較手段
１４に於いて、ステップゲインμn が下限値μL となっ
た時の制御信号ｂを音声スイッチ３の減衰制御回路７に
入力し、可変減衰器５，６をそれぞれ６ｄＢの減衰量と
なるように制御することができる。
【００５３】このように、音声スイッチ３を制御するこ
とにより、スピーカ２の音量を６ｄＢ上げても安定な通
話が可能となるものであり、又指向性マイクロホンを用
いて、更にスピーカ２の音量を上げることが可能とな
る。従って、音声スイッチ３による減衰挿入効果と、指
向性マイクロホンの利用とにより、例えば、シングルト
ークで確保が必要な推定誤差を−２０ｄＢとすることも
可能となる。この場合、ステップゲインの下限値を設定
する必要もなく、式（１１）によるステップゲインの制
御だけで、エコー経路変動とダブルトークとに対するエ
コー打ち消しが可能となる。
とにより、スピーカ２の音量を６ｄＢ上げても安定な通
話が可能となるものであり、又指向性マイクロホンを用
いて、更にスピーカ２の音量を上げることが可能とな
る。従って、音声スイッチ３による減衰挿入効果と、指
向性マイクロホンの利用とにより、例えば、シングルト
ークで確保が必要な推定誤差を−２０ｄＢとすることも
可能となる。この場合、ステップゲインの下限値を設定
する必要もなく、式（１１）によるステップゲインの制
御だけで、エコー経路変動とダブルトークとに対するエ
コー打ち消しが可能となる。
【００５４】図３，図４及び図５は推定誤差と収束時間
との説明図であり、縦軸を推定誤差〔ｄＢ〕、横軸を時
刻（ｊ）（サンプル・タイム・インデックス）として、
推定誤差が変化した時の収束時間のシミュレーション結
果を示す。図３は、ステップゲイン計算手段１２により
算出したステップゲインμn を用いて、係数更新量計算
手段１５に於いて係数更新量の計算を行った場合を示
し、（ａ）は推定誤差が−３０ｄＢから−２０ｄＢより
増加した場合の収束時間を示す。又（ｂ）は推定誤差が
−３０ｄＢから−１０ｄＢ程度に増加した場合の収束時
間を示し、（ｃ）は推定誤差が−３０ｄＢから０ｄＢに
増加した場合の収束時間を示す。この場合の収束時間は
図示できない程、長い時間を要するものであった。
との説明図であり、縦軸を推定誤差〔ｄＢ〕、横軸を時
刻（ｊ）（サンプル・タイム・インデックス）として、
推定誤差が変化した時の収束時間のシミュレーション結
果を示す。図３は、ステップゲイン計算手段１２により
算出したステップゲインμn を用いて、係数更新量計算
手段１５に於いて係数更新量の計算を行った場合を示
し、（ａ）は推定誤差が−３０ｄＢから−２０ｄＢより
増加した場合の収束時間を示す。又（ｂ）は推定誤差が
−３０ｄＢから−１０ｄＢ程度に増加した場合の収束時
間を示し、（ｃ）は推定誤差が−３０ｄＢから０ｄＢに
増加した場合の収束時間を示す。この場合の収束時間は
図示できない程、長い時間を要するものであった。
【００５５】又図４は、適応フィルタのタップ長を、推
定誤差の増加に伴って順次１／２，１／４，１／８に切
替えた場合を示す。なお、横軸の時刻ｊは、図３に比較
して１／２に短縮している。同図に於いて、（ｄ）は推
定誤差が−３０ｄＢから−２０ｄＢより増加して、適応
フィルタのタップ長を１／２に減少した場合の収束時間
を示し、（ｅ）は推定誤差が−３０ｄＢから−１０ｄＢ
程度に増加し、適応フィルタのタップ長を１／４に減少
した場合の収束時間を示し、（ｆ）は推定誤差が−３０
ｄＢから０ｄＢに増加し、適応フィルタのタップ長を１
／８に減少した場合の収束時間を示す。
定誤差の増加に伴って順次１／２，１／４，１／８に切
替えた場合を示す。なお、横軸の時刻ｊは、図３に比較
して１／２に短縮している。同図に於いて、（ｄ）は推
定誤差が−３０ｄＢから−２０ｄＢより増加して、適応
フィルタのタップ長を１／２に減少した場合の収束時間
を示し、（ｅ）は推定誤差が−３０ｄＢから−１０ｄＢ
程度に増加し、適応フィルタのタップ長を１／４に減少
した場合の収束時間を示し、（ｆ）は推定誤差が−３０
ｄＢから０ｄＢに増加し、適応フィルタのタップ長を１
／８に減少した場合の収束時間を示す。
【００５６】推定誤差と収束時間とについて図３と図４
とを比較すれば明らかなように、適応フィルタのタップ
長を短縮することによって、収束時間を短縮することが
できる。例えば、推定誤差が同一の条件の図３の（ｂ）
と図４の（ｅ）とを比較すると、収束時間は約１／３に
短縮することができた。
とを比較すれば明らかなように、適応フィルタのタップ
長を短縮することによって、収束時間を短縮することが
できる。例えば、推定誤差が同一の条件の図３の（ｂ）
と図４の（ｅ）とを比較すると、収束時間は約１／３に
短縮することができた。
【００５７】又図５は、適応フィルタのタップ長を、推
定誤差の増加に伴って順次１／２，１／４，１／８に切
替え、且つステップゲインに下限値μL を設定し、算出
ステップゲインμn が下限値μL より小さくなった時、
ステップゲインを下限値μLを用いて係数更新を行う場
合を示し、（ｇ）は図３の（ａ）又は図４の（ｄ）の推
定誤差の場合、（ｈ）は図３の（ｂ）又は図４の（ｅ）
の推定誤差の場合、（ｉ）は図３の（ｃ）又は図４の
（ｆ）の推定誤差の場合にそれぞれ対応する。このよう
にステップゲインに下限値μL を設定し、且つ適応フィ
ルタのタップ長を減少させることにより、推定誤差が増
加した場合の収束時間の短縮を図ることができる。
定誤差の増加に伴って順次１／２，１／４，１／８に切
替え、且つステップゲインに下限値μL を設定し、算出
ステップゲインμn が下限値μL より小さくなった時、
ステップゲインを下限値μLを用いて係数更新を行う場
合を示し、（ｇ）は図３の（ａ）又は図４の（ｄ）の推
定誤差の場合、（ｈ）は図３の（ｂ）又は図４の（ｅ）
の推定誤差の場合、（ｉ）は図３の（ｃ）又は図４の
（ｆ）の推定誤差の場合にそれぞれ対応する。このよう
にステップゲインに下限値μL を設定し、且つ適応フィ
ルタのタップ長を減少させることにより、推定誤差が増
加した場合の収束時間の短縮を図ることができる。
【００５８】本発明は、前述の各実施の形態にのみ限定
されるものではなく、種々付加変更することが可能であ
り、例えば、推定誤差の目標値やステップゲインの下限
値等は使用条件等によって任意に設定することが可能で
ある。又図１に於ける音声スイッチ３を省略し、音響エ
コーキャンセラ４の係数更新部９を図２の構成として、
ステップゲインの制御や適応フィルタのタップ数の制御
を行う構成とすることも可能である。
されるものではなく、種々付加変更することが可能であ
り、例えば、推定誤差の目標値やステップゲインの下限
値等は使用条件等によって任意に設定することが可能で
ある。又図１に於ける音声スイッチ３を省略し、音響エ
コーキャンセラ４の係数更新部９を図２の構成として、
ステップゲインの制御や適応フィルタのタップ数の制御
を行う構成とすることも可能である。
【００５９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、エコー
経路の変動やダブルトークに対して、ステップゲインの
下限値の設定や適応フィルタのタップ数の制御によっ
て、適応フィルタ８の収束時間を短縮することが可能で
あるから、残響感の少ないハンズフリー通話装置を提供
することができる利点がある。更に、音声スイッチを適
用した時、エコー経路の変動やダブルトークによる周囲
騒音のパワーの増加又はステップゲインの減少を基に、
送話信号側と受話信号側とにそれぞれ６ｄＢ等の所定の
減衰量を与えることにより、同時通話性を維持しなが
ら、残響感の低減が可能となる。
経路の変動やダブルトークに対して、ステップゲインの
下限値の設定や適応フィルタのタップ数の制御によっ
て、適応フィルタ８の収束時間を短縮することが可能で
あるから、残響感の少ないハンズフリー通話装置を提供
することができる利点がある。更に、音声スイッチを適
用した時、エコー経路の変動やダブルトークによる周囲
騒音のパワーの増加又はステップゲインの減少を基に、
送話信号側と受話信号側とにそれぞれ６ｄＢ等の所定の
減衰量を与えることにより、同時通話性を維持しなが
ら、残響感の低減が可能となる。
【図１】本発明の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の実施の形態の係数更新部の説明図であ
る。
る。
【図３】推定誤差と収束時間との説明図である。
【図４】推定誤差と収束時間との説明図である。
【図５】推定誤差と収束時間との説明図である。
【図６】音響エコーキャンセラの説明図である。
【図７】ハンズフリー通話系の説明図である。
１ マイクロホン ２ スピーカ ３ 音声スイッチ ４ 音響エコーキャンセラ ５，６ 可変減衰器（ＡＴＴ） ７ 減衰制御回路 ８ 適応フィルタ ９ 係数更新部
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J023 DB05 DC07 DD07 5K027 BB03 DD01 DD10 DD11 DD14 DD16 HH03 5K046 HH11 HH18 HH42 HH79
Claims (6)
- 【請求項１】 適応フィルタと該適応フィルタの係数を
更新制御する係数更新部とを含む音響エコーキャンセラ
を備えたハンズフリー通話装置に於いて、 前記係数更新部は、 残留エコーと参照信号との相互相関を求める相互相関計
算手段と、 前記参照信号から得たノルムを累積加算する加算ノルム
計算手段と、 該加算ノルム計算手段の出力と予め設定した値とを比較
して、前記相互相関計算手段と前記加算ノルム計算手段
とに於ける累積項数を決定する第１の比較手段と、 前記残留エコーから周囲騒音のパワーを計算するパワー
計算手段と、 前記累積項数に従って算出した残留エコーのパワーと予
め定めた目標の所定の推定誤差と前記適応フィルタのタ
ップ数とから該所定の推定誤差を確保するのに必要とな
るステップゲインを計算するステップゲイン計算手段
と、 該ステップゲイン計算手段によるステップゲインと予め
設定したステップゲインとを比較して、前記適応フィル
タのステップゲインを決定する第２の比較手段と、 前記加算ノルム計算手段の出力と前記相互相関計算手段
の出力と前記第２の比較手段により決定したステップゲ
インとから前記適応フィルタの係数更新量を計算する係
数更新量計算手段と、 該更新量計算手段の出力を前記適応フィルタの現係数に
加える加算手段とを備えたことを特徴とするハンズフリ
ー通話装置。 - 【請求項２】 前記第２の比較手段は、前記ステップゲ
イン計算手段により算出したステップゲインと予め設定
した下限値とを比較し、該下限値以上の大きい値の算出
ステップゲインを前記係数更新量計算手段に入力し、該
下限値より小さい値の算出ステップゲインの時に該下限
値を前記係数更新量計算手段に入力する構成を備えたこ
とを特徴とする請求項１記載のハンズフリー通話装置。 - 【請求項３】 前記パワー計算手段により算出した周囲
騒音のパワーが予め定めたパワーより大きい時に、ステ
ップゲインの下限値を選択して前記係数更新量計算手段
に入力する構成を備えたことを特徴とする請求項１記載
のハンズフリー通話装置。 - 【請求項４】 前記パワー計算手段により算出した周囲
騒音のパワーの増加に対応し、及び前記ステップゲイン
計算手段により算出したステップゲインの減少に対応し
て、前記適応フィルタのタップ数を順次削減して係数更
新を行う構成を備えたことを特徴とする請求項１乃至３
の何れか１項記載のハンズフリー通話装置。 - 【請求項５】 前記加算ノルム計算手段は、前記適応フ
ィルタのタップを複数に分割したタップ対応に加算ノル
ムを算出し、且つ前記適用フィルタの係数更新を行うタ
ップ対応の前記加算ノルムを加算する構成を備えたこと
を特徴とする請求項１乃至４の何れか１項記載のハンズ
フリー通話装置。 - 【請求項６】 送話信号側と受話信号側との減衰量をそ
れぞれ制御する可変減衰器を含む音声スイッチと、前記
ステップゲイン計算手段により算出したステップゲイン
と予め設定した値とを比較し、算出ステップゲインが前
記予め設定した値より小さい時に前記音声スイッチの両
方の可変減衰器の減衰量を所定値に制御する第２の比較
手段とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５の何れ
か１項記載のハンズフリー通話装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14755899A JP2000341178A (ja) | 1999-05-27 | 1999-05-27 | ハンズフリー通話装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14755899A JP2000341178A (ja) | 1999-05-27 | 1999-05-27 | ハンズフリー通話装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000341178A true JP2000341178A (ja) | 2000-12-08 |
Family
ID=15433067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14755899A Withdrawn JP2000341178A (ja) | 1999-05-27 | 1999-05-27 | ハンズフリー通話装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000341178A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008182473A (ja) * | 2007-01-24 | 2008-08-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | エコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法 |
| JP2008229162A (ja) * | 2007-03-22 | 2008-10-02 | Hitachi Medical Corp | 磁気共鳴イメージング装置 |
| JP2011061449A (ja) * | 2009-09-09 | 2011-03-24 | Oki Electric Industry Co Ltd | エコーキャンセラ |
| EP2237271B1 (en) | 2009-03-31 | 2021-01-20 | Cerence Operating Company | Method for determining a signal component for reducing noise in an input signal |
-
1999
- 1999-05-27 JP JP14755899A patent/JP2000341178A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008182473A (ja) * | 2007-01-24 | 2008-08-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | エコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法 |
| US8073133B2 (en) | 2007-01-24 | 2011-12-06 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Echo canceler and echo canceling method |
| JP2008229162A (ja) * | 2007-03-22 | 2008-10-02 | Hitachi Medical Corp | 磁気共鳴イメージング装置 |
| EP2237271B1 (en) | 2009-03-31 | 2021-01-20 | Cerence Operating Company | Method for determining a signal component for reducing noise in an input signal |
| JP2011061449A (ja) * | 2009-09-09 | 2011-03-24 | Oki Electric Industry Co Ltd | エコーキャンセラ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20060801 |