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JP2000068976A - ディスクリ―ト・マルチト―ン（ｄｍｔ）ベ―スの通信システムにおける符号化技法 - Google Patents

ディスクリ―ト・マルチト―ン（ｄｍｔ）ベ―スの通信システムにおける符号化技法

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Publication number
JP2000068976A
JP2000068976A JP11171766A JP17176699A JP2000068976A JP 2000068976 A JP2000068976 A JP 2000068976A JP 11171766 A JP11171766 A JP 11171766A JP 17176699 A JP17176699 A JP 17176699A JP 2000068976 A JP2000068976 A JP 2000068976A
Authority
JP
Japan
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symbol
value
signal
dmt
symbols
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP11171766A
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English (en)
Inventor
Rajiv Laroia
ラロイア ラジブ
Jin-Der Wang
ワン ジン−デア
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nokia of America Corp
Original Assignee
Lucent Technologies Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Lucent Technologies Inc filed Critical Lucent Technologies Inc
Publication of JP2000068976A publication Critical patent/JP2000068976A/ja
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    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Telephonic Communication Services (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、高速データ通信システムに関す
る。 【解決手段】 非同期ディジタル加入者ループ（ＡＤＳ
Ｌ）のディスクリート・マルチトーン（ＤＭＴ）システ
ムにおいて、ＡＤＳＬ ＤＭＴ装置がｆシンボル／秒を
表しているＤＭＴ入力信号上で動作し、送信のために、
Ｎｆシンボル／秒を表しているＤＭＴ出力信号を発生
し、ここでＮ＞１であり、そしてＤＭＴ入力信号からの
各シンボルが冗長形式でＤＭＴ出力信号の中で発生され
るエンコーダを含む。冗長形式の一例においては、ＤＭ
Ｔ入力信号からの各シンボルが、ＤＭＴ出力信号の中の
Ｎ個の連続したシンボル区間の中で繰り返される。冗長
形式の別の例においては、Ｎ個のＤＭＴ入力シンボルの
すべての値がＤＭＴ出力信号の中の２Ｎ個の連続したシ
ンボル区間の中で送信される。ＤＭＴ出力信号の中のこ
れらの２Ｎ個の連続したシンボルは、１）値がＮ個のＤ
ＭＴ入力シンボルの値にそれぞれ等しいＮ個のシンボ
ル、および、２）値がそれぞれのＮ個のＤＭＴ入力シン
ボル値の関数であるＮ個のシンボルを含む。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、概して、通信に関
し、特に高速のデータ通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術、及び、発明が解決しようとする課題】在
来型の電話サービス（ＰＯＴＳ）は、通常、個々の加入
者に対して、ツイスト・ペア線上で提供されている。現
在、音声サービスの他に、高速のデータ・アクセス、た
とえば、インターネットをこのツイスト・ペア上でアク
セスしたい加入者が増えつつある。ツイスト・ペア上で
の伝送容量を増やす１つの技術は非対称ディジタル加入
者ループ（ＡＤＳＬ）である。ＡＤＳＬの１つのバージ
ョンはツイスト・ペアの帯域幅を１．１Ｍｈｚ（メガヘ
ルツ）まで増加させ、それによって９Ｍｂｐｓ（百万ビ
ット／秒）までの伝送能力を提供する。
【０００３】ＡＤＳＬは、アップストリーム通信とダウ
ンストリーム通信との間で異なる量の帯域幅を割り当て
（この故に「非対称」という用語で呼ばれている）、ア
ップストリーム通信の帯域幅がダウンストリーム通信の
帯域幅より狭くなっている。この場合、特定の帯域幅割
当てに対する各種の戦略および利用できる各種の変調方
法が存在する。たとえば、アップストリームの方向、す
なわち、加入者の顧客宅内設備（ＣＰＥ）から中央局
（ＣＯ）または地域電話会社（ＬＥＣ）への方向におい
ては、アップストリーム・チャネルには２５Ｋｈｚ（キ
ロヘルツ）〜１３８Ｋｈｚの帯域幅を割り当てることが
でき、一方、ダウンストリームの方向、すなわち、ＣＯ
からＣＰＥへの方向においては、ダウンストリームのチ
ャネルに１３８Ｋｈｚ〜１．１Ｍｈｚの帯域幅を割り当
てることができる。（ＰＯＴＳの音声チャネル（０〜４
Ｋｈｚ）はＡＤＳＬによっては影響されない）。この例
においては、アップストリーム・チャネルとダウンスト
リーム・チャネルとは分離されており、そして隣合わせ
でもある。しかし、ＡＤＳＬシステムはアップストリー
ム・チャネルがダウンストリーム・チャネルと部分的に
オーバラップするように構築することができる。これは
ダウンストリーム信号に対する帯域幅を多く提供する
が、また、エコー打ち消し技法を使う必要もある。変調
方法に関しては、キャリヤレス振幅位相（ＣＡＰ）変調
またはディスクリート・マルチトーン（ＤＭＴ）変調を
使うことができる。（ＤＭＴは直交周波数分割マルチプ
レキシング（ＯＦＤＭ）の一変形である。）
【０００４】ＡＤＳＬ伝送に対する１つの標準はＡＮＳ
ＩのＴ１．４１３である。この標準はＤＭＴ変調の使用
を規定し、その変調は情報を伝えるために複数のキャリ
ヤ（サブキャリヤとも呼ばれることがある）を利用す
る。ＤＭＴ変調においては割り当てられた周波数範囲が
Ｋ個のキャリヤ・チャネルに分割され、Ｋ＞１であり、
各キャリヤ・チャネル同士は約４Ｋｈｚだけ隔てられて
いる。そのような方法においては、ＤＭＴベースのＡＤ
ＳＬシステムは「マルチトーン・シンボル」または「Ｄ
ＭＴシンボル」と呼ばれるものを送信する。
【０００５】ＤＭＴベースのＡＤＳＬシステムは、イン
パルス・ノイズ（これは周波数領域においてはすべての
周波数にわたって発生する）の影響を特に受けやすいの
で望ましくない。結果として、インパルス・ノイズのヒ
ットによって、ＤＭＴベースのＡＤＳＬシステムにおい
て回復不可能なエラーを生じる可能性がある。さらに、
これらのＡＤＳＬシステムは高速であるので、インパル
ス・ノイズに対する保護を提供するだけでなく、コスト
も比較的掛からない。すなわち、プロセッサの複雑度が
少ない装置の設計を提供することに関するチャレンジを
提示する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】発明者は上記のインパル
ス・ノイズに対する追加の保護を提供するだけでなく、
コストも比較的安い、すなわち、複雑度の小さい符号化
技法をマルチキャリヤ通信システムにおいて提供するた
めの方法および装置を実現した。特に、そして本発明の
原理に従って、マルチキャリヤ伝送信号が形成され、各
シンボルの値が連続した複数のシンボル・インターバル
において冗長形式で送信される。結果として、このシン
ボルの冗長性はプロセッサの複雑度を追加する必要なし
に、インパルス・ノイズに対する保護を提供する。
【０００７】本発明の１つの実施形態においては、ＡＤ
ＳＬのＤＭＴ装置の送信機部分の内部で、エンコーダが
ｆシンボル／秒を表しているＤＭＴ入力信号について動
作し、Ｎｆシンボル／秒を表しているＤＭＴ出力信号を
送信のために発生する。ここで、Ｎ＞１である。この例
においては、冗長形式はＤＭＴ出力信号の中でＮ個の連
続したシンボル区間において各入力シンボル値を繰り返
すことによって示されている。
【０００８】本発明のもう１つの実施形態においては、
異なるタイプの冗長形式が示されている。ふたたび、Ａ
ＤＳＬのＤＭＴ装置の送信機部分の内部で、エンコーダ
がｆシンボル／秒を表しているＤＭＴ入力信号について
動作し、送信に対しては、Ｎｆシンボル／秒を表してい
るＤＭＴ出力信号を発生する。ここで、Ｎ＞１である。
この例においては、Ｎ個のＤＭＴ入力シンボル値はＤＭ
Ｔ出力信号においては２Ｎ個の連続したシンボル区間に
おいて送信する。ＤＭＴ出力信号の中のこれらの２Ｎ個
の連続したシンボル区間は、１）それぞれの値がＮ個の
ＤＭＴ入力シンボル値に等しいＮ個のシンボルおよび、
２）値がそれぞれのＮ個のＤＭＴ入力シンボル値の関数
であるＮ個のシンボルを含む。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の概念を説明する前に、図
１に示されている従来の技術のＡＤＳＬ通信装置１００
がいくつかの背景情報を提供するために記述される。図
１に示されている要素はよく知られており、詳細には説
明しない。説明の目的のために、ＡＤＳＬ装置１００は
ＣＯにあると仮定されている。加入者の構内にある対応
しているＡＤＳＬ装置、すなわち、末端のＡＤＳＬ装
置、すなわち、ＣＰＥは同様なものであり、ここでは説
明しない。ＡＤＳＬ １００はＡＤＳＬ Ｔ１．４１３
に適合していると仮定されている。また、図１によって
表されているＡＤＳＬシステムは、図２に示されている
ように帯域幅を割り当てると仮定されている。ＰＯＴＳ
チャネルは０〜４Ｋｈｚの範囲内にあり、アップストリ
ーム・チャネル、すなわち、ＣＰＥからＣＯへのチャネ
ルは２５Ｋｈｚ〜１３８Ｋｈｚの範囲内にあり、一方、
ダウンストリーム・チャネル、すなわち、ＣＯからＣＰ
Ｅへのチャネルは１３８Ｋｈｚ〜１．１Ｍｈｚの範囲内
にある。したがって、アップストリーム・チャネルとダ
ウンストリーム・チャネルとは離れており、また隣接し
ている。
【００１０】図１に戻って、ＡＤＳＬ １００の送信機
の部分は直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０５、シンボル・マ
ッパー１１０、高速逆フーリエ変換要素（ＩＦＦＴ）１
１５、サイクリック・エクステンダ（ＣＥ）１２０、並
直列変換器（Ｐ／Ｓ）１２５、ディジタル−アナログ変
換器（Ｄ／Ａ）１３０、およびハイブリッド１３５を含
む。データ信号がＳ／Ｐ １０５へ与えられ、Ｓ／Ｐ
１０５はそのデータ信号をシリアルからパラレルの形式
へ変換し、ｎ0 〜ｎ255 の２５６個の信号を提供する。
信号ｎ0 〜ｎ255 がシンボル・マッパー１１０へ与えら
れる。シンボル・マッパー１１０は２５６個のシンボル
・マッパーを含み、それはＳ／Ｐ １０５のパラレル出
力信号のそれぞれに対して１つある。（以下にさらに詳
しく説明されるように、各シンボル・マッパーによって
符号化されるビットの数、および、したがって各ｎi に
おいてＳ／Ｐ １２５が提供するビットの数は、トレー
ニングのフェーズにおいて決定されたスペクトル応答の
結果として決定される。）シンボル・マッパー１１０か
らの結果の２５６個の出力シンボル・ストリームは複素
数化されており、そしてＩＦＦＴ １１５へ加えられ、
ＩＦＦＴ １１５は各種のキャリヤをその出力シンボル
・ストリームで変調して５１２個の出力信号を提供す
る。（ＩＦＦＴ １１５は、その２５６個の出力シンボ
ル・ストリームの複素共役数（図示せず）を取って５１
２個の実信号を提供する。）ＩＦＦＴ１１５からの５１
２個の出力信号はＣＥ １２０へ加えられ、ＣＥ １２
０はサイクリック拡張（以下に説明される）を実行し
て、拡張されたシンボルをパラレル形式で提供する。
【００１１】ＡＤＳＬ ＤＭＴベースのシステムにおけ
る１つの問題点は、シンボル間の干渉（ＩＳＩ）（ｉｎ
ｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、す
なわち、隣接しているＤＭＴシンボルが互いに干渉し合
う可能性があることである。ＩＳＩの影響を減らすため
に、「サイクリック拡張」の概念が使われる。サイクリ
ック拡張においては、ＤＭＴシンボルは部分的に、そし
てサイクリックに、両方向に拡張される。概念的な図が
受信機における単独のキャリヤに対して図３に示されて
いる。ＤＭＴシンボルは、たとえば、キャリヤ１０の位
相によって表される。サイクリック拡張はＤＭＴシンボ
ルの前および後で発生する。本質的に、キャリヤ１０
は、サイクリック拡張１（ＣＥ1 ）およびサイクリック
拡張２（ＣＥ2 ）によって表される両方の方向において
拡張することができる。それは互いに等しくても等しく
なくてもよい。ＣＥ1およびＣＥ2はＤＭＴ送信における
オーバヘッドの形式であり、この分野の技術においては
プレフィックスおよびポストフィックスとしてもそれぞ
れ知られている。実際には、ＡＤＳＬ ＤＭＴの送信機
は、図３に示されているように、単純に単独のサイクリ
ック拡張ＣＥをＤＭＴシンボルに対して加算し、一方、
その受信機は２つの明らかなサイクリック拡張、ＣＥ1
およびＣＥ2 の結果、ＣＥ＝ＣＥ1およびＣＥ2であるよ
うにサンプリング・プロセスを調整する。ここで使われ
ている拡張ＤＭＴシンボルという用語はＤＭＴシンボル
に少なくとも１つのサイクリック拡張を加えたものを含
む。ＣＥの値は評価されたチャネル・インパルス応答
（以下に説明される）のスパンの関数として調整され
る。
【００１２】次に、これらの拡張されたシンボルがＰ／
Ｓ １２５へ加えられ、シリアル出力信号、ＤＭＴシン
ボルにサイクリック拡張をプラスしたものを提供し、そ
れはＡ／Ｄ １３０によってディジタルからアナログへ
変換される。後者は拡張ＤＭＴシンボルのシーケンスを
表しているダウンストリームＡＤＳＬ信号をハイブリッ
ド１３５に対して提供し、ハイブリッド１３５はこのダ
ウンストリームＡＤＳＬ信号をコンバイナ／スプリッタ
１５０に対して結合し、コンバイナ／スプリッタ１５０
はＰＯＴＳチャネルの中に含められる。コンバイナ／ス
プリッタ１５０からの出力信号は、０〜４Ｋｈｚの範囲
内のＰＯＴＳチャネルおよび１３８Ｋｈｚ〜１．１Ｍｈ
ｚの範囲内のダウンストリーム信号を含み、ツイスト・
ペア１５１によって表されている通信チャネルに対して
加えられる。
【００１３】ＡＤＳＬ装置１００の受信機部分は、ハイ
ブリッド１３５、アナログ−ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）１５５、ＣＥゲート１６０、Ｓ／Ｐ １６５、高速
フーリエ変換要素１７０、イコライザ／シンボル・スラ
イサ１７５、およびＰ／Ｓ １８０を含む。コンバイナ
／スプリッタ１５０は、ツイスト・ペア１５１上に提供
されている信号からＰＯＴＳチャネルをスプリットして
取り出し、残りのアップストリームＡＤＳＬ信号（１３
８Ｋｈｚ〜１．１Ｍｈｚの範囲内の）をハイブリッド１
３５に対して提供する。ハイブリッド１３５はアップス
トリームのＡＤＳＬ信号をＡ／Ｄ １５５に対して結合
し、Ａ／Ｄ １５５はその信号をＣＥゲート１６０へ加
えるためにアナログからディジタルへ変換する。ＣＥゲ
ート１６０は、受信された各拡張ＤＭＴシンボルからＤ
ＭＴシンボルをこの技術の分野において知られているよ
うに抽出する。（ＣＥゲート１６０の機能は代わりにＳ
／Ｐ１６５の後で実行することもできることに留意され
たい。）
【００１４】ＣＥゲート１５０の１つの機能は、その抽
出プロセスを開始する時期を決定することである。ＣＥ
ゲート１５０の内部で使うための構造の例が図４に示さ
れている。拡張ＤＭＴシンボルを表している信号７９が
遅延要素８０およびコンバイナ８５に対して加えられ
る。遅延要素８０をコンバイナ８５と組み合わせること
によって、現在のサンプルの、５１２点前に発生したサ
ンプルの値との比較が可能となる。コンバイナ８５はそ
の拡張ＤＭＴシンボルの中でその抽出プロセスが何時存
在し得るか、すなわち、どの可能な５１２個のサンプル
がそのＤＭＴシンボルを表すかを示す信号を提供する。
【００１５】図１に戻って、ＣＥゲート１６０からの出
力信号がＳ／Ｐ １６５に対して加えられ、Ｓ／Ｐ １
６５は５１２個の出力信号をＦＦＴ １７０に対して提
供し、ＦＦＴ １７０は各キャリヤからのシンボルを復
元する。イコライザ／シンボル・スライサ１７５は各キ
ャリヤごとに１つずつの、データ信号をパラレル形式に
復元するための複数のイコライザおよびシンボル・スラ
イサの構造を表す。イコライザ／シンボル・スライサ１
７５の出力信号は、そのデータ信号をシリアル形式に戻
すように変換するためにＰ／Ｓ １８０へ加えられる。
【００１６】従来の技術のＡＤＳＬ装置の代わりの例が
図５に示されている。異なる図の中の同様な番号は同様
な要素であることに留意されたい。ＡＤＳＬ装置１００
は、ＤＭＴ変換器１８５、ＤＭＴ復調器１９５、ハイブ
リッド１３５、およびコントローラ１９０を含んでいる
ものとして図５に示されている。ＤＭＴ変調器１８５は
ＡＤＳＬ信号の送信に関して上記のように動作し、図１
の上記のコンポーネント、たとえば、Ｓ／Ｐ １０５な
どを含む。同様に、ＤＭＴ復調器１９５はＡＤＳＬ信号
の受信に関して上で説明されたように動作し、Ａ／Ｄ
１５５などの図１の上記のコンポーネントを含む。
【００１７】図５の中にはコントローラ１９０も示され
ている。コントローラ１９０は、例として、この分野の
技術において知られているようなストアードプログラム
のコントローラおよびそれに付随するメモリである。コ
ントローラ１９０はＤＭＴ変調器１８５およびＤＭＴ復
調器１９５からの情報を、それぞれシグナリング１９６
および１９７経由で制御し、受信する。一般的に言う
と、ＡＤＳＬの通信セッションは、トレーニング・フェ
ーズと通信フェーズとを含む。トレーニングの間に、Ａ
ＤＳＬ装置１００は遠隔端のＡＤＳＬ装置（図示せず）
とシグナリングを交換する。コントローラ１９０はこの
シグナリングを使って通信チャネル１５１の上記のスペ
クトル応答を確立する（遠隔端のＡＤＳＬ装置の中の同
様なコントローラが行うように）。スペクトル応答はク
ロストーク、通信チャネル１５１のツイスト・ペアの物
理的なループ長などのアイテムによって影響される。ツ
イスト・ペアのスペクトル応答を求めるために、コント
ローラ１９０は一般的に次のステップを実行する。先ず
最初に、ＤＭＴ変調器１８５が広帯域テスト信号を遠隔
端のＡＤＳＬ装置に対して送信する。それを受信する
と、遠隔端のＡＤＳＬ装置はその受信された信号を評価
してツイスト・ペアのスペクトル応答を求める。スペク
トル応答が求められると、遠隔端のＡＤＳＬ装置はビッ
ト・ローディング・テーブルを発生し、そのビット・ロ
ーディング・テーブルをＡＤＳＬ装置１００に対して送
信する。ビット・ローディング・テーブルは、各キャリ
ヤに対して、各キャリヤがサポートすることができるビ
ットの数を含む。ビット・ローディング・テーブルは各
種の動作パラメータ、たとえば、各キャリヤにおけるシ
ンボル・マッピングなどを選択するためにコントローラ
１９０によって使われる。（各キャリヤはＭビットまで
の情報をサポートすることができるが、１つのキャリヤ
がサポートする実際のビットの数は異なるキャリヤ周波
数におけるツイスト・ペアのスペクトル応答によって変
わる。たとえば、１つのキャリヤは１２ビットを収容す
ることができ、一方、他のキャリヤは２ビットしか収容
できない可能性がある。）トレーニング・フェーズが完
了すると、送信を開始することができる。すなわち、Ａ
ＤＳＬの通信セッションが通信フェーズに入る。
【００１８】上記に注記されたように、マルチキャリヤ
信号はインパルス・ノイズに対して比較的弱い。さら
に、マルチキャリヤ装置の処理の複雑度は、マルチキャ
リヤ信号の処理が追加されるので、シンボル・レートと
共に増加する（たとえば、送信機部分におけるＩＦＦＴ
および受信機部分におけるＦＦＴ）。しかし、発明者
は、上記のインパルス・ノイズに対する追加的な保護を
提供するだけでなく、コストが比較的低い、複雑度のよ
り小さいマルチキャリヤ通信システムにおける符号化技
法を提供するための方法および装置を実現した。特に、
そして本発明の原理に従って、マルチキャリヤ送信信号
は各信号値が複数の連続したシンボル区間にわたって冗
長形式で送信されるように形成されている。結果とし
て、このシンボルの冗長性はプロセッサの複雑度を増加
させることなしにインパルス・ノイズに対する保護を提
供する。
【００１９】本発明の概念はすべての形式のマルチキャ
リヤ送信に対して適用可能である。ＡＤＳＬ送信の１つ
の形式はＡＤＳＬ「ライト（Ｌｉｔｅ）」として知られ
ている。ＡＤＳＬライトにおいては、送信レートは約１
Ｍｂｐｓ（百万ビット／秒）であり、これに対してＡＤ
ＳＬ「ヘビー（Ｈｅａｖｙ）」では送信レートは約６Ｍ
ｂｐｓである。ＡＤＳＬライトの場合、キャリヤまたは
トーンのサブセットだけが、たとえば、１／２だけが使
われる。しかし、以下にさらに詳しく説明されるよう
に、利用できるキャリヤの組全体を使い、同じＤＭＴシ
ンボルを繰り返し、しかも同じ実効データ・レートを維
持することができる。
【００２０】本発明の概念は、シンボルを「冗長形式」
で送信することであることに留意されたい。以下にさら
に詳しく説明されるように、この冗長形式は任意の方法
で実現することができる。したがって、本発明の概念は
ここに説明されている冗長形式には限定されない。さら
に、本発明の概念は冗長形式の「シンボル」を送信す
る。この説明の目的のために、拡張ＤＭＴシンボルおよ
びＤＭＴシンボルという用語は交換可能である。拡張Ｄ
ＭＴシンボルが冗長形式で提供されるか、あるいはＤＭ
Ｔシンボルが冗長形式で提供されるかどうかは単なるハ
ードウェアの選択の問題であり、本発明の概念は依然と
して適用される。
【００２１】本発明の原理を具体化しているＡＤＳＬシ
ステムの一例が図６に示されている。以下にさらに詳し
く説明されるように、このＡＤＳＬシステムは「時間冗
長の帯域幅拡張」を実行する。そのＡＤＳＬシステムは
ＡＤＳＬの顧客宅内（ＣＰ）設備３００に対してツイス
ト・ペア１３６経由で結合されているＡＤＳＬ ＣＯ設
備２００を含む。また、これらのそれぞれがここではマ
ルチキャリヤ・エンドポイントとも呼ばれる。（ＰＯＴ
Ｓチャネルに対するスプリッタ／コンバイナは簡単のた
めに取り除かれている。）ＡＤＳＬ ＤＭＴシステムは
分離されていて、隣接しているアップストリームおよび
ダウンストリームのチャネルを備えていると仮定する
（これは本発明の概念にとっては不要であるが）。簡単
のため、ダウンストリーム送信だけを説明する。アップ
ストリーム送信も同様であり、ここでは説明されない。
本発明の概念以外に、図６−図８に示されている要素は
よく知られており、ここでは詳しくは説明しない。さら
に、異なるクロック周波数を発生するための技法もよく
知られており、ここでは説明しない。
【００２２】本発明の概念の中で使うことができる「冗
長形式」の各種の例を説明する前に、本発明の原理を具
体化している、対応しているマルチキャリヤ装置の送信
機および受信機の部分が説明される。
【００２３】ＡＤＳＬ ＣＯ設備２００の送信機部分２
５０が図７に示されている。送信機部分２５０は、直並
列変換器（Ｓ／Ｐ）２０５、シンボル・マッパー２１
０、高速の逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）２１５、サイク
リック・エクステンダ（ＣＥ）２２０、並直列変換器
（Ｐ／Ｓ）２２５、ディジタル−アナログ変換器（Ｄ／
Ａ）２３０、Ｎｆコーダ２９０、およびハイブリッド２
３５を含む。データ信号がＳ／Ｐ ２０５へ加えられ、
Ｓ／Ｐ ２０５はそのデータ信号をシリアルからパラレ
ルへの形式へ変換し、２５６個の信号ｎ0 〜ｎ255 を提
供する。信号ｎ0 〜ｎ255 はシンボル・マッパー２１０
へ加えられる。シンボル・マッパー２１０はＳ／Ｐ ２
０５のパラレル出力信号のそれぞれに対して１つの、２
５６個のシンボル・マッパーを含む（上記のように、各
シンボル・マッパーによって符号化されるビットの数、
したがって、各ｎi の中でＳ／Ｐ ２２５が提供するビ
ットの数は、トレーニング・フェーズの間に求められた
スペクトル応答の結果として決定される。）シンボル・
マッパー２１０からの結果の２５６個の出力シンボル・
ストリームの値は複素数化され、ＩＦＦＴ ２１５へ加
えられる。ＩＦＦＴ ２１５は各種のキャリヤをその出
力シンボル・ストリームで変調して５１２個の出力信号
を提供する。（ＩＦＦＴ ２１５は２５６個の出力シン
ボル・ストリームの複素共役数（図示せず）を取って５
１２個の実信号を提供する。）ＩＦＦＴ２１５からの５
１２個の出力信号はＣＥ ２２０に対して加えられ、Ｃ
Ｅ ２２０はサイクリック拡張（上記）を実行し、拡張
されたシンボルをパラレル形式で提供する。これらの拡
張されたシンボルは次にＰ／Ｓ ２２５に対して加えら
れ、Ｐ／Ｓ ２２５は拡張ＤＭＴシンボルのシーケンス
をｆシンボル／秒のシンボル・レートで提供する。本発
明の概念に従って、Ｎｆコーダ２９０（下記）は加えら
れたＤＭＴシンボルをレートｆで受信し、マルチキャリ
ヤ信号Ｎｆを、シンボル・レートＮｆでの送信のために
形成し、ここで、加えられたＤＭＴシンボルは冗長形式
で現われる。マルチキャリヤ信号Ｎｆは、Ｄ／Ａ ２３
０によってディジタルからアナログの形式へ変換され
る。Ｄ／Ａ ２３０は拡張ＤＭＴシンボルのシーケンス
を表しているダウンストリームのＡＤＳＬ信号をシンボ
ル・レートＮｆでハイブリッド１３５に対して提供し、
ハイブリッド１３５はこのダウンストリームのＡＤＳＬ
信号をツイスト・ペア１３６に対して結合する。
【００２４】Ｎｆコーダ２９０の一例が図８に示されて
いる。Ｎｆコーダ２９０は１つのシンボル・バッファ２
９１を含む。加えられたＤＭＴシンボルは周波数ｆでバ
ッファ２９１の中にサンプルされる。バッファ２９１の
中のＤＭＴサンプル値はレートＮｆでクロック・アウト
される。
【００２５】ＡＤＳＬのＣＰ設備３００の対応している
受信機部分３５０が図８に示されている。受信機部分３
５０は、ハイブリッド３３５、アナログ−ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）３５５、Ｎｆデコーダ３９５、ＣＥゲー
ト３６０、Ｓ／Ｐ ３６５、高速フーリエ変換要素３７
０、イコライザ／シンボル・スライサ３７５、およびＰ
／Ｓ ３８０を含む。ハイブリッド３３５はツイスト・
ペア１３６から受信されたダウンストリームＡＤＳＬ信
号をＡ／Ｄ ３５５に対して結合し、Ａ／Ｄ３５５はそ
の信号をアナログからディジタルの形式に変換し、Ｎｆ
シンボル／秒のシンボル・レートの受信された拡張ＤＭ
Ｔシンボルのシーケンスを表している、受信されたマル
チキャリヤ信号のディジタル形式を提供する。Ｎｆデコ
ーダ３９５は拡張ＤＭＴ信号を復元し（下記）、その復
元された拡張ＤＭＴシンボルをｆシンボル／秒のレート
でＣＥゲート３６０に対して提供する。ＣＥゲート３６
０は受信された各拡張ＤＭＴシンボルから、従来の技術
において知られているようにＤＭＴシンボルを抽出す
る。（ＣＥゲート３６０の機能は代わりにＳ／Ｐ３６５
の後で実行されてもよいことに留意されたい。）ＣＥゲ
ート３６０からの出力信号はＳ／Ｐ ３６５に対して加
えられ、Ｓ／Ｐ ３６５は５１２個の出力信号をＦＦＴ
３７０に対して提供し、ＦＦＴ ３７０は各キャリヤ
からそのシンボルを復元する。イコライザ／シンボル・
スライサ３７５は複数のイコライザおよびシンボル・ス
ライサの構造を表し、イコライザは各キャリヤごとに１
つあってデータ信号をパラレル形式に復元する。イコラ
イザ／シンボル・スライサ３７５の出力信号はそのデー
タ信号をシリアル形式に戻すためにＰ／Ｓ ３８０に対
して加えられる。
【００２６】Ｎｆデコーダ３９５の一例が図１０に示さ
れている。Ｎｆコーダ３９５は、Ｎ個のシンボルバッフ
ァ３９６および決定要素３９７を含む。受信されたマル
チキャリヤ信号は、Ｎｆシンボル／秒のレートでシンボ
ル・バッファ３９６の中にサンプルされる。シンボル・
バッファ３９６はＮ個のサンプルされたＤＭＴシンボル
値を記憶する。これらのＮ個のサンプル値は決定要素３
９７（以下にさらに詳しく説明される）に対して加えら
れ、決定要素３９７はその受信されたＤＭＴシンボルに
関して決定を行う。これらの復元されたＤＭＴシンボル
が、ｆシンボル／秒のシンボル・レートでＣＥゲート３
６０に対して提供される（上記）。
【００２７】Ｎｆの高いシンボル・レートによって、Ｎ
倍の数のシンボルが処理される（たとえば、ＦＦＴ、お
よびＩＦＦＴなどによって）ので、そのような高いレー
トの信号を送信および受信するように設計される送信の
複雑度が増加するように見えるが、シンボルの冗長形式
を使う本発明の概念は大きな複雑度を追加せず、インパ
ルス・ノイズに対する保護を提供する（下記）。図７お
よび図９に示されているように、本発明の概念の実装は
送信機における追加のＩＦＦＴ処理を必要とせず、ま
た、受信機における追加のＦＦＴ処理も必要としない。
【００２８】冗長形式の一例が図１１に示されている。
図１１の例においては、Ｎ＝２である。したがって、送
信のために選択されたすべてのＤＭＴシンボルは２回送
信される。ＤＭＴシンボルのシーケンス２０は、Ｎｆコ
ーダ２９０に対して加えられた選択されたＤＭＴシンボ
ルのストリームの一部分を表している。たとえば、第１
のシンボル区間Ｔにおいて、Ｎｆコーダ２９０はＤＭＴ
シンボルＡを受信し、その次のシンボル区間Ｔにおいて
ＤＭＴシンボルＢを受信する。シンボル区間Ｔの中で受
信された各シンボルに対して、Ｎｆコーダ２９０はシー
ケンス２５によって表されるように２個の対応している
出力シンボルを提供する。このシーケンスは２個のＤＭ
Ｔ Ａシンボルを２／Ｔのレートで送信し、その次に２
個のＤＭＴ Ｂシンボルを送信する。以下同様に送信さ
れる。（加えられたＤＭＴシンボルと同じ数のサブキャ
リヤが使われ、それらはさらに分離される。）したがっ
て、そして本発明の原理によると、現在選択されている
シンボルの冗長形式だけが送信されているので、送信機
において追加のＩＦＦＴ処理を実行する必要はない。
【００２９】たとえば、Ｎ＝２の場合、（図１０のデコ
ーダ要素３９５の中の）対応している決定要素３９７
は、２つの受信されたコピーＡ’およびＡ”の対応して
いるサンプルを加算することによってＤＭＴシンボルを
単純に復元する。その加算の結果がＣＥゲート３６０へ
加えられる（上記）。
【００３０】Ｎ＝２の時、本発明の概念はガウス雑音の
存在において３ｄＢの性能改善が得られ、ここではそれ
は、「組合せ利得」と呼ばれる。この性能改善は２倍の
帯域幅（２倍のシンボル・レート）が使われるので、２
倍のパワーが送信されるので可能である。このアイデア
を図１２に示されているようにＮ＝３、すなわち、３ｆ
シンボル／秒のシンボル・レートに対して拡張すること
ができる。
【００３１】図１２の例においては、送信のために選択
されたすべてのＤＭＴシンボルが３回送信される。ＤＭ
Ｔシンボルのシーケンス３０は、Ｎｆコーダ２９０に対
して加えられた選択されたＤＭＴシンボルのストリーム
の一部分を表している。たとえば、第１のシンボル区間
Ｔにおいて、Ｎｆコーダ２９０はＤＭＴシンボルＡを受
信し、次のシンボル区間ＴにおいてはＤＭＴシンボルＢ
を受信する。シンボル区間Ｔの中で受信された各シンボ
ルに対して、Ｎｆコーダ２９０はシーケンス３５によっ
て表されるように３個の対応している出力シンボルを提
供し、シーケンス３５は３個のＤＭＴのＡシンボルを３
／Ｔのレートで送信し、それに続いて３個のＤＭＴ Ｂ
シンボルを送信し、以下同様に送信する状況を示してい
る。Ｎ＝３の場合、３倍の帯域幅が使われ、そして４．
５ｄＢの組合せ利得がガウス雑音の存在において生じる
（そのチャネルが周波数帯域の拡張された部分において
大きな減衰を有する場合、この４．５ｄＢの組合せ利得
のすべてが利用できるわけではないことに留意された
い）。
【００３２】例として、Ｎ＝３の時、（図１０のデコー
ダ要素３９５の中の）対応している決定要素３９７は対
応している３つの受信されたコピーのサンプルＡ’、
Ａ”およびＡ”’を加算することによってＤＭＴシンボ
ルを単純に復元する。その加算の結果がＧＥゲート３６
０へ加えられる（上記）。
【００３３】しかし、本発明の概念はガウス雑音に対す
る中程度の性能向上を提供するが、インパルス・ノイズ
に対する大幅な不感性も可能である。たとえば、Ｎ＝３
の場合、受信された３つのコピーを単純に加算する代わ
りに、決定要素３９７はその復元されたシンボルを選択
するために多数決の規則による判定を使用する。詳しく
言えば、決定要素３９７は、一致する２つの受信された
コピーを選択し、一致しない受信されたコピーを捨て
る。（この判定アルゴリズムはインパルス・ノイズが一
度に１つのシンボルだけに主として影響すると仮定して
いる。したがって、他のアルゴリズムも使うことができ
る）
【００３４】３ｆシンボル／秒であっても、冗長性のシ
グナリングはインパルス・ノイズに対する不感性を提供
し、使用される帯域幅を３倍に拡大する。その拡大され
た帯域幅におけるチャネルの減衰が大きい場合、ガウス
雑音に対する性能の損失があり得る。したがって、図１
３は帯域幅を倍にするだけでインパルス・ノイズに対す
る不感性を提供するＮ＝２の方式を示している。
【００３５】図１３の例において、送信のために選択さ
れたＮ＝２個のＤＭＴシンボルのすべてが、連続した４
つのＴ／２シンボル区間において冗長形式で送信され
る。ＤＭＴシンボルのシーケンス４０は、Ｎｆコーダ２
９０に対して加えられる選択されたＤＭＴシンボルのス
トリームの一部分を表している。たとえば、第１のシン
ボル区間Ｔにおいて、Ｎｆコーダ２９０はＤＭＴシンボ
ルＡを受信する。次のシンボル区間Ｔにおいては、続い
てＤＭＴシンボルＢが受信される。２つのＴシンボル区
間にわたって受信された各シンボル・ペアに対して、Ｎ
ｆコーダ２９０は、シーケンス４５によって表されてい
るような４つの対応している出力シンボルを提供し、シ
ーケンス４５は４つのＤＭＴシンボルの２／Ｔのレート
における送信を示している。これらの出力シンボルは、
１）値がそれぞれ２個のＤＭＴ入力シンボルの値に等し
い２つのシンボル、２）値がそれぞれの２個のＤＭＴ入
力シンボル値の関数である２個のシンボルを含む。ここ
で、この関数の例が（（Ａ＋Ｂ）／√２）および（（Ａ
−Ｂ）／√２）で表されている。
【００３６】Ｎｆコーダ２９０の対応している変更され
た形式がＮｆコーダ２９０’として図１４に示されてい
る。Ｎｆコーダ２９０’は２個のシンボル・バッファ２
９１’を含み、このバッファは入力のＤＭＴシンボルを
レートｆで受信する。これらの２つのシンボル値が４個
のシンボル・バッファ２９４に対して、および、これら
のシンボル値の他の必要な冗長形式を発生する要素２９
２と２９３に対して加えられる。４個のシンボル・バッ
ファ２９４の中に記憶されたシンボル値は周波数Ｎｆ
（ここで、Ｎ＝２）で送信される。４つの送信されたシ
ンボルのうちの１つだけがインパルス・ノイズによって
影響される限り、シンボルＡおよびＢは常に残りの３つ
のシンボルから復元できるので、インパルス・ノイズに
対する不感性が存在する。実際に、両方のシンボルＡお
よびＢの３つのコピーが送信される。さらに、ガウス雑
音に対する３ｄＢの組合せ利得が得られる。
【００３７】同様に、（図１０のデコーダ要素３９５の
中の）対応している決定要素３９７が図１５に示されて
いるように、コピーＡ’、Ａ”およびＡ”’および
Ｂ’、Ｂ”およびＢ”’を復元するために補完的な機能
を実行するように変更されている。Ｎｆコーダ３９５’
の一例は、２Ｎ個のシンボル・バッファ３９６’および
決定要素３９７’を含む。受信されたマルチキャリヤ信
号は、Ｎｆシンボル／秒のレートでシンボル・バッファ
３９６’の中にサンプルされる。シンボル・バッファ３
９６’は２Ｎ個のサンプルされたＤＭＴシンボル値を記
憶する。これらの２Ｎ個のサンプル値は、決定要素３９
７’に対して加えられ、決定要素３９７’は、上記の補
完的機能を使って受信されたＤＭＴシンボルに関する判
定を行う（この分野の技術に熟達した人であれば、左お
よび右のステレオ・チャネルを復元するためのステレオ
ＦＭ復調に対する類似性が十分に分かる）。復元された
３つのコピーを単純に加算する代わりに決定要素３９
７’は復元されたシンボルを選択するために多数決の判
定アルゴリズムも使用する。詳しく言えば、決定要素３
９７’はマッチする２つの受信されたコピーを選択し、
そしてマッチしない受信されたコピーを捨てる。その選
択されたシンボルがｆシンボル／秒のシンボル・レート
でＣＥゲート３６０に加えられる。
【００３８】ＤＭＴ方式（直交周波数分割マルチプレキ
シング（ＯＦＤＭ）としても知られている）によって変
調された信号は、平均に対するピークの信号の比が高い
のが普通である。ディジタル−アナログ変換器およびア
ナログ・ドライバ（増幅器）（図示せず）における与え
られた精度に対して、送信のＤＭＴ信号をある確率でク
リップされる可能性がある。この確率を減らすために、
「バックオフ」の従来の技術が使われる。バックオフは
アナログ・ドライバ（図示せず）における消費電力を増
加させ、そして対応している受信信号における与えられ
た平均パワーに対するＡ／Ｄにおける利用可能なビット
数を減らすので望ましくない。
【００３９】しかし、本発明の原理によると、ＤＭＴシ
ンボルが上記のＡ／Ｄまたはアナログ・デバイスのいず
れかによってクリッピングの対象となる場合、ＤＭＴシ
ンボルを図１６に示されているように送信することがで
きる。図１６の例においてはＮ＝２である。したがっ
て、送信のために選択されたすべてのＤＭＴシンボルは
２回送信される。ＤＭＴシンボルのシーケンス２０は、
Ｎｆコーダ２９０に対して加えられる選択されたＤＭＴ
シンボルのストリームの一部分を表している。たとえ
ば、第１のシンボル区間Ｔにおいて、Ｎｆコーダ２９０
はＤＭＴシンボルＡを受信し、それに続いて次のシンボ
ル区間ＴにおいてＤＭＴシンボルＢを受信する。シンボ
ル区間Ｔの中で受信された各シンボルに対して、Ｎｆコ
ーダ２９０はシーケンス２５’によって表されているよ
うに、２つの対応している出力シンボルを提供する。シ
ーケンス２５’は２／Ｔのレートでの２個のＤＭＴ Ａ
シンボルの送信、続いて２個のＤＭＴ Ｂシンボルの送
信を示している。さらに、そのシンボルの平均パワー・
レベルを、図に示されているように調整することができ
る。時刻２６の部分の間に、第１のＤＭＴ Ａシンボル
がＰ1の受信された平均パワー・レベルにおいて送信さ
れる。Ｐ1 が所定のしきい値より大きかった場合、第１
のＤＭＴ Ａシンボルの残りの部分２７が所定の平均パ
ワー・レベルＰ2において送信される。第２に繰り返さ
れるＤＭＴシンボルＡも平均パワー・レベルＰ2 で送信
される。Ｐ1 が所定のしきい値より小さいか、あるいは
それに等しかった場合、送信は図１０に示されている、
上記の、すなわち、すべて同じパワー・レベルで同様な
方法で発生する。ＤＭＴシンボルＢの冗長送信に対して
も同様なコメントが適用される。Ｐ1 とＰ2 の間の比は
このＤＭＴシンボルの中のピークの厳しさの関数であ
る。この比の値はディスクリートな値の組から選択する
か、あるいは連続関数によって決定することができる。
この方式を使うことの利点は、Ａ／Ｄおよびアナログ・
デバイスにおけるバックオフの必要性を最小化するか、
あるいは完全になくすことである。この方式を実装する
ために、Ｎｆコーダ２９０は上記の条件付きパワー・コ
ントロールを提供するために適切に変更される。
【００４０】例として、Ｎ＝２の時、（図１０のデコー
ダ要素３９５の中の）決定要素３９７は２つの受信され
たコピーＡ’およびＡ”の対応しているサンプルを加算
することによって、ＤＭＴシンボルを単純に復元する。
その加算の結果がＣＥゲート３６０（上記）に対して加
えられる。受信されたＤＭＴシンボルの平均パワーにお
ける差が認められた時、決定要素３９７は最初のものを
無視し、データ復元のためにその繰り返されたものを使
用する。
【００４１】言い換えれば、本発明の概念は、平均に対
するピークが高いＤＭＴ信号の影響を最小化することも
できる。与えられたＤＭＴシンボルのピークが許容でき
ない値（あるしきい値以上）であった場合、それは先ず
最初に変更されずに送信される（あるいはその一部
分）。それ以降のコピー（または複数のコピーまたは１
つのコピーの部分）が同じ固定の減衰（３〜６ｄＢ）で
送信される。その時、受信機がこれを容易に検出し、第
１のコピーを無視する。この方法で、ピークの大きい信
号がたまたま発生した時にあまり問題となることなしに
比較的高い平均パワーを送信することができる。
【００４２】図６のＡＤＳＬシステムにおいて使うため
の本発明の原理を具体化しているＡＤＳＬ装置の例４０
０が図１７に示されている。ＤＳＬ表示４００は、冗長
のシグナリング（上記）を備えているＤＭＴ変調器４８
５、冗長のシグナリングの復元機能（上記）を有するＤ
ＭＴ復調器４９５、ハイブリッド１３５、およびコント
ローラ４９０を含む。コントローラ４９０は、一例とし
てストアード・プログラムのコントローラおよびそれに
付随するメモリであり、これはこの分野の技術において
知られている。ＤＭＴ変調器４８５は、ハイブリッド１
３５およびコンバイナ／スプリッタ１５０を経由してツ
イスト・ペア１５１上で送信するために、シンボル・レ
ートＮｆT における冗長性のシグナリングを伴うＡＤＳ
Ｌ信号を形成する。ＤＭＴ復調器４９５は、コンバイナ
／スプリッタ１５０およびハイブリッド１３５によって
提供される受信されたＡＤＳＬ信号からこのデータを復
元する。これらの受信されたＡＤＳＬ信号はＮｆR のレ
ートでＤＭＴシンボルの受信されたシーケンスを表す。
（ＮｆT およびＮｆR の表記によって示されているよう
に、送信周波数と受信周波数は異なっていてもよい。）
コントローラ４９０は、シグナリング４９６および４９
７をそれぞれ経由してＤＭＴ変調器４８５およびＤＭＴ
復調器４９５からの情報を制御し、受信する。
【００４３】上記のように、そして本発明の概念による
と、マルチキャリヤ送信システムは、各シンボルをＮ個
のシンボル期間にわたって冗長形式で送信する。この例
は、入力シンボルがＮ個の連続した出力シンボル区間上
で送信される場合の冗長形式を示しているが、本発明の
概念はそれおよび他の技法には制限されず、たとえば、
インターリービングを使うこともできる。同様に、Ｎ個
の入力シンボルの値をＭ個の出力シンボル区間上で冗長
形式で送信することができる。ここで、Ｍ≧２Ｎであ
る。したがって上記は単に本発明の原理を示しているだ
けであり、この分野の技術に熟達した人であれば本発明
の原理を具体化し、そしてその本発明の精神および範囲
内にある数多くの代替構成装置を、ここには明示的に記
述されていないが、工夫することができる。
【００４４】たとえば、本発明の概念が、ここではディ
スクリートな機能的ビルディング・ブロック、たとえ
ば、ＤＭＴ変調器、Ｎｆコーダなどで実装されている
が、それらのビルディング・ブロックの任意の１つまた
はそれ以上の機能を、１つまたはそれ以上の適切にプロ
グラムされたプロセッサ、たとえば、ディジタル信号プ
ロセッサなどを使って実行することができる。
【００４５】さらに、本発明の概念は、冗長のシグナリ
ングを伝えるアップストリームおよびダウンストリーム
のチャネルの両方のコンテキストにおいて説明された
が、本発明の概念は１つだけのチャネルに対して適用す
ることもできる。実際に、冗長性のシグナリングそのも
のが上記のトレーニング・フェーズの間に選択できる１
つの動作パラメータである。
【００４６】また、本発明の概念は特定のＡＤＳＬ Ｄ
ＭＴの帯域幅の割当て方式を使って説明されたが、本発
明の概念は、一般に、１．１Ｍｈｚ以上および対称的Ｄ
ＳＬに拡張するバージョンを含んでいるＡＤＳＬ ＤＭ
Ｔに対して適用可能である。実際に、本発明の概念は、
任意のマルチトーンあるいはマルチキャリヤ、通信シス
テムＤＳＬまたは、無線システムに対しても適用可能で
ある。無線システムにおいては、各マルチトーン・シン
ボルは複数の加入者の情報を表すことができ、その場合
でも、本発明の概念がやはり適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の技術のＡＤＳＬ通信装置を示す図であ
る。
【図２】ＡＤＳＬの帯域幅割当ての例を示す図である。
【図３】ＩＳＩに対して補正するためにＡＤＳＬ−ＤＭ
Ｔ送信において使われるサイクリック拡張を概念的に示
す図である。
【図４】図１のＣＥゲート１６０のＣＥゲート検出器要
素の一例を示す図である。
【図５】従来の技術のＡＤＳＬ通信装置の別の例を示す
図である。
【図６】本発明の原理によるＡＤＳＬ通信システムを示
す図である。
【図７】本発明の原理による送信機の一部分を示す図で
ある。
【図８】図７の送信機の中で使われるコーダの一例を示
す図である。
【図９】本発明の原理による受信機の一部分を示す図で
ある。
【図１０】図９の受信機の中で使うためのデコーダの一
例を示す図である。
【図１１】異なるタイプの冗長形式を示す図である。
【図１２】異なるタイプの冗長形式を示す図である。
【図１３】異なるタイプの冗長形式を示す図である。
【図１４】図７の送信機の中で使うためのコーダの変更
された形式を示す図である。
【図１５】図９の受信機の中で使うためのデコーダの変
更された形式を示す図である。
【図１６】別のタイプの冗長形式を示す図である。
【図１７】本発明の原理によるＡＤＳＬ装置を示す図で
ある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジン−デア ワン アメリカ合衆国 07712 ニュージャーシ ィ，オーシャン，バッキンガム ドライヴ ９

Claims (27)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 マルチキャリヤ装置において使用する方
    法であって、 データ信号を受信するステップと、 前記データ信号を送信のためのマルチキャリヤ信号に符
    号化し、各シンボルの値が少なくとも１つの追加のシン
    ボル区間上で冗長形式で送信されるようにするステップ
    とを含む方法。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、前記の
    符号化のステップがそれぞれのマルチキャリヤ信号の中
    で少なくとも一度各シンボル値を繰り返すようになって
    いる方法。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載の方法において、前記マ
    ルチキャリヤ装置が非同期ディジタル加入者回線（ＡＤ
    ＳＬ）の装置である方法。
  4. 【請求項４】 請求項１に記載の方法において、前記符
    号化のステップが、 第１のシンボル・レートｆにおいてシンボルのシーケン
    スを受信するステップと、 Ｎｆのシンボル・レートで前記マルチキャリヤ信号を提
    供し、ここでＮ＞１であり、前記受信されたシーケンス
    からの各シンボル値が前記マルチキャリヤ信号の中でＮ
    回送信されるようになっているステップとを含む方法。
  5. 【請求項５】 請求項４に記載の方法において、前記受
    信されたシーケンスからの各シンボル値が、前記マルチ
    キャリヤ信号の中で連続のＮ個のシンボル区間の中で送
    信されるようになっている方法。
  6. 【請求項６】 請求項１に記載の方法において、前記符
    号化のステップが、 第１のシンボル・レートｆでシンボルのシーケンスを受
    信するステップと、 Ｎｆのシンボル・レートで前記マルチキャリヤ信号を提
    供し、ここでＮは＞１であり、そして前記受信されたシ
    ーケンスからの各シンボル値が、前記マルチキャリヤ信
    号の中でＮ回送信されるようになっているステップと、 前記受信されたシーケンスのそれぞれの各シンボル値の
    関数として前記マルチキャリヤ信号の信号レベルを調整
    するステップとを含む方法。
  7. 【請求項７】 請求項１に記載の方法において、前記符
    号化のステップが、前記複数のシンボルのうちの少なく
    とも１つに対して信号レベルを変化させるステップを含
    む方法。
  8. 【請求項８】 請求項１に記載の方法において、前記符
    号化のステップが、 第１のシンボル・レートｆでシンボルのシーケンスを受
    信するステップと、 Ｎｆのシンボル・レートで前記マルチキャリヤ信号を提
    供し、ここでＮ＞１であり、前記シーケンスからのＮ個
    の各グループのシンボル値が前記マルチキャリヤ信号の
    中で２Ｎシンボル区間にわたって送信され、ここで２Ｎ
    個のシンボル区間は、１）値が各グループからのそれぞ
    れのＮ個のシンボル値に等しいＮ個のシンボルと、２）
    値が前記グループのＮ個のシンボル値のそれぞれの関数
    であるＮ個のシンボルとを含むステップとを含む方法。
  9. 【請求項９】 請求項８に記載の方法において、各グル
    ープがＮ＝２のシンボル値、第１の値および第２の値を
    含んでいて、前記マルチキャリヤ信号の中の４つのシン
    ボル区間が、１）前記第１の値および前記第２の値、お
    よび２）前記第１の値と前記第２の値との合計を２の平
    方根で割った値、および前記第１の値と前記第２の値と
    の差を２の平方根で割った値との合計を含む方法。
  10. 【請求項１０】 マルチキャリヤ装置において使用する
    装置であって、該装置は、 シンボル・レートがｆであるマルチキャリヤ信号を受信
    するための手段と、 前記受信されたマルチキャリヤ信号をデコードしてシン
    ボル・レートがｆ／Ｎである復元されたマルチキャリヤ
    信号を提供するための手段とを含む装置。
  11. 【請求項１１】 請求項１０に記載の装置において、前
    記デコードの手段は前記受信されたマルチキャリヤ信号
    からのＮ個のシンボル値を組み合わせて、前記受信され
    たマルチキャリヤ信号の各シンボルに対する値を提供す
    るようになっている装置。
  12. 【請求項１２】 請求項１０に記載の装置において、前
    記デコードのための手段が前記受信されたマルチキャリ
    ヤ信号からＮ個の連続したシンボル値を組み合わせて、
    前記復元されたマルチキャリヤ信号の各シンボルに対す
    る値を提供するようになっている装置。
  13. 【請求項１３】 請求項１０に記載の装置において、前
    記デコードのための手段が、前記受信されたマルチキャ
    リヤ信号からのそれぞれのＮ個のシンボル値の関数とし
    て、前記復元されたマルチキャリヤ信号の各シンボル値
    を決定するようになっている装置。
  14. 【請求項１４】 請求項１０に記載の装置において、前
    記デコードのための手段が、前記受信されたマルチキャ
    リヤ信号からのそれぞれのＮ個の連続したシンボル値の
    関数として、前記復元されたマルチキャリヤ信号の各シ
    ンボル値を決定するようになっている装置。
  15. 【請求項１５】 請求項１０に記載の装置において、前
    記デコードのための手段が、前記受信されたマルチキャ
    リヤ信号からのＮ個のそれぞれのシンボル値の大半の値
    の関数として、前記復元されたマルチキャリヤ信号の各
    シンボル値を決定するようになっている装置。
  16. 【請求項１６】 請求項１０に記載の装置において、前
    記デコードのための手段が、前記受信されたマルチキャ
    リヤ信号からのＮ個のそれぞれの連続したシンボル値の
    大半の値の関数として、前記復元されたマルチキャリヤ
    信号の各シンボル値を決定するようになっている装置。
  17. 【請求項１７】 請求項１０に記載の装置において、前
    記マルチキャリヤ装置が非同期ディジタル加入者回線
    （ＡＤＳＬ）の装置である装置。
  18. 【請求項１８】 請求項１０に記載の装置において、前
    記デコードのための手段が、前記受信されたマルチキャ
    リヤ信号からのそれぞれの２Ｎ個のシンボル値の値の関
    数として、前記復元されたマルチキャリヤ信号の各シン
    ボル値を決定するようになっている装置。
  19. 【請求項１９】 マルチキャリヤ装置において使用する
    装置であって、 データ信号を受信するための手段と、 前記データ信号をシンボル・レートがｆである第１のマ
    ルチキャリヤ信号に符号化するための手段と、 第２のマルチキャリヤを形成することによって前記第１
    のマルチキャリヤ信号の帯域幅を拡大し、前記第１のマ
    ルチキャリヤ信号の各シンボル値が、遠隔端のマルチキ
    ャリヤ装置に対して送信するために前記第２のマルチキ
    ャリヤ信号の中で冗長形式で送信されるようになってい
    る手段とを含む装置。
  20. 【請求項２０】 請求項１９に記載の装置において、前
    記マルチキャリヤ装置が非同期ディジタル加入者回線
    （ＡＤＳＬ）の装置である装置。
  21. 【請求項２１】 請求項１９に記載の装置において、前
    記冗長形式が、前記第１のマルチキャリヤ信号の各シン
    ボル値が少なくとも一度繰り返されることを意味してい
    る装置。
  22. 【請求項２２】 請求項１９に記載の装置において、前
    記第２のマルチキャリヤ信号のシンボル・レートがＮｆ
    である装置。
  23. 【請求項２３】 請求項２２に記載の装置において、前
    記冗長形式が、前記第１のマルチキャリヤ信号の各シン
    ボル値がＮ回送信されることを意味している装置。
  24. 【請求項２４】 請求項２３に記載の装置において、前
    記拡大のための手段が、前記第１のマルチキャリヤ信号
    の各シンボル値の関数として、前記第２のマルチキャリ
    ヤ信号の信号レベルを調整するようになっている装置。
  25. 【請求項２５】 請求項２２に記載の装置において、前
    記冗長形式が、前記第２のマルチキャリヤ信号のＮ個の
    連続したシンボル区間の中で前記第１のマルチキャリヤ
    信号の各シンボル値が送信されることを意味している装
    置。
  26. 【請求項２６】 請求項２２に記載の装置において、前
    記冗長の形式が２Ｎ個のシンボルを含み、各グループ
    は、１）値が前記第１のマルチキャリヤ信号からのＮ個
    のそれぞれのシンボル値に等しいＮ個のシンボルと、
    ２）値が前記第１のマルチキャリヤ信号からのＮ個のそ
    れぞれのシンボル値の関数であるＮ個のシンボルとを含
    む装置。
  27. 【請求項２７】 請求項２２に記載の装置において、前
    記冗長形式が４つのシンボルのグループを含み、各グル
    ープが、１）各値が前記第１のマルチキャリヤ信号から
    の第１のシンボル値および第２のシンボル値にそれぞれ
    等しい２個のシンボルと、２）値が前記第１のシンボル
    値と前記第２のシンボル値の和を２の平方根で割った値
    に等しい１つのシンボルと、値が前記第１のシンボル値
    と前記第２のシンボル値との差を２の平方根で割った値
    に等しい１つのシンボルとを含む装置。
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