JP2000037078A - マルチレベル電力変換装置 - Google Patents
マルチレベル電力変換装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 各ＤＣ段の電圧平衡化が速やかになされ、ま
た、リアクトル、スイッチ容量の低減が可能で、更に応
用可能範囲の拡大が可能なマルチレベル電力変換装置を
得ることを目的とする。 【解決手段】 直流側が各キャパシタＣｊ，Ｃｋの端子
間に接続された補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器ＣＯＮＶ
ｊ，ＣＯＮＶｋおよび互いに磁気的に結合され各補助Ａ
Ｃ／ＤＣ間電力変換器ＣＯＮＶｊ，ＣＯＮＶｋの交流側
に接続された巻線Ｗｊ、Ｗｋを有する変圧器ＴＲを備え
る。
た、リアクトル、スイッチ容量の低減が可能で、更に応
用可能範囲の拡大が可能なマルチレベル電力変換装置を
得ることを目的とする。 【解決手段】 直流側が各キャパシタＣｊ，Ｃｋの端子
間に接続された補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器ＣＯＮＶ
ｊ，ＣＯＮＶｋおよび互いに磁気的に結合され各補助Ａ
Ｃ／ＤＣ間電力変換器ＣＯＮＶｊ，ＣＯＮＶｋの交流側
に接続された巻線Ｗｊ、Ｗｋを有する変圧器ＴＲを備え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば、直流系
の電源と交流系の電源との間で電力の融通を行うマルチ
レベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置等の改良に関する。
の電源と交流系の電源との間で電力の融通を行うマルチ
レベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置等の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来のマルチレベルＡＣ／ＤＣ
間電力変換装置の一般化回路図を図１０に示す。図にお
いて、Ｅ1ないしＥｎは直流電源、Ｃ1ないしＣｎはｎ個
の直流電源の総端子ＰＰとＮＮとの間に直列接続された
ｎ個の直流キャパシタ（以下単にキャパシタと呼ぶ）、
ＳP1ないしＳPｎおよびＳN1ないしＳNｎは総直流端子Ｐ
Ｐ，ＮＮと交流端子ＡＣとの間にそれぞれ直列接続され
たそれぞれｎ個のスイッチング素子である固体スイッチ
(以下単にスイッチと呼ぶ)、Ｄ1P，Ｄ1NないしＤ(ｎ
-1)P，Ｄ(ｎ-1)Nはスイッチの直列接続点Ｐ1ないしＰｎ
-1およびＮ1ないしＮｎ-1に接続されるクランプダイオ
ード(以下単にダイオードと呼ぶ)である。
間電力変換装置の一般化回路図を図１０に示す。図にお
いて、Ｅ1ないしＥｎは直流電源、Ｃ1ないしＣｎはｎ個
の直流電源の総端子ＰＰとＮＮとの間に直列接続された
ｎ個の直流キャパシタ（以下単にキャパシタと呼ぶ）、
ＳP1ないしＳPｎおよびＳN1ないしＳNｎは総直流端子Ｐ
Ｐ，ＮＮと交流端子ＡＣとの間にそれぞれ直列接続され
たそれぞれｎ個のスイッチング素子である固体スイッチ
(以下単にスイッチと呼ぶ)、Ｄ1P，Ｄ1NないしＤ(ｎ
-1)P，Ｄ(ｎ-1)Nはスイッチの直列接続点Ｐ1ないしＰｎ
-1およびＮ1ないしＮｎ-1に接続されるクランプダイオ
ード(以下単にダイオードと呼ぶ)である。
【０００３】上記従来の回路において、合計２ｎ個のス
イッチのうち、互いに直列に連続するｎ個のスイッチを
導通させ、且つ他のスイッチを非導通とさせる。上記導
通させる直列スイッチ群を正電位側から順次負電位側へ
変えて行くと、交流端子ＡＣの電位がｎ＋１段階に変わ
る。このため、マルチ（ｎ＋１）レベル変換器と呼ばれ
ている。上記マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換器（以
下単に変換器と呼ぶ）において、交流端子ＡＣに出入り
する電流は両極性に変わり、且つ、出力端子は総直流端
子ＰＰ、ＮＮに繋がっているとは限らない。従って、各
直流電源に流れる直流電流は均一ではない。繋がるスイ
ッチが導通しなければ、直流電流がゼロまたはダイオー
ドから帰ってくる電流により負になる。即ち、各ＤＣ段
間の電力や直流電流が不均一になる。このため、各ＤＣ
段に独立な直流電源Ｅ1ないしＥｎがなく、キャパシタ
のみで電圧を分担させて動作させることが出来なかっ
た。通常、直流電源はまとめて２端子や２線路で供給さ
れ、中性線路を持つ３線給電法もＤＣ送電や多電圧電源
が必要な場合に限られる。ＤＣ送電でも、１極側が独立
に運転できることが必要である。このため、使用法が極
めて制限されていた。
イッチのうち、互いに直列に連続するｎ個のスイッチを
導通させ、且つ他のスイッチを非導通とさせる。上記導
通させる直列スイッチ群を正電位側から順次負電位側へ
変えて行くと、交流端子ＡＣの電位がｎ＋１段階に変わ
る。このため、マルチ（ｎ＋１）レベル変換器と呼ばれ
ている。上記マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換器（以
下単に変換器と呼ぶ）において、交流端子ＡＣに出入り
する電流は両極性に変わり、且つ、出力端子は総直流端
子ＰＰ、ＮＮに繋がっているとは限らない。従って、各
直流電源に流れる直流電流は均一ではない。繋がるスイ
ッチが導通しなければ、直流電流がゼロまたはダイオー
ドから帰ってくる電流により負になる。即ち、各ＤＣ段
間の電力や直流電流が不均一になる。このため、各ＤＣ
段に独立な直流電源Ｅ1ないしＥｎがなく、キャパシタ
のみで電圧を分担させて動作させることが出来なかっ
た。通常、直流電源はまとめて２端子や２線路で供給さ
れ、中性線路を持つ３線給電法もＤＣ送電や多電圧電源
が必要な場合に限られる。ＤＣ送電でも、１極側が独立
に運転できることが必要である。このため、使用法が極
めて制限されていた。
【０００４】図１０の原理的回路の問題点を改良する対
策回路を図１１に示す。この回路は、前記図１０の変換
器回路とは別にキャパシタＣ1ないしＣｎに対応して設
けられている。なお、図１１では変換器回路は省略して
示す。図において、Ｓａ1ないしＳａｎおよびＳｂ1ない
しＳｂ(ｎ-1)はチョッパ用スイッチ、Ｌ1ないしＬ(ｎ
-1)は直流リアクトルである。ＤＣ段数ｎが偶数であれ
ばａ群のスイッチＳａｎで終端され、ＤＣ段数ｎが奇数
であればｂ群のスイッチＳｂ(ｎ-1)で終端される。
策回路を図１１に示す。この回路は、前記図１０の変換
器回路とは別にキャパシタＣ1ないしＣｎに対応して設
けられている。なお、図１１では変換器回路は省略して
示す。図において、Ｓａ1ないしＳａｎおよびＳｂ1ない
しＳｂ(ｎ-1)はチョッパ用スイッチ、Ｌ1ないしＬ(ｎ
-1)は直流リアクトルである。ＤＣ段数ｎが偶数であれ
ばａ群のスイッチＳａｎで終端され、ＤＣ段数ｎが奇数
であればｂ群のスイッチＳｂ(ｎ-1)で終端される。
【０００５】上記先行技術による対策回路の作用を説明
するための原理図を図１２に示す。図１２（ａ）におい
て、スイッチＳ1，Ｓ2は定常状態において同一時間比率
で交互にｏｎ−ｏｆｆさせる。過渡的又はリアクトルの
損失が無視できない場合±△ｔだけ時間を変えた状態で
制御され得る。リアクトルＬに印加される電圧ＶLは同
図（ｂ）に示す波形で表される。ここに、ｔ1，ｔ2はス
イッチＳ1，Ｓ2の導通時間、Ｅ1、Ｅ2はキャパシタ
Ｃ1，Ｃ2の電圧，Ｔはスイッチング周期である。ここ
で、直流電圧が不平衡になると、リアクトルＬに直流電
圧成分が現れ、直流電流Ｉｄｃが流れる。今、Ｅ1＞Ｅ2
とすると、図示矢印の方向に直流電流Ｉｄｃが流れ、こ
の時のリアクトルＬの電流波形を同図（ｃ）に示す。こ
れにより、キャパシタＣ1はスイッチＳ1の平均電流Ｉ1
（約Ｉｄｃ／２）だけ放電し、キャパシタＣ2はスイッ
チＳ2の平均電流Ｉ2（約−Ｉｄｃ／２）だけ放電される
（極性が負になっているので充電される）。以上の作用
により、直流電圧が平衡化される。Ｅ1＜Ｅ2の場合はリ
アクトルＬに流れる電流の極性が変わり、同様にＤＣ電
圧が平衡化される。換言すれば、変換器がキャパシタの
直列接続点に対して不平衡直流電流Ｉｄｃ’を必要とす
ると、これに必要な直流電流Ｉｄｃがチョッパおよび直
流リアクトルを介して供給される訳である。
するための原理図を図１２に示す。図１２（ａ）におい
て、スイッチＳ1，Ｓ2は定常状態において同一時間比率
で交互にｏｎ−ｏｆｆさせる。過渡的又はリアクトルの
損失が無視できない場合±△ｔだけ時間を変えた状態で
制御され得る。リアクトルＬに印加される電圧ＶLは同
図（ｂ）に示す波形で表される。ここに、ｔ1，ｔ2はス
イッチＳ1，Ｓ2の導通時間、Ｅ1、Ｅ2はキャパシタ
Ｃ1，Ｃ2の電圧，Ｔはスイッチング周期である。ここ
で、直流電圧が不平衡になると、リアクトルＬに直流電
圧成分が現れ、直流電流Ｉｄｃが流れる。今、Ｅ1＞Ｅ2
とすると、図示矢印の方向に直流電流Ｉｄｃが流れ、こ
の時のリアクトルＬの電流波形を同図（ｃ）に示す。こ
れにより、キャパシタＣ1はスイッチＳ1の平均電流Ｉ1
（約Ｉｄｃ／２）だけ放電し、キャパシタＣ2はスイッ
チＳ2の平均電流Ｉ2（約−Ｉｄｃ／２）だけ放電される
（極性が負になっているので充電される）。以上の作用
により、直流電圧が平衡化される。Ｅ1＜Ｅ2の場合はリ
アクトルＬに流れる電流の極性が変わり、同様にＤＣ電
圧が平衡化される。換言すれば、変換器がキャパシタの
直列接続点に対して不平衡直流電流Ｉｄｃ’を必要とす
ると、これに必要な直流電流Ｉｄｃがチョッパおよび直
流リアクトルを介して供給される訳である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この従来の対策回路
は、隣り合うキャパシタ間でＤＣ電圧平衡化作用が働く
ので、離れた電位にあるキャパシタとの間で不平衡が生
じている場合、直ぐ電力のやりとりが出来ず、何段もの
チョッパの作用を経て平衡化されることになり、応答速
度が悪くなる場合がある。特に正の総端子ＰＰに近いキ
ャパシタと負の総端子ＮＮに近いキャパシタとの間の平
衡を取る応答速度が遅いという問題がある。また、同一
動作周波数条件の下での所要直流リアクトルが大きくな
り、スイッチの所要容量も大きくなるという問題があ
る。なお、この容量の具体的な算出内容については、説
明の便宜上、後述する。
は、隣り合うキャパシタ間でＤＣ電圧平衡化作用が働く
ので、離れた電位にあるキャパシタとの間で不平衡が生
じている場合、直ぐ電力のやりとりが出来ず、何段もの
チョッパの作用を経て平衡化されることになり、応答速
度が悪くなる場合がある。特に正の総端子ＰＰに近いキ
ャパシタと負の総端子ＮＮに近いキャパシタとの間の平
衡を取る応答速度が遅いという問題がある。また、同一
動作周波数条件の下での所要直流リアクトルが大きくな
り、スイッチの所要容量も大きくなるという問題があ
る。なお、この容量の具体的な算出内容については、説
明の便宜上、後述する。
【０００７】この他、変圧器の省略化による簡易化を図
るため、交流電力系統に直接接続すると、ＤＣ送電やＢ
ＴＢなどＡＣ／ＤＣ−ＤＣ／ＡＣ変換系においてゼロ相
電流が発生する問題がある。此の問題は、先行技術が見
つからないので詳細説明は後で述べるが、簡単に言え
ば、三相変換器が線間で高調波を消去する作用を多用し
てきたが、交流系統が接地されていると接地系に障害が
生じるという問題が発生する。以上のような問題がある
ため、マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置の出力電
圧波形が良好であるにも拘わらず、応用範囲が限られて
いた。
るため、交流電力系統に直接接続すると、ＤＣ送電やＢ
ＴＢなどＡＣ／ＤＣ−ＤＣ／ＡＣ変換系においてゼロ相
電流が発生する問題がある。此の問題は、先行技術が見
つからないので詳細説明は後で述べるが、簡単に言え
ば、三相変換器が線間で高調波を消去する作用を多用し
てきたが、交流系統が接地されていると接地系に障害が
生じるという問題が発生する。以上のような問題がある
ため、マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置の出力電
圧波形が良好であるにも拘わらず、応用範囲が限られて
いた。
【０００８】この発明は、以上のような問題点を解消す
るためになされたもので、各ＤＣ段の電圧平衡化が速や
かになされ、また、リアクトル、スイッチ容量の低減が
可能で、更に応用可能範囲の拡大が可能なマルチレベル
電力変換装置を得ることを目的とする。
るためになされたもので、各ＤＣ段の電圧平衡化が速や
かになされ、また、リアクトル、スイッチ容量の低減が
可能で、更に応用可能範囲の拡大が可能なマルチレベル
電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明に係るマルチレ
ベル電力変換装置は、直流系の第１の電源に接続される
正極および負極端子、交流系または直流系の第２の電源
に接続される出力端子、上記正極端子と出力端子との間
および上記出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続
された複数のスイッチング素子の直列接続体、上記正極
端子と負極端子との間に接続された複数のキャパシタの
直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点
と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラ
ンプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオ
フ制御することにより、上記出力端子から、上記正極端
子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電
位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置にお
いて、直流側が上記各キャパシタの端子間に接続された
複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および互いに磁気
的に結合され上記各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたもの
である。
ベル電力変換装置は、直流系の第１の電源に接続される
正極および負極端子、交流系または直流系の第２の電源
に接続される出力端子、上記正極端子と出力端子との間
および上記出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続
された複数のスイッチング素子の直列接続体、上記正極
端子と負極端子との間に接続された複数のキャパシタの
直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点
と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラ
ンプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオ
フ制御することにより、上記出力端子から、上記正極端
子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電
位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置にお
いて、直流側が上記各キャパシタの端子間に接続された
複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および互いに磁気
的に結合され上記各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたもの
である。
【００１０】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置の変圧器は、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の一次巻線、および上記複数の一次
巻線を複数のグループに分けこれら各グループの一次巻
線と磁気的に結合し互いに接続された複数の二次巻線を
備えたものである。
換装置の変圧器は、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の一次巻線、および上記複数の一次
巻線を複数のグループに分けこれら各グループの一次巻
線と磁気的に結合し互いに接続された複数の二次巻線を
備えたものである。
【００１１】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、その各キャパシタの電圧を検出しその総和か
ら各キャパシタの直流電圧指令値を演算する手段、およ
び上記各キャパシタの電圧検出値と直流電圧指令値とが
一致するように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作
位相を所定の基準位相に対してシフトさせる手段を備え
たものである。
換装置は、その各キャパシタの電圧を検出しその総和か
ら各キャパシタの直流電圧指令値を演算する手段、およ
び上記各キャパシタの電圧検出値と直流電圧指令値とが
一致するように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作
位相を所定の基準位相に対してシフトさせる手段を備え
たものである。
【００１２】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、直流系の第１の電源に接続される正極および
負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続され
る出力端子、上記正極端子と出力端子との間および上記
出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された複数
のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と負極
端子との間に接続された４以上の複数のキャパシタの直
列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点と
上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラン
プダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオフ
制御することにより、上記出力端子から、上記正極端子
の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電位
出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置におい
て、互いに隣合う上記キャパシタの一対をキャパシタ対
とし、互いに直列に接続された一対のスイッチング素子
からなり、その直流側が上記各キャパシタ対の両端子間
に接続された複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、およ
び互いに磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接
続点と上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端
との間に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えた
ものである。
換装置は、直流系の第１の電源に接続される正極および
負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続され
る出力端子、上記正極端子と出力端子との間および上記
出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された複数
のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と負極
端子との間に接続された４以上の複数のキャパシタの直
列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点と
上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラン
プダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオフ
制御することにより、上記出力端子から、上記正極端子
の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電位
出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置におい
て、互いに隣合う上記キャパシタの一対をキャパシタ対
とし、互いに直列に接続された一対のスイッチング素子
からなり、その直流側が上記各キャパシタ対の両端子間
に接続された複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、およ
び互いに磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接
続点と上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端
との間に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えた
ものである。
【００１３】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、そのキャパシタの直列数が奇数の場合、この
うち１個のキャパシタとこのキャパシタの一方に隣合う
キャパシタとでキャパシタ対を構成するとともに上記１
個のキャパシタとこのキャパシタの他方に隣合うキャパ
シタとでキャパシタ対を構成するようにしたものであ
る。
換装置は、そのキャパシタの直列数が奇数の場合、この
うち１個のキャパシタとこのキャパシタの一方に隣合う
キャパシタとでキャパシタ対を構成するとともに上記１
個のキャパシタとこのキャパシタの他方に隣合うキャパ
シタとでキャパシタ対を構成するようにしたものであ
る。
【００１４】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、直流系の第１の電源に接続される正極および
負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続され
る出力端子、上記正極端子と出力端子との間および上記
出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された複数
のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と負極
端子との間に接続された５以上の奇数個のキャパシタの
直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点
と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラ
ンプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオ
フ制御することにより、上記出力端子から、上記正極端
子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電
位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置にお
いて、上記キャパシタのうち接続方向中央の１個を除く
キャパシタは、互いに隣合うキャパシタの一対をキャパ
シタ対とし、互いに直列に接続された一対のスイッチン
グ素子からなり、その直流側が上記各キャパシタ対の両
端子間に接続された複数の第１の補助ＡＣ／ＤＣ間電力
変換器、その直流側が上記１個のキャパシタの端子間に
接続された第２の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および
互いに磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接続
点と上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端と
の間ならびに上記第２のＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたもの
である。
換装置は、直流系の第１の電源に接続される正極および
負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続され
る出力端子、上記正極端子と出力端子との間および上記
出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された複数
のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と負極
端子との間に接続された５以上の奇数個のキャパシタの
直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点
と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラ
ンプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオ
フ制御することにより、上記出力端子から、上記正極端
子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電
位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置にお
いて、上記キャパシタのうち接続方向中央の１個を除く
キャパシタは、互いに隣合うキャパシタの一対をキャパ
シタ対とし、互いに直列に接続された一対のスイッチン
グ素子からなり、その直流側が上記各キャパシタ対の両
端子間に接続された複数の第１の補助ＡＣ／ＤＣ間電力
変換器、その直流側が上記１個のキャパシタの端子間に
接続された第２の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および
互いに磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接続
点と上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端と
の間ならびに上記第２のＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたもの
である。
【００１５】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、その変圧器を構成する磁路にギャップを設け
たものである。
換装置は、その変圧器を構成する磁路にギャップを設け
たものである。
【００１６】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、その各キャパシタ対（キャパシタ対以外に個
別のキャパシタが存在するときは当該キャパシタも含
む、以下同じ）の電圧を検出しその総和から各キャパシ
タ対の直流電圧指令値を演算する手段、および上記各キ
ャパシタ対の電圧検出値と直流電圧指令値とが一致する
ように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作位相を所
定の基準位相に対してシフトさせる手段を備えたもので
ある。
換装置は、その各キャパシタ対（キャパシタ対以外に個
別のキャパシタが存在するときは当該キャパシタも含
む、以下同じ）の電圧を検出しその総和から各キャパシ
タ対の直流電圧指令値を演算する手段、および上記各キ
ャパシタ対の電圧検出値と直流電圧指令値とが一致する
ように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作位相を所
定の基準位相に対してシフトさせる手段を備えたもので
ある。
【００１７】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、マルチレベル電力変換装置を複数台備え、直
流系の第１の電源を共通にして異なる複数の交流系の第
２の電源の相互間で電力の融通を行うマルチレベル電力
変換装置において、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器および
変圧器を、上記各マルチレベル電力変換装置で共用する
ようにしたものである。
換装置は、マルチレベル電力変換装置を複数台備え、直
流系の第１の電源を共通にして異なる複数の交流系の第
２の電源の相互間で電力の融通を行うマルチレベル電力
変換装置において、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器および
変圧器を、上記各マルチレベル電力変換装置で共用する
ようにしたものである。
【００１８】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、その補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器を方形波モ
ードで運転するようにしたものである。
換装置は、その補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器を方形波モ
ードで運転するようにしたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】実施の形態１．この発明の実施の
形態１におけるマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置
の回路図を図１に示す。なお、マルチレベルＡＣ／ＤＣ
間電力変換装置の一般形については図１０で詳しく述べ
たので、主変換回路部分はそれを引用して省略して示
す。図１において、Ｃｊ，Ｃｋは任意のｊ番目およびｋ
番目のＤＣ段に接続されているキャパシタ、ＣＯＮＶ
ｊ，ＣＯＮＶｋはキャパシタＣｊ，Ｃｋに直流端子が接
続された補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器（以下単に補助変
換器と呼ぶ）、ＴＲは補助変換器の交流端子に接続され
互いに磁気的に結合された巻線Ｗｊ、Ｗｋを持つ変圧器
である。なお、Ｓ11，Ｓ12，Ｓ21，Ｓ22は補助変換器の
スイッチである。
形態１におけるマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置
の回路図を図１に示す。なお、マルチレベルＡＣ／ＤＣ
間電力変換装置の一般形については図１０で詳しく述べ
たので、主変換回路部分はそれを引用して省略して示
す。図１において、Ｃｊ，Ｃｋは任意のｊ番目およびｋ
番目のＤＣ段に接続されているキャパシタ、ＣＯＮＶ
ｊ，ＣＯＮＶｋはキャパシタＣｊ，Ｃｋに直流端子が接
続された補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器（以下単に補助変
換器と呼ぶ）、ＴＲは補助変換器の交流端子に接続され
互いに磁気的に結合された巻線Ｗｊ、Ｗｋを持つ変圧器
である。なお、Ｓ11，Ｓ12，Ｓ21，Ｓ22は補助変換器の
スイッチである。
【００２０】補助変換器ＣＯＮＶｊ，ＣＯＮＶｋは周知
な単相ブリッジ形方形波インバータ・コンバータであ
る。ＤＣ段間で電力の融通を行うため、僅かな角度αだ
け位相をずらせてスイッチングさせ、この時の波形を同
図（ｂ）に示す。ｊ番の補助変換器ＣＯＮＶｊの電圧Ｖ
ｊがｋ番の補助変換器ＣＯＮＶｋの電圧Ｖｋより角度α
だけ位相が進んでいる場合を示している。変圧器ＴＲの
巻線Ｗｊ，Ｗｋ間にはリーケジインダクタンスがあるた
め、上記位相ズレ期間中の電圧差により交流電流が変化
し、台形波状の交流電流が流れる。位相が進んでいる側
が電力を供給し、位相が遅れている側が電力を受け取
り、それぞれ補助変換器の直流電流は台形波電流を同期
整流した電流となる。その値は、交流電流の波高値にほ
ぼ等しい。以上のごとくして、任意のＤＣ段間で電力の
融通が出来、ＤＣ電圧の速やかな平衡化が出来ることと
なる。
な単相ブリッジ形方形波インバータ・コンバータであ
る。ＤＣ段間で電力の融通を行うため、僅かな角度αだ
け位相をずらせてスイッチングさせ、この時の波形を同
図（ｂ）に示す。ｊ番の補助変換器ＣＯＮＶｊの電圧Ｖ
ｊがｋ番の補助変換器ＣＯＮＶｋの電圧Ｖｋより角度α
だけ位相が進んでいる場合を示している。変圧器ＴＲの
巻線Ｗｊ，Ｗｋ間にはリーケジインダクタンスがあるた
め、上記位相ズレ期間中の電圧差により交流電流が変化
し、台形波状の交流電流が流れる。位相が進んでいる側
が電力を供給し、位相が遅れている側が電力を受け取
り、それぞれ補助変換器の直流電流は台形波電流を同期
整流した電流となる。その値は、交流電流の波高値にほ
ぼ等しい。以上のごとくして、任意のＤＣ段間で電力の
融通が出来、ＤＣ電圧の速やかな平衡化が出来ることと
なる。
【００２１】次に、この発明で必要となる変圧器ＴＲ
（従来は直流リアクトルＬが相当）およびスイッチＳ11
等の容量を従来の場合と比較して説明する。先ず、従来
の場合（図１２参照）直流リアクトルの大きさや等価ｋ
ＶＡは巻線の最大磁束鎖交数Фｍと巻線電流実効値Ｉｒ
ｍｓにより決まる。前者はインダクタンスＬと電流波高
値Ｉｐとの積で表される。即ち、 Фｍ・Ｉｒｍｓ＝Ｌ・Ｉｐ・Ｉｒｍｓ ……………（１） 所要インダクタンスＬはリアクトル電流の脈動分±△Ｉ
と動作周波数ｆとＤＣ１段当たりの直流電圧Ｅとにより
決まり、次式で表される。 Ｌ・△Ｉ＝（Ｔ／４）・Ｅ＝Ｅ／（４・ｆ） ∴Ｌ＝Ｅ／（４・ｆ・△Ｉ） …………………………（２） 式（１）（２）より、変圧器類の大きさを表すФｍ・Ｉ
ｒｍｓは次式で表される。 Фｍ・Ｉｒｍｓ＝（Ｅ・Ｉｒｍｓ／（４・ｆ））・（Ｉｐ／△Ｉ）…（３）
（従来は直流リアクトルＬが相当）およびスイッチＳ11
等の容量を従来の場合と比較して説明する。先ず、従来
の場合（図１２参照）直流リアクトルの大きさや等価ｋ
ＶＡは巻線の最大磁束鎖交数Фｍと巻線電流実効値Ｉｒ
ｍｓにより決まる。前者はインダクタンスＬと電流波高
値Ｉｐとの積で表される。即ち、 Фｍ・Ｉｒｍｓ＝Ｌ・Ｉｐ・Ｉｒｍｓ ……………（１） 所要インダクタンスＬはリアクトル電流の脈動分±△Ｉ
と動作周波数ｆとＤＣ１段当たりの直流電圧Ｅとにより
決まり、次式で表される。 Ｌ・△Ｉ＝（Ｔ／４）・Ｅ＝Ｅ／（４・ｆ） ∴Ｌ＝Ｅ／（４・ｆ・△Ｉ） …………………………（２） 式（１）（２）より、変圧器類の大きさを表すФｍ・Ｉ
ｒｍｓは次式で表される。 Фｍ・Ｉｒｍｓ＝（Ｅ・Ｉｒｍｓ／（４・ｆ））・（Ｉｐ／△Ｉ）…（３）
【００２２】これに対し、この発明について、変圧器の
大きさに関わる磁束鎖交数Фｍと実効値電流Ｉｒｍｓの
積を計算すると次のようになる。なお、△ＰはＤＣ段間
で授受される電力である。 巻線の磁束鎖交数 Фｍ＝（Ｔ／４）・Ｅ＝Ｅ／（４・ｆ） 巻線電流実効値 Ｉｒｍｓ＝△Ｐ／Ｅ＝Ｉ 従って、Фｍ・Ｉｒｍｓは次式で与えられる。 Фｍ・Ｉｒｍｓ＝Ｅ・Ｉｒｍｓ／（４・ｆ） ………………（４） 従って、従来技術の方式では（Ｉｐ／△Ｉ）倍されてい
た（式（３））が、この発明では、この倍率がかからな
い。従って、従来方式において、△Ｉ／Ｉｄｃを２０％
程度にしようとすると、６倍の係数がかかるのに対し、
この発明では、１倍で済む。即ち、この発明の変圧器
は、従来技術の直流リアクトルに比べて、数分の１に低
減されると言う極めて顕著な効果が得られる。
大きさに関わる磁束鎖交数Фｍと実効値電流Ｉｒｍｓの
積を計算すると次のようになる。なお、△ＰはＤＣ段間
で授受される電力である。 巻線の磁束鎖交数 Фｍ＝（Ｔ／４）・Ｅ＝Ｅ／（４・ｆ） 巻線電流実効値 Ｉｒｍｓ＝△Ｐ／Ｅ＝Ｉ 従って、Фｍ・Ｉｒｍｓは次式で与えられる。 Фｍ・Ｉｒｍｓ＝Ｅ・Ｉｒｍｓ／（４・ｆ） ………………（４） 従って、従来技術の方式では（Ｉｐ／△Ｉ）倍されてい
た（式（３））が、この発明では、この倍率がかからな
い。従って、従来方式において、△Ｉ／Ｉｄｃを２０％
程度にしようとすると、６倍の係数がかかるのに対し、
この発明では、１倍で済む。即ち、この発明の変圧器
は、従来技術の直流リアクトルに比べて、数分の１に低
減されると言う極めて顕著な効果が得られる。
【００２３】他方、従来の場合における、スイッチに加
わる電圧Ｖｏｆｆと電流の半周期平均値（約波高値）Ｉ
ｓと所要数とを掛けた容量ＶＡｓでスイッチの所要容量
を評価するため、次のように計算しておく。その際、一
方のＤＣ段から供給する電力を△Ｐ，他方のＤＣ段が必
要とする電力も△Ｐとし、各段のＤＣ電圧をＥとする。 ＤＣ１段の直流電流 Ｉ＝△Ｐ／Ｅ リアクトル電流平均値 Ｉｄｃ＝２・Ｉ スイッチの電流半周期平均値 Ｉｓ＝Ｉｄｃ＝２・△Ｐ／Ｅ スイッチのｏｆｆ状態電圧 Ｖｏｆｆ＝２・Ｅ スイッチの必要数（ｎ：偶数の場合） Ｎｓ＝ｎ＋（ｎ−２） 従って、スイッチ所要容量ＶＡｓは次式で与えられる。 ＶＡｓ＝｛ｎ＋（ｎ−２）｝・２・Ｅ・２・△Ｐ／Ｅ ＝８・（ｎ−１）・△Ｐ…………………………………（５）
わる電圧Ｖｏｆｆと電流の半周期平均値（約波高値）Ｉ
ｓと所要数とを掛けた容量ＶＡｓでスイッチの所要容量
を評価するため、次のように計算しておく。その際、一
方のＤＣ段から供給する電力を△Ｐ，他方のＤＣ段が必
要とする電力も△Ｐとし、各段のＤＣ電圧をＥとする。 ＤＣ１段の直流電流 Ｉ＝△Ｐ／Ｅ リアクトル電流平均値 Ｉｄｃ＝２・Ｉ スイッチの電流半周期平均値 Ｉｓ＝Ｉｄｃ＝２・△Ｐ／Ｅ スイッチのｏｆｆ状態電圧 Ｖｏｆｆ＝２・Ｅ スイッチの必要数（ｎ：偶数の場合） Ｎｓ＝ｎ＋（ｎ−２） 従って、スイッチ所要容量ＶＡｓは次式で与えられる。 ＶＡｓ＝｛ｎ＋（ｎ−２）｝・２・Ｅ・２・△Ｐ／Ｅ ＝８・（ｎ−１）・△Ｐ…………………………………（５）
【００２４】これに対し、この発明について、スイッチ
の所要容量を計算すると次のようになる。 スイッチの電流半周期平均値 Ｉｓ＝Ｉ＝△Ｐ／Ｅ スイッチのｏｆｆ時電圧 Ｖｓ＝Ｅ スイッチの所要数 Ｎｓ＝４ｎ 従って、スイッチ所要容量ＶＡｓは次式で与えられる。 ＶＡｓ＝４・ｎ・△Ｐ ……………………………………（６） 即ち、段数ｎが多い場合、スイッチ容量が従来技術の場
合（式（５））の約半分に軽減されると言う極めて顕著
な効果が得られる。また、補助変換器をＰＷＭ制御正弦
波出力変換器とせず方形波モードで運転することによ
り、直流側電流の脈動が軽減され、スイッチング損失も
低減される効果が得られる。
の所要容量を計算すると次のようになる。 スイッチの電流半周期平均値 Ｉｓ＝Ｉ＝△Ｐ／Ｅ スイッチのｏｆｆ時電圧 Ｖｓ＝Ｅ スイッチの所要数 Ｎｓ＝４ｎ 従って、スイッチ所要容量ＶＡｓは次式で与えられる。 ＶＡｓ＝４・ｎ・△Ｐ ……………………………………（６） 即ち、段数ｎが多い場合、スイッチ容量が従来技術の場
合（式（５））の約半分に軽減されると言う極めて顕著
な効果が得られる。また、補助変換器をＰＷＭ制御正弦
波出力変換器とせず方形波モードで運転することによ
り、直流側電流の脈動が軽減され、スイッチング損失も
低減される効果が得られる。
【００２５】実施の形態２．この発明による実施の形態
２の回路図を図２に示す。なお、マルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置の一般形については図１０で詳しく述
べたので、主変換回路部分はそれを引用して省略して示
す。図において、ＣＯＮＶｊ，ＣＯＮＶｋは三相の補助
変換器である。変圧器は同図（ｃ）に示す様に、一次巻
線Ｗ1，Ｗ2，Ｗ3，Ｗ4・・を複数のグループに分け、こ
こでは、Ｗ1とＷ2、Ｗ3とＷ4をそれぞれ１グループと
し、各グループ毎に二次巻線Ｗ11，Ｗ12・・を設けて、
複数の変圧器ＴＲ１，ＴＲ２・・で構成し、各二次巻線
を相互に接続するようにしてもよい。この（ｃ）図に示
す二次巻線を介した巻線間の結合法は単相補助変換器で
も実施できる。これにより、多数の巻線を用いる場合の
リーケージインダクタンスを合わせ易くなる。
２の回路図を図２に示す。なお、マルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置の一般形については図１０で詳しく述
べたので、主変換回路部分はそれを引用して省略して示
す。図において、ＣＯＮＶｊ，ＣＯＮＶｋは三相の補助
変換器である。変圧器は同図（ｃ）に示す様に、一次巻
線Ｗ1，Ｗ2，Ｗ3，Ｗ4・・を複数のグループに分け、こ
こでは、Ｗ1とＷ2、Ｗ3とＷ4をそれぞれ１グループと
し、各グループ毎に二次巻線Ｗ11，Ｗ12・・を設けて、
複数の変圧器ＴＲ１，ＴＲ２・・で構成し、各二次巻線
を相互に接続するようにしてもよい。この（ｃ）図に示
す二次巻線を介した巻線間の結合法は単相補助変換器で
も実施できる。これにより、多数の巻線を用いる場合の
リーケージインダクタンスを合わせ易くなる。
【００２６】三相補助変換器を方形波で運転すると、そ
のＹ相電圧は同図（ｂ）の上段波形のようになる。ｊ番
の補助変換器の電圧Ｖｊがｋ番の補助変換器の電圧Ｖｋ
より角度αだけ位相が進んでいる場合を示している。変
圧器の巻線Ｗｊ，Ｗｋ間にはリーケージインダクタンス
があるため、上記位相ズレ期間中の電圧差により交流電
流が変化し、２段階の台形波状の交流電流が流れる。位
相が進んでいる側が電力を供給し、位相が遅れている側
が電力を受け取り、それぞれ補助変換器の直流電流は台
形波電流を同期整流した電流となる。この時、三相分の
同期整流された直流電流になるので、１相分の交流電流
が脈動していても直流電流の脈動は極めて小さくなる。
以上のごとくにして、任意のＤＣ段間で電力の融通が出
来、ＤＣ電圧の速やかな平衡化が出来ることは、前記の
実施の形態１と同様である。また、三相変換器も単相変
換器とそのＶＡ容量が同じならばスイッチ容量も同じに
なる。変圧器も容量が同じならば、Фｍ・Ｉｒｍｓの総
和が同じになる。従って、前記と同様の効果が得られ
る。
のＹ相電圧は同図（ｂ）の上段波形のようになる。ｊ番
の補助変換器の電圧Ｖｊがｋ番の補助変換器の電圧Ｖｋ
より角度αだけ位相が進んでいる場合を示している。変
圧器の巻線Ｗｊ，Ｗｋ間にはリーケージインダクタンス
があるため、上記位相ズレ期間中の電圧差により交流電
流が変化し、２段階の台形波状の交流電流が流れる。位
相が進んでいる側が電力を供給し、位相が遅れている側
が電力を受け取り、それぞれ補助変換器の直流電流は台
形波電流を同期整流した電流となる。この時、三相分の
同期整流された直流電流になるので、１相分の交流電流
が脈動していても直流電流の脈動は極めて小さくなる。
以上のごとくにして、任意のＤＣ段間で電力の融通が出
来、ＤＣ電圧の速やかな平衡化が出来ることは、前記の
実施の形態１と同様である。また、三相変換器も単相変
換器とそのＶＡ容量が同じならばスイッチ容量も同じに
なる。変圧器も容量が同じならば、Фｍ・Ｉｒｍｓの総
和が同じになる。従って、前記と同様の効果が得られ
る。
【００２７】実施の形態３．この発明による実施の形態
３の回路図を図３に示す。なお、マルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置の一般形については図１０で詳しく述
べたので、主変換回路部分はそれを引用して省略して示
す。図３において、キャパシタＣ1〜Ｃ4は、互いに隣り
合う一対のキャパシタＣ1とＣ2およびＣ3とＣ4をそれぞ
れキャパシタ対とする。そして、ＣＯＮＶ21およびＣＯ
ＮＶ43は、それぞれその直流側が各キャパシタ対
（Ｃ1，Ｃ2）および（Ｃ3，Ｃ4）の両端子間に接続され
た補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器（以下単に補助変換器と
呼ぶ）で、それぞれ２個の互いに直列に接続されたスイ
ッチＳ1，Ｓ2およびＳ3，Ｓ4からなるいわゆるハーフブ
リッジ形に構成されている。ＴＲは、各キャパシタ対
（Ｃ1，Ｃ2）および（Ｃ3，Ｃ4）の中間接続点と補助変
換器のスイッチ対（Ｓ1，Ｓ2）および（Ｓ3，Ｓ4）の中
間接続点の交流端との間に接続され互いに磁気的に結合
された巻線Ｗ1およびＷ2を有する変圧器である。以上の
ごとく、ＤＣ２段毎にハーフブリッジ形補助変換器を設
ける。従来の場合、図１１で分かるように左側のｂ群の
スイッチが必要であったが、本案では不要である。ま
た、巻線が磁心を介して結合されている。
３の回路図を図３に示す。なお、マルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置の一般形については図１０で詳しく述
べたので、主変換回路部分はそれを引用して省略して示
す。図３において、キャパシタＣ1〜Ｃ4は、互いに隣り
合う一対のキャパシタＣ1とＣ2およびＣ3とＣ4をそれぞ
れキャパシタ対とする。そして、ＣＯＮＶ21およびＣＯ
ＮＶ43は、それぞれその直流側が各キャパシタ対
（Ｃ1，Ｃ2）および（Ｃ3，Ｃ4）の両端子間に接続され
た補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器（以下単に補助変換器と
呼ぶ）で、それぞれ２個の互いに直列に接続されたスイ
ッチＳ1，Ｓ2およびＳ3，Ｓ4からなるいわゆるハーフブ
リッジ形に構成されている。ＴＲは、各キャパシタ対
（Ｃ1，Ｃ2）および（Ｃ3，Ｃ4）の中間接続点と補助変
換器のスイッチ対（Ｓ1，Ｓ2）および（Ｓ3，Ｓ4）の中
間接続点の交流端との間に接続され互いに磁気的に結合
された巻線Ｗ1およびＷ2を有する変圧器である。以上の
ごとく、ＤＣ２段毎にハーフブリッジ形補助変換器を設
ける。従来の場合、図１１で分かるように左側のｂ群の
スイッチが必要であったが、本案では不要である。ま
た、巻線が磁心を介して結合されている。
【００２８】次に動作について説明する。スイッチ対
（Ｓ1，Ｓ2）と巻線Ｗ1により、ＤＣ電圧Ｅ1，Ｅ2に差
が発生すると巻線Ｗ1に直流電流成分Ｉｄｃ1が流れる。
同様に、スイッチ対（Ｓ3，Ｓ4）と巻線Ｗ2により、Ｄ
Ｃ電圧Ｅ4，Ｅ3に差が発生すると巻線Ｗ2に直流電流成
分Ｉｄｃ2が流れる。このため、従来技術の例と同じく
キャパシタＣ1，Ｃ2の直流電圧Ｅ1，Ｅ2が平衡化され
る。また、同様にキャパシタＣ4，Ｃ3の直流電圧Ｅ4，
Ｅ3も平衡化される。この時、マルチレベルＡＣ／ＤＣ
間電力変換器の動作原理上、正負対称動作になるので、
全体の直流電圧の中間電位点Ｃ0（又は中間直流段）を
挟んで対称な位置関係の巻線では直流電流成分Ｉｄｃ1
とＩｄｃ2とは互いに逆方向に流れる。即ち、交流側へ
電力を送る動作の場合には、電力が余る正負の端部から
電力が不足する中央部に送る必要があり、回生動作の場
合には電力が余る中央部から電力が不足する正負の端部
に送る必要がある。したがって、チョッパ動作による電
力融通を正側半分と負側半分とが互いに対称に作用する
ように、スイッチＳ1とスイッチＳ4とを同相で動作さ
せ、スイッチＳ2とスイッチＳ3とを同相で動作させる。
これに伴い、変圧器の巻線Ｗ1とＷ2も正側半分と負側半
分とで極性を逆にしてある。
（Ｓ1，Ｓ2）と巻線Ｗ1により、ＤＣ電圧Ｅ1，Ｅ2に差
が発生すると巻線Ｗ1に直流電流成分Ｉｄｃ1が流れる。
同様に、スイッチ対（Ｓ3，Ｓ4）と巻線Ｗ2により、Ｄ
Ｃ電圧Ｅ4，Ｅ3に差が発生すると巻線Ｗ2に直流電流成
分Ｉｄｃ2が流れる。このため、従来技術の例と同じく
キャパシタＣ1，Ｃ2の直流電圧Ｅ1，Ｅ2が平衡化され
る。また、同様にキャパシタＣ4，Ｃ3の直流電圧Ｅ4，
Ｅ3も平衡化される。この時、マルチレベルＡＣ／ＤＣ
間電力変換器の動作原理上、正負対称動作になるので、
全体の直流電圧の中間電位点Ｃ0（又は中間直流段）を
挟んで対称な位置関係の巻線では直流電流成分Ｉｄｃ1
とＩｄｃ2とは互いに逆方向に流れる。即ち、交流側へ
電力を送る動作の場合には、電力が余る正負の端部から
電力が不足する中央部に送る必要があり、回生動作の場
合には電力が余る中央部から電力が不足する正負の端部
に送る必要がある。したがって、チョッパ動作による電
力融通を正側半分と負側半分とが互いに対称に作用する
ように、スイッチＳ1とスイッチＳ4とを同相で動作さ
せ、スイッチＳ2とスイッチＳ3とを同相で動作させる。
これに伴い、変圧器の巻線Ｗ1とＷ2も正側半分と負側半
分とで極性を逆にしてある。
【００２９】他方、巻線Ｗ1、Ｗ2を介して交流で結合し
た補助変換器動作として、位相差αを付けて運転するこ
とにより、交流電流成分Ｉａｃ1，Ｉａｃ2がそれぞれ巻
線Ｗ1，巻線Ｗ2に流れる。この交流変換動作により、キ
ャパシタ対（Ｃ1，Ｃ2）のグループとキャパシタ対（Ｃ
3，Ｃ4）のグループとの間で電力の融通ができる。これ
らの結果、二つの補助変換器で４つの直流段間の電力融
通及び直流電圧平衡化作用が実現される。
た補助変換器動作として、位相差αを付けて運転するこ
とにより、交流電流成分Ｉａｃ1，Ｉａｃ2がそれぞれ巻
線Ｗ1，巻線Ｗ2に流れる。この交流変換動作により、キ
ャパシタ対（Ｃ1，Ｃ2）のグループとキャパシタ対（Ｃ
3，Ｃ4）のグループとの間で電力の融通ができる。これ
らの結果、二つの補助変換器で４つの直流段間の電力融
通及び直流電圧平衡化作用が実現される。
【００３０】次に、以上の動作を、スイッチ関数を導入
することにより下式で求められるスイッチ電流（キャパ
シタ電流に相当）Ｉｓ1〜Ｉｓ4に基づき説明する。この
関係はスイッチの電流Ｉｓ1ないしＩｓ4からも知れる。
此の式を、次に示す。 Ｉｓ1＝Ｓｔ1Ｉｄｃ1＋Ｓｔ1Ｉａｃ1 Ｉｓ2＝−Ｓｔ2Ｉｄｃ1−Ｓｔ2Ｉａｃ1 Ｉｓ3＝−Ｓｔ3Ｉｄｃ2−Ｓｔ3Ｉａｃ2 Ｉｓ4＝Ｓｔ4Ｉｄｃ2＋Ｓｔ4Ｉａｃ2 ここに、Ｓｔ1ないしＳｔ4はそれぞれのスイッチＳ1な
いしＳ4が導通時“１”となるスイッチ関数である。ま
た、Ｉｄｃ1、Ｉｄｃ2は、既述した通り、巻線Ｗ1，Ｗ2
に流れる直流電流成分で、キャパシタＣ1−Ｃ2間および
Ｃ3−Ｃ4間での電圧平衡化に寄与する。Ｉａｃ1,Ｉａｃ
2は、同交流電流成分で、キャパシタ対（Ｃ1，Ｃ2）と
（Ｃ3，Ｃ4）と間での電圧平衡化に寄与するものであ
る。
することにより下式で求められるスイッチ電流（キャパ
シタ電流に相当）Ｉｓ1〜Ｉｓ4に基づき説明する。この
関係はスイッチの電流Ｉｓ1ないしＩｓ4からも知れる。
此の式を、次に示す。 Ｉｓ1＝Ｓｔ1Ｉｄｃ1＋Ｓｔ1Ｉａｃ1 Ｉｓ2＝−Ｓｔ2Ｉｄｃ1−Ｓｔ2Ｉａｃ1 Ｉｓ3＝−Ｓｔ3Ｉｄｃ2−Ｓｔ3Ｉａｃ2 Ｉｓ4＝Ｓｔ4Ｉｄｃ2＋Ｓｔ4Ｉａｃ2 ここに、Ｓｔ1ないしＳｔ4はそれぞれのスイッチＳ1な
いしＳ4が導通時“１”となるスイッチ関数である。ま
た、Ｉｄｃ1、Ｉｄｃ2は、既述した通り、巻線Ｗ1，Ｗ2
に流れる直流電流成分で、キャパシタＣ1−Ｃ2間および
Ｃ3−Ｃ4間での電圧平衡化に寄与する。Ｉａｃ1,Ｉａｃ
2は、同交流電流成分で、キャパシタ対（Ｃ1，Ｃ2）と
（Ｃ3，Ｃ4）と間での電圧平衡化に寄与するものであ
る。
【００３１】先ず、図４を参照してキャパシタＣ1とＣ2
との電圧平衡化の動作について説明する。両スイッチＳ
1とＳ2との通電時間を等しく（ｔ1＝ｔ2）動作させる場
合は、実質的に従来技術で説明したものと同一であるの
で、ここでは、ｔ1＝ｔ2の拘束を解除しこの導通時間比
を能動的に変えて制御する場合を想定して説明する。図
４（ｃ）に示すように、ｔ1Ｅ1＞ｔ2Ｅ2のときは、巻線
Ｗ1には、図３に示す向きにその直流電流成分Ｉｄｃ1が
流れ、スイッチ電流Ｉｓ1によりキャパシタＣ1が放電
し、スイッチ電流Ｉｓ2によりキャパシタＣ2が充電され
る。これによって、キャパシタＣ1，Ｃ2の電圧Ｅ1，Ｅ2
が平衡化する。ここで着目すべきは、ｔ1，ｔ2比を能動
的に変化させることにより電圧平衡化の応答を高めるこ
とができる点である。図４（ｄ）は、ｔ1Ｅ1＜ｔ2Ｅ2の
ときのスイッチ電流Ｉｓ1，Ｉｓ2を示し、この場合は、
キャパシタＣ1が充電され、キャパシタＣ2が放電して、
両電圧Ｅ1，Ｅ2が急速に平衡化する。
との電圧平衡化の動作について説明する。両スイッチＳ
1とＳ2との通電時間を等しく（ｔ1＝ｔ2）動作させる場
合は、実質的に従来技術で説明したものと同一であるの
で、ここでは、ｔ1＝ｔ2の拘束を解除しこの導通時間比
を能動的に変えて制御する場合を想定して説明する。図
４（ｃ）に示すように、ｔ1Ｅ1＞ｔ2Ｅ2のときは、巻線
Ｗ1には、図３に示す向きにその直流電流成分Ｉｄｃ1が
流れ、スイッチ電流Ｉｓ1によりキャパシタＣ1が放電
し、スイッチ電流Ｉｓ2によりキャパシタＣ2が充電され
る。これによって、キャパシタＣ1，Ｃ2の電圧Ｅ1，Ｅ2
が平衡化する。ここで着目すべきは、ｔ1，ｔ2比を能動
的に変化させることにより電圧平衡化の応答を高めるこ
とができる点である。図４（ｄ）は、ｔ1Ｅ1＜ｔ2Ｅ2の
ときのスイッチ電流Ｉｓ1，Ｉｓ2を示し、この場合は、
キャパシタＣ1が充電され、キャパシタＣ2が放電して、
両電圧Ｅ1，Ｅ2が急速に平衡化する。
【００３２】次に、図５を参照してキャパシタ対
（Ｃ1，Ｃ2）とキャパシタ対（Ｃ3，Ｃ4）との間におけ
る電圧平衡化の動作について説明する。同図は、（Ｅ1
＋Ｅ2）＞（Ｅ3＋Ｅ4）を示しており、補助変換器ＣＯ
ＮＶ43をＣＯＮＶ21に対してαだけ位相を遅らせて動作
させて、Ｉａｃ1＞０、Ｉａｃ2＜０にする。従って、同
図（ｇ）に示すように、スイッチ電流Ｉｓ1によりキャ
パシタＣ1は放電し、スイッチ電流Ｉｓ2によりキャパシ
タＣ2は放電する。即ち、キャパシタＣ1，Ｃ2は共に放
電してその電圧が降下する。また、同図（ｈ）に示すよ
うに、スイッチ電流Ｉｓ4によりキャパシタＣ4は充電さ
れ、スイッチ電流Ｉｓ3によりキャパシタＣ3は充電され
る。即ち、キャパシタＣ3，Ｃ4は共に充電され、その電
圧が上昇する。従って、両キャパシタ対の電圧が平衡化
する訳である。
（Ｃ1，Ｃ2）とキャパシタ対（Ｃ3，Ｃ4）との間におけ
る電圧平衡化の動作について説明する。同図は、（Ｅ1
＋Ｅ2）＞（Ｅ3＋Ｅ4）を示しており、補助変換器ＣＯ
ＮＶ43をＣＯＮＶ21に対してαだけ位相を遅らせて動作
させて、Ｉａｃ1＞０、Ｉａｃ2＜０にする。従って、同
図（ｇ）に示すように、スイッチ電流Ｉｓ1によりキャ
パシタＣ1は放電し、スイッチ電流Ｉｓ2によりキャパシ
タＣ2は放電する。即ち、キャパシタＣ1，Ｃ2は共に放
電してその電圧が降下する。また、同図（ｈ）に示すよ
うに、スイッチ電流Ｉｓ4によりキャパシタＣ4は充電さ
れ、スイッチ電流Ｉｓ3によりキャパシタＣ3は充電され
る。即ち、キャパシタＣ3，Ｃ4は共に充電され、その電
圧が上昇する。従って、両キャパシタ対の電圧が平衡化
する訳である。
【００３３】（Ｅ1＋Ｅ2）＜（Ｅ3＋Ｅ4）のときは、上
記とは逆に、補助変換器ＣＯＮＶ43の動作位相をＣＯＮ
Ｖ21のそれより進ませることにより、キャパシタＣ1，
Ｃ2を共に充電させ、キャパシタＣ3，Ｃ4を共に放電さ
せることで両キャパシタ対の電圧を平衡化させる。
記とは逆に、補助変換器ＣＯＮＶ43の動作位相をＣＯＮ
Ｖ21のそれより進ませることにより、キャパシタＣ1，
Ｃ2を共に充電させ、キャパシタＣ3，Ｃ4を共に放電さ
せることで両キャパシタ対の電圧を平衡化させる。
【００３４】以上のように、各スイッチＳ1〜Ｓ4のオン
オフ制御により、直流電流ひいては電力の融通が４つの
直流段間で行えることが理解される。そして、交流を介
した電力の融通とチョッパ作用による電力融通の両者が
出来るので、補助変換器回路が簡単化される効果が得ら
れる。なお、直流電流成分Ｉｄｃによる電力融通を考慮
すると、磁心は励磁電流を意図的に大きくして磁気エネ
ルギーを蓄積できる方がよく、チョッパ作用による電力
融通能力と交流動作による電力の融通能力を安全に維持
できる。具体的には、変圧器ＴＲを構成する鉄心の磁路
にギャップを設ける等の構造を採用する。
オフ制御により、直流電流ひいては電力の融通が４つの
直流段間で行えることが理解される。そして、交流を介
した電力の融通とチョッパ作用による電力融通の両者が
出来るので、補助変換器回路が簡単化される効果が得ら
れる。なお、直流電流成分Ｉｄｃによる電力融通を考慮
すると、磁心は励磁電流を意図的に大きくして磁気エネ
ルギーを蓄積できる方がよく、チョッパ作用による電力
融通能力と交流動作による電力の融通能力を安全に維持
できる。具体的には、変圧器ＴＲを構成する鉄心の磁路
にギャップを設ける等の構造を採用する。
【００３５】実施の形態４．この発明による実施の形態
４の回路図を図６に示す。なお、マルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置の一般形については図１０で詳しく述
べたので、主変換回路部分はそれを引用して省略して示
す。この実施の形態４は、一般にＤＣがｎ段に分割され
ている場合の実施形態を示す。スイッチは各段当たり１
つ設け、変圧器ＴＲの巻線Ｗは２段当たりに１つずつ備
え、全て結合させる。この時、正負半分が対称になるよ
うに配置構成する。段数ｎが奇数（５以上）の場合、中
央段のキャパシタＣｃが繋がる直流段には、前記実施の
形態１，実施の形態２の交流結合による電力融通を図る
ため、ブリッジ形補助変換器ＣＯＮＶｃを設け、変圧器
巻線Ｗｃを他の巻線と結合させる。これにより、大きな
電力を扱う中央段の電力融通を全てのＤＣ段との間で実
行できる。段数ｎが偶数の場合は図３と同様に正負半分
間で対称にできる。
４の回路図を図６に示す。なお、マルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置の一般形については図１０で詳しく述
べたので、主変換回路部分はそれを引用して省略して示
す。この実施の形態４は、一般にＤＣがｎ段に分割され
ている場合の実施形態を示す。スイッチは各段当たり１
つ設け、変圧器ＴＲの巻線Ｗは２段当たりに１つずつ備
え、全て結合させる。この時、正負半分が対称になるよ
うに配置構成する。段数ｎが奇数（５以上）の場合、中
央段のキャパシタＣｃが繋がる直流段には、前記実施の
形態１，実施の形態２の交流結合による電力融通を図る
ため、ブリッジ形補助変換器ＣＯＮＶｃを設け、変圧器
巻線Ｗｃを他の巻線と結合させる。これにより、大きな
電力を扱う中央段の電力融通を全てのＤＣ段との間で実
行できる。段数ｎが偶数の場合は図３と同様に正負半分
間で対称にできる。
【００３６】段数ｎが奇数の場合の図６とは異なる構成
として、例えば、中央段のキャパシタＣｃとその１つ上
段のキャパシタＣｃ-1とでキャパシタ対（Ｃｃ-1，Ｃ
ｃ）を形成し、かつ、上記中央段のキャパシタＣｃとそ
の１つ下段のキャパシタＣｃ+1とでキャパシタ対（Ｃ
ｃ，Ｃｃ+1）を形成し、これら両キャパシタ対（Ｃ
ｃ-1，Ｃｃ）および（Ｃｃ，Ｃｃ+1）のそれぞれに対し
て前記実施の形態３のハーフブリッジ形の補助変換器お
よび巻線を設けるようにしてもよい。
として、例えば、中央段のキャパシタＣｃとその１つ上
段のキャパシタＣｃ-1とでキャパシタ対（Ｃｃ-1，Ｃ
ｃ）を形成し、かつ、上記中央段のキャパシタＣｃとそ
の１つ下段のキャパシタＣｃ+1とでキャパシタ対（Ｃ
ｃ，Ｃｃ+1）を形成し、これら両キャパシタ対（Ｃ
ｃ-1，Ｃｃ）および（Ｃｃ，Ｃｃ+1）のそれぞれに対し
て前記実施の形態３のハーフブリッジ形の補助変換器お
よび巻線を設けるようにしてもよい。
【００３７】このほか、スイッチＳ1ないしＳｎの導通
時間比を能動的に変えて、チョッパ動作による電力融通
を制御する事もできる。
時間比を能動的に変えて、チョッパ動作による電力融通
を制御する事もできる。
【００３８】作用は前記実施の形態３と同様で、多段間
で電力の融通が出来る。当然同じ効果が得られ、任意の
直流段数ｎに対処できる効果が得られる。
で電力の融通が出来る。当然同じ効果が得られ、任意の
直流段数ｎに対処できる効果が得られる。
【００３９】実施の形態５．次に、一般にｎ段のキャパ
シタを備えたマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置に
おける直流電圧平衡化制御装置を実施の形態５として図
７により説明する。なお、マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電
力変換装置の一般形については図１０や前記実施の形態
で詳しく述べたので、主変換回路部分および補助変換器
はそれらを引用して省略して示す。この実施の形態５
は、実施の形態１および実施の形態２の様に、各直流段
毎に補助変換器ＣＯＮＶを備える場合に適した直流電圧
平衡化制御ブロック図示す。図において、Ｖｃ1，Ｖ
ｃ2，Ｖｃｋ，・・Ｖｃｎは各直流段の電圧、ＲＥＦは
各直流段の電圧Ｖｃ1，Ｖｃ2，Ｖｃｋ，・・Ｖｃｎから
例えば総和手段ＳＵＭにより和を取り、例えば割り算手
段ＤＩＶで平均値を算出して各直流段の直流電圧指令値
Ｖｃｒを出力する指令値発生手段である。ＡＶＲ1，Ａ
ＶＲ2，ＡＶＲｋ，・・ＡＶＲｎは上記直流電圧指令値
Ｖｃｒと各直流段の直流電圧をそれぞれ比較する比較調
整手段、δ1，δ2，δｋ，・・δｎは比較調整手段の出
力で、各補助変換器の位相加減信号（基準位相θに対す
る変化分）である。Ａ1，Ａ2，Ａｋ，・・Ａｎは補助変
換器ＣＯＮＶ1，ＣＯＮＶ2，ＣＯＮＶｋ，・・ＣＯＮＶ
ｎ（図示せず）が所定周波数で動作している基準位相θ
に対して上記位相加減信号δ1，δ2，δｋ，・・δｎに
より加減する加減手段である。
シタを備えたマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置に
おける直流電圧平衡化制御装置を実施の形態５として図
７により説明する。なお、マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電
力変換装置の一般形については図１０や前記実施の形態
で詳しく述べたので、主変換回路部分および補助変換器
はそれらを引用して省略して示す。この実施の形態５
は、実施の形態１および実施の形態２の様に、各直流段
毎に補助変換器ＣＯＮＶを備える場合に適した直流電圧
平衡化制御ブロック図示す。図において、Ｖｃ1，Ｖ
ｃ2，Ｖｃｋ，・・Ｖｃｎは各直流段の電圧、ＲＥＦは
各直流段の電圧Ｖｃ1，Ｖｃ2，Ｖｃｋ，・・Ｖｃｎから
例えば総和手段ＳＵＭにより和を取り、例えば割り算手
段ＤＩＶで平均値を算出して各直流段の直流電圧指令値
Ｖｃｒを出力する指令値発生手段である。ＡＶＲ1，Ａ
ＶＲ2，ＡＶＲｋ，・・ＡＶＲｎは上記直流電圧指令値
Ｖｃｒと各直流段の直流電圧をそれぞれ比較する比較調
整手段、δ1，δ2，δｋ，・・δｎは比較調整手段の出
力で、各補助変換器の位相加減信号（基準位相θに対す
る変化分）である。Ａ1，Ａ2，Ａｋ，・・Ａｎは補助変
換器ＣＯＮＶ1，ＣＯＮＶ2，ＣＯＮＶｋ，・・ＣＯＮＶ
ｎ（図示せず）が所定周波数で動作している基準位相θ
に対して上記位相加減信号δ1，δ2，δｋ，・・δｎに
より加減する加減手段である。
【００４０】以上の構成により、各段の直流電圧の平均
値を指令として各段の直流電圧を比較し、各段の直流電
圧の不平衡分に応じた位相加減信号δ1，δ2，δｋ，・
・δｎが得られる。これらを加減手段Ａ1，Ａ2，Ａｋ，
・・Ａｎに入力し、基準位相θを基にして加減し、θ＋
δ1，θ＋δ2，θ＋δｋ，・・θ＋δｎなる位相で前述
のそれぞれの補助変換器を動作させる。この結果、補助
変換器間の融通電力が調整され、各段の直流電圧が平均
化できる。即ち、平衡化できる。
値を指令として各段の直流電圧を比較し、各段の直流電
圧の不平衡分に応じた位相加減信号δ1，δ2，δｋ，・
・δｎが得られる。これらを加減手段Ａ1，Ａ2，Ａｋ，
・・Ａｎに入力し、基準位相θを基にして加減し、θ＋
δ1，θ＋δ2，θ＋δｋ，・・θ＋δｎなる位相で前述
のそれぞれの補助変換器を動作させる。この結果、補助
変換器間の融通電力が調整され、各段の直流電圧が平均
化できる。即ち、平衡化できる。
【００４１】上記説明で直流電圧が平衡化されるが、直
流電圧の総和は別途独立に制御可能な量として自由度が
残されている。従って、別途行われる本変換器の主たる
制御（例えば総直流電圧制御）に対して干渉せず、主た
る制御が別途自由に出来る効果が得られる。
流電圧の総和は別途独立に制御可能な量として自由度が
残されている。従って、別途行われる本変換器の主たる
制御（例えば総直流電圧制御）に対して干渉せず、主た
る制御が別途自由に出来る効果が得られる。
【００４２】実施の形態６．この発明による実施の形態
６の回路図を図に示す。なお、マルチレベルＡＣ／ＤＣ
間電力変換装置の一般形については図１０や前記実施の
形態で詳しく述べたので、主変換回路部分および補助変
換器はそれらを引用して省略して示す。この実施の形態
６は、実施の形態３および実施の形態４の様に、隣り合
う直流段毎にハーフブリッジ形の補助変換器ＣＯＮＶを
備える場合に適した直流電圧平衡化制御ブロック図を示
す。図において、Ａ21，Ａ43，・・・，Ａｎ(ｎ-1)は隣
り合う直流段のキャパシタの電圧の和を取る手段（例え
ばキャパシタ対の両端間電圧の電圧検出手段、またはそ
れぞれのキャパシタの電圧検出値を加える手段），ＲＥ
Ｆは電圧検出手段Ａ21，Ａ43，・・・Ａｎ(ｎ-1)の出力
を総和手段ＳＵＭにより和を取り、割り算手段ＤＩＶで
平均値を算出して各キャパシタ対の直流電圧指令値Ｖｃ
ｒを出力する指令値発生手段である。ＡＶＲ21，ＡＶＲ
Ａ43，・・・ＡＶＲｎ(ｎ-1)は隣り合う直流段のキャパ
シタの電圧の和を直流電圧指令値Ｖｃｒとそれぞれ比較
する比較調整手段、δ21，δ43，・・δｎ(ｎ-1)は比較
調整手段の出力で、各補助変換器の位相加減信号（基準
位相θに対する変化分）である。Ａ21b，Ａ43b，・・Ａ
ｎ(ｎ-1)bは補助変換器ＣＯＮＶ21，ＣＯＮＶ43，・・
ＣＯＮＶｎ(ｎ-1)（図示せず）が所定周波数で動作して
いる基準位相θに対して上記位相加減信号δ21，δ43，
・・δｎ(ｎ-1)により加減する加減手段である。
６の回路図を図に示す。なお、マルチレベルＡＣ／ＤＣ
間電力変換装置の一般形については図１０や前記実施の
形態で詳しく述べたので、主変換回路部分および補助変
換器はそれらを引用して省略して示す。この実施の形態
６は、実施の形態３および実施の形態４の様に、隣り合
う直流段毎にハーフブリッジ形の補助変換器ＣＯＮＶを
備える場合に適した直流電圧平衡化制御ブロック図を示
す。図において、Ａ21，Ａ43，・・・，Ａｎ(ｎ-1)は隣
り合う直流段のキャパシタの電圧の和を取る手段（例え
ばキャパシタ対の両端間電圧の電圧検出手段、またはそ
れぞれのキャパシタの電圧検出値を加える手段），ＲＥ
Ｆは電圧検出手段Ａ21，Ａ43，・・・Ａｎ(ｎ-1)の出力
を総和手段ＳＵＭにより和を取り、割り算手段ＤＩＶで
平均値を算出して各キャパシタ対の直流電圧指令値Ｖｃ
ｒを出力する指令値発生手段である。ＡＶＲ21，ＡＶＲ
Ａ43，・・・ＡＶＲｎ(ｎ-1)は隣り合う直流段のキャパ
シタの電圧の和を直流電圧指令値Ｖｃｒとそれぞれ比較
する比較調整手段、δ21，δ43，・・δｎ(ｎ-1)は比較
調整手段の出力で、各補助変換器の位相加減信号（基準
位相θに対する変化分）である。Ａ21b，Ａ43b，・・Ａ
ｎ(ｎ-1)bは補助変換器ＣＯＮＶ21，ＣＯＮＶ43，・・
ＣＯＮＶｎ(ｎ-1)（図示せず）が所定周波数で動作して
いる基準位相θに対して上記位相加減信号δ21，δ43，
・・δｎ(ｎ-1)により加減する加減手段である。
【００４３】なお、指令値発生手段ＲＥＦの中の平均値
を計算する総和手段ＳＵＭおよび割り算手段ＤＩＶにお
いて、直流段数ｎが偶数の場合は、電圧の平衡化をする
直流段数がｎであるから分母Ｍはｎである。ｎが奇数の
場合、中間段の平衡化が不要である場合が多いので、こ
の場合、平衡化対象になる直流段数Ｍはｎ−１であれば
よい。
を計算する総和手段ＳＵＭおよび割り算手段ＤＩＶにお
いて、直流段数ｎが偶数の場合は、電圧の平衡化をする
直流段数がｎであるから分母Ｍはｎである。ｎが奇数の
場合、中間段の平衡化が不要である場合が多いので、こ
の場合、平衡化対象になる直流段数Ｍはｎ−１であれば
よい。
【００４４】以上の構成により、２段分（１キャパシタ
対に相当する）の直流電圧の平均値を指令として２段毎
の直流電圧を比較し、各段の直流電圧の不平衡分に応じ
た位相加減信号δ21，δ43，・・δｎ(ｎ-1)が得られ
る。これらを加減手段Ａ21b，Ａ43b，・・Ａｎ(ｎ-1)b
に入力し、基準位相θを基にして加減し、θ＋δ21，θ
＋δ43，・・θ＋δｎ(ｎ-1)なる位相で前述のそれぞれ
の補助変換器を動作させる。この結果、補助変換器間の
融通電力が調整され、各段の直流電圧が平均化できる。
即ち、平衡化できる。なお、隣り合う直流段内の電圧平
衡化は、前述の通り変圧器巻線Ｗに流れる直流電流の変
化自体で行われるので、フィードバック制御は不要であ
る。勿論アクティブに帰還制御しても良い。
対に相当する）の直流電圧の平均値を指令として２段毎
の直流電圧を比較し、各段の直流電圧の不平衡分に応じ
た位相加減信号δ21，δ43，・・δｎ(ｎ-1)が得られ
る。これらを加減手段Ａ21b，Ａ43b，・・Ａｎ(ｎ-1)b
に入力し、基準位相θを基にして加減し、θ＋δ21，θ
＋δ43，・・θ＋δｎ(ｎ-1)なる位相で前述のそれぞれ
の補助変換器を動作させる。この結果、補助変換器間の
融通電力が調整され、各段の直流電圧が平均化できる。
即ち、平衡化できる。なお、隣り合う直流段内の電圧平
衡化は、前述の通り変圧器巻線Ｗに流れる直流電流の変
化自体で行われるので、フィードバック制御は不要であ
る。勿論アクティブに帰還制御しても良い。
【００４５】上記説明で直流電圧が平衡化されるが、直
流電圧の総和は別途独立に制御可能な量として自由度が
残されている。従って、別途行われる本変換器の主たる
制御（例えば総直流電圧制御）に対して干渉せず、主た
る制御が別途自由に出来る効果が得られる点、上記実施
の形態６と同じ効果が得られる。
流電圧の総和は別途独立に制御可能な量として自由度が
残されている。従って、別途行われる本変換器の主たる
制御（例えば総直流電圧制御）に対して干渉せず、主た
る制御が別途自由に出来る効果が得られる点、上記実施
の形態６と同じ効果が得られる。
【００４６】実施の形態７．この発明による実施の形態
７の回路図を図９に示す。なお、マルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置の一般形については図１０や前記実施
の形態で詳しく述べたので、主変換回路部分および補助
変換器はそれらを引用して省略または概念図で示す。こ
の実施の形態７は、交流電動機の駆動制御等負荷Ｌｏａ
ｄへ給電するＡＣ／ＤＣ−ＤＣ／ＡＣ変換システムへの
応用例を示すものである。図において、Ｖｓは交流電源
系統、Ｘｓは図に示さない変圧器のリアクタンスまたは
交流リアクトル、ＭＬＣ1は交流電源系統Ｖｓに交流端
子が接続された第１のマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変
換装置、ＭＬＣ2は各段の直流線路が上記変換器ＭＬＣ1
の各段の直流線路に並列接続された第２のマルチレベル
ＡＣ／ＤＣ間電力変換装置、Ｃ1ないしＣｎは両変換装
置ＭＬＣ1，ＭＬＣ2に共通に使用する直流各段のキャパ
シタ、ＣＯＮＶ1ないしＣＯＮＶｎは前述の補助変換
器、ＡＶＲは補助変換器による各段の直流電圧の平衡化
制御手段、ＰＴ1ないしＰＴｎは各段の直流電圧検出手
段、Ｌｏａｄは第２の変換装置ＭＬＣ2の交流端子に接
続される交流負荷である。
７の回路図を図９に示す。なお、マルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置の一般形については図１０や前記実施
の形態で詳しく述べたので、主変換回路部分および補助
変換器はそれらを引用して省略または概念図で示す。こ
の実施の形態７は、交流電動機の駆動制御等負荷Ｌｏａ
ｄへ給電するＡＣ／ＤＣ−ＤＣ／ＡＣ変換システムへの
応用例を示すものである。図において、Ｖｓは交流電源
系統、Ｘｓは図に示さない変圧器のリアクタンスまたは
交流リアクトル、ＭＬＣ1は交流電源系統Ｖｓに交流端
子が接続された第１のマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変
換装置、ＭＬＣ2は各段の直流線路が上記変換器ＭＬＣ1
の各段の直流線路に並列接続された第２のマルチレベル
ＡＣ／ＤＣ間電力変換装置、Ｃ1ないしＣｎは両変換装
置ＭＬＣ1，ＭＬＣ2に共通に使用する直流各段のキャパ
シタ、ＣＯＮＶ1ないしＣＯＮＶｎは前述の補助変換
器、ＡＶＲは補助変換器による各段の直流電圧の平衡化
制御手段、ＰＴ1ないしＰＴｎは各段の直流電圧検出手
段、Ｌｏａｄは第２の変換装置ＭＬＣ2の交流端子に接
続される交流負荷である。
【００４７】キャパシタ及び各段の直流電圧の平衡化用
補助変換器とその制御は両変換装置で共用化できる。各
段の直流線路が並列接続されるので、各段毎に両変換装
置間で直接電力融通が出来る分、電圧平衡化用補助変換
器の段間電力融通容量が軽減される。第２の変換装置Ｍ
ＬＣ2は交流負荷に対して良好な出力電圧波形を出力で
き、絶縁が問題になる高電圧の負荷への給電に適する。
また、第１の変換装置ＭＬＣ1も交流電源系統に対して
良好な電圧波形を維持し易いので、高調波障害が軽減さ
れる。負荷交流系が点線図示の第２の交流電源系統Ｖｓ
2の場合、両交流系統間で電力融通をしたり、交流系統
に対する無効電力の調整をするのに適する。
補助変換器とその制御は両変換装置で共用化できる。各
段の直流線路が並列接続されるので、各段毎に両変換装
置間で直接電力融通が出来る分、電圧平衡化用補助変換
器の段間電力融通容量が軽減される。第２の変換装置Ｍ
ＬＣ2は交流負荷に対して良好な出力電圧波形を出力で
き、絶縁が問題になる高電圧の負荷への給電に適する。
また、第１の変換装置ＭＬＣ1も交流電源系統に対して
良好な電圧波形を維持し易いので、高調波障害が軽減さ
れる。負荷交流系が点線図示の第２の交流電源系統Ｖｓ
2の場合、両交流系統間で電力融通をしたり、交流系統
に対する無効電力の調整をするのに適する。
【００４８】この場合既述した通り、直列段のキャパシ
タに対称的に現れる電力偏在の分布が、電力の流れの方
向によってその対称性が逆に現れる。従って、図９に示
すように、ＡＣ／ＤＣ間の電力の流れが逆の方向になる
２台のマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置の直流系
を共用することにより、各キャパシタの電圧平衡化がよ
り容易となる。
タに対称的に現れる電力偏在の分布が、電力の流れの方
向によってその対称性が逆に現れる。従って、図９に示
すように、ＡＣ／ＤＣ間の電力の流れが逆の方向になる
２台のマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置の直流系
を共用することにより、各キャパシタの電圧平衡化がよ
り容易となる。
【００４９】なお、図９は２台のマルチレベルＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換装置ＭＬＣ1およびＭＬＣ2を備え、その直
流系を共用の構成とし、２つの交流系の間で電力融通を
行うものであるが、３台以上の複数のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置を備え、同じくその直流系を共用
し、異なる複数の交流系での電力融通を行うこともでき
る。
Ｃ間電力変換装置ＭＬＣ1およびＭＬＣ2を備え、その直
流系を共用の構成とし、２つの交流系の間で電力融通を
行うものであるが、３台以上の複数のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置を備え、同じくその直流系を共用
し、異なる複数の交流系での電力融通を行うこともでき
る。
【００５０】また、上記各実施の形態では、直流系の第
１の電源と交流系の第２の電源との間で電力変換を行う
マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置について説明し
たが、この発明は、既述した中央段に対する対称性は存
在しなくなるが、直流系の第１の電源と直流系の第２の
電源との間で電力変換を行う場合にも適用することがで
き同等の効果を奏する。
１の電源と交流系の第２の電源との間で電力変換を行う
マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置について説明し
たが、この発明は、既述した中央段に対する対称性は存
在しなくなるが、直流系の第１の電源と直流系の第２の
電源との間で電力変換を行う場合にも適用することがで
き同等の効果を奏する。
【００５１】以上のように、この発明を応用すれば、直
流各段間での電力融通による各段直流電圧の平衡化を効
率的に行えるので、直流電圧の分割数を増加させやす
い。これにより、変換器の出力電圧レベルを多くし易
く、良好な交流出力波形や、多レベルの良好な直流出力
波形が得られる。これらのため、マルチレベル電力変換
装置の応用可能範囲が拡大できる効果が得られる。
流各段間での電力融通による各段直流電圧の平衡化を効
率的に行えるので、直流電圧の分割数を増加させやす
い。これにより、変換器の出力電圧レベルを多くし易
く、良好な交流出力波形や、多レベルの良好な直流出力
波形が得られる。これらのため、マルチレベル電力変換
装置の応用可能範囲が拡大できる効果が得られる。
【００５２】
【発明の効果】以上のように、この発明に係るマルチレ
ベル電力変換装置は、直流系の第１の電源に接続される
正極および負極端子、交流系または直流系の第２の電源
に接続される出力端子、上記正極端子と出力端子との間
および上記出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続
された複数のスイッチング素子の直列接続体、上記正極
端子と負極端子との間に接続された複数のキャパシタの
直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点
と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラ
ンプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオ
フ制御することにより、上記出力端子から、上記正極端
子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電
位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置にお
いて、直流側が上記各キャパシタの端子間に接続された
複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および互いに磁気
的に結合され上記各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたの
で、各キャパシタの電圧平衡化が速やかになされ、全体
として必要となるスイッチング素子や変圧器の設備容量
も低減できる。
ベル電力変換装置は、直流系の第１の電源に接続される
正極および負極端子、交流系または直流系の第２の電源
に接続される出力端子、上記正極端子と出力端子との間
および上記出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続
された複数のスイッチング素子の直列接続体、上記正極
端子と負極端子との間に接続された複数のキャパシタの
直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点
と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラ
ンプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオ
フ制御することにより、上記出力端子から、上記正極端
子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電
位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置にお
いて、直流側が上記各キャパシタの端子間に接続された
複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および互いに磁気
的に結合され上記各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたの
で、各キャパシタの電圧平衡化が速やかになされ、全体
として必要となるスイッチング素子や変圧器の設備容量
も低減できる。
【００５３】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置の変圧器は、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の一次巻線、および上記複数の一次
巻線を複数のグループに分けこれら各グループの一次巻
線と磁気的に結合し互いに接続された複数の二次巻線を
備えたので、変圧器が多数の巻線を用いる場合にそのリ
ーケージインダクタンスの調整が容易となる。
換装置の変圧器は、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の一次巻線、および上記複数の一次
巻線を複数のグループに分けこれら各グループの一次巻
線と磁気的に結合し互いに接続された複数の二次巻線を
備えたので、変圧器が多数の巻線を用いる場合にそのリ
ーケージインダクタンスの調整が容易となる。
【００５４】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、その各キャパシタの電圧を検出しその総和か
ら各キャパシタの直流電圧指令値を演算する手段、およ
び上記各キャパシタの電圧検出値と直流電圧指令値とが
一致するように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作
位相を所定の基準位相に対してシフトさせる手段を備え
たので、複数段のキャパシタの電圧を速やかに平衡化で
きるとともに、直流電圧の総和は別途独立に制御が可能
となる。
換装置は、その各キャパシタの電圧を検出しその総和か
ら各キャパシタの直流電圧指令値を演算する手段、およ
び上記各キャパシタの電圧検出値と直流電圧指令値とが
一致するように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作
位相を所定の基準位相に対してシフトさせる手段を備え
たので、複数段のキャパシタの電圧を速やかに平衡化で
きるとともに、直流電圧の総和は別途独立に制御が可能
となる。
【００５５】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、直流系の第１の電源に接続される正極および
負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続され
る出力端子、上記正極端子と出力端子との間および上記
出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された複数
のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と負極
端子との間に接続された４以上の複数のキャパシタの直
列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点と
上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラン
プダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオフ
制御することにより、上記出力端子から、上記正極端子
の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電位
出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置におい
て、互いに隣合う上記キャパシタの一対をキャパシタ対
とし、互いに直列に接続された一対のスイッチング素子
からなり、その直流側が上記各キャパシタ対の両端子間
に接続された複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、およ
び互いに磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接
続点と上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端
との間に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えた
ので、各キャパシタの電圧平衡化が速やかになされ、全
体として必要となるスイッチング素子や変圧器の設備容
量も低減できる。
換装置は、直流系の第１の電源に接続される正極および
負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続され
る出力端子、上記正極端子と出力端子との間および上記
出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された複数
のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と負極
端子との間に接続された４以上の複数のキャパシタの直
列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点と
上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラン
プダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオフ
制御することにより、上記出力端子から、上記正極端子
の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電位
出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置におい
て、互いに隣合う上記キャパシタの一対をキャパシタ対
とし、互いに直列に接続された一対のスイッチング素子
からなり、その直流側が上記各キャパシタ対の両端子間
に接続された複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、およ
び互いに磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接
続点と上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端
との間に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えた
ので、各キャパシタの電圧平衡化が速やかになされ、全
体として必要となるスイッチング素子や変圧器の設備容
量も低減できる。
【００５６】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、そのキャパシタの直列数が奇数の場合、この
うち１個のキャパシタとこのキャパシタの一方に隣合う
キャパシタとでキャパシタ対を構成するとともに上記１
個のキャパシタとこのキャパシタの他方に隣合うキャパ
シタとでキャパシタ対を構成するようにしたので、キャ
パシタの直列数が奇数の場合にも、そのすべてをキャパ
シタ対として構成することができ、この方式のマルチレ
ベル電力変換装置を確実に実現することができる。
換装置は、そのキャパシタの直列数が奇数の場合、この
うち１個のキャパシタとこのキャパシタの一方に隣合う
キャパシタとでキャパシタ対を構成するとともに上記１
個のキャパシタとこのキャパシタの他方に隣合うキャパ
シタとでキャパシタ対を構成するようにしたので、キャ
パシタの直列数が奇数の場合にも、そのすべてをキャパ
シタ対として構成することができ、この方式のマルチレ
ベル電力変換装置を確実に実現することができる。
【００５７】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、直流系の第１の電源に接続される正極および
負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続され
る出力端子、上記正極端子と出力端子との間および上記
出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された複数
のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と負極
端子との間に接続された５以上の奇数個のキャパシタの
直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点
と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラ
ンプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオ
フ制御することにより、上記出力端子から、上記正極端
子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電
位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置にお
いて、上記キャパシタのうち接続方向中央の１個を除く
キャパシタは、互いに隣合うキャパシタの一対をキャパ
シタ対とし、互いに直列に接続された一対のスイッチン
グ素子からなり、その直流側が上記各キャパシタ対の両
端子間に接続された複数の第１の補助ＡＣ／ＤＣ間電力
変換器、その直流側が上記１個のキャパシタの端子間に
接続された第２の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および
互いに磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接続
点と上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端と
の間ならびに上記第２のＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたの
で、各キャパシタの電圧平衡化が速やかになされ、全体
として必要となるスイッチング素子や変圧器の設備容量
も低減できる。
換装置は、直流系の第１の電源に接続される正極および
負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続され
る出力端子、上記正極端子と出力端子との間および上記
出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された複数
のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と負極
端子との間に接続された５以上の奇数個のキャパシタの
直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続点
と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるクラ
ンプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオンオ
フ制御することにより、上記出力端子から、上記正極端
子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電
位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置にお
いて、上記キャパシタのうち接続方向中央の１個を除く
キャパシタは、互いに隣合うキャパシタの一対をキャパ
シタ対とし、互いに直列に接続された一対のスイッチン
グ素子からなり、その直流側が上記各キャパシタ対の両
端子間に接続された複数の第１の補助ＡＣ／ＤＣ間電力
変換器、その直流側が上記１個のキャパシタの端子間に
接続された第２の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および
互いに磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接続
点と上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端と
の間ならびに上記第２のＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流
側に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたの
で、各キャパシタの電圧平衡化が速やかになされ、全体
として必要となるスイッチング素子や変圧器の設備容量
も低減できる。
【００５８】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、その変圧器を構成する磁路にギャップを設け
たので、各巻線に流れる直流電流成分による電力融通が
より円滑になされる。
換装置は、その変圧器を構成する磁路にギャップを設け
たので、各巻線に流れる直流電流成分による電力融通が
より円滑になされる。
【００５９】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、その各キャパシタ対（キャパシタ対以外に個
別のキャパシタが存在するときは当該キャパシタも含
む、以下同じ）の電圧を検出しその総和から各キャパシ
タ対の直流電圧指令値を演算する手段、および上記各キ
ャパシタ対の電圧検出値と直流電圧指令値とが一致する
ように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作位相を所
定の基準位相に対してシフトさせる手段を備えたので、
複数段のキャパシタの電圧を速やかに平衡化できるとと
もに、直流電圧の総和は別途独立に制御が可能となる。
換装置は、その各キャパシタ対（キャパシタ対以外に個
別のキャパシタが存在するときは当該キャパシタも含
む、以下同じ）の電圧を検出しその総和から各キャパシ
タ対の直流電圧指令値を演算する手段、および上記各キ
ャパシタ対の電圧検出値と直流電圧指令値とが一致する
ように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作位相を所
定の基準位相に対してシフトさせる手段を備えたので、
複数段のキャパシタの電圧を速やかに平衡化できるとと
もに、直流電圧の総和は別途独立に制御が可能となる。
【００６０】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、マルチレベル電力変換装置を複数台備え、直
流系の第１の電源を共通にして異なる複数の交流系の第
２の電源の相互間で電力の融通を行うマルチレベル電力
変換装置において、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器および
変圧器を、上記各マルチレベル電力変換装置で共用する
ようにしたので、交流電流間の効率的で経済的な電力融
通を行うことができる。
換装置は、マルチレベル電力変換装置を複数台備え、直
流系の第１の電源を共通にして異なる複数の交流系の第
２の電源の相互間で電力の融通を行うマルチレベル電力
変換装置において、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器および
変圧器を、上記各マルチレベル電力変換装置で共用する
ようにしたので、交流電流間の効率的で経済的な電力融
通を行うことができる。
【００６１】また、この発明に係るマルチレベル電力変
換装置は、その補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器を方形波モ
ードで運転するようにしたので、直流側電流の脈動が軽
減され、スイッチング損失も低減される。
換装置は、その補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器を方形波モ
ードで運転するようにしたので、直流側電流の脈動が軽
減され、スイッチング損失も低減される。
【図１】 この発明の実施の形態１のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図および動作波
形図である。
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図および動作波
形図である。
【図２】 この発明の実施の形態２のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図および動作波
形図である。
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図および動作波
形図である。
【図３】 この発明の実施の形態３のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図である。
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図である。
【図４】 図３の動作を説明するための図である。
【図５】 図３の動作を説明するための図である。
【図６】 この発明の実施の形態４のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図である。
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図である。
【図７】 この発明の実施の形態５のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図である。
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図である。
【図８】 この発明の実施の形態６のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図である。
／ＤＣ間電力変換装置の要部を示す回路図である。
【図９】 この発明の実施の形態７のマルチレベルＡＣ
／ＤＣ間電力変換装置を示す回路図である。
／ＤＣ間電力変換装置を示す回路図である。
【図１０】 マルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換装置の
動作原理を説明するための回路図である。
動作原理を説明するための回路図である。
【図１１】 従来のマルチレベルＡＣ／ＤＣ間電力変換
装置の要部を示す回路図である。
装置の要部を示す回路図である。
【図１２】 図１１の動作を説明するための図である。
Ｃｊ，Ｃｋ キャパシタ、ＴＲ 変圧器、Ｓ11〜Ｓ22等
スイッチ、ＣＯＮＶｊ，ＣＯＮＶｋ等 補助ＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換器。
スイッチ、ＣＯＮＶｊ，ＣＯＮＶｋ等 補助ＡＣ／Ｄ
Ｃ間電力変換器。
Claims (10)
- 【請求項１】 直流系の第１の電源に接続される正極お
よび負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続
される出力端子、上記正極端子と出力端子との間および
上記出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された
複数のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と
負極端子との間に接続された複数のキャパシタの直列接
続体、および上記スイッチング素子の直列接続点と上記
キャパシタの直列接続点との間に接続されるクランプダ
イオードを備え、上記スイッチング素子をオンオフ制御
することにより、上記出力端子から、上記正極端子の電
位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの電位出力
を得るようにしたマルチレベル電力変換装置において、 直流側が上記各キャパシタの端子間に接続された複数の
補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および互いに磁気的に結
合され上記各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流側に接
続された複数の巻線を有する変圧器を備えたことを特徴
とするマルチレベル電力変換装置。 - 【請求項２】 変圧器は、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器
の交流側に接続された複数の一次巻線、および上記複数
の一次巻線を複数のグループに分けこれら各グループの
一次巻線と磁気的に結合し互いに接続された複数の二次
巻線を備えたことを特徴とする請求項１記載のマルチレ
ベル電力変換装置。 - 【請求項３】 各キャパシタの電圧を検出しその総和か
ら各キャパシタの直流電圧指令値を演算する手段、およ
び上記各キャパシタの電圧検出値と直流電圧指令値とが
一致するように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作
位相を所定の基準位相に対してシフトさせる手段を備え
たことを特徴とする請求項１または２に記載のマルチレ
ベル電力変換装置。 - 【請求項４】 直流系の第１の電源に接続される正極お
よび負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続
される出力端子、上記正極端子と出力端子との間および
上記出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された
複数のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と
負極端子との間に接続された４以上の複数のキャパシタ
の直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接続
点と上記キャパシタの直列接続点との間に接続されるク
ランプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオン
オフ制御することにより、上記出力端子から、上記正極
端子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベルの
電位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置に
おいて、 互いに隣合う上記キャパシタの一対をキャパシタ対と
し、 互いに直列に接続された一対のスイッチング素子からな
り、その直流側が上記各キャパシタ対の両端子間に接続
された複数の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および互い
に磁気的に結合され上記各キャパシタ対の中間接続点と
上記各スイッチング素子対の中間接続点の交流端との間
に接続された複数の巻線を有する変圧器を備えたことを
特徴とするマルチレベル電力変換装置。 - 【請求項５】 キャパシタの直列数が奇数の場合、この
うち１個のキャパシタとこのキャパシタの一方に隣合う
キャパシタとでキャパシタ対を構成するとともに上記１
個のキャパシタとこのキャパシタの他方に隣合うキャパ
シタとでキャパシタ対を構成するようにしたことを特徴
とする請求項４記載のマルチレベル電力変換装置。 - 【請求項６】 直流系の第１の電源に接続される正極お
よび負極端子、交流系または直流系の第２の電源に接続
される出力端子、上記正極端子と出力端子との間および
上記出力端子と負極端子との間のそれぞれに接続された
複数のスイッチング素子の直列接続体、上記正極端子と
負極端子との間に接続された５以上の奇数個のキャパシ
タの直列接続体、および上記スイッチング素子の直列接
続点と上記キャパシタの直列接続点との間に接続される
クランプダイオードを備え、上記スイッチング素子をオ
ンオフ制御することにより、上記出力端子から、上記正
極端子の電位と上記負極端子の電位との間で複数レベル
の電位出力を得るようにしたマルチレベル電力変換装置
において、 上記キャパシタのうち接続方向中央の１個を除くキャパ
シタは、互いに隣合うキャパシタの一対をキャパシタ対
とし、 互いに直列に接続された一対のスイッチング素子からな
り、その直流側が上記各キャパシタ対の両端子間に接続
された複数の第１の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、その
直流側が上記１個のキャパシタの端子間に接続された第
２の補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器、および互いに磁気的
に結合され上記各キャパシタ対の中間接続点と上記各ス
イッチング素子対の中間接続点の交流端との間ならびに
上記第２のＡＣ／ＤＣ間電力変換器の交流側に接続され
た複数の巻線を有する変圧器を備えたことを特徴とする
マルチレベル電力変換装置。 - 【請求項７】 変圧器を構成する磁路にギャップを設け
たことを特徴とする請求項４ないし６のいずれかに記載
の記載のマルチレベル電力変換装置。 - 【請求項８】 各キャパシタ対（キャパシタ対以外に個
別のキャパシタが存在するときは当該キャパシタも含
む、以下同じ）の電圧を検出しその総和から各キャパシ
タ対の直流電圧指令値を演算する手段、および上記各キ
ャパシタ対の電圧検出値と直流電圧指令値とが一致する
ように、各補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器の動作位相を所
定の基準位相に対してシフトさせる手段を備えたことを
特徴とする請求項４ないし７のいずれかに記載のマルチ
レベル電力変換装置。 - 【請求項９】 請求項１ないし８のいずれかに記載のマ
ルチレベル電力変換装置を複数台備え、直流系の第１の
電源を共通にして異なる複数の交流系の第２の電源の相
互間で電力の融通を行うマルチレベル電力変換装置にお
いて、補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器および変圧器を、上
記各マルチレベル電力変換装置で共用するようにしたこ
とを特徴とするマルチレベル電力変換装置。 - 【請求項１０】 補助ＡＣ／ＤＣ間電力変換器を方形波
モードで運転するようにしたことを特徴とする請求項１
ないし９のいずれかに記載のマルチレベル電力変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20185798A JP3929177B2 (ja) | 1998-07-16 | 1998-07-16 | マルチレベル電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20185798A JP3929177B2 (ja) | 1998-07-16 | 1998-07-16 | マルチレベル電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000037078A true JP2000037078A (ja) | 2000-02-02 |
| JP3929177B2 JP3929177B2 (ja) | 2007-06-13 |
Family
ID=16448046
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20185798A Expired - Lifetime JP3929177B2 (ja) | 1998-07-16 | 1998-07-16 | マルチレベル電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3929177B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010220364A (ja) * | 2009-03-16 | 2010-09-30 | Tokyo Institute Of Technology | 電圧均一回路 |
| WO2013137749A1 (en) * | 2012-03-16 | 2013-09-19 | Auckland Uniservices Limited | Electrical systems with inductive power transfer-based energy balancing |
| CN105024577A (zh) * | 2015-07-29 | 2015-11-04 | 浙江大学 | 一种mmc桥臂电抗器电感值的选取方法 |
| JP2017017868A (ja) * | 2015-07-01 | 2017-01-19 | 株式会社高砂製作所 | 直流交流変換回路及び電源装置 |
| US11303214B2 (en) | 2020-02-19 | 2022-04-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power conversion device and power supply device |
| CN115208199A (zh) * | 2022-07-21 | 2022-10-18 | 忱芯电子(苏州)有限公司 | 高压拓扑电路及使用该高压拓扑电路的高压发生器 |
-
1998
- 1998-07-16 JP JP20185798A patent/JP3929177B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010220364A (ja) * | 2009-03-16 | 2010-09-30 | Tokyo Institute Of Technology | 電圧均一回路 |
| WO2013137749A1 (en) * | 2012-03-16 | 2013-09-19 | Auckland Uniservices Limited | Electrical systems with inductive power transfer-based energy balancing |
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| CN105024577A (zh) * | 2015-07-29 | 2015-11-04 | 浙江大学 | 一种mmc桥臂电抗器电感值的选取方法 |
| US11303214B2 (en) | 2020-02-19 | 2022-04-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power conversion device and power supply device |
| CN115208199A (zh) * | 2022-07-21 | 2022-10-18 | 忱芯电子(苏州)有限公司 | 高压拓扑电路及使用该高压拓扑电路的高压发生器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3929177B2 (ja) | 2007-06-13 |
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