JP2000021594A - 圧電素子を用いた安定器および力率補償回路 - Google Patents
圧電素子を用いた安定器および力率補償回路Info
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 蛍光灯の安定器の力率を改善し得るだけでな
く、安定器を低廉にかつ小型に製造し得る圧電素子を用
いる安定器および力率補償回路を提供することである。 【解決手段】 交流電源１と、蛍光ランプ４と、前記交
流電源１と蛍光ランプ４との間に接続され、負荷が低い
ときに高い電圧利得を有し、負荷が高いときに低い電圧
利得を有する圧電変圧器２０と、前記圧電変圧器２０に
並列に接続されたコンデンサとを備えて安定器を構成し
た。まず、ブリッジダイオード２とＣdcを用いて交流入
力をＤＣ電圧に変換させる。このように変換されたＤＣ
電圧は、スイッチＳ１およびＳ２を介して圧電変圧器２
０を共振させるため所望周波数の矩形波に形成される。
最後に、この矩形波電圧は圧電変圧器２０を駆動して正
弦波を得、この正弦波がランプ４を点灯させる。
く、安定器を低廉にかつ小型に製造し得る圧電素子を用
いる安定器および力率補償回路を提供することである。 【解決手段】 交流電源１と、蛍光ランプ４と、前記交
流電源１と蛍光ランプ４との間に接続され、負荷が低い
ときに高い電圧利得を有し、負荷が高いときに低い電圧
利得を有する圧電変圧器２０と、前記圧電変圧器２０に
並列に接続されたコンデンサとを備えて安定器を構成し
た。まず、ブリッジダイオード２とＣdcを用いて交流入
力をＤＣ電圧に変換させる。このように変換されたＤＣ
電圧は、スイッチＳ１およびＳ２を介して圧電変圧器２
０を共振させるため所望周波数の矩形波に形成される。
最後に、この矩形波電圧は圧電変圧器２０を駆動して正
弦波を得、この正弦波がランプ４を点灯させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電素子を用いた安
定器の設計および力率補償回路に関するもので、とくに
圧電素子を用いた蛍光灯の安定器の設計および力率を改
善するための力率補償回路に関するものである。
定器の設計および力率補償回路に関するもので、とくに
圧電素子を用いた蛍光灯の安定器の設計および力率を改
善するための力率補償回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の電子式蛍光灯の安定器には、ハー
フブリッジ（half-bridge ）で駆動する直列並列回路が
使用されている。図１は従来の共振型電子式安定器の回
路図である。図１において、１は２２０V の常用交流電
源、２はブリッジ回路、３はインダクタＬｆとコンデン
サＣｂとが並列に接続されたＬＣ共振子、４は蛍光ラン
プである。図１の共振型安定器において、点灯時にはイ
ンダクタＬｆおよびコンデンサＣｂが共振して十分なラ
ンプ始動電圧を得、点灯後には正弦波に近い電流波形を
得る。しかし、十分な始動電圧を得るためには、インダ
クタＬｆを数ｍＨ程度に設定すべきであるので、電子式
安定器の価格上昇の原因となる。また、一般に、蛍光灯
の安定器設計においては、ランプ４の点灯前と点灯後の
状態および安定器全体に対して力率を考慮しなければな
らない。
フブリッジ（half-bridge ）で駆動する直列並列回路が
使用されている。図１は従来の共振型電子式安定器の回
路図である。図１において、１は２２０V の常用交流電
源、２はブリッジ回路、３はインダクタＬｆとコンデン
サＣｂとが並列に接続されたＬＣ共振子、４は蛍光ラン
プである。図１の共振型安定器において、点灯時にはイ
ンダクタＬｆおよびコンデンサＣｂが共振して十分なラ
ンプ始動電圧を得、点灯後には正弦波に近い電流波形を
得る。しかし、十分な始動電圧を得るためには、インダ
クタＬｆを数ｍＨ程度に設定すべきであるので、電子式
安定器の価格上昇の原因となる。また、一般に、蛍光灯
の安定器設計においては、ランプ４の点灯前と点灯後の
状態および安定器全体に対して力率を考慮しなければな
らない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】最近、照明器具のエネ
ルギー効率を向上させるため、照明器具に対する入力電
流の高調波歪み（Total harmonic distortion ）に関す
る規定が強化されており、動作電力が増加するほどに力
率補償に対する必要性がさらに増加することになる。
ルギー効率を向上させるため、照明器具に対する入力電
流の高調波歪み（Total harmonic distortion ）に関す
る規定が強化されており、動作電力が増加するほどに力
率補償に対する必要性がさらに増加することになる。
【０００４】すなわち、ランプを点灯するためには、こ
のランプに数百Ｖの駆動電圧を印加しなければならず、
予熱型蛍光灯の場合、寿命向上のために初期放電電圧を
降下させる必要がある。また、ランプが点灯された後に
は、ランプの保護のために正弦波に近い一定平均電圧お
よび電流を供給すべきであり、この際に、高調波電流と
入力電圧、入力容量および効率面で、全力率は０．９４
以上とする必要がある。
のランプに数百Ｖの駆動電圧を印加しなければならず、
予熱型蛍光灯の場合、寿命向上のために初期放電電圧を
降下させる必要がある。また、ランプが点灯された後に
は、ランプの保護のために正弦波に近い一定平均電圧お
よび電流を供給すべきであり、この際に、高調波電流と
入力電圧、入力容量および効率面で、全力率は０．９４
以上とする必要がある。
【０００５】本発明の目的は、前述した従来技術の問題
点を解消するため、圧電素子の性質を用いてランプ点灯
前後の特性を改善した蛍光灯の安定器を提供することで
ある。また、本発明の他の目的は、安定器などにおい
て、力率を効果的に改善し得る力率補償回路を提供する
ことである。
点を解消するため、圧電素子の性質を用いてランプ点灯
前後の特性を改善した蛍光灯の安定器を提供することで
ある。また、本発明の他の目的は、安定器などにおい
て、力率を効果的に改善し得る力率補償回路を提供する
ことである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明に係る安定器は、交流電源と、蛍光ランプ
と、前記交流電源と蛍光ランプとの間に接続され、負荷
が低いときに高い電圧利得を有し、負荷が高いときに低
い電圧利得を有する圧電変圧器と、前記圧電変圧器に並
列に接続されたコンデンサとを備える。
め、本発明に係る安定器は、交流電源と、蛍光ランプ
と、前記交流電源と蛍光ランプとの間に接続され、負荷
が低いときに高い電圧利得を有し、負荷が高いときに低
い電圧利得を有する圧電変圧器と、前記圧電変圧器に並
列に接続されたコンデンサとを備える。
【０００７】好ましくは、前記ランプの点灯電圧および
正常状態の動作を満足させる動作周波数は７６〜７８Ｋ
Ｈｚである。
正常状態の動作を満足させる動作周波数は７６〜７８Ｋ
Ｈｚである。
【０００８】また、本発明に係る蛍光灯の安定器に使用
される力率補償回路は、電源と蛍光ランプとの間に接続
された圧電変圧器と、前記圧電変圧器に並列に接続され
たコンデンサと、前記電源からの入力電圧をクランピン
グするダイオードと、前記ダイオードに並列に接続され
たインダクタとを備える。
される力率補償回路は、電源と蛍光ランプとの間に接続
された圧電変圧器と、前記圧電変圧器に並列に接続され
たコンデンサと、前記電源からの入力電圧をクランピン
グするダイオードと、前記ダイオードに並列に接続され
たインダクタとを備える。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例につき図面
に基づいて詳細に説明する。本発明の実施例を説明する
ための全図面において、同一機能を有する要素には同一
符号を使用し、その反復説明は省略する。
に基づいて詳細に説明する。本発明の実施例を説明する
ための全図面において、同一機能を有する要素には同一
符号を使用し、その反復説明は省略する。
【００１０】基本的に、本発明においては、負荷が低い
ときは高い電圧利得を、負荷が高いときは低い電圧利得
を示し、高いＱ値の共振特性を有し、素子の小型化を実
現し得る圧電素子の性質を用いる。
ときは高い電圧利得を、負荷が高いときは低い電圧利得
を示し、高いＱ値の共振特性を有し、素子の小型化を実
現し得る圧電素子の性質を用いる。
【００１１】また、本発明に使用される圧電素子の共振
子としては、水晶またはセラミックスなどの圧電材料を
使用した共振子を使用し、ＢａＴｉＯ3 系、Ｐｂ（Ｚｒ
・Ｔｉ）Ｏ3 系、ＰｂＴｉＯ3 系など、直流高電圧を印
加して残留成分を発生させるセラミックス共振子が効果
的である。
子としては、水晶またはセラミックスなどの圧電材料を
使用した共振子を使用し、ＢａＴｉＯ3 系、Ｐｂ（Ｚｒ
・Ｔｉ）Ｏ3 系、ＰｂＴｉＯ3 系など、直流高電圧を印
加して残留成分を発生させるセラミックス共振子が効果
的である。
【００１２】本発明に使用される圧電変圧器は、負荷が
低いときは高い電圧利得を、負荷が高いときは低い電圧
利得を示す。これは、実際蛍光灯負荷を駆動するための
非常に適切な特性である。
低いときは高い電圧利得を、負荷が高いときは低い電圧
利得を示す。これは、実際蛍光灯負荷を駆動するための
非常に適切な特性である。
【００１３】このような特性を用いて１２Ｗ蛍光灯の安
定器を例として検討すると、蛍光灯負荷は点灯前に電流
が流れないので開放回路と、点灯後の正常状態では等価
的な非線形負荷抵抗（Ｒeq）とそれぞれ表現され、この
負荷抵抗は式（１）のようである。
定器を例として検討すると、蛍光灯負荷は点灯前に電流
が流れないので開放回路と、点灯後の正常状態では等価
的な非線形負荷抵抗（Ｒeq）とそれぞれ表現され、この
負荷抵抗は式（１）のようである。
【００１４】
【数１】
【００１５】ここで、Ｖlamp(rms) はランプの両端にか
かる瞬時電圧値であり、I lamp(rms ) はランプに流れる
瞬時電流値である。
かる瞬時電圧値であり、I lamp(rms ) はランプに流れる
瞬時電流値である。
【００１６】すなわち、非線形負荷抵抗は、ランプに印
加される電圧と電流に反比例する。本発明に使用される
圧電変圧器は、すぐランプを接続すると、点灯前には高
い電圧利得で始動電圧が確保され、ランプが点灯され正
常状態に至ると、等価負荷抵抗（Ｒeq）に対して所望動
作を行う。
加される電圧と電流に反比例する。本発明に使用される
圧電変圧器は、すぐランプを接続すると、点灯前には高
い電圧利得で始動電圧が確保され、ランプが点灯され正
常状態に至ると、等価負荷抵抗（Ｒeq）に対して所望動
作を行う。
【００１７】図２は本発明による圧電素子を用いた安定
器の回路図であり、図３は図２の構成によるランプ４の
点灯前後の電圧利得を示すグラフである。図２におい
て、図１と相違する点は、ＬＣ共振子３の代わりに低電
力の圧電変圧器２０を使用したことである。
器の回路図であり、図３は図２の構成によるランプ４の
点灯前後の電圧利得を示すグラフである。図２におい
て、図１と相違する点は、ＬＣ共振子３の代わりに低電
力の圧電変圧器２０を使用したことである。
【００１８】図３において、縦軸は利得を、横軸は周波
数（ＫＨｚ）を示し、Ａは点灯前の曲線、Ｂは点灯後の
曲線を示す。
数（ＫＨｚ）を示し、Ａは点灯前の曲線、Ｂは点灯後の
曲線を示す。
【００１９】図２の低電力圧電安定器の回路図で、まず
ブリッジダイオード２とＣdcを用いて交流入力をＤＣ電
圧に変換させる。このように変換されたＤＣ電圧は、ス
イッチＳ１およびＳ２を介して圧電変圧器を共振させる
ため所望周波数の矩形波に形成される。最後に、この矩
形波電圧は圧電変圧器を駆動して正弦波を得、この正弦
波がランプを点灯させる。
ブリッジダイオード２とＣdcを用いて交流入力をＤＣ電
圧に変換させる。このように変換されたＤＣ電圧は、ス
イッチＳ１およびＳ２を介して圧電変圧器を共振させる
ため所望周波数の矩形波に形成される。最後に、この矩
形波電圧は圧電変圧器を駆動して正弦波を得、この正弦
波がランプを点灯させる。
【００２０】図２に示す圧電変圧器２０はかなり大きい
Ｑ値の共振特性を有するので、矩形波を１次端に印加し
てもランプ４に印加される２次端の波形は正弦波とな
る。この回路において、Ｃext は点灯前にランプ４のフ
ィラメントを加熱する十分な予熱電流（ランプの予熱電
流４００ｍＡ）を流すもので、このコンデンサＣext の
容量は式（２）によって求めると、約２．２ｎＦとな
る。
Ｑ値の共振特性を有するので、矩形波を１次端に印加し
てもランプ４に印加される２次端の波形は正弦波とな
る。この回路において、Ｃext は点灯前にランプ４のフ
ィラメントを加熱する十分な予熱電流（ランプの予熱電
流４００ｍＡ）を流すもので、このコンデンサＣext の
容量は式（２）によって求めると、約２．２ｎＦとな
る。
【００２１】
【数２】
【００２２】式（２）において、Ｉpreheat はランプを
点灯するために必要な予熱電流を示し、Ｖpeakはランプ
点灯のために必要な点灯電圧を示し、ωはランプ駆動周
波数を示す。
点灯するために必要な予熱電流を示し、Ｖpeakはランプ
点灯のために必要な点灯電圧を示し、ωはランプ駆動周
波数を示す。
【００２３】回路の動作周波数は、点灯電圧と正常状態
での動作をともに満足させ得る周波数として選択し、こ
れは次のような過程により得る。
での動作をともに満足させ得る周波数として選択し、こ
れは次のような過程により得る。
【００２４】図３において、点灯前曲線Ａは圧電素子の
等価回路モデリングによる模擬実験で得た電圧利得曲線
であり、点灯後の曲線Ｂは非線形負荷抵抗を使用して得
た電圧利得曲線を示す。ここで、１２．５Ｗ電力の非線
形負荷抵抗Ｒeq値が８００Ωである場合、基本波仮定に
よる圧電変圧器の１次側にかかる基本波のｒｍｓ値は
等価回路モデリングによる模擬実験で得た電圧利得曲線
であり、点灯後の曲線Ｂは非線形負荷抵抗を使用して得
た電圧利得曲線を示す。ここで、１２．５Ｗ電力の非線
形負荷抵抗Ｒeq値が８００Ωである場合、基本波仮定に
よる圧電変圧器の１次側にかかる基本波のｒｍｓ値は
【数３】 である。
【００２５】ここで、Ｖp.fund,rmsは、圧電変圧器の１
次側にかかる基本波の瞬時電圧値を示す。
次側にかかる基本波の瞬時電圧値を示す。
【００２６】圧電変圧器の２次側にかかる電圧、つまり
点灯電圧と正常状態電圧はそれぞれ５００Ｖ（peak）と
９２Ｖrms であり、圧電変圧器に必要な電圧利得は点灯
時には２．５３、正常状態動作時には０．６６となる。
図３において、この両方の条件を満足させる動作周波数
は７７．２ＫＨｚとなる。
点灯電圧と正常状態電圧はそれぞれ５００Ｖ（peak）と
９２Ｖrms であり、圧電変圧器に必要な電圧利得は点灯
時には２．５３、正常状態動作時には０．６６となる。
図３において、この両方の条件を満足させる動作周波数
は７７．２ＫＨｚとなる。
【００２７】また、本発明の圧電変圧器を用いた安定器
において、駆動電力を１８Ｗに高めるためには、第一に
圧電変圧器を並列に連結して使用する方法、第二に圧電
変圧器を多層構造に構成する方法、第三に圧電変圧器の
駆動回路を改善する方法がある。
において、駆動電力を１８Ｗに高めるためには、第一に
圧電変圧器を並列に連結して使用する方法、第二に圧電
変圧器を多層構造に構成する方法、第三に圧電変圧器の
駆動回路を改善する方法がある。
【００２８】圧電変圧器の入力端に加わる矩形波は、変
圧器内部の入力容量のため、スイッチを介してピーク電
流が流れることになる。したがって、この電流を遮断す
るためにはインダクタを使用することが好ましい。
圧器内部の入力容量のため、スイッチを介してピーク電
流が流れることになる。したがって、この電流を遮断す
るためにはインダクタを使用することが好ましい。
【００２９】図４は、本発明によるダイオードクランピ
ング方法を示す回路図である。図４において、４１，４
２は互いに直列に接続されたダイオード、４３はダイオ
ード４１と４２との接続点に並列に接続されたインダク
タである。
ング方法を示す回路図である。図４において、４１，４
２は互いに直列に接続されたダイオード、４３はダイオ
ード４１と４２との接続点に並列に接続されたインダク
タである。
【００３０】すなわち、図４は、圧電変圧器内部に存在
する入力コンデンサによりスイッチＳ１とＳ２を介して
ピーク電流が流れ、これを防止するため、小さいインダ
クタ（Ｌｒ）４３を図２の構成に付加したものである。
また、大きな電力を駆動するために多層構造に構成した
ときは、内部入力コンデンサの容量がさらに大きくな
り、このときはインダクタ（Ｌｒ）が必ず必要になる。
しかし、ピーク電流を防ぐために使用したインダクタ
（Ｌｒ）は入力コンデンサと共振して入力端の電圧を過
度に高め得るが、この入力端の過電圧を防止するため、
本実施例ではクランピングダイオード４１，４２を付加
した。
する入力コンデンサによりスイッチＳ１とＳ２を介して
ピーク電流が流れ、これを防止するため、小さいインダ
クタ（Ｌｒ）４３を図２の構成に付加したものである。
また、大きな電力を駆動するために多層構造に構成した
ときは、内部入力コンデンサの容量がさらに大きくな
り、このときはインダクタ（Ｌｒ）が必ず必要になる。
しかし、ピーク電流を防ぐために使用したインダクタ
（Ｌｒ）は入力コンデンサと共振して入力端の電圧を過
度に高め得るが、この入力端の過電圧を防止するため、
本実施例ではクランピングダイオード４１，４２を付加
した。
【００３１】本発明において、より大きな電力を駆動す
るためには多層構造を使用するが、このときは入力コン
デンサの容量がさらに大きくなって、さらに大きいピー
ク電流が流れるので、このインダクタ４３は必須であ
る。しかし、ピーク電流を防止するために使用したイン
ダクタ４３は圧電変圧器の内部容量と共振を起こして、
変圧器の入力端にかかる電圧を過度に高めることがあ
り、このときは変圧器の１、２次端の絶縁を破壊する可
能性がある。したがって、この入力電圧を制限するた
め、ダイオード４１，４２で入力電圧をクランピングす
る。
るためには多層構造を使用するが、このときは入力コン
デンサの容量がさらに大きくなって、さらに大きいピー
ク電流が流れるので、このインダクタ４３は必須であ
る。しかし、ピーク電流を防止するために使用したイン
ダクタ４３は圧電変圧器の内部容量と共振を起こして、
変圧器の入力端にかかる電圧を過度に高めることがあ
り、このときは変圧器の１、２次端の絶縁を破壊する可
能性がある。したがって、この入力電圧を制限するた
め、ダイオード４１，４２で入力電圧をクランピングす
る。
【００３２】図５は前述した電流電圧方式を考慮して圧
電変圧器２０を等価回路で表す力率補償回路図である。
電変圧器２０を等価回路で表す力率補償回路図である。
【００３３】図５において、５１は圧電変圧器の等価回
路、５２〜５４はダイオード、５５はチャージポンプコ
ンデンサである。ダイオード５３と５４とは直列に接続
され、コンデンサ５５はダイオード５３および５４に対
して並列に接続される。
路、５２〜５４はダイオード、５５はチャージポンプコ
ンデンサである。ダイオード５３と５４とは直列に接続
され、コンデンサ５５はダイオード５３および５４に対
して並列に接続される。
【００３４】図５は力率改善のために図４の構成にチャ
ージポンプコンデンサ５５を付加した構成である。既存
のインバータではこのコンデンサが共振回路に影響を及
ぼすが、圧電変圧器を使用する場合には圧電変圧器自体
の電圧利得で負荷を駆動するので、出力波形に対するコ
ンデンサ５５の影響を減らすことができる。
ージポンプコンデンサ５５を付加した構成である。既存
のインバータではこのコンデンサが共振回路に影響を及
ぼすが、圧電変圧器を使用する場合には圧電変圧器自体
の電圧利得で負荷を駆動するので、出力波形に対するコ
ンデンサ５５の影響を減らすことができる。
【００３５】すなわち、力率改善のために従来の直並列
インバータに使用される場合、チャージポンプコンデン
サ５５が共振回路に影響を及ぼすことになる。したがっ
て、このコンデンサ５５がランプ電流と電圧にひずみ現
象を発生させてランプ電流の波高率を悪くする。これを
改善するためには、追加の共振回路が使用されなければ
ならない。しかし、本発明の圧電変圧器２０に適用する
場合、圧電変圧器２０では圧電変圧器自体の電圧利得で
負荷を駆動するので、ランプに出力される変圧器の２次
端の波形に対するコンデンサ５５の直接的な影響を減ら
すことができる。
インバータに使用される場合、チャージポンプコンデン
サ５５が共振回路に影響を及ぼすことになる。したがっ
て、このコンデンサ５５がランプ電流と電圧にひずみ現
象を発生させてランプ電流の波高率を悪くする。これを
改善するためには、追加の共振回路が使用されなければ
ならない。しかし、本発明の圧電変圧器２０に適用する
場合、圧電変圧器２０では圧電変圧器自体の電圧利得で
負荷を駆動するので、ランプに出力される変圧器の２次
端の波形に対するコンデンサ５５の直接的な影響を減ら
すことができる。
【００３６】本発明では、まず予熱電流を考慮したＣ
ext と圧電変圧器２０の動作周波数を、前述した１２Ｗ
の場合と同方法で得る。すなわち、Ｃext は２．２ｎＦ
となり、動作周波数は７７．２ＫＨｚとなる。ここで、
動作周波数は、１８Ｗ安定器の非線形負荷抵抗が５００
Ωであり、正常状態でのランプ駆動電圧は８５Ｖとな
り、これを１２Ｗ計算の場合と同様の過程で得ることに
なる。その他に使用された素子であるコンデンサ５５お
よびＬｒ４１を求める過程は次のようである。
ext と圧電変圧器２０の動作周波数を、前述した１２Ｗ
の場合と同方法で得る。すなわち、Ｃext は２．２ｎＦ
となり、動作周波数は７７．２ＫＨｚとなる。ここで、
動作周波数は、１８Ｗ安定器の非線形負荷抵抗が５００
Ωであり、正常状態でのランプ駆動電圧は８５Ｖとな
り、これを１２Ｗ計算の場合と同様の過程で得ることに
なる。その他に使用された素子であるコンデンサ５５お
よびＬｒ４１を求める過程は次のようである。
【００３７】６０Ｈｚラインの半周期間の入力電力は、
効率ηを考慮するとき、出力電力と同じになるので、式
（４）のような関係式を得ることになる。
効率ηを考慮するとき、出力電力と同じになるので、式
（４）のような関係式を得ることになる。
【００３８】
【数４】
【００３９】ここで、Ｐinは入力電力を、Ｐout は出力
電力を示し、ηはこの両値の比で、電力効率を示す。そ
して、ｉin,avgは１スイッチング周期間の平均入力電流
を、Ｖg は入力電圧値を示す。
電力を示し、ηはこの両値の比で、電力効率を示す。そ
して、ｉin,avgは１スイッチング周期間の平均入力電流
を、Ｖg は入力電圧値を示す。
【００４０】
【数５】
【００４１】ここで、ｉin,avgは１スイッチング周期間
の平均入力電流を示し、ｆs は圧電変圧器の駆動周波数
を、Ｃinは力率改善のために使用したコンデンサの容
量、そしてＶg は入力電圧値をそれぞれ示す。
の平均入力電流を示し、ｆs は圧電変圧器の駆動周波数
を、Ｃinは力率改善のために使用したコンデンサの容
量、そしてＶg は入力電圧値をそれぞれ示す。
【００４２】ところで、１スイッチング周期間の入力電
流は図６のようであり、この電流の平均である式（５）
を式（４）に代入して展開すると、Ｃin５５は式（６）
と同じになる。
流は図６のようであり、この電流の平均である式（５）
を式（４）に代入して展開すると、Ｃin５５は式（６）
と同じになる。
【００４３】
【数６】
【００４４】最後に、Ｌｒ４３は、まずＣin＞＞Ｃ１と
仮定すると、入力電流は次のように近似させ得る。
仮定すると、入力電流は次のように近似させ得る。
【００４５】
【数７】
【００４６】ここで、ｉinは入力電流、Ｚ0 ＝（Ｌr ／
Ｃin）1/2 、ω0 は共振周波数である。
Ｃin）1/2 、ω0 は共振周波数である。
【００４７】これを１スイッチング周期間の平均入力電
流とすると、式（８）のようである。
流とすると、式（８）のようである。
【００４８】
【数８】
【００４９】ここで、Ｚ0 ＝（Ｌr ／Ｃin）1/2 であ
り、ｉin,avgは１スイッチング周期間の平均電流であ
る。
り、ｉin,avgは１スイッチング周期間の平均電流であ
る。
【００５０】したがって、式（５）と式（８）とからピ
ーク電流防止用インダクタＬｒを求めると次のようであ
る。
ーク電流防止用インダクタＬｒを求めると次のようであ
る。
【００５１】
【数９】
【００５２】
【発明の効果】前述したように、本発明によると、従来
の共振型電子式安定器のＬＣ共振子の代わりに圧電素子
を使用した圧電変圧器を使用するので、蛍光灯の安定器
の力率を改善し得るだけでなく、安定器を低廉にかつ小
型に製造し得る。
の共振型電子式安定器のＬＣ共振子の代わりに圧電素子
を使用した圧電変圧器を使用するので、蛍光灯の安定器
の力率を改善し得るだけでなく、安定器を低廉にかつ小
型に製造し得る。
【図１】従来の共振型電子式安定器の回路図である。
【図２】本発明による圧電変圧器を使用した安定器の回
路図である。
路図である。
【図３】図２の回路において、ランプの点灯前後の電圧
利得を示すグラフである。
利得を示すグラフである。
【図４】本発明によるダイオードクランピング方法を示
す回路図である。
す回路図である。
【図５】本発明による圧電変圧器を等価回路で示した力
率補償回路図である。
率補償回路図である。
【図６】チャージポンプＰＦＣ回路の入力電流を示すグ
ラフである。
ラフである。
１ 交流電源 ２ ブリッジ回路 ３ ＬＣ共振子 ４ 蛍光ランプ ２０ 圧電変圧器 ４１，４２ ダイオード ４３ インダクタ ５１ 圧電器の等価回路 ５２，５３，５４ ダイオード ５５ チャージポンプコンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA02 AC02 BA03 BB01 BC01 BC07 DB03 DD04 GA02 GB12 GC04 HB03 5H007 AA02 BB03 CA02 CB12 CB22 CC32 5H420 CC04 DD03 EA12 EB39 EB40
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源と、 蛍光ランプと、 前記交流電源と蛍光ランプとの間に接続され、負荷が低
いときに高い電圧利得を有し、負荷が高いときに低い電
圧利得を有する圧電変圧器と、 前記圧電変圧器に並列で接続されたコンデンサとを備え
ることを特徴とする安定器。 - 【請求項２】 前記ランプの点灯電圧および正常状態の
動作を満足させる動作周波数が７６〜７８ＫＨｚである
ことを特徴とする請求項１に記載の安定器。 - 【請求項３】 蛍光灯の安定器に使用される力率補償回
路であって、 電源と蛍光ランプとの間に接続された圧電変圧器と、 前記圧電変圧器に並列に接続されたコンデンサと、 前記電源からの入力電圧をクランピングするダイオード
と、 前記ダイオードに並列に接続されたインダクタとを備え
ることを特徴とする力率補償回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019980025210A KR20000003907A (ko) | 1998-06-30 | 1998-06-30 | 압전소자를 이용한 안정기 및 역률보상회로 |
| KR98-25210 | 1998-06-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000021594A true JP2000021594A (ja) | 2000-01-21 |
Family
ID=19541701
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10268382A Pending JP2000021594A (ja) | 1998-06-30 | 1998-09-22 | 圧電素子を用いた安定器および力率補償回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000021594A (ja) |
| KR (1) | KR20000003907A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003019990A1 (en) * | 2001-08-27 | 2003-03-06 | Dong-Soo Paik | Electronic ballast with piezoelectric ceramics |
| KR100439398B1 (ko) * | 2001-05-22 | 2004-07-09 | 주식회사 멀티채널랩스 | 압전트랜스를 이용한 디지탈 콘트롤 전자식 안정기 |
| JP2009539221A (ja) * | 2006-05-31 | 2009-11-12 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ランプ駆動回路 |
| CN108616260A (zh) * | 2018-04-02 | 2018-10-02 | 广州慧智微电子有限公司 | 一种功率放大器的电源电路 |
| CN113872432A (zh) * | 2021-11-17 | 2021-12-31 | 四川莱福德科技有限公司 | 一种功率因数校正变换器及控制方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101036934B1 (ko) * | 2009-06-23 | 2011-05-25 | 서울대학교산학협력단 | 압전 트랜스듀서 컨버터, 이를 이용한 발광 다이오드 구동 장치 및 전력 변환 방법 |
| KR102560807B1 (ko) | 2016-05-30 | 2023-07-28 | 주식회사 위츠 | 공진 모듈 및 그를 이용한 무선 전력 송신 장치 |
-
1998
- 1998-06-30 KR KR1019980025210A patent/KR20000003907A/ko not_active Application Discontinuation
- 1998-09-22 JP JP10268382A patent/JP2000021594A/ja active Pending
Cited By (6)
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| WO2003019990A1 (en) * | 2001-08-27 | 2003-03-06 | Dong-Soo Paik | Electronic ballast with piezoelectric ceramics |
| JP2009539221A (ja) * | 2006-05-31 | 2009-11-12 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ランプ駆動回路 |
| CN108616260A (zh) * | 2018-04-02 | 2018-10-02 | 广州慧智微电子有限公司 | 一种功率放大器的电源电路 |
| CN108616260B (zh) * | 2018-04-02 | 2022-05-10 | 广州慧智微电子股份有限公司 | 一种功率放大器的电源电路 |
| CN113872432A (zh) * | 2021-11-17 | 2021-12-31 | 四川莱福德科技有限公司 | 一种功率因数校正变换器及控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20000003907A (ko) | 2000-01-25 |
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