ITTS20000004A1 - Stima del canale e delle potenze degli utenti nel downlink standard umts in modalita' tdd - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

La Fig. 1 mostra la struttura del burst prevista dallo standard UMTS nel modo TDD. La parte centrale (midambolo) contiene le sequenze di training associate ai vari utenti, ed é utilizzata per la stima dì canale e l'individuazione dei codici di spreading attivi con le tecniche note in letteratura.

Il segnale di training utilizzato nel downlink é del tutto simile a quello impiegato nella tratta di uplink. Lo standard ha stabilito che a ciascun utente venga assegnata una versione “shiftata" di una sequenza base caratterizzata da buone proprietà di autocorrelazione e che la sequenza risultante venga poi modulata con un filtro a radice di coseno rialzato con roll-off a = 0.22. Questo modello consente di effettuare in up-link la stima dei canali associati agli utenti utilizzando ad esempio algoritmi già noti. Nel downlink la stima di canale si pone in forma diversa in quanto i canali relativi ai vari utenti differiscono soltanto per un fattore moltiplicativo reale (fattore di scala) che dipende dalla potenza associata all'utente. In particolare tale fattore é nullo quando l'utente non é attivo. Pertanto, a differenza dell'uplink in cui si devono stimare Nulc anali diversi (uno per ciascuno degli Nut utenti attivi), nel downlink il problema consiste nella stima di un solo canale e delle A^pote nze relative ai vari utenti.

Il segnale ricevuto é espresso da

(1) ( ) ( ) ( )

dove w(f) rappresenta il contributo del rumore termico, mentre s(t) é la componente di segnale utile

(2)

Nella (2) P rappresenta la lunghezza della sequenza base del midambolo espressa in intervalli di chip T , h(t) è la risposta impulsiva del canale supposta limitata sull'intervallo (0, WT), α(,) = {α^; \ - W ≤ k ≤ P- \} rappresenta la sequenza di training associata all'utente /-esimo mentre % = -JPj , essendo la potenza relativa all'utente /-esimo (quando l'utente non é attivo si ha γί = 0 ). Nello standard UMTS i parametri P,W e Nut sono legati dalla relazione

(3)

Le sequenze di training α^, lr≤ < Nut sono derivate da una sequenza base di P elementi a =[α0,α1,...,αΡ-1] attraverso la relazione

dove la notazione |njP indica il resto della divisione di n per P. Senza perdita di generalità, nel seguito ammettiamo che l'utente desiderato sia il numero 1 e poniamo γλ — 1 . Il segnale ricevuto viene inviato al filtro di ricezione e campionato con periodo TI 2. 1 campioni cosi ottenuti sono espressi da

(5)

dove {h(k)\ Qt≤ k ≤ 2W sono i campioni di h(t) agli istanti kT 12 mentre b ® é legato alla /-esima sequenza di midambolo dalla relazione

(6)

Dalla (5) risulta evidente che ci sono 2 W Nut - 1 parametri non noti da stimare, ovvero le Nu, ~ l ampiezze (yf ; 2 < i ≤ Nut - 1} e i 2 W campioni {h(k),· Q< k <2W - Vj della risposta impulsiva del canale. Vale la pena notare che una stima corretta delle ampiezze (y,· ; 2 < i ≤ Nut - 1} consente di stabilire quali codici sono effettivamente attivi nel collegamento e questa informazione é essenziale se si vuole effettuare una qualsiasi forma di Joint Detection. La stima

delle ampiezze consente inoltre di ottenere una migliore precisione nella stima del canale, con un Mean Square Error (MSE)

(7)

vicino al limite teorico. Questo limite e' dato da

(8)

essendo 2? = (1+ a)/ 2T la banda del segnale utile e σ<2 >la potenza dei campioni di rumore w(«). La (8) é ottenuta ammettendo che le ampiezze y, siano note e le sequenze di midambolo abbiano spettro bianco.

Stato dell'arte

II problema della stima di canale mediante sequenze di training ha ricevuto grande interesse negli ultimi anni. I riferimenti che si trovano in letteratura forniscono un quadro chiaro dei risultati raggiunti. In particolare, sono ben noti alcuni algoritmi di stima del canale che operano nel dominio del tempo e sono basati sul metodo dei minimi quadrati. In altri casi la stima di canale é realizzata nel dominio della frequenza utilizzando tecniche di Discrete Fourier Transform (DFT). Per quest'ultimo approccio è stato proposto un metodo per la ricerca delle sequenze di training ottime. Gli algoritmi di cui sopra effettuano la stima di canale senza considerare le informazioni a priori {Side Information) relative alla forma del filtro di trasmissione. Per i formati di modulazione a singolo utente questo problema é stato già trattato sia nel dominio del tempo, che nel dominio delle frequenze. Dai risultati raggiunti e presenti in letteratura si evince che l'utilizzo della “Side Information” consente di ottenere una migliore precisione di stima rispetto ai metodi convenzionali.

Nei sistemi ibridi TDMA/CDMA, quali ad esempio il TDD mode dello standard UMTS, il problema della stima di canale é affrontato e risolto esclusivamente per l'uplink, dove la base station (BS) deve stimare fino a 16 risposte impulsive diverse (una per ciascun utente attivo). Nel downlink, il segnale relativo ai vari utenti arriva ad una determinata MS passando per un unico canale. La situazione pratica appare tuttavia complicata dal fatto che la MS non dispone, a differenza della BS, di informazioni sui codici di spreading attivi nello slot, necessarie per realizzare la JD. Di conseguenza nel downlink si rende necessaria la rivelazione dei codici attivi. Ciò può ottenersi stimando congiuntamente la risposta impulsiva del canale e le potenze relative ai vari utenti. In questo brevetto il problema viene risolto mediante un algoritmo iterativo di limitata complessità computazionale, che consente un notevole miglioramento delle prestazioni del ricevitore in termini di bit-error-rate. Descrizione del brevetto

Si considerino i 2P campioni del segnale ricevuto espressi in (5). L'obiettivo dell' invenzione è quello della stima congiunta del canale e delle ampiezze dei vari utenti, ovvero dei vettori

(9)

(10)

(la notazione (■) T

indica l'operazione di trasposizione) a partire dal vettore delle osservazioni

(11)

A tal fine si osservi che la (5) può essere scritta in forma vettoriale nel modo seguente

(12)

dove hs è un vettore 2NutW - dimensionale definito da

(13)

mentre P é una matrice di dimensioni 2Px 2NulW composta di Nut blocchi, ciascuno di dimensione 2P x 2W

(14)

L'elemento sulla π-esima riga e /c-esima colonna del blocco

espresso da

(15)

dove b ^ é definito in (6). Il vettore H» = [w(0),w(l),...,w(2/>-l)]r contiene i campioni di rumore ed é Gaussiano a media nulla, con matrice di covarianza

(16)

essendo I2P la matrice identica di ordine 2 P e avendo indicato con (■) l'operatore Hermitiano.

II primo passo consiste nel ricavare una stima del vettore hs utilizzando tecniche di DFT. A tal fine, anziché adoperare un algoritmo standard, si è modificato un precedente metodo che utilizzava la "Side Information" nel dominio della frequenza, adattandolo al caso dei sistemi ibridi TDMA/CDMA. In questo modo si è potuto sfruttare vantaggiosamente le informazioni a priori sulla banda del filtro di trasmissione. Grazie ad esse é possibile conseguire una riduzione del MSE pari ad un fattore BT che in UMTS é dell'ordine di 0.6. Posto

(17)

(con int(x) si indica la parte intera di x) si calcola il vettore y di dimensione

2NutW mediante la seguente espressione

(18)

Nella (18), [_y]n rappresenta la π-esima componente di y, X{m ) é la DFT (su 2 P punti) del vettore delle osservazioni x

(19)

mentre A(m ) é la DFT (su P punti) della sequenza base a

(20)

Utilizzando i risultati noti in letteratura si può mostrare che

(21)

dove w rappresenta il contributo del rumore termico, ed é un vettore Gaussiano a media nulla con matrice di covarianza C La (21) indica che y rappresenta una stima non polarizzata del vettore hs contenente le risposte impulsive dei vari utenti (vedi (13)).

Per procedere, si suddivide y in Nut vettori {y,, li< ≤ Nul}, ciascuno di dimensione 2 W

(22)

La fr-esima componente di yt é espressa da

(23)

In base alla (21) e alla (13) si ha

(24)

dove Wj é la /-esima sezione del vettore . Si osservi che il vettore y, rappresenta una stima del canale yfi relativo all'r-esimo utente.

L'idea fondamentale del brevetto é quella di stimare congiuntamente i vettori h e 7 a partire da y. In questo modo si ottiene un duplice vantaggio: i ) si ottiene una precisione nella stima di canale migliore di quella ottenibile con gli algoritmi noti in letteratura ii) si riesce a stabilire con un buon grado di affidabilità quali utenti siano effettivamente attivi nel collegamento. Il criterio adottato é quello dei minimi quadrati, ovvero

(25)

dove I <■ >|| indica la norma di un vettore mentre h e γ rappresentano valori di tentativo per h e 7 . Purtroppo il problema (25) non é lineare ed é difficile determinare una soluzione in forma chiusa. Esso verrà quindi scisso in due problemi più semplici: i ) stima di 7 supposto h noto; ii) stima di h supposto 7 noto. Ciò consentirà' di arrivare alla soluzione della (24) in maniera iterativa.

Stima di 7 supposto h noto

In questo caso il problema (25) si semplifica in

(26)

la cui soluzione é

(27)

dove 9?e(je) indica la parte reale di x.

Stima di h supposto 7 noto

In questo caso il problema (25) diventa

(28)

la cui soluzione é

(29)

i l

Stima congiunta di h e γ

Utilizzando i risultati (27) e (29) é possibile ottenere un algoritmo iterativo per la stima congiunta dei vettori h e 7 . Dette infatti h e γ le stime al passo kesimo, dalla (27) si ha

(30)

mentre dalla (29) si trova

(31)

Per simulazione si vede che il metodo (30)-(31) converge verso la soluzione (25) con poche iterazioni (circa 3). Esso necessita comunque di una stima di canale iniziale h ^ da cui partire. Una volta che sia disponibile h ^ é infatti possibile calcolare γ(0) mediante la (30). Dato γ(0) si calcola poi h (1^ mediante la (31) e cosi via. Per capire come si può' ottenere h ^ si ritorni per un momento alla (24). Ricordando che si é posto γλ — 1 , é facile rendersi conto che >>, rappresenta una stima rumorosa di h. Pertanto si può' porre semplicemente h — yx .

Un'altra cosa da sottolineare é che la stima di 7 consente di stabilire in modo affidabile quali utenti siano attivi nel collegamento. A tal fine é sufficiente confrontare con una opportuna soglia λ . L'utente /-esimo viene dichiarato attivo 0 no a seconda che sia > λ oppure y, < λ.

Nelle tabelle I e II, l’MSE ottenuto per simulazione utilizzando il metodo proposto é indicato con ed e’ confrontato con il limite teorico MSEbouni in (8). É anche riportato con l'acronimo MSEsti il valore dell'MSE relativo al metodo di stima standard utilizzato per l'uplink.ll metodo standard e' espresso da

(32)

dove Zj é un vettore costituito dai primi 2W elementi del vettore

(33)

Sostituendo la (12) in (33) si trova

(34)

con La (34) indica che z rappresenta una stima non polarizzata del vettore hs . Per evidenziare i miglioramenti conseguibili col metodo proposto i risultati presenti nelle tabelle I e II vengono confrontati anche con un terzo metodo classico di stima. Quest'ultimo è stato denominato metodo ad hoc e si ottiene ragionando nel modo seguente. Cosi come fatto con il vettore y in (22), si suddivida z in Nut vettori {ζ,,Ι < i ≤ Nulj, ciascuno di dimensione 2 W

(35)

con la fc-esima componente di z, espressa da

(36)

In base alla (34) e alla (13) si ha allora

(37)

dove μί è la f-esima sezione del vettore μ. Pertanto una stima di canale può essere ottenuta a partire dai vettori z) mediante il seguente algoritmo ad hoc

(38)

dove i coefficienti {T]i } espressi da

(39)

Si osservi che in assenza di rumore, ovvero quando z, = yth , i secondi membri delle (38)-(39) coincidono rispettivamente con h e y,· . L'MSE relativo all'algoritmo (38)-(39) é riportato nelle tabelle I e II con l'acronimo MSE Λ .

I risultati delle tabelle I e II sono normalizzati rispetto a MSEstd e sono ottenuti utilizzando il modello di canale 3 presente nei documenti del 3-GPP (3-Generation Partnership Project) nell'ipotesi che gli utenti attivi abbiano tutti la stessa potenza. Come si può osservare, il metodo proposto ha valori di MSE abbastanza vicini al bound e garantisce prestazioni nettamente superiori sia rispetto al metodo standard che rispetto al metodo ad hoc, almeno per rapporti segnale rumore di interesse pratico (6-8 dB).

Tab.2 Confronto di prestazioni nella stima di canale per SNR=8.dB.

Esempio di applicazione

In modalità TDD il ricevitore non può essere realizzato come un semplice Rake dal momento che le sue prestazioni sarebbero fortemente degradate dall'interferenza da accesso multiplo (MAI) dovuta alla selettività in frequenza del canale. D'altra parte il numero limitato di utenti contemporaneamente attivi in un time-slot rende computazionalmente possibile l'uso di tecniche di joint detection anche nel downlink del sistema UMTS. Si devono comunque cercare soluzioni semplici da poter essere implementate nella MS e al tempo stesso efficaci per mitigare il MAI. I maggiori sforzi in questo senso si stanno concentrando su tecniche sub-ottime di mitigazione dell'interferenza che consistono nell'equalizzare il segnale ricevuto mediante equalizzatori lineari a blocchi. Questi possono essere dimensionati secondo i criteri Zero Forcing o MMSE, utilizzando la stima di canale ottenuta sulla base del midambolo. Un possibile dimensionamento consiste nel calcolare i coefficienti dell'equalizzatore in modo da minimizzare separatamente l'errore quadratico medio tra il campione in uscita dall'equalizzatore e i dati di ciascun utente. Questa tecnica rappresenta una forma sub-ottima di joint detection e si trova descritta in modo dettagliato in letteratura sia per equalizzatori lineari che DFE. La versione DFE tuttavia appare troppo complicata e non ha avuto seguito, soprattutto per il downlink. Per quelle lineari sono state proposte varie soluzioni semplificate ed altre sono ancora allo studio. Vale la pena sottolineare che un ricevitore cosi' fatto richiede la conoscenza sia del canale che degli utenti attivi nel collegamento. Come prima descritto, l'algoritmo proposto (30)-(31) consente di stabilire quali codici di spreading sono effettivamente in uso nel time-slot. Il problema della rivelazione dei codici attivi é particolarmente attuale nel percorso di standardizzazione, come si evince chiaramente da alcuni documenti tecnici dello standard in cui si propone di trasmettere come informazione indiretta di sistema il numero di utenti attivi nello slot per minimizzare la probabilità di falsa rivelazione dei codici.

In letteratura è diffuso anche un altro metodo per la rivelazione dei dati d'utente. Esso si basa sul fatto che i codici di spreading sono perfettamente ortogonali ed i segnali nel downlink arrivano alla MS attraverso lo stesso canale fisico. Di conseguenza la perdita di ortogonalità (e quindi l'insorgenza di MAI) é dovuta esclusivamente all'effetto del multipath. Si può quindi utilizzare un equalizzatore lineare standard per rendere nuovamente ortogonali i codici, seguito da un semplice rivelatore single-user. Questo tipo di ricevitore é notevolmente più semplice di quello descritto in precedenza e le sue prestazioni risultano inferiori solo di circa 1.5 dB quando l'equalizzatore é dimensionato secondo il criterio MMSE e le condizioni di propagazione (multipath) non sono eccessivamente sfavorevoli. Ovviamente, il dimensionamento dell'equalizzatore richiede la conoscenza della risposta impulsiva del canale. Se si utilizza lo stimatore di canale proposto, le prestazioni del ricevitore a complessità ridotta possono risultare anche migliori di quelle ottenibili con il ricevitore più complesso quando quest'ultimo sia fornito di una stima di canale ottenuta con il metodo classico.

Claims (1)

1. RIVENDICAZIONI 1- Metodo di calcolo applicato in un ricevitore UMTS nel blocco downlink, modalità TDD, caratterizzato dal fatto di permettere la stima congiunta della risposta impulsiva del canale e delle potenze associate agli utenti e al loro utilizzo nelle strutture per la rilevazione dei dati, attraverso l implementazione di un algoritmo iterativo (30)-(31). 2- Metodo di calcolo secondo la rivendicazione 1 , caratterizzato dal fatto che, attraverso Γ utilizzo del vettore delle potenze gamma dato dalla (10), e ottenuto attraverso l'implementazione dell'algoritmo iterativo (30)-(31), si possa effettuare la rivelazione degli utenti attivi e dei codici di spreading da questi adoperati, mediante le tabelle di associazione tra codici e midamboli previste dallo standard. 3- Metodo di calcolo, secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che la conoscenza di detti codici di spreading, costituendone premessa indispensabile, permette di poter realizzare tecniche di joint detection per la mitigazione del MAI (Multi-Access Interference). 4- Metodo di calcolo, secondo la rivendicazione 1 , caratterizzato dal fatto che la stima del vettore hs dato dalla (13) e contenente le risposte impulsive dei vari utenti, viene fatta attraverso il vettore y dato dalle (18) e (21). Tale stima di As consente di sfruttare vantaggiosamente l informazione relativa alla banda del filtro di trasmissione. 5- Metodo di calcolo, secondo la rivendicazione 4, caratterizzato dal fatto che detta stima del vettore ^permette sia la stima iniziale del canale h^°\ necessaria nel calcolo delle (30)-(31), sia la stima multicanale nell’ uplink. 6- Metodo di calcolo, secondo la rivendicazione 4, caratterizzato dal fatto che la stima del vettore hs consente di ridurre P MSE( Mean Square Error) di un fattore pari a BT, essendo B la banda del filtro di trasmissione e T l intervallo di chip.