ITTO20130901A1

ITTO20130901A1 - Interfaccia di espansione dell'intervallo dinamico di un segnale di ingresso, in particolare di un segnale audio di un trasduttore acustico a due strutture di rilevamento, e relativo metodo

Info

Publication number: ITTO20130901A1
Application number: IT000901A
Authority: IT
Inventors: Alessandro Morcelli; Marco Veneri
Original assignee: St Microelectronics Srl
Priority date: 2013-11-05
Filing date: 2013-11-05
Publication date: 2015-05-06
Also published as: US9565506B2; US20150124981A1

Description

DESCRIZIONE

del brevetto per invenzione industriale dal titolo:

“INTERFACCIA DI ESPANSIONE DELL'INTERVALLO DINAMICO DI UN SEGNALE DI INGRESSO, IN PARTICOLARE DI UN SEGNALE AUDIO DI UN TRASDUTTORE ACUSTICO A DUE STRUTTURE DI RILEVAMENTO, E RELATIVO METODO”

La presente invenzione si riferisce ad una interfaccia di espansione dell'intervallo dinamico di un segnale di ingresso, in particolare di un segnale audio di un trasduttore acustico a due strutture di rilevamento, e al relativo metodo.

Sono noti trasduttori acustici, ad esempio microfoni MEMS (Micro-Electro-Mechanical System), comprendenti una struttura sensibile micromeccanica, atta a trasdurre onde di pressione acustica in una grandezza elettrica (ad esempio una variazione capacitiva), ed un’elettronica di lettura, atta ad effettuare opportune operazioni di elaborazione (tra cui operazioni di amplificazione e filtraggio) di tale grandezza elettrica in modo da fornire un segnale elettrico di uscita, analogico (ad esempio una tensione elettrica), o digitale (ad esempio un segnale PDM, Pulse Density Modulation, in modulazione a densità di impulsi).

Tale segnale elettrico, eventualmente elaborato ulteriormente da un'interfaccia elettronica, viene quindi reso disponibile per un sistema elettronico esterno, ad esempio un controllore di un apparecchio elettronico incorporante il trasduttore acustico.

La struttura sensibile micromeccanica comprende in generale un elettrodo mobile, realizzato come diaframma o membrana, disposto affacciato ad un elettrodo fisso, per realizzare i piatti di un condensatore di rilevamento a capacità variabile. L’elettrodo mobile è generalmente ancorato, mediante una sua porzione perimetrale, ad un substrato, mentre una sua porzione centrale è libera di muoversi o flettersi in risposta alla pressione esercitata da onde di pressione acustica incidenti e quindi modificare la capacità del condensatore di rilevamento. Tale modifica di capacità si ripercuote sul segnale elettrico generato dalla struttura sensibile (tipicamente la tensione ai capi del condensatore).

In generale, le prestazioni elettriche del trasduttore acustico, e in particolare la sua sensibilità, dipendono dalle caratteristiche meccaniche della struttura sensibile di rilevamento, ed inoltre dalla configurazione delle associate camere acustiche, anteriore e posteriore, ovvero delle camere affacciate ad una rispettiva faccia, anteriore o posteriore, della membrana, ed attraversate in uso dalle onde di pressione incidenti la membrana, e che si allontanano dalla stessa. Tali differenti caratteristiche vengono quindi sfruttate allo scopo di ottenere un elevato intervallo dinamico (cosiddetto “dynamic range”).

Infatti, in numerose applicazioni è desiderato il rilevamento di onde di pressione acustica con un ampio intervallo dinamico, ovvero di segnali aventi un ridotto livello di pressione acustica SPL (Sound Pressure Level), elevata sensibilità e elevato rapporto segnale/ rumore (SNR – Signal to Noise Ratio) e segnali aventi un elevato livello di pressione acustica, minore sensibilità e minore rapporto segnale/ rumore.

Di conseguenza, nel rilevamento delle onde di pressione acustica, è desiderabile raggiungere un compromesso ottimale tra ampio intervallo dinamico, elevata sensibilità e alto rapporto segnale/ rumore.

US 6,271,780 descrive una soluzione per incrementare l’intervallo dinamico in un sistema acustico, comprendente un convertitore analogico/digitale (ADC – Analog to Digital Converter), atto a ricevere un segnale di rilevamento analogico da un trasduttore acustico. Tale soluzione prevede di sottoporre il segnale analogico di ingresso, in parallelo, a due percorsi di elaborazione di segnale, aventi una prima porzione analogica ed una seconda porzione digitale, e ciascuno un rispettivo fattore di amplificazione e guadagno, in modo da adattarsi rispettivamente a segnali con basso e alto livello di pressione acustica. I due segnali digitali all’uscita dei due percorsi di elaborazione vengono combinati per fornire un segnale risultante di uscita. Prima dell’operazione di combinazione, i due segnali devono essere sottoposti ad una operazione di equalizzazione, per tenere conto di differenze di guadagno, offset e fase generate dalle precedenti operazioni di elaborazione del segnale, in parte di tipo analogico, ed evitare così distorsioni del segnale risultante di uscita.

Tale soluzione non è esente da problemi, legati principalmente alla complessità della catena di elaborazione, ad una non trascurabile sensibilità a rumori e oscillazioni del segnale di ingresso, ad una ridotta configurabilità e ad un rapporto segnale/rumore non ottimale.

Un'altra soluzione è descritta nella domanda di brevetto italiana TO2012A000987 depositata il 14 novembre 2012 a nome della richiedente.

In generale, è desiderabile perfezionare le soluzioni note allo scopo di estendere l'intervallo dinamico nel rilevamento di segnali, quali onde di pressione acustica, riducendo il verificarsi di artefatti durante la commutazione fra i canali.

Secondo la presente invenzione, vengono realizzati un'interfaccia di espansione di un segnale e il relativo metodo, come definiti nelle rivendicazioni allegate.

Per una migliore comprensione della presente invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione preferite, puramente a titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 è uno schema a blocchi di una forma di realizzazione della presente interfaccia elettronica, accoppiata ad un trasduttore acustico;

- la figura 2 mostra un grafico relativo a grandezze acustiche associate all'interfaccia di figura 1;

- la figura 3 è un grafico rappresentante concettualmente la generazione del segnale di uscita dell'interfaccia di fig. 1;

- la figura 4 è uno schema a blocchi di una differente forma di realizzazione della presente interfaccia elettronica;

- le figure 5-8 sono schemi di flusso relativi ad operazioni eseguite dalla presente interfaccia elettronica;

- la figura 9 mostra una variante di un blocco di figura 1; e

– la figura 10 è una variante del grafico di figura 3. La figura 1 mostra uno schema a blocchi di un'interfaccia 1, qui collegata all'uscita di un trasduttore acustico, indicato con 2.

L'interfaccia 1 può essere realizzata tramite un circuito hardware di tipo analogico o digitale o essere implementata in modo puramente software; nell'esempio descritto in seguito, essa è realizzata in questo secondo modo, senza che tuttavia la descrizione che segue perda di generalità.

Di conseguenza, benché la descrizione che segue utilizzi il termine "segnale", questo termine copre anche l'implementazione digitale e in particolare si riferisce di volta in volta al campione o alla sequenza dei campioni digitali elaborati.

Il trasduttore acustico 2, ad esempio un microfono MEMS, mostrato qui schematicamente, comprende due distinte strutture sensibili 2a e 2b. Ad esempio, le strutture sensibili 2a e 2b sono strutture micromeccaniche realizzate in distinte piastrine ("die") di materiale semiconduttore o in porzioni distinte di una stessa piastrina di materiale semiconduttore, come membrane distinte. In alternativa, le due strutture sensibili 2a e 2b possono essere formate da una stessa membrana avente zone di sensibilità distinte, come descritto ad esempio in WO2012093598.

Le strutture sensibili 2a, 2b sono schematizzate in figura 1 mediante un rispettivo condensatore, con capacità variabile in funzione delle onde di pressione acustica incidenti, e presentano differenti caratteristiche meccaniche, ad esempio in termini di una differente rigidità alle deformazioni (e quindi differente sensibilità), che determinano differenti caratteristiche elettriche nel rilevamento delle onde di pressione acustica.

Il trasduttore acustico 2 comprende inoltre un circuito elettronico ASIC 3, avente un primo elemento di elaborazione 3a, accoppiato alla prima struttura sensibile 2a, e fornente su una prima uscita un primo segnale di rilevamento S_in1 in funzione dei segnali elettrici trasdotti dalla prima struttura sensibile 2a; ed un secondo elemento di elaborazione 3b, accoppiato alla seconda struttura sensibile 2b, e fornente su una seconda uscita un secondo segnale di rilevamento S_in2, in funzione dei segnali elettrici trasdotti dalla seconda struttura sensibile 2b. I segnali di rilevamento S_in1 e S_in2 sono tipicamente segnali digitali, ma possono essere anche segnali analogici. A seconda quindi del tipo di segnale di rilevamento S_in1, S_in2, gli elementi di elaborazione 3a, 3b eseguono operazioni di campionamento, preamplificazione, e/o filtraggio, in modo di per sé noto.

In particolare, la prima struttura sensibile 2a può essere più flessibile e quindi in grado di rilevare segnali acustici più bassi, aventi un primo livello massimo di pressione acustica, ad esempio con AOP (Acoustic Overload Point) pari a 120 dBSPL; mentre la seconda struttura sensibile 2b può essere più rigida, e quindi in grado di rilevare segnali acustici più elevati, aventi un secondo livello massimo di pressione acustica, maggiore rispetto al primo livello massimo, ad esempio con AOP pari a 140 dBSPL. Inoltre, le due strutture sensibili 2a, 2b possono avere uno stesso intervallo dinamico di rumore DNR.

La fig. 2 mostra ad esempio gli intervalli dinamici dei segnali di rilevamento S_in1 e S_in2 di un trasduttore acustico 2 avente i livelli massimi di pressione acustica sopra indicati (differenti valore di saturazione) e uno stesso intervallo dinamico di rumore DNR di 89 dB.

A parità di segnale (ovvero, in presenza di uno stesso valore di SPL) il primo canale 3a genera dunque un segnale elettrico di valore maggiore rispetto al secondo canale 3b, come si nota immediatamente per un valore di pressione acustica di 94 dBSPL (S_in1 = -26 dBFs e S_in2 = -46 dBFs).

Di conseguenza, come spiegato più sotto, l'interfaccia esegue un adattamento dei livelli. Ad esempio, nella forma di realizzazione di fig. 1, il primo segnale di rilevamento S_in1 viene ridotto di un valore pari alla differenza di livello in corrispondenza del valore di pressione acustica di 94 dBSPL, generando così un primo segnale adattato S_in1d. In alternativa (come mostrato in fig. 4) è possibile aumentare il secondo segnale di rilevamento S_in2 in ragione della stessa differenza, generando così un secondo segnale adattato S_in2d.

L'interfaccia elettronica 1 esegue, come descritto in dettaglio in seguito, una operazione di combinazione del primo e del secondo segnale di rilevamento S_in1, S_in2, per la generazione di un segnale combinato, al fine di ampliare l’intervallo dinamico e ottenere un compromesso ottimizzato con il rapporto tra segnale e rumore, evitando "click", "pop" e dissolvenze indesiderati.

In dettaglio, l'operazione di combinazione utilizza qui il valore di un segnale di intensità (loudness) L correlato ad un segnale di rilevamento, preferibilmente al primo segnale di rilevamento S_in1, e che viene confrontato con una pluralità di soglie variabili in funzione del segnale di intensità L. In figura 1 sono previste quattro diverse soglie, costituenti due soglie inferiori e due soglie superiori, indicate in seguito anche come prima soglia inferiore TH_1L, seconda soglia inferiore TH_1H, prima soglia superiore TH_2L e seconda soglia superiore TH_2H, con TH_1L < TH_1H < TH_2L < TH_2H. Tali soglie sono mostrate in figura 3 e vengono utilizzate per il calcolo di un segnale ricostruito S_R nel modo seguente:

- quando, a partire da un valore intermedio compreso fra TH_1L e TH_2L, il segnale di intensità L cresce fino a superare la seconda soglia superiore TH_2H, viene selezionato il secondo segnale di rilevamento S_in2 (tratto A della curva di figura 3);

- quando, a partire da un valore intermedio compreso fra TH_2H e TH_1H, il segnale di intensità L diminuisce fino a superare verso il basso la prima soglia inferiore TH_1L, viene selezionato il primo segnale di rilevamento S_in1 (a meno di una attenuazione o riduzione di guadagno, come sotto spiegato in dettaglio), tratto B della curva di figura 3;

- quando il segnale di intensità L ha valore compreso fra la prima soglia inferiore TH_1L e la seconda soglia superiore TH_2H, senza superare tali soglie, viene selezionato un segnale indicato in figura 3 come segnale combinato S_C e risultante da una combinazione del primo e del secondo segnale di rilevamento S_in1, S_in2 (tratto C della curva di figura 3).

In pratica, il sistema lavora in base ad un'isteresi che tende a ridurre il numero di commutazioni, mantenendo segnale di rilevamento o la combinazione selezionati in precedenza anche oltre il valore della soglia (inferiore o superiore) che determina la commutazione in direzione opposta. In questo modo, a meno di un adattamento di livello finale, come sotto spiegato, l'interfaccia 1 genera un segnale ricostruito S_R come mostrato in fig. 2 ed avente dinamica incrementata, che spazia dal valore minimo di pressione acustica SPL rilevabile dalla prima struttura di rilevamento 2a, più sensibile alle basse onde sonore, al valore massimo di pressione acustica SPL rilevabile dalla seconda struttura di rilevamento 2b, più sensibile alle alte onde sonore.

Inoltre, nella presente interfaccia, la combinazione del primo e del secondo segnale di rilevamento S_in1, S_in2 viene effettuata utilizzando un fattore o peso non lineare di tipo autoadattativo che consente di commutare fra il primo e il secondo segnale di rilevamento S_in1, S_in2 e il segnale combinato in modo lento e graduale.

Infine, nella presente interfaccia, il segnale combinato S_C così ottenuto viene amplificato o attenuato utilizzando un guadagno variabile, in modo da recuperare l'ampiezza originaria del segnale basso/alto, evitando la saturazione. Per fare questo, nell'implementazione di fig.

1, un espansore amplifica il segnale combinato se questo è inferiore ad una soglia di amplificazione e riduce linearmente il guadagno di amplificazione dopo tale soglia di amplificazione, fino a zero, in corrispondenza del valore di fondo scala.

Con riferimento nuovamente alla fig. 1, l'interfaccia 1 presenta un primo ed un secondo ingresso 1a, 1b, destinati a ricevere rispettivamente il primo ed il secondo segnale di rilevamento S_in1, S_in2 direttamente dal trasduttore acustico 2, ed un'uscita 2c, fornente un segnale di uscita S_O.

L'interfaccia elettronica 1 comprende un primo elemento di filtraggio 5 collegato al primo ingresso 1a; un primo rilevatore di intensità 6, collegato all'uscita del primo elemento di filtraggio 5; un primo adattatore di livello 7, collegato al primo ingresso 1a; un ricostruttore di segnale 8, collegato alle uscite del primo rilevatore di intensità 6 e del primo adattatore di livello 7 e al secondo ingresso 1b dell'interfaccia; un secondo elemento di filtraggio 10 collegato al secondo ingresso 1b dell'interfaccia; un secondo rilevatore di intensità 11, collegato all'uscita del secondo elemento di filtraggio 10; e un secondo adattatore di livello 15, collegato all'uscita del ricostruttore di segnale 8 e all'uscita del secondo rilevatore di picco 11. Il ricostruttore di segnale 8 e il secondo adattatore di livello 15 formano insieme un motore ricombinatore 16.

Il primo adattatore di livello 7 ha la funzione di ridurre il livello del primo segnale di rilevamento S_in1 di un valore di riduzione o attenuazione ∆S in modo da generare un primo segnale di rilevamento adattato S_in1d avente, per un segnale sonoro captato con un valore di pressione acustica di 94 dBSPL, ampiezza pari a quella del secondo segnale di rilevamento S_in2 (nell'esempio di fig. 2, quindi, ∆S = 20 dB). Il ricostruttore di segnale 8 riceve quindi, su due propri ingressi di segnale 8a, 8b, il segnale di rilevamento adattato S_in1d e il secondo segnale di rilevamento S_in2.

Il primo elemento di filtraggio 5 ha lo scopo di ridurre la velocità di variazione del primo segnale di rilevamento S_in1 e quindi semplificare l'elaborazione; esso può essere costituito da qualunque elemento adatto a tale scopo. Ad esempio, in una implementazione software dell'interfaccia elettronica 1, il primo elemento di filtraggio 5 può essere costituito da un elemento di calcolo del valore efficace (tramite calcolo del valore quadratico medio RMS, dall'inglese Root Mean Square). All'uscita del primo elemento di filtraggio 5 è dunque presente un primo segnale filtrato S_f1, fornito al primo rilevatore di intensità 6. Il primo rilevatore di intensità 6 è sostanzialmente un rilevatore di picco, che genera quindi in uscita un primo segnale di picco P1, utilizzato dal ricostruttore di segnale 8 come descritto qui in seguito.

Nella variante di figura 9, il ricostruttore di segnale 8 non genera realmente le quattro soglie TH_1L, TH_1H, TH_2L e TH_2H sopra descritte, ma calcola due soglie dinamiche, una soglia dinamica inferiore TH1 e una soglia dinamica superiore TH2, il cui valore viene dinamicamente e ripetutamente calcolato in modo da riprodurre il comportamento isteretico sopra descritto con riferimento alla figura 3, come qui in seguito descritto in dettaglio.

Nell'esempio di realizzazione di figura 1, il ricostruttore di segnale 8 è costituito sostanzialmente da tre parti: un sommatore 20, che riceve il segnale di rilevamento adattato S_in1d e il secondo segnale di rilevamento S_in2 e genera una loro combinazione pesata, indicata precedentemente (e in figura 3) come segnale combinato S_C; un selettore 21, che effettua la selezione indicata sopra e quindi fornisce in uscita il segnale ricostruito S_R secondo i criteri sopra esposti; e una porzione di comando 22, che controlla il selettore 21 e genera un fattore β di combinazione per il sommatore 20. Ad esempio, il sommatore 20 può generare il segnale combinato S_C come:

S_C = S_in1d*(1-β) S_in2*β.

La porzione di comando 22 comprende un equalizzatore 25, un'unità di calcolo soglie 28, un comparatore 26 ed un generatore di peso 27.

In dettaglio, l'equalizzatore 25 è costituito da un filtro avente lo scopo di ridurre ulteriormente la velocità di variazione del segnale utilizzato per il confronto con le soglie di commutazione (segnale di intensità L). In particolare, l'equalizzatore 25 reagisce rapidamente nelle fasi di crescita del segnale sonoro, ma più lentamente quando il segnale audio captato si riduce e quindi introduce un ritardo in questa fase. Ad esempio, l'equalizzatore 25 può eseguire le operazioni mostrate in fig. 5, e precisamente:

- inizializza un valore di picco precedente TsLP ad un valore K1, passo 50;

- calcola un valore di picco di decadimento TsAPF riducendo il valore di picco precedente TsLP di un valore di decadimento K2, passo 52;

- calcola il nuovo campione del segnale di intensità L come massimo fra il valore assoluto del campione del primo segnale di picco P1 e il valore di picco precedente TsLP, passo 54;

- aggiorna il nuovo valore di picco precedente TsLP in modo che questo sia pari al nuovo campione del segnale di intensità L, passo, 56.

Tale ciclo viene ripetuto per ogni campione del primo segnale di picco P1, ritornando al passo 52. In figura 9, la porzione di comando 22 comprende, oltre all'equalizzatore 25, al comparatore 26 e al generatore di peso 27, un'unità di calcolo soglie 28. L'unità di calcolo soglie 28 calcola le soglie dinamiche sopra descritte, eseguendo le operazioni mostrate nelle figure 6A e 6B.

In dettaglio, per il calcolo della soglia dinamica inferiore TH1, figura 6A, l'elemento di calcolo soglie 28:

inizialmente pone la soglia dinamica inferiore TH1 pari alla prima soglia superiore TH_1H, passo 60;

se il fattore di combinazione β attuale è pari ad 0 (uscita SI dalla fase 61 di verifica del valore di β, il che significa che in quel momento il segnale ricostruito S_R si trova sul tratto B della curva di fig. 3), pone la soglia dinamica inferiore TH1 pari alla seconda soglia inferiore TH_1H, passo 62;

se il fattore di combinazione β è diverso da 0 (uscita NO dal passo 61, ovvero in quel momento il segnale ricostruito S_R è nel tratto C della curva di fig. 3), pone la soglia dinamica inferiore TH1 pari alla prima soglia inferiore TH_1L, passo 64.

Per il calcolo della soglia dinamica superiore TH2, figura 6B, l'unità di calcolo soglie 28:

inizialmente pone la soglia dinamica superiore TH2 pari alla seconda soglia superiore TH_2H, passo 70;

se il fattore di combinazione β è pari ad 1 (uscita SI dalla fase di verifica 71, ovvero il segnale ricostruito S_R si trova sul tratto A della curva di fig. 3), pone la soglia dinamica superiore TH2 pari alla seconda soglia inferiore TH_2L, passo 72;

se il fattore di combinazione β è diverso da 1 (uscita NO dalla fase 71 ovvero il segnale ricostruito S_R si trova nel tratto C della curva di fig. 3), pone la soglia dinamica superiore TH1 pari alla seconda soglia superiore TH_2H, passo 74.

Secondo una forma di realizzazione del presente dispositivo, il fattore di combinazione β generato dal generatore di peso 27 non è fisso, ma è un valore autoadattativo variabile in modo che il segnale combinato S_C segua la dinamica del segnale di ingresso senza discontinuità e abbia un valore prossimo a quello del segnale di rilevamento adattato S_in1d quando il segnale di intensità L ha superato verso l'alto la prima soglia alta TH_1L e un valore prossimo a quello del secondo segnale di rilevamento S_in2, quando il segnale di intensità L ha superato verso il basso la seconda soglia inferiore TH_2L.

Ad esempio, il fattore di combinazione β viene ricalcolato per ogni campione nel modo seguente (si faccia riferimento alla fig. 7):

- inizialmente, il segnale di intensità L viene confrontato con la soglia dinamica superiore TH2, passo 80;

- se L ≥ TH2, il fattore di combinazione β viene posto pari a 1, passo 82;

- viceversa, il generatore di peso 28 verifica se il segnale di intensità L è minore o uguale alla soglia dinamica inferiore TH1, passo 84;

- in caso di esito positivo della verifica, il fattore di combinazione β viene posto pari a 0, passo 86;

- in caso di esito negativo, viene calcolata la distanza fra la soglia dinamica superiore TH2 e la soglia dinamica inferiore TH1, passo 88 e il fattore di combinazione β viene posto pari alla distanza normalizzata fra il valore del segnale di intensità L e la soglia dinamica inferiore TH1, passo 89.

Il comparatore 26 riceve la soglia dinamica superiore TH2, la soglia dinamica inferiore TH1 e il valore del segnale di intensità L TH_1TH_1TH_2TH_2e genera un segnale di commutazione digitale S1 fornito su un ingresso di controllo del selettore 21 che fornisce quindi in uscita il segnale ricostruito S_R.Il segnale ricostruito S_R così generato viene fornito al secondo adattatore di livello 15 che lo amplifica in modo da recuperare l'intensità originaria, ridotta a causa del primo adattatore di livello 7, ma solo per la porzione dovuta al primo segnale di rilevamento S_in1.

A tale scopo, l'intensità del segnale di ingresso viene misurata utilizzando il secondo segnale di rilevamento S_in2, dato che questo contiene l'informazione relativa alla parte elevata del segnale sonoro captato dal trasduttore 2 e che non deve essere amplificata.

In dettaglio, il secondo ingresso 1b dell'interfaccia elettronica 1 è collegato al secondo elemento di filtraggio 10 che può essere realizzato sostanzialmente come il primo elemento di filtraggio 5 e può essere costituito da un elemento di calcolo del valore quadratico medio RMS. Il secondo elemento di filtraggio 10 genera quindi in uscita un secondo segnale filtrato S_f2, fornito al secondo rilevatore di intensità 11. Il secondo rilevatore di intensità 11, realizzato sostanzialmente come rilevatore di picco, genera in uscita un secondo segnale di picco P2, fornito al secondo adattatore di livello 15 per determinare il livello di guadagno previsto per il segnale ricostruito S_R.

Il secondo adattatore di livello 15 opera sostanzialmente come amplificatore del segnale ricostruito S_R avente guadagno costante ∆S (pari quindi al valore di riduzione del primo adattatore di livello 7, nell'esempio considerato pari a 20 dB) fino ad un certo livello del segnale di ingresso (qui fino a 120 dBSPL, massimo livello del primo segnale di rilevamento S_in1) e poi decrescente.

In una forma di realizzazione del presente dispositivo, in tale secondo intervallo, l'ampiezza del segnale ricostruito S_R viene ridotta linearmente fino a zero in corrispondenza del massimo livello rilevabile (nell'esempio considerato 140 dBSPL).

Secondo una diversa forma di realizzazione, in tale secondo intervallo, un guadagno massimo del segnale ricostruito S_R viene ridotto linearmente fino a zero in corrispondenza del massimo livello rilevabile (nell'esempio considerato 140 dBSPL). In pratica, in questo caso, quando il secondo segnale di rilevamento S_in2 supera 120 dBSPL, il secondo adattatore di livello 15 calcola il guadagno massimo in base alla seguente legge:

Gmax = min(∆S, 140 dBSPL – P2).

Il valore Gmax rappresenta il guadagno massimo applicabile al segnale di uscita senza che questo subisca saturazioni o – in altri termini – sia amplificato oltre a quanto permesso dalla dinamica residua del sistema (headroom).

Secondo una forma di realizzazione del presente dispositivo, per non introdurre alterazioni brusche nella dinamica del segnale di uscita S_O, il guadagno G effettivamente applicato al segnale ricostruito S_R è calcolato in modo adattativo e dipendente dal guadagno massimo Gmax. In particolare, il guadagno G segue due dinamiche differenti a seconda che esso (e quindi, ma in senso opposto, secondo segnale di rilevamento S_in2 e il segnale ricostruito S_R) stia crescendo o diminuendo. Specificamente, qui, il guadagno viene incrementato lentamente secondo una costante prefissata, e viene decrementato in modo più repentino secondo un valore legato all'entità di riduzione del guadagno massimo, implementando una sorta di decadimento esponenziale. Ad esempio, nel secondo intervallo di valori, il guadagno G viene calcolato come mostrato in figura 8.

Nell'esempio di figura 8, il secondo adattatore di livello 15 esegue le seguenti operazioni:

inizializza un contatore di ritardo D a zero, passo 90;

verifica se il valore del guadagno G è inferiore al guadagno massimo GMAX corrispondente all'attuale valore del secondo segnale di rilevamento S_in2 (o di una media di un certo numero di campioni), passo 92;

se G < GMAX, incrementa il contatore di ritardo D, passo 94;

verifica se il contatore di ritardo D ha già raggiunto il valore massimo previsto, passo 96;

se no, ritorna al passo 92;

se sì, azzera il contatore di ritardo D, passo 98, e incrementa il guadagno G di un valore di incremento unitario verso l'alto (step up) SU, passo 100, e ritorna al passo 92;

se G è almeno uguale a GMAX (calcolato in corrispondenza dell'attuale valore o di una media di un certo numero di campioni del secondo segnale di rilevamento S_in2), uscita NO dal passo 92, verifica se G > GMAX, passo 102;

se no (cioè G = GMAX), ritorna al passo 92, senza modificare il valore del guadagno;

se sì (cioè il secondo segnale di rilevamento S_in2 sta diminuendo), calcola un valore di decremento unitario (step down) SD legata alla velocità di incremento del secondo segnale di rilevamento S_in2 (e quindi di decremento del guadagno massimo GMAX) secondo l'equazione SG = K3+(G-GMAX)/K4, in cui K3 e K4 sono costanti, passo 104;

incrementa il guadagno G del valore di decremento unitario SD, passo 106; e ritorna al passo 92.

L'interfaccia qui descritta presenta numerosi vantaggi.

L'uso, durante la ricostruzione del segnale, di più soglie che tengono conto della dinamica del segnale sonoro captato, con un comportamento con isteresi, riduce il numero di commutazioni fra i segnali utilizzati e quindi il verificarsi di artefatti e disturbi, quali, in campo acustico, "click", "pop", dissolvenza.

La riduzione di artefatti e disturbi, in presenza di un aumento dell'intervallo dinamico di riproduzione del segnale captato, viene adiuvata dagli altri accorgimenti implementati dalla presente interfaccia. In particolare, risulta vantaggioso il processo di filtraggio ripetuto del segnale basso (primo segnale di rilevamento S_in1) per l'ottenimento del segnale di intensità L che viene utilizzato per il confronto con le soglie di ricostruzione del segnale, in quanto anche tale soluzione contribuisce alla riduzione di commutazioni ripetute a breve distanza, così come la dipendenza non lineare del guadagno G effettivamente applicato al segnale ricostruito S_R nella zona di elevato valore.

Tale comportamento migliorato viene anche dovuto all'uso di pesi autoadattivi nella generazione del segnale combinato S_C che fanno sì che il segnale ricostruito S_R si muova senza discontinuità e in modo graduale (smooth) dai valori precedenti a quelli successivi in tutte le condizioni operative. In questo modo, grazie all'insieme di soluzioni sopra descritte, anche quando il segnale captato presenta variazioni improvvise di livello, difficili da prevedere, è possibile eliminare completamente gli artefatti, pur garantendo un ampio intervallo dinamico ed un'alta definizione.

La presenza di un adattatore di livello o espansore finale 15 garantisce inoltre di recuperare completamente l'ampiezza del segnale captato, evitando al contempo la saturazione dell'uscita. Il segnale di uscita così ottenuto, in cui sono amplificati solo i valori più bassi e viene ridotta gradualmente l'amplificazione dei valori più elevati, limita la presenza di rumore nel segnale di uscita, in quanto questo non viene amplificato fastidiosamente per i campioni di livello più elevato.

Risulta infine chiaro che alla interfaccia e al metodo di ricostruzione qui descritti ed illustrati possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall’ambito protettivo della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

Ad esempio, l'interfaccia può lavorare in modo duale per l'allineamento dei segnali in ingresso al ricostruttore di segnale 8. Una soluzione di questo tipo è mostrata a titolo di esempio in fig. 4 che mostra un'interfaccia del tutto simile a quella di fig. 1, tranne per il fatto che il ricostruttore di segnale 8 riceve in ingresso il primo segnale di rilevamento S_in1 e un secondo segnale di rilevamento adattato S_in2d ottenuto amplificando di ∆S il secondo segnale di rilevamento S_in2 (tramite un terzo adattatore di livello, qui un amplificatore 30 interposto fra il secondo ingresso 1b e il ricostruttore di segnale 8). Inoltre, in questa forma di realizzazione, l'uscita dal ricostruttore di segnale 8 è collegata ad un quarto adattatore di livello 15' che opera in modo opposto a quello del secondo adattatore di livello 15 di fig. 1, e cioè mantiene il livello del segnale combinato S_R fino ad un certo valore (ad esempio, il livello massimo del primo segnale di rilevamento S_in1) e poi riduce il guadagno (o il guadagno massimo) linearmente fino a –∆S, in corrispondenza del livello massimo del secondo segnale di rilevamento S_in2.

Il ramo di misura del segnale di intensità L potrebbe essere collegato al secondo ingresso 1b e il ramo di misura del segnale di controllo del secondo elemento adattatore 15, 15' potrebbe essere collegato al primo ingresso 1a, anche se le forme di realizzazione descritte sopra hanno il vantaggio di sfruttare in modo ottimale l'informazione associata al primo e al secondo segnale di rilevamento S_in1, S_in2.

Negli esempi sopra descritti, la porzione di comando 22 lavora su due soglie dinamiche, il cui valore viene calcolato automaticamente per ogni campione di segnale o ogni n campioni di segnale, in modo da avere in pratica quattro soglie, o su quattro soglie prefissate. Secondo un'altra forma di realizzazione ancora, mostrata in fig.

10, la porzione di comando può utilizzare tre soglie, facendo in pratica coincidere le soglie TH_1H e TH_2L di fig. 1. In tutti i casi, le soglie possono essere programmabili in fase di settaggio iniziale.

Inoltre, benché l'unità di calcolo soglie 28 e il generatore di pesi 27 siano stati descritti come entità diverse, essi possono essere implementati da una stessa unità logica, eventualmente come routine separate. Analogamente, il sommatore 20 e il selettore 21 possono essere implementati da un singolo generatore di segnale ricostruito S_R.

La presente interfaccia è utilizzabile per l'elaborazione di segnali audio sia di tipo digitale che di tipo analogico.

Inoltre, come indicato, la soluzione descritta è utilmente applicabile a segnali rilevati tramite sensori duali anche non acustici. Il metodo proposto per la gestione di due segnali con sensibilità differente al fine di crearne uno con maggiore intervallo dinamico è infatti applicabile a diverse applicazioni, quali ad esempio sensori MEMS inerziali, sensori termici o di pressione, sensori ambientali, sensori chimici, ecc. In questi casi, la disponibilità di elementi a diversa sensibilità può trarre vantaggio dall'interfaccia e metodo descritti, per fornire una informazioni più precisa e su un campo di valori più estesi, senza introdurre artefatti o alterazioni nel segnale trattato.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Interfaccia (1) di espansione di un segnale a partire da un primo ed un secondo segnale di rilevamento (S_in1, S_in2) generati da un gruppo di rilevamento (2) di una grandezza fisica ed aventi un primo ed un secondo intervallo dinamico, comprendente: un primo ingresso (1a) configurato per ricevere il primo segnale di rilevamento (S_in1); un secondo ingresso (1b) configurato per ricevere il secondo segnale di rilevamento (S_in2); un'uscita (1c) configurata per fornire un segnale di uscita a dinamica espansa (S_O); un elemento misuratore di intensità (5, 6, 22), collegato ad uno fra il primo e il secondo ingresso e configurato per generare un segnale di intensità (L); ed un motore di ricombinazione (16) comprendente un generatore di segnale ricostruito (8) configurato in modo da ricevere un primo ed un secondo segnale adattato (S_in1d, S_in1; S_in2, S_in2d), correlato al primo e, rispettivamente al secondo segnale di rilevamento (S_in1, S_in2) e fornire un segnale ricostruito (S_R) correlato selettivamente al primo segnale adattato, al secondo segnale adattato o ad un segnale combinato (C) derivante da una combinazione pesata del primo e del secondo segnale adattato, il generatore di segnale ricostruito essendo configurato in modo che il segnale ricostruito commuti fra il primo segnale adattato, il secondo segnale adattato e il segnale combinato utilizzando una pluralità di soglie (TH1, TH2; TH_1L, TH1H, TH2_L, TH_2H) variabili in funzione del segnale di intensità (L).
2. Interfaccia secondo la rivendicazione 1, in cui il generatore di segnale ricostruito (8) genera il segnale ricostruito (S_R) commutando fra il primo segnale adattato e il segnale combinato secondo una prima curva con isteresi e commutando fra il secondo segnale adattato e il segnale combinato secondo una seconda curva con isteresi.
3. Interfaccia secondo la rivendicazione 1 o 2, in cui il generatore di segnale ricostruito (8) comprende un elemento selettore (20, 21) configurato in modo da commutare dal segnale combinato (C) al primo segnale adattato (S_in1d; S_in1) quando il segnale di intensità (L) raggiunge un primo valore di soglia (TH_1L; TH1), da commutare dal segnale combinato (C) al secondo segnale adattato (S_in2; S_in2d) quando il segnale di intensità (L) raggiunge un secondo valore di soglia (TH_2H; TH2), diverso dal primo valore di soglia, e commutare dal primo o dal secondo segnale adattato al segnale combinato quando il segnale di intensità raggiunge terzi valori di soglia (TH_1H, TH_2L) differenti dal primo e dal secondo valore di soglia.
4. Interfaccia secondo la rivendicazione 3, in cui il primo valore di soglia (TH_1H; TH1) è inferiore al secondo valore di soglia (TH_2L; TH2), l'elemento selettore (20, 21) è comandato in modo commutare dal primo segnale adattato (S_in1d; S_in1) al segnale combinato (C) quando il segnale di intensità (L) raggiunge un terzo valore di soglia(TH_1H) superiore al primo valore di soglia e da commutare dal secondo segnale adattato (S_in2; S_in2d) al segnale combinato quando il segnale di intensità raggiunge un quarto valore di soglia (TH_2L) inferiore al secondo valore di soglia.
5. Interfaccia secondo la rivendicazione 4, in cui il terzo valore di soglia(TH_1H) è inferiore al quarto valore di soglia (TH_2L).
6. Interfaccia secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1-5, comprendente un elemento misuratore di intensità generante il segnale di intensità (L) e includente un primo elemento di filtraggio (5) collegato al primo ingresso dell'interfaccia; un elemento rilevatore di picco (6), collegato al primo elemento di filtraggio, ed un elemento equalizzatore (25) collegato all'elemento rilevatore di picco.
7. Interfaccia secondo la rivendicazione 6, in cui il primo elemento di filtraggio (5) è un elemento di calcolo di valore efficace.
8. Interfaccia secondo la rivendicazione 6 o 7, in cui l'elemento equalizzatore (25) è conformato in modo che il segnale di intensità (L) abbia velocità di crescita pari a quella del segnale di picco (P1) in una fase di crescita del segnale di picco e velocità di decrescita limitata in una fase di riduzione del segnale di picco.
9. Interfaccia secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1-8, comprendente un elemento modificatore di ampiezza (7) disposto fra il primo ingresso (1a) e il motore di ricombinazione (16) o fra il secondo ingresso (1b) e il motore di ricombinazione, l'elemento modificatore di ampiezza avendo un primo valore di guadagno, il motore di ricombinazione comprendendo inoltre un elemento a guadagno variabile (15; 15') disposto fra l'elemento selettore (21) e l'uscita (1c) dell'interfaccia e avente un secondo valore di guadagno di segno opposto al primo valore di guadagno e variabile in funzione dell'ampiezza del primo o del secondo segnale di rilevamento (S_in1; S_in2).
10. Interfaccia secondo la rivendicazione 9, in cui l'elemento a guadagno variabile (15; 15') è configurato in modo che il secondo valore di guadagno presenta un primo tratto quando il primo o il secondo segnale di rilevamento (S_in1; S_in2) ha ampiezza inferiore ad un valore di riferimento ed un secondo tratto quando il primo o il secondo segnale di rilevamento ha ampiezza maggiore di un valore di riferimento, il primo tratto essendo a guadagno costante e opposto al primo guadagno e il secondo tratto essendo a guadagno decrescente.
11. Interfaccia secondo la rivendicazione 10, in cui l'elemento a guadagno variabile (15; 15') comprende mezzi per la determinazione di un guadagno massimo decrescente linearmente (15; 15') e mezzi di determinazione di un valore effettivo di guadagno (90-106) generanti un valore effettivo di guadagno (G) crescente secondo una prima costante e decrescente secondo una seconda costante, maggiore della prima costante.
12. Interfaccia secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1-11, in cui il motore di ricombinazione (16) comprende un generatore di pesi (27)atto a generare pesi variabili in funzione del segnale di intensità (L) ed un elemento di somma pesata collegato al generatore di pesi e generante il segnale combinato variabile fra il primo ed il secondo segnale adattato (S_in1d, S_in1; S_in2, S_in2d) in modo lento e graduale.
13. Interfaccia secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1-12, configurata in modo da esser collegata ad un'uscita di un trasduttore acustico (2) dotato di una prima (2a) e di una seconda (2b) struttura di rilevamento aventi differenti caratteristiche di sensibilità e configurata in modo da generare il primo e il secondo segnale di rilevamento (S_in1, S_in2).
14. Metodo di espansione dell'intervallo dinamico di un segnale elettrico a partire da un primo ed un secondo segnale di rilevamento (S_in1, S_in2) generati da un gruppo di rilevamento (2) di una grandezza fisica ed aventi un primo ed un secondo intervallo dinamico, comprendente le fasi di: misurare un segnale di intensità (L) del primo o del secondo segnale di rilevamento; e generare un segnale combinato (S_C) includente selezionare alternativamente un primo segnale adattato (S_in1d; S_in1), correlato al primo segnale di rilevamento (S_in1), un secondo segnale adattato (S_in2; S_in2d), correlato al secondo segnale di rilevamento (S_in2) o un segnale combinato (S_C) derivante da una combinazione pesata del primo e del secondo segnale adattato, in cui selezionare comprende confrontare il segnale di intensità (L) con una pluralità di soglie (TH1, TH2; TH_1L, TH1H, TH2_L, TH_2H) variabili in funzione di un andamento del segnale di intensità stesso.
15. Metodo secondo la rivendicazione 14, in cui generare un segnale combinato (S_C) comprende commutare il segnale ricostruito (S_R) fra il primo segnale adattato (S_in1d; S_in1) e il segnale combinato (S_C) secondo una prima curva con isteresi e commutare fra il secondo segnale adattato (S_in2; S_in2d) e il segnale combinato secondo una seconda curva con isteresi.
16. Metodo secondo la rivendicazione 14 o 15, comprendente commutare dal primo segnale adattato (S_in1d; S_in1) al segnale combinato (S_C) quando il segnale di intensità raggiunge un primo valore di soglia (TH_1H), commutare dal secondo segnale adattato (S_in2; S_in2d) al segnale combinato quando il segnale di intensità raggiunge un secondo valore di soglia (TH_2L), diverso dal primo valore di soglia, e commutare dal segnale combinato al primo o al secondo segnale quando il segnale di intensità raggiunge valori di soglia (TH_1L, TH_2H) differenti dal primo e dal secondo valore di soglia.
17. Metodo secondo la rivendicazione 16, in cui primo valore di soglia (TH_1H) è inferiore al secondo valore di soglia (TH_2L), e in cui commutare dal segnale combinato (S_C) al primo o al secondo segnale adattato comprende commutare dal segnale combinato al primo segnale adattato quando il segnale di intensità raggiunge un terzo valore di soglia (TH_1L) inferiore al primo valore di soglia e commutare dal segnale combinato al secondo segnale adattato quando il segnale di intensità raggiunge un quarto valore di soglia (TH_2H) superiore al secondo valore di soglia.
18. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 14-17, in cui misurare un segnale di intensità (L) comprende filtrare il primo segnale di rilevamento (S_in1) in modo che il segnale di intensità (L) ha velocità di crescita pari a quella del segnale di picco in una fase di crescita del segnale di picco e velocità di decrescita limitata in una fase di riduzione del segnale di picco.
19. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 14-18, in cui le fasi di generare un primo ed un secondo segnale adattato comprendono modificare l'ampiezza del primo o del secondo segnale di rilevamento (S_in1, S_in2) utilizzando un primo valore di guadagno, il metodo comprendendo inoltre la fase modificare l'ampiezza del segnale combinato utilizzando un secondo valore di guadagno di segno opposto al primo valore di guadagno e variabile in funzione dell'ampiezza del secondo segnale di rilevamento, in cui il primo valore di guadagno è costante e il secondo valore di guadagno è costante e opposto al primo valore di guadagno quando il secondo segnale di rilevamento (S_in2) ha ampiezza inferiore ad un valore di riferimento e guadagno decrescente in funzione del secondo segnale di rilevamento quando il secondo segnale di rilevamento ha ampiezza maggiore di un valore di riferimento.