ITMI20101385A1 - Circuito di controllo di un motore elettrico con compensazione dei ritardi di misura e sistema di motore comprendente il circuito - Google Patents

Description

“Circuito di controllo di un motore elettrico con compensazione dei ritardi di misura e sistema di motore comprendente il circuitoâ€

Campo tecnico dell’invenzione

La presente invenzione riguarda il settore del controllo dei motori elettrici ed in particolare dei motori elettrici trifase.

Tecnica nota

Nell’ambito del controllo di motori elettrici trifase à ̈ nota la tecnica del controllo ad orientamento di campo, Field Oriented Control (FOC). Tale tecnica impiega tipicamente una modulazione PWM (Pulse Width Modulation) nota come SVM (Space Vector Modulation), ed induce tensioni e correnti sinusoidali nelle fasi del motore richiedendo una misura accurata della posizione angolare del rotore e delle stesse correnti di fase del motore.

Le correnti di fase del motore vengono misurate mediante opportuni sensori e i segnali di misura ottenuti sono convertiti in segnali digitali mediante convertitori analogico-digitali. Le correnti di fase, inizialmente rappresentate in un sistema di riferimento tridimensionale stazionario (A,B,C), vengono rappresentate, mediante le trasformate di Clarke e di Park, in un sistema di riferimento bidimensionale rotante (d,q), solidale con la posizione angolare del rotore.

In tale sistema di riferimento rotante (d,q), supponendo di essere in condizioni di regime e che le tensioni generate dal controllo siano perfettamente sinusoidali, la componente Iddi asse diretto ed la componente Iqin quadratura delle correnti di statore del motore sono costanti per cui possono essere controllate mediante un controllore proporzionaleintegrale PI.

Il pilotaggio del motore à ̈ effettuato mediante un inverter comandato mediante modulazione PWM che consente di imprimere sulle fasi del motore una tensione variabile nel tempo tra tensione di alimentazione e massa.

Si à ̈ osservato che intrinsecamente l’impiego dell’inverter produce delle armoniche di tensione sovrapposte alla componente fondamentale della tensione. Tali armoniche di tensione producono delle armoniche di corrente di ordine superiore, le quali possono introdurre un errore nella misura della componente fondamentale delle correnti e ridurre notevolmente la precisione del controllo.

Pertanto, à ̈ auspicabile che le misure di corrente siano prive del contributo delle armoniche di corrente di ordine superiore prodotte dall’impiego dell’inverter.

Nel documento Richardson J., “Implementation of a PWM Regular Sampling Strategy for AC Drives†, IEEE Power Electronics Specialist Conference Record, 1989, pp. 649 – 656, si dimostra che il contributo delle armoniche di corrente di ordine superiore sovrapposte alla componente fondamentale della corrente à ̈ nullo qualora le correnti siano misurate all’istante t = 0 oppure all’istante t = T/2 del periodo T di modulazione PWM.

Si noti che qualora le correnti siano misurate in istanti diversi da quelli sopra indicati, il contributo delle armoniche di corrente di ordine superiore, in condizioni di regime, si traduce in una deformazione dell’andamento della corrente misurata. Tale deformazione della corrente misurata si traduce in un’oscillazione dei valori delle correnti Ide Iqin ingresso ai controllori PI e quindi in un incremento dell’errore del controllo, definito come il valore assoluto della differenza tra il riferimento e l’ingresso del controllore.

La Richiedente osserva inoltre che in applicazioni reali, talvolta le correnti di fase del motore sono filtrate, prima di essere convertite in digitale, mediante l’impiego di filtri passa-basso al fine di eliminare il rumore che può affliggere la precisione della misura.

Tuttavia, l’impiego dei filtri pur riducendo il contributo del rumore, introduce un ritardo temporale del segnale da misurare provocando come effetto l’impossibilità ad effettuare la misura delle correnti negli istanti nei quali il contributo delle armoniche di ordine superiore à ̈ nullo.

Il documento di Seung-Ho Song et al., “Current measurements in digitally controlled AC drives†, IEEE Industry Applications Magazine July/August 2000, pp.

51 – 62 studia gli effetti dell’uso di filtri passabasso in un controllo ad orientamento di campo di un apparato pilotato mediante inverter.

Breve sommario dell’invenzione

La Richiedente osserva anche che il ritardo introdotto dal filtro passa-basso non à ̈ determinabile a priori, in quanto il valore dei componenti elettrici utilizzati per la costruzione del filtro à ̈ noto a meno di una tolleranza, seppur minima, ed il modello stesso del filtro, utilizzato per il calcolo del ritardo, à ̈ solo un’approssimazione delle condizioni reali. Inoltre questo ritardo à ̈ funzione complessa della frequenza del segnale d’ingresso.

La Richiedente inoltre ha notato che il ritardo nella misura delle correnti non à ̈ solo associabile al filtro di riduzione del rumore ma à ̈ anche dovuto a dispositivi di interfaccia presenti lungo il ramo di misura delle correnti e, tipicamente, interposti fra il convertitore analogico/digitale e il dispositivo sensore della corrente di fase misurata per il controllo.

Secondo un primo aspetto, forma oggetto dell’invenzione un circuito di controllo di un motore elettrico come definito dalla rivendicazione 1. Forme di realizzazione preferite del circuito di controllo sono definite nelle rivendicazioni dipendenti da 2 a 14. In accordo con un altro aspetto, forma oggetto dell’invenzione un sistema motore come definito dalla rivendicazione 15.

Breve descrizione dei disegni

Ulteriori caratteristiche ed i vantaggi dell’invenzione risulteranno dalla descrizione che segue di una forma di realizzazione preferita e di sue varianti fornita a titolo esemplificativo con riferimento ai disegni allegati, in cui:

- la Figura 1 mostra mediante blocchi funzionali un esempio di un sistema motore comprendente un motore elettrico e un circuito di controllo del motore;

- la Figura 2 mostra una forma di realizzazione particolare di un circuito di controllo della misura, impiegabile in detto circuito di controllo del motore;

- la Figura 3 mostra esempi di andamenti di segnali trattabili dal circuito di controllo del motore;

- le Figure 4, 5 e 6 mostrano diversi andamenti di un segnale di uscita di detto circuito di controllo della misura ottenuti da simulazioni in diverse condizioni operative.

Descrizione dettagliata

La Figura 1 mostra schematicamente un sistema motore 100 comprendente un motore elettrico 1 (M) e un circuito di controllo 2. Il motore 1 à ̈, in particolare, un motore trifase quale, per esempio, un motore sincrono o un motore asincrono, del tipo, ad esempio, a magneti permanenti quale, in particolare, un motore brushless. Secondo un’applicazione specifica e non limitativa il motore trifase 1 à ̈ impiegabile nel settore automotive, ad esempio come motore del sistema frenante, del sistema servosterzo e/o del sistema di cambio della marcia.

Il motore trifase 1, che può essere di tipo convenzionale, comprende una pluralità di terminali di alimentazione includente un primo terminale 3, un secondo terminale 4 ed un terzo terminale 5. I terminali di alimentazione 3, 4 e 5 sono opportunamente collegati allo statore del motore trifase 1 e ne consentono l’alimentazione in modo da causare la rotazione del rotore del motore trifase 1 stesso (elementi non mostrati nelle figure).

La pluralità di terminali 3-5 à ̈ collegata al circuito di controllo 2 che comprende un ramo di misura 6, un circuito di controllo 7, un dispositivo attuatore 8 e un circuito di controllo della misura 9.

Il ramo di misura 6 include almeno un misuratore di corrente (S) e, in particolare, comprende un primo sensore di corrente 10, collegato al primo terminale 3, ed un secondo sensore di corrente 11 (ad esempio, di tipo noto) collegato al secondo terminale 4. Il primo sensore di corrente 10 Ã ̈ configurato per misurare una prima corrente iAe fornire un corrispondente primo segnale analogico iMA, mentre il secondo sensore di corrente 11 Ã ̈ configurato per misurare una seconda corrente iBe fornire un corrispondente secondo segnale analogico iMB. La prima corrente iAe la seconda corrente iBsono due delle correnti di fase del motore o sono ad esse correlate.

Il primo ed il secondo sensore di corrente 10 e 11 possono essere, ad esempio dei resistori di shunt con relativo stadio di isolazione. Si à ̈ considerato il caso esemplificativo in cui gli avvolgimenti del motore trifase 1 sono connessi a stella e quindi si effettuano le misure di solo due delle correnti di fase in quanto la terza corrente può essere ricavata dalle altre due in base alla prima legge di Kirchhoff; altrimenti si possono effettuare le misure delle tre correnti.

Un primo convertitore analogico-digitale 12 (ADC) à ̈ configurato per convertire il primo segnale analogico iMAin un primo segnale digitale IAmediante convenzionali fasi di campionamento (secondo un periodo Tc), quantizzazione e codifica. Secondo l’esempio, il ramo di misura 6 à ̈ anche munito di un secondo convertitore analogico-digitale 13 (ADC), analogo al primo convertitore 12, à ̈ strutturato per convertire in un secondo segnale digitale IBil secondo segnale analogico iMB.

Secondo una particolare forma di attuazione, in ingresso al primo convertitore analogico-digitale 12 e al secondo convertitore analogico-digitale 13 possono essere previsti, rispettivamente, un primo filtro passa-basso di rimozione del rumore 14 (F) ed un secondo filtro passa-basso di rimozione del rumore 15 (F), entrambi di tipo analogico. Si osservi che tali filtri passa-basso introducono un ritardo temporale nei segnali trattati. Inoltre, in sostituzione o in aggiunta ai filtri passa-basso di rimozione del rumore sono anche inclusi dispositivi d interfacciamento (per esempio, adatti al condizionamento dei segnali forniti dal primo e dal secondo sensore 10 e 11) interposti fra i sensori stessi (o integrati in tali sensori) e il primo ed il secondo convertitore analogico-digitale 12 e 13.

Anche tali dispositivi di interfacciamento introducono intrinsecamente un ritardo temporale.

Si consideri ora il circuito di controllo 7 il quale à ̈ collegato a corrispondenti uscite del primo e del secondo convertitore analogico-digitale 12 e 13 per ricevere in ingresso il primo ed il secondo segnale digitale IAed IB. Tale circuito di controllo 7 comprende almeno un modulo di conversione di coordinate configurato per generare segnali di uscita che esprimono le correnti misurate in un sistema di riferimento rotante.

In accordo con la forma di attuazione descritta, il circuito di controllo 7 opera secondo la tecnica del controllo ad orientamento di campo (FOC, Field Oriented Control). In tal caso, il circuito di controllo 7 comprende un modulo di trasformazione di Clarke 16 configurato per elaborare il primo ed il secondo segnale digitali IAe IB, ricevuti dai rispettivi convertitori analogici-digitali 12 e 13 e restituire ulteriori segnali digitali rappresentativi di fasori delle correnti di statore rappresentati su un sistema ortogonale a due assi. Si osservi che il modulo di trasformazione di Clarke 16 potrebbe anche elaborare un terzo segnale digitale Ic rappresentativo della misura della terza corrente di fase del motore.

Inoltre, il circuito di controllo 7 di tipo FOC à ̈ dotato di un modulo di trasformazione di Park 17 (FW-PK) il quale à ̈ configurato per elaborare i segnali restituiti dal modulo di trasformata di Clarke 16 e restituire un primo segnale digitale convertito Ide un secondo segnale digitale convertito Iq. Il modulo di trasformazione di Park 17 consente di esprimere i fasori delle correnti in un sistema di riferimento bidimensionale rotante (d,q) solidale con la posizione angolare del rotore del motore trifase 1. La trasformazione di Park à ̈ effettuata tenendo conto di un angolo Î ̧ rappresentativo della posizione angolare del rotore del motore trifase 1.

Grazie a queste trasformazioni, il primo segnale digitale convertito Idà ̈ rappresentativo della componente della corrente di statore di asse diretto e il secondo segnale digitale convertito Iqà ̈ rappresentativo della componente di corrente di statore in quadratura.

Il circuito di controllo 7 include anche un primo nodo di confronto 18 strutturato per confrontare il primo segnale digitale convertito Idcon un primo segnale di riferimento IdRef e fornire un primo segnale di errore IdError. Un secondo nodo di confronto 19 Ã ̈ strutturato per confrontare il secondo segnale digitale convertito Iqcon un secondo segnale di riferimento IqRef e generare un secondo segnale di errore IqError. Il primo segnale di riferimento IdRef e il secondo segnale di riferimento IqRef sono segnali costanti.

Riferendosi ancora al circuito di controllo 7, esso à ̈ inoltre provvisto di un primo modulo controllore 20 quale, ad esempio, un primo controllore Proporzionale Integrale (PI d) e, per esempio, di un secondo modulo controllore 21, quale in particolare, un secondo controllore Proporzionale Integrale (PI q).

In accordo con una particolare modalità di controllo, effettuando il controllo ponendo a zero il primo segnale di riferimento IdRef, la coppia prodotta dal motore trifase 1 risulta essere proporzionale al valore della corrente in quadratura Iq, quindi il controllo in corrente realizzato mediante il primo controllore Proporzionale Integrale 20 equivale ad un controllo in coppia del motore trifase 1. Secondo un’altra modalità, impiegando il secondo controllore Proporzionale Integrale 21, che opera sulla corrente in quadratura Iq,si realizza un controllo di velocità e/o di posizione del motore trifase 1. Le uscite del primo e del secondo controllore PI 20 e 21, forniscono un segnale in tensione diretto Vde un segnale in tensione in quadratura Vq.

Il circuito di controllo 7 comprende anche un modulo di trasformazione inversa di Park 22 (INV-PK), di per sé noto, che à ̈ configurato per elaborare il segnale in tensione diretto Vde il segnale in tensione in quadratura Vqed esprimerli in un riferimento stazionario, fornendo un primo segnale in tensione Vαe un secondo segnale in tensione Vβ.

Un blocco di modulazione 23 collegato al modulo di trasformazione inversa di Park 22 à ̈ strutturato per generare, sulla base del primo segnale in tensione Vαe del secondo segnale in tensione Vβ(che operano come segnali modulanti), tre segnali di tensione va, vb, e vcatti ad essere alimentati all’attuatore 8.

Per esempio, il blocco di modulazione 23, come indicato esemplificativamente in Figura 1, effettua una modulazione PWM (Pulse Width Modulation), che può essere di tipo SVM, oppure può essere un blocco di trasformata inversa di Clarke.

L’attuatore 8 à ̈, secondo la forma di attuazione descritta, un inverter strutturato per fornire a corrispondenti avvolgimenti dello statore del motore trifase 1 tre corrispondenti segnali in corrente alternata isa, isb,isc, ottenuti sulla base dei segnali di tensione PWM va, vb, e vcricevuti dal blocco di modulazione 23.

Si consideri ora il circuito di controllo della misura 9, il quale à ̈ strutturato per fornire un segnale di temporizzazione SampTrigg al primo convertitore-analogico digitale 12 e, secondo l’esempio, anche al secondo convertitore-analogico digitale 13.

Come sarà meglio chiarito più avanti, tale segnale di temporizzazione SampTrigg à ̈ dipendente almeno da uno dei segnali di errore IdError e IqError ed à ̈ indicativo anche di un ritardo introdotto dal ramo di misura 6. In particolare, il segnale di temporizzazione SampTrigg à ̈ tale da temporizzare il funzionamento del primo e del secondo convertitore analogico-digitale 12 e 13 (fissandone il periodo di campionamento) in modo da compensare il ritardo che il ramo di misura 6 introduce nella misura delle correnti di fase.

La Figura 2 mostra una forma di attuazione particolare del circuito di controllo della misura 9, che comprende un modulo controllore 24 (CRNT), un comparatore 25 (COMP) e, secondo un esempio, un temporizzatore 26 (TEMP).

In accordo con una prima forma di attuazione, il modulo controllore 24 Ã ̈ configurato per ricevere in ingresso il primo segnale di errore IdError e il secondo segnale di errore IqError, i quali sono comprensivi di un contributo dovuto ad un ritardo temporale esistente fra i rispettivi segnali di riferimento IdRef e IqRef e i segnali digitali convertiti Ide Iq, ritardi associabili al ramo di misura 6.

Il modulo controllore 24 Ã ̈ inoltre configurato per generare un segnale di ritardo di campionamento SampDl volto a minimizzare uno o entrambi i segnali di errore presenti al proprio ingresso.

Si osservi che, secondo una prima forma di attuazione, può essere scelto come segnale in ingresso al modulo controllore 24 il solo primo segnale di errore IdError oppure il solo secondo segnale di errore IqError. Secondo una forma di attuazione particolare, il modulo controllore 24 à ̈ tale da operare sul valore assoluto del segnale di errore presente al suo ingresso.

Secondo un'altra forma di attuazione, il modulo controllore 24 può agire non sul singolo valore istantaneo del segnale di errore al suo ingresso ma sulla somma degli ultimi n valori, ovvero il modulo controllore 24 attuerà la propria azione minimizzando la somma dei valori assoluti degli ultimi n valori dell’errore, quale ad esempio il secondo segnale di errore IqError.

In accordo con un altro esempio, il modulo controllore 24 può agire anche utilizzando come ingresso la somma dei valori assoluti dei due segnali di errore IdError e IqError i quali possono essere anche pesati in modo differente mediante coefficienti moltiplicativi.

Il temporizzatore 26 Ã ̈ un contatore strutturato per ricevere in ingresso un segnale impulsivo di clock CK e un segnale di reset RS, coincidente con un segnale di periodo T pari al periodo dei segnali PWM generati dal modulatore 23. Il temporizzatore 26 conta gli impulsi di clock dal tempo 0 al periodo T e viene resettato ad ogni inizio di periodo.

Il comparatore 25 confronta il segnale di ritardo di campionamento SampDl fornito dal modulo controllore 24 con il segnale di conteggio CNT e, quando il segnale di ritardo di campionamento à ̈ pari al segnale di conteggio, viene generato il segnale di temporizzazione SampTrigg che attiva l’acquisizione delle correnti misurate e cioà ̈, attiva l’acquisizione, da parte del primo convertitore analogico-digitale 12 e del secondo convertitore analogico-digitale 13, del primo e del secondo segnale digitale IAe IB.

Il circuito di controllo 2 può essere implementato in hardware e/o in software e, per esempio, mediante un microcontrollore della famiglia ST10/SPC.

Esempio di funzionamento

Con riferimento al funzionamento del sistema motore 100 e in particolare del circuito di controllo 2, il primo ed il secondo segnale digitale IAed IB,inizialmente rappresentati in un sistema di riferimento tridimensionale stazionario, vengono rappresentati in un sistema di riferimento bidimensionale rotante (d,q), solidale con la posizione angolare del rotore del motore trifase 1 mediante le trasformazioni di Clarke e di Park associate ai moduli 16 e 17.

Il primo segnale digitale convertito Ide il secondo segnale digitale convertito Iqsono quindi alimentati al primo ed al secondo nodo 18 e 19 per la generazione del primo e del secondo segnale di errore IdError e IqError.

Il primo controllore Proporzionale Integrale 20 ed il secondo controllore Proporzionale Integrale ricevono in ingresso il primo e il secondo segnale di errore IdError e IqError e, secondo l’esempio, consentono di controllare la copia del motore 1, nonché la velocità e/o la posizione del rotore.

Tramite il modulo di trasformazione inversa 22 e il modulatore PWM 23, si generano i segnali in tensione va, vbe vcalimentati all’inverter 8.

Si osservi che, come già accennato, l’impiego dell’inverter 8, come avviene nella tecnica FOC per imprimere sulle fasi del motore una tensione variabile nel tempo tra tensione di alimentazione e massa, intrinsecamente produce delle armoniche di tensione sovrapposte alla componente fondamentale della tensione stessa.

Tali armoniche di tensione producono delle armoniche di corrente di ordine superiore sovrapposte alla componente fondamentale della corrente stessa le quali possono, qualora la misura delle correnti non sia effettuata in modo opportuno, introdurre un errore nella misura della componente fondamentale delle correnti e ridurre notevolmente la precisione del controllo FOC.

Pertanto, à ̈ auspicabile che le misure di corrente siano sostanzialmente prive del contributo delle armoniche di corrente di ordine superiore prodotte dall’impiego dell’inverter 8.

Al fine di evitare tale contributo, le correnti dovrebbero essere misurate in determinati istanti, e come si dimostra nel’articolo di Richardson J., “Implementation of a PWM Regular Sampling Strategy for AC Drives†, IEEE Power Electronics Specialist Conference Record, 1989, pp. 649 – 656, il contributo delle armoniche di corrente di ordine superiore sovrapposte alla componente fondamentale della corrente à ̈ nullo qualora le correnti siano misurate all’istante t = 0 oppure all’istante t = T/2 del periodo T di modulazione PWM come mostrato in Figura 3.

In Figura 3 à ̈ rappresentato un andamento esemplificativo del segnale portante (triangolare) impiegato dal modulatore PWM 23, e gli andamenti A, B e C dei segnali di tensione va, vbe vcuscenti dal modulo PWM stesso. Inoltre, in Figura 3 à ̈ mostrato esemplificativamente mediante una linea tratteggiata l’andamento dell’armonica fondamentale di una delle correnti di fase, mentre la linea continua rappresenta l’andamento della corrente di fase totale.

Come si osserva dalla Figura 3, misurando la corrente in istanti opportuni (indicati dalle frecce Sample) Ã ̈ possibile eliminare il contributo delle armoniche di corrente di ordine superiore.

Si noti che qualora le correnti siano misurate in istanti diversi da quelli precedentemente individuati, il contributo delle armoniche di corrente di ordine superiore, in condizioni di regime, si traduce in una deformazione dell’andamento della corrente misurata che non risulta più essere sinusoidale, ovvero non risulta più essere uguale all’andamento della componente fondamentale della corrente.

Tale deformazione della corrente misurata si traduce, nel sistema di riferimento bidimensionale rotante (d,q) solidale con il rotore, in una oscillazione dei valori delle dei segnali convertiti Ide Iqin ingresso ai nodi 18 e 19 che precedono i controllori PI 20 e 21. Ciò corrisponde ad un incremento del valore assoluto dei segnali di errore IdError e IqError.

Si noti inoltre che il ramo di misura 6, sia per l’eventuale presenza dei filtri 14 e 15, sia per i dispositivi di interfaccia che precedono i convertitori analogici-digitali 12 e 13 possono introdurre un ritardo nella misura delle correnti di fase non determinabile a priori in quanto il valore dei componenti elettrici utilizzati per la loro costruzione à ̈ noto a meno di una tolleranza seppur minima. Inoltre il modello stesso del filtro, utilizzato per il calcolo del ritardo, à ̈ un’approssimazione, e questo ritardo à ̈ funzione complessa della frequenza del segnale d’ingresso.

L’effetto di un ritardo sulla precisione della misura delle correnti di fase del motore à ̈ rilevante in quanto il contributo delle armoniche di corrente di ordine superiore sovrapposte alla componente fondamentale della corrente non à ̈ costante, ma varia in accordo alla posizione angolare del rotore ed inverte anche il proprio segno.

Quindi non si tratta di un semplice errore sistematico, ma di una deformazione che si traduce in un’oscillazione dei valori delle correnti IdIqin ingresso ai nodi 18 e 19 che precedono i controllori PI 20 e 21, e quindi in un incremento dell’errore del controllo.

Il circuito di controllo della misura 9 consente di ridurre e sostanzialmente compensare gli effetti negativi di questo ritardo temporale introdotto dal ramo di misura 6. Il modulo controllore 24 attua una legge di controllo volta a minimizzare uno o più dei segnali presenti al proprio ingresso. Il comparatore 25 genera il segnale di temporizzazione SampTrigg, con il quale comandare i convertitori analogico/digitali 12 e 13 (ovvero genera il segnale che indica l’istante in cui effettuare le misure di corrente), proprio quando l’uscita del modulo controllore 24 à ̈ uguale al valore del contatore del timer 26.

In tal modo si assicura che l’acquisizione digitale dei segnali digitali IAe IB, rappresentativi delle correnti di fase, avvenga in istanti prossimi o coincidenti a quelli pari al periodo T del modulatore PWM 23, oppure pari a T/2, assicurando una sostanziale assenza delle armoniche di ordine superiore.

Si noti che il circuito di controllo della misura 9 può essere utilizzato in assenza di ritardi sostituendo l’uscita del controllore 24 con una costante uguale a zero oppure a T/2 dove T à ̈ il periodo di modulazione in modo che le correnti siano misurate all’istante t = 0 o all’istante t = T/2 del periodo di modulazione.

Simulazioni di confronto

La Richiedente ha effettuato delle simulazioni al calcolatore impiegando una piattaforma di simulazione in ambiente MATLAB/Simulink che implementava un controllo FOC e una schema circuitale analogo a quello descritto con riferimento alle Figure 1 e 2. In questo caso, il controllo di tipo FOC prevedeva una componente di asse diretto Iddella corrente di statore controllata mediante un controllore PI 20 a zero e la componente in quadratura Iqcontrollata mediante un controllore PI 21 al valore di 40 Ampere.

Inoltre, il sistema simulato attuava le tensioni di controllo sulle tre fasi del motore 1 mediante un inverter trifase simulato 8. Quindi il sistema analizzato era in grado di simulare la presenza delle armoniche di corrente di ordine superiore sovrapposte alle componenti fondamentali delle correnti di fase del motore ed il loro effetto deformante in presenza di ritardi tra i segnali da misurare e i convertitori analogici-digitali ADC utilizzati per le misure simulate.

Per ogni fase del motore 1 à ̈ stato utilizzato un rispettivo convertitore analogico-digitale ADC. Ogni ADC era azionato dal segnale di comando generato dal comparatore 25: quando un ADC riceve il segnale di comando, esso effettua istantaneamente la misura della relativa corrente di fase del motore 1. Analogamente a quanto detto per il circuito di figura 2, anche per questa simulazione, quando il valore del timer 26 à ̈ uguale al valore della costante di misura, il comparatore 25 genera automaticamente il segnale di temporizzazione. I ritardi associati al ramo di misura 6 erano simulati da tre blocchi di ritardo DELAY relativi a ciascuna corrente e posti rispettivamente all’ingresso dei tre convertitori analogici-digitali.

Secondo una prima prova, la costante di comando assumeva inizialmente valore 0 e cioà ̈, in ingresso al comparatore 24 era stato posto un segnale di ritardo nullo che simulava una situazione di assenza di ritardi. Quindi, in assenza di ritardi, ovvero nel caso in cui i blocchi DELAY introducano un ritardo nullo, la misura delle correnti di fase à ̈ effettuata sempre all’istante t = 0 del periodo di modulazione T e dunque il contributo delle armoniche di ordine superiore sovrapposte alla fondamentale à ̈ nullo.

In queste condizioni, a regime, l’errore del controllore PI 21 relativo alla corrente in quadratura Iq, calcolato come media del valore assoluto della differenza tra il valore della corrente ed il riferimento à ̈ stato pari 3,556366033808445e-05.

Tale errore, essendo calcolato in un ambiente di simulazione, non à ̈ affetto dal contributo dovuto al rumore sovrapposto al segnale misurato e, siccome la simulazione à ̈ effettuata in assenza di ritardo e le misure sono state effettuate sempre all’istante t = 0 del periodo di modulazione T, non à ̈ affetto dal contributo dovuto all’effetto deformante delle armoniche di corrente di ordine superiore sovrapposte alla componente fondamentale.

In considerazione di ciò, lasciando inalterati tutti i parametri della simulazione e in particolare le costanti di guadagno dei controllori PI, questo valore dell’errore à ̈ il valore teorico al quale il segnale di errore IqError in ingresso al controllore PI 21 relativo alla corrente in quadratura Iqdovrebbe tendere in presenza di un ritardo non nullo grazie all’azione di compensazione effettuata dal circuito di controllo della misura 9.

Si sono eseguite alcune simulazioni in presenza di diversi valori del ritardo, facendo riferimento ad un circuito di controllo 2 di tipo convenzionale e cioà ̈ che non prevedeva il circuito di controllo della misura 9. Questa situazione, corrispondente alla metodologia FOC convenzionale, à ̈ stata simulata prevedendo un segnale di ritardo di campionamento SampDl costante e nullo in ingresso al comparatore 25.

Inoltre, sono state effettuate altre simulazioni in presenza di vari valori del ritardo e simulando l’azione del circuito di controllo della misura 9.

In tabella 1 sono mostrati gli errori IqError in ingresso al controllore PI 21 relativo alla corrente in quadratura Iqnel caso di un ritardo non compensato (tecnica nota) e nel caso dello stesso ritardo compensato, mediante l’impiego del circuito di controllo della misura 9.

Tabella 1 – Errore PI(Iq)

Errore PI(Iq) non compensato Errore PI(Iq) compensato Ritardo [µs] 7.916824243754187e-05 4.183874188189899e-05 10 4.300935364032436e-05 4.369858437833803e-05 20 9.494687612823327e-05 4.532262445354718e-05 40

Come si può osservare comparando i valori mostrati in Tabella 1, l’utilizzo del circuito di controllo della misura 9 riduce l’errore del controllore PI relativo alla corrente in quadratura Iqe consente di tendere al valore minimo teorico di 3.556366033808445e-05 calcolato a regime in presenza di ritardo nullo.

Infatti, premesso che la durata del periodo di modulazione T à ̈ stata di 50µs e che il clock di sistema à ̈ stato 20MHz, il periodo di modulazione corrisponde a 1000 colpi di clock, dunque un eventuale ritardo, ad esempio, di 10µs corrisponde a 200 colpi di clock, ed il valore di uscita del circuito di controllo della misura 9 tende a 200 qualora il ritardo imposto sia di 10µs. A tal proposito, l’andamento dell’uscita del comparatore 25 in questa situazione à ̈ mostrato in Figura 4. Inoltre, le Figure 5 e 6 mostrano le uscite del comparatore 25 nei casi di ritardo uguale rispettivamente a 20µs e a 40µs.

In considerazione di ciò, si noti come il modulo controllore 24 risulta utile all’individuazione del ritardo impostato e quindi consente di compensarlo fornendo il giusto ingresso al comparatore 25.

Il sistema motore 100 e il circuito di controllo 2 descritto risultano particolarmente vantaggiosi in quanto consentono di compensare i ritardi associati alla misura delle correnti, evitando l’effetto deleterio che tali ritardi hanno sulle prestazioni del sistema complessivo.

Inoltre, il circuito di controllo 2 descritto permette l’impiego di filtri per evitare che le misure siano affette da rumore, annullando lo svantaggio del loro impiego caratteristico delle metodologie dell’arte nota ed esaltandone i benefici.

L’impiego del circuito di controllo della misura 9 non comporta eccessive complicazioni hardware e/o software rispetto ai tradizionali circuiti di controllo dei motori elettrici.

Claims (15)

1. Rivendicazioni 1. Circuito di controllo (2) di un motore elettrico (1) comprendente: un misuratore (6) configurato per misurare una prima corrente di fase (iA; iB) del motore e fornire un corrispondente primo segnale analogico (iMA; iMB); un convertitore analogico-digitale (12; 13) strutturato per convertire in un primo segnale digitale (IA; IB) il primo segnale analogico; un modulo di conversione (16; 17) per generare un primo segnale digitale convertito (IAC; IBC) rappresentativo del primo segnale digitale (IA; IB) espresso in un sistema di riferimento rotante; un nodo (18;19) strutturato per confrontare il primo segnale digitale convertito (IAC; IBC) con un primo segnale di riferimento (IdRef; IqRef) e generare un primo segnale di errore (IqError; IdError); un circuito di controllo della misura (9) strutturato per fornire un segnale di temporizzazione (SampTrigg) del convertitore analogico-digitale dipendente dal primo segnale di errore e associato ad un ritardo temporale introdotto dal misuratore (6).
2. 2. Circuito secondo la rivendicazione 1, in cui detto circuito di controllo della misura (9) Ã ̈ configurato per minimizzare il primo segnale di errore (IqError; IdError).
3. 3. Circuito secondo la rivendicazione 1, in cui il circuito di controllo della misura (9) comprende: un primo controllore (24) per generare a partire dal primo segnale di errore (IqError; IdError) un segnale indicativo del ritardo introdotto dalla misura (SampDl); un contatore (26) configurato per generare un segnale di conteggio (CNT) di impulsi di temporizzazione (CK); un comparatore strutturato per confrontare il segnale indicativo del ritardo (SampDl) con il segnale di conteggio (CNT) e generare il segnale di temporizzazione del convertitore analogico-digitale sulla base di detto confronto.
4. 4. Circuito secondo la rivendicazione 2, in cui il circuito di controllo della misura (9) Ã ̈ configurato per minimizzare un valore assoluto del primo segnale di errore (IqError; IdError).
5. 5. Circuito secondo la rivendicazione 2, in cui il circuito di controllo della misura (9) à ̈ configurato per calcolare una grandezza pari alla somma di valori assoluti di una pluralità di valori assunti dal primo segnale di errore e per minimizzare detta grandezza.
6. 6. Circuito secondo la rivendicazione 5, in cui il circuito di controllo della misura à ̈ configurato per calcolare detta grandezza somma di valori in modo pesato impiegando coefficienti moltiplicativi.
7. 7. Circuito secondo la rivendicazione 1, in cui il misuratore (6) comprende: almeno un primo sensore di corrente (10; 11) configurato per fornire un primo segnale di misura da fornire a detto convertitore analogico-digitale.
8. 8. Circuito secondo la rivendicazione 7, in cui detto misuratore comprende inoltre almeno uno dei seguenti dispositivi (14,15) interposto fra il convertitore analogico digitale e il primo sensore di corrente ed adatto ad introdurre un ritardo temporale: un filtro di rimozione del rumore, un’interfaccia di adattamento di segnali misurati.
9. 9. Circuito secondo la rivendicazione 1, in cui detto circuito di controllo (2) Ã ̈ configurato per il controllo di un motore elettrico trifase ed inoltre comprende: un circuito di controllo ed attuazione (7, 8) strutturato per fornire al motore almeno detta prima corrente di fase e strutturato per operare secondo la tecnica di controllo ad orientamento di campo FOC.
10. 10. Circuito secondo la rivendicazione 9, in cui detto modulo di conversione comprende un modulo di trasformazione di Clarke e un modulo di trasformazione di Park strutturati per elaborare detto primo segnale digitale.
11. 11. Circuito secondo la rivendicazione 9, in cui il circuito di controllo ed attuazione (7, 8) comprende: almeno un secondo controllore (20; 21) configurato per generare a partire dal primo segnale di errore (IqError; IdError) un primo segnale di controllato; un modulo di trasformazione inversa (22) strutturato per elaborare detto primo segnale controllato ed esprimerlo in un sistema di coordinate fisse fornendo un primo segnale controllato modulante; un modulatore (23) strutturato per generare, a partire da detto primo segnale controllato modulante, almeno un segnale elettrico modulato (va, vb, vc) avente associato un periodo di modulazione; un inverter (8) collegabile al motore elettrico e strutturato per fornire la prima corrente di fase al motore elettrico sulla base di detto primo segnale elettrico modulato.
12. 12. Circuito di controllo secondo le rivendicazioni 3 e 11 in cui detto contatore à ̈ strutturato per contare impulsi all’interno di del periodo di modulazione.
13. 13. Circuito di controllo (2) secondo la rivendicazione 1, in cui: il misuratore (10; 11) Ã ̈ configurato per fornire inoltre un secondo segnale analogico (iMA; iMB) corrispondente a una misura di un seconda corrente di fase del motore elettrico; il convertitore analogico-digitale (12; 13) Ã ̈ strutturato inoltre per convertire in un secondo segnale digitale (IA; IB) il secondo segnale analogico; il modulo di conversione (16; 17) Ã ̈ strutturato per generare un secondo segnale digitale convertito (IAC; IBC) rappresentativo del secondo segnale digitale (IA; IB) espresso in un sistema di riferimento rotante; il nodo di confronto (18; 19) Ã ̈ strutturato per confrontare il secondo segnale digitale convertito con un secondo segnale di riferimento e generare un secondo segnale di errore (IqError; IdError).
14. 14. Circuito di controllo (2) secondo la rivendicazione 12, in cui il circuito di controllo della misura (9) Ã ̈ configurato per ricevere il primo e il secondo segnale di errore (IqError; IdError) e generare il segnale di temporizzazione (SampTrigg) in dipendenza del primo e del secondo segnale di errore.
15. 15. Sistema motore (100) comprendente: un motore elettrico trifase (1) avente terminali (3, 4, 5) per ricevere correnti di fase; un circuito di controllo (2) del motore trifase (1) realizzato secondo almeno una delle precedenti rivendicazioni.