ITMI20082356A1 - Controllo di un sistema a commutazione risonante con monitoraggio della corrente di lavoro in una finestra di osservazione - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

La soluzione in accordo con una forma di realizzazione della presente invenzione riguarda il settore dell’elettronica. Più specificamente, tale soluzione riguarda il controllo di un sistema a commutazione risonante.

I sistemi a commutazione risonanti sono comunemente utilizzati in varie applicazioni per pilotare carichi elettronici; un tipico esempio è un regolatore elettronico (ballast) per regolare la luminosità di lampade fluorescenti.

In generale, un sistema a commutazione di un ballast è basato su due transistori di potenza a semi-ponte, i quali sono accesi e spenti alternativamente da opportuni segnali di comando generati tramite un oscillatore; in tale modo, è possibile ottenere una tensione alternata di alimentazione della lampada a frequenza desiderata da una tensione continua di alimentazione del sistema a commutazione (ottenuta da una tensione di rete alternata a frequenza fissa). La lampada è inserita in un circuito risonante RLC, il quale presenta quindi una reattanza che è nulla ad una sua frequenza di risonanza ed aumenta all’allontanarsi dalla stessa (diventando di tipo capacitivo o di tipo induttivo al diminuire o all’aumentare, rispettivamente, della frequenza); di conseguenza, è possibile regolare la reattanza del circuito RLC (e quindi la corrente che attraversa la lampada) variando opportunamente la frequenza dell’oscillatore (e quindi la frequenza della tensione alternata). Ciò consente di regolare la luminosità della lampada in modo semplice ed efficace, con perdite di potenza minime (in quanto la limitazione della corrente attraverso la lampada è ottenuta senza l’uso di alcun resistore).

Il ballast può controllare la luminosità della lampada con una struttura sia ad anello aperto sia ad anello chiuso. In particolare, il documento US-A-6,002,214 descrive un ballast con un sistema di controllo ad anello chiuso basato sul monitoraggio della fase della corrente del circuito risonante rispetto alla sua tensione (proporzionale alla potenza fornita alla lampada). La fase della corrente è confrontata con la fase dell’oscillatore, in modo da modificarla di conseguenza per agganciare tra loro le fasi della corrente e dell’oscillatore. A tale scopo, è proposto di rilevare un istante di attraversamento dello zero da parte della corrente. Questo risultato è ottenuto confrontando la tensione ai capi di un resistore in serie con uno dei transistori con una tensione di riferimento, in modo da ottenere un impulso in corrispondenza di valori positivi di tale tensione; l’impulso ed il segnale di comando del transistore sono applicati ad una porta AND per limitare l’impulso al periodo in cui tale transistore è acceso. Allo stesso tempo, un segnale fornito dall’oscillatore è confrontato con la stessa tensione di riferimento, in modo da ottenere un impulso negato in corrispondenza di valori negativi di tale segnale. I due impulsi così ottenuti sono applicati ad una porta AND per ottenere un segnale di errore avente una durata uguale alla loro differenza di fase. Il segnale di errore carica un condensatore dell’oscillatore di una quantità proporzionale alla sua durata, così da aumentare la frequenza dell’oscillatore; al contrario, quando i due impulsi sono in fase il condensatore è leggermente scaricato, così da diminuire la frequenza dell’oscillatore.

In generale, i transistori del sistema a commutazione sono preferibilmente accesi in modo “soft” – ossia, con una tensione sostanzialmente nulla ai loro capi. Ciò consente di limitare le perdite di potenza durante le commutazioni (con la possibilità di ridurre se non addirittura eliminare le alette di raffreddamento dei transistori); di conseguenza, è possibile aumentare il rendimento del sistema a commutazione, ed utilizzare transistori di dimensioni inferiori. In ogni caso, lo spazio occupato dai transistori diminuisce, con la possibilità di una loro sistemazione più razionale. Inoltre, tale modalità di funzionamento aumenta l’affidabilità del sistema a commutazione. Al contrario, un’accensione dei transistori di tipo “hard” – ossia, con una tensione non nulla ai loro capi - provoca un aumento considerevole della potenza dissipata durante la commutazione e, in casi estremi, può causarne la rottura.

Inoltre, è anche preferibile che il circuito risonante funzioni in modo induttivo. Infatti, quando il circuito risonante funziona in modo capacitivo la corrente è in anticipo rispetto alla tensione; pertanto, l’accensione dei transitori avviene sempre dopo che la corrente ha già iniziato ad aumentare la tensione ai loro capi (per cui tale accensione non può avvenire in modo soft, con gli inconvenienti sopra evidenziati). In aggiunta, poiché l’eventuale sistema di controllo del ballast agisce sulla frequenza dell’oscillatore, ne consegue che il suo guadagno ad anello aperto dipende dalla derivata dell’impedenza del circuito risonante rispetto alla frequenza. Tuttavia, tale derivata è negativa nel funzionamento in modo induttivo (in cui il guadagno diminuisce all’aumentare della frequenza in allontanamento dalla frequenza di risonanza) e positiva nel funzionamento in modo capacitivo (in cui il guadagno aumenta all’aumentare della frequenza verso la frequenza di risonanza). Pertanto, passando dal funzionamento in modo induttivo al funzionamento in modo capacitivo la retroazione dell’anello chiuso cambia segno, trasformando una retroazione progettata per essere negativa in una retroazione positiva (con conseguente rischio di instabilità).

Un altro problema dei sistemi a commutazione con sistemi di controllo ad anello chiuso si manifesta quando la tensione di rete scende sotto un suo valore nominale (situazione che può manifestarsi in alcune località per periodi relativamente lunghi, anche di alcune ore), con una conseguente diminuzione della tensione continua ottenuta e quindi della tensione alternata fornita alla lampada. In tale condizione, il sistema di controllo diminuisce la frequenza (verso la frequenza di risonanza nel funzionamento in modo induttivo) per aumentare la corrente e quindi mantenere costante la luminosità della lampada (nonostante la diminuzione della tensione alternata). Ciò può portare il circuito risonante a funzionare in modo capacitivo, con gli stessi inconvenienti sopra riportati.

Al fine di evitare tali problemi, i ballast sono dimensionati in modo da garantire il loro funzionamento corretto nella maggior parte delle condizioni pratiche (ad esempio, imponendo un limite inferiore alla frequenza). Tuttavia, ciò non consente di utilizzare la lampada in modo ottimale, in quanto i limiti imposti dalle condizioni operative peggiori (tenuto conto delle inevitabili dispersioni delle caratteristiche di funzionamento - ad esempio, della lampada, dei componenti del ballast e della tensione di rete) penalizzano le condizioni di funzionamento normali. Inoltre, ciò non consente di garantire il funzionamento corretto della lampada in condizioni di emergenza.

In termini generali, la soluzione in accordo con una forma di realizzazione della presente invenzione è basata sull’idea di monitorare il funzionamento del sistema a commutazione in una finestra di osservazione.

In particolare, diversi aspetti della soluzione in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione sono indicati nelle rivendicazioni indipendenti. Caratteristiche vantaggiose della stessa soluzione sono indicate nelle rivendicazioni dipendenti.

Più specificamente, un aspetto della soluzione in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione propone un sistema di controllo per controllare un sistema a commutazione risonante; il sistema a commutazione comprende un primo interruttore ed un secondo interruttore (ad esempio, due transistori MOS di potenza) in una configurazione a semi-ponte, i quali sono usati per pilotare un carico risonante (ad esempio, in un ballast per regolare la luminosità di una lampada a fluorescenza). Il sistema di controllo comprende mezzi di comando (ad esempio, basati su un oscillatore) per accendere e spegnere alternativamente gli interruttori secondo una frequenza di lavoro del sistema a commutazione. Nella soluzione in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione, il sistema di controllo comprende mezzi di rilevamento per rilevare un annullamento di una corrente di lavoro fornita dal sistema a commutazione al carico risonante (ad esempio, quando una tensione ai capi di un resistore in serie con uno dei due interruttori si annulla) in una finestra temporale di osservazione; la finestra di osservazione è successiva ad ogni spegnimento di almeno uno degli interruttori, ed ha una durata uguale ad una frazione di un periodo di lavoro del sistema a commutazione. Mezzi di correzione sono quindi previsti per modificare la frequenza di lavoro in risposta ad ogni rilevamento dell’annullamento nella finestra di osservazione (ad esempio, incrementando in modo impulsivo la frequenza di una quantità corrispondente all’anticipo dell’annullamento).

Un altro aspetto della soluzione in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione propone un sistema complesso (ad esempio, un ballast), il quale comprende un sistema a commutazione e tale sistema di controllo per controllare il sistema a commutazione.

Un ulteriore aspetto della soluzione in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione propone un corrispondente metodo di controllo di un sistema a commutazione (con le stesse caratteristiche vantaggiose recitate nelle rivendicazioni dipendenti per il sistema di controllo che si applicano mutatis mutandi al metodo).

La soluzione in accordo con una o più forme di realizzazione dell'invenzione, come pure ulteriori caratteristiche ed i relativi vantaggi, sarà meglio compresa con riferimento alla seguente descrizione dettagliata, data puramente a titolo indicativo e non limitativo, da leggersi congiuntamente alle figure allegate. A tale riguardo, è espressamente inteso che le figure non sono necessariamente in scala e che, a meno di indicazione contraria, esse sono semplicemente utilizzate per illustrare concettualmente le strutture e le procedure descritte. In particolare:

FIG.1A è uno schema circuitale di un apparecchio di illuminazione noto nell’arte;

FIG.1B è uno schema circuitale di un altro apparecchio di illuminazione noto nell’arte;

FIG.2A è un diagramma temporale qualitativo che mostra le forme d’onda di alcune grandezze elettriche dell’apparecchio di FIG.1A;

FIG.2B è un diagramma temporale qualitativo che mostra le forme d’onda di alcune grandezze elettriche dell’apparecchio di FIG.1B;

FIG.3A-3B mostrano un’applicazione esemplificativa della soluzione in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione;

FIG.4 è uno schema a blocchi di principio di un sistema di controllo in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione;

FIG.5 è uno schema a blocchi di principio di un sistema di controllo in accordo con un’altra forma di realizzazione dell’invenzione;

FIG.6A mostra un esempio di implementazione della soluzione di FIG.4 in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione;

FIG.6B è un diagramma temporale qualitativo che mostra le forme d’onda di alcune grandezze del circuito di FIG.6A;

FIG.7 mostra un esempio di implementazione della soluzione di FIG.4 in accordo con una diversa forma di realizzazione dell’invenzione;

FIG.8 mostra un esempio di implementazione della soluzione di FIG.5 in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione;

FIG.9A-9B mostrano diversi scenari esemplificativi di applicazione della soluzione in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione; e

FIG.10 è uno schema a blocchi di principio di un particolare del sistema di controllo in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione.

Con riferimento in particolare a FIG.1A, è mostrato uno schema circuitale di un apparecchio di illuminazione 100A noto nell’arte. L’apparecchio di illuminazione 100A comprende una lampada 105 (ad esempio, di tipo fluorescente). Un ballast 110 è utilizzato per controllare un’alimentazione della lampada 105, sia per consentire la sua accensione sia per regolare la sua luminosità.

Il ballast 110 comprende un sistema a commutazione, il quale è formato da un transistore di potenza NMOS inferiore (low-side) Ml ed un transistore di potenza NMOS superiore (high-side) Mh collegati tra loro a semi-ponte. In particolare, un terminale di drain del transistore Mh è collegato ad un terminale di alimentazione Vcc, il quale riceve una corrispondente tensione continua di alimentazione – ad esempio, Vcc=300-500V rispetto ad una tensione di riferimento (o massa) fornita da un corrispondente terminale; in genere, la tensione Vcc è generata da una tensione alternata di rete, la quale è raddrizzata e stabilizzata - ad esempio, tramite uno stadio di correzione del fattore di potenza (Power Factor Corrector, PFC) non mostrato in figura. Un terminale di source del transistore Mh ed un terminale di drain del transistore Ml sono collegati tra loro, in modo da definire un nodo di uscita A del semi-ponte Ml,Mh. Un terminale di source del transistore Ml è collegato al terminale di massa tramite un resistore di rilevamento Rs. Per ogni transistore Ml ed Mh, la figura mostra anche un corrispondente diodo intrinseco Dl e Dh; ogni diodo Dl e Dh ha un terminale di anodo ed un terminale di catodo collegati al terminale di source ed al terminale di drain, rispettivamente, del corrispondente transistore Ml ed Mh. I transistori Ml,Mh sono accesi e spenti alternativamente con un duty-cycle del 50%, in modo da fornire al nodo A una tensione di alimentazione a forma d’onda rettangolare variabile tra la tensione nulla (transistore Ml accesso e transistore Mh spento) e la tensione Vcc (transistore Mh accesso e transistore Ml spento) con una frequenza di lavoro fo desiderata.

A tale scopo, i transistori Ml ed Mh sono comandati da un sistema di controllo 115. In particolare, il sistema di controllo 115 applica un segnale di comando LS ad un terminale di gate del transistore Ml ed un segnale di comando HS ad un terminale di gate del transistore Mh. I segnali LS e HS possono assumere un livello basso per spegnere i corrispondenti transistori Ml ed Mh (ad esempio, uguale alla tensione nulla ed alla tensione Vcc, rispettivamente), ed un livello alto per accendere i corrispondenti transistori Ml ed Mh (ad esempio, superiore di 3-5V rispetto al loro livello basso). I segnali LS,HS sono sempre opposti tra loro (per accendere un solo transistore Ml,Mh alla volta). Inoltre, i segnali LS,HS sono sfalsati (non-overlapped), per cui ogni segnale LS,HS è portato al livello alto con un ritardo prefissato (detto tempo morto) rispetto all'istante in cui l'altro segnale LS,HS è portato al livello basso; ciò assicura che i due transistori Ml,Mh non siano mai contemporaneamente accesi, con ciò evitando fenomeni di conduzione incrociata (cross-conduction) in cui sarebbe creato un corto-circuito ai capi del semi-ponte Ml,Mh che potrebbe produrre picchi di corrente distruttivi per i transistori Ml,Mh (causati dal fatto che un tempo di spegnimento di ogni transistore è in genere superiore ad un tempo di accensione dell’altro transistore). Il sistema di controllo 115 è inoltre collegato al terminale di source del transistore Ml per misurare una tensione ai capi del resistore Rs, e quindi una corrente relativa al lato inferiore del semi-ponte Ml,Mh (ad esempio, per implementare un sistema di protezione di massima corrente).

La lampada 105 è inserita in un circuito risonante RLC. In particolare, la lampada 105 è collegata al nodo A tramite un induttore L, ed è collegata al terminale di massa tramite un condensatore C1 (detto di mezza-batteria); un altro condensatore C2 è invece collegato in parallelo alla lampada 105. Quando la lampada 105 è accesa, il condensatore C2 è sostanzialmente ininfluente in quanto aggirato (bypassed) dalla lampada 105 (a bassissima resistenza). In tale condizione, il circuito RLC consente di regolare una corrente di lavoro attraverso la lampada 105 al variare della frequenza fo della tensione al nodo A (con la corrente di lavoro che assume un valore massimo quando la frequenza fo è uguale ad una frequenza di risonanza del circuito RLC, e diminuisce come la frequenza fo si allontana da tale valore). Al contrario, quando la lampada 105 è spenta (ad altissima resistenza), il condensatore C2 consente di applicare alla lampada 105 una tensione molto elevata per ottenere la sua accensione (sino alla tensione al nodo A moltiplicata per un coefficiente di merito del circuito RLC alla frequenza di risonanza). Un condensatore Cp collegato tra il nodo A ed il terminale di massa rappresenta invece una capacità parassita dell’intero apparecchio di illuminazione 100A (ad esempio, associata ai transistori Ml ed Mh, alla lampada 105, a terminali di connessione, e simili).

Una variante nota nell’arte della stessa struttura è illustrata in FIG.1B (nel seguito, gli elementi corrispondenti a quelli mostrati nelle figure precedenti sono indicati con gli stessi riferimenti, e la loro spiegazione è omessa per brevità di esposizione). In tale caso, è mostrato uno schema circuitale di un apparecchio di illuminazione 100B, in cui il condensatore C1 è collegato tra la lampada 105 ed il terminale di source del transistore Ml (invece che al terminale di massa). Di conseguenza, in modo duale il resistore Rs è ora attraversato dalla corrente relativa al lato superiore del semi-ponte Ml,Mh.

Un diagramma temporale qualitativo che mostra le forme d’onda di alcune grandezze elettriche dell’apparecchio di FIG.1A (a lampada già accesa) è illustrato in FIG.2A. Considerando congiuntamente tali figure, si parta ad esempio da una condizione in cui il segnale HS è al livello alto ed il segnale LS è al livello basso. In tale condizione, il transistore Mh è acceso ed il transistore Ml è spento, per cui la tensione al nodo A - indicata con V(A) – è al valore Vcc. Di conseguenza, la corrente attraverso l’induttore L – indicata con I(L) – circola nel verso indicato in figura (con il condensatore C1 che è caricato ad un valore circa uguale a Vcc/2 con ondulazione, o ripple, sostanzialmente trascurabile a causa della sua elevata capacità).

Il segnale HS è portato al livello basso all’istante t1, in modo da spegnere il transistore Mh. La corrente I(L) attraverso l’induttore L non può variare istantaneamente, e quindi inizia a diminuire scorrendo attraverso il condensatore Cp – la cui corrente è indicata con I(Cp); in questo modo, il condensatore Cp si scarica portando la tensione V(A) dal valore Vcc iniziale al valore nullo. Quando ciò avviene (istante t2), la corrente I(L) continua a diminuire attraverso il resistore Rs ed il diodo Dl che è portato in conduzione – la cui corrente è indicata con I(Dl); di conseguenza, la tensione ai capi del resistore Rs – indicata con V(Rs) – passa dal valore nullo ad un valore negativo, e quindi diminuisce in valore assoluto in accordo con la corrente I(L). In tale condizione, la tensione V(A) si porta ad un valore negativo uguale alla somma della tensione V(Rs) più la tensione di soglia del diodo Dl; in ogni caso, tale tensione V(A) ha un valore sufficientemente piccolo da poter essere considerata sostanzialmente nulla.

A questo punto, dopo il tempo morto – indicato con Td – dallo spegnimento del transistore Mh, è possibile portare il segnale LS al livello alto (istante t3=t1+Td), in modo da accendere il transistore Ml. L’accensione del transistore Ml dovrebbe avvenire prima che la corrente I(L) si annulli. Infatti, ciò consente di ottenere un’accensione di tipo soft a tensione nulla tra i terminali di drain e di source del transistore Ml. Al contrario, dopo l’annullamento della corrente I(L) si avrebbe che il diodo Dl si interdice e la corrente I(L) aumenta in senso opposto caricando il condensatore Cp (tramite il condensatore C1), così da aumentare la tensione V(A) e quindi provocare un’accensione di tipo hard del transistore Ml (con una tensione non nulla tra i suoi terminali di drain e di source).

Dopo l’accensione del transistore Ml, la corrente I(L) e quindi anche la tensione V(Rs) continuano a diminuire, sino a quando entrambe si annullano all’instante t4. La corrente I(L) e la tensione V(Rs) iniziano quindi a crescere in senso opposto attraverso il resistore Rs ed il transistore Ml (con il diodo Dl che è portato in interdizione).

Il segnale LS è portato al livello basso all’istante t5, in modo da spegnere il transistore Ml - annullando la corrente attraverso il resistore Rs, e quindi la tensione V(Rs). In tale modo, la corrente I(L) inizia a diminuire in valore assoluto scorrendo attraverso il condensatore Cp, con il condensatore Cp che si carica portando la tensione V(A) dal valore nullo iniziale al valore Vcc. Quando ciò avviene (istante t6), la corrente I(L) continua a diminuire in valore assoluto attraverso il diodo Dh che è portato in conduzione. A questo punto, dopo il tempo morto Td dallo spegnimento del transistore Ml, è possibile portare il segnale HS al livello alto (istante t7=t5+Td), in modo da accendere il transistore Mh. Anche in questo caso, l’accensione del transistore Mh dovrebbe avvenire prima che la corrente I(L) si annulli (in modo da ottenere un’accensione di tipo soft); al contrario, dopo l’annullamento della corrente I(L) si avrebbe che il diodo Dh si interdice e la corrente I(L) aumenta in senso opposto scaricando il condensatore Cp, così da diminuire la tensione V(A) e quindi provocare un’accensione di tipo hard del transistore Mh.

Le stesse operazioni sopra descritte sono ripetute continuamente ad ogni periodo di lavoro (1/fo) del sistema a commutazione.

Un diagramma temporale qualitativo che mostra le forme d’onda delle stesse grandezze elettriche dell’apparecchio di FIG.1B (a lampada già accesa) è illustrato in FIG.2B. Tali forme d’onda sono uguali a quelle descritte in precedenza, con l’unica differenza che la tensione V(Rs) è sfasata di 180°, in quanto il resistore Rs è ora attraversato dalla corrente I(L) relativa al transistore Mh.

Un’applicazione esemplificativa della soluzione in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione è mostrata in FIG.3A-3B. In particolare, la corrente I(L) è monitorata per rilevare un istante di attraversamento dello zero in cui il suo valore si annulla – indicato con tz - in una finestra temporale di osservazione Tm. Nel caso del circuito di FIG.1A (considerazioni duali si applicano nel caso del circuito di FIG.1B), l’instante di attraversamento dello zero tz riguarda il passaggio della corrente I(L) da un valore positivo ad un valore negativo; in tale caso, la finestra di osservazione Tm inizia ad ogni commutazione del segnale HS dal livello alto al livello basso (spegnimento del transistore Mh). La finestra di osservazione Tm ha una durata uguale ad una frazione del periodo 1/fo – comunque non inferiore al tempo morto Td. Ad esempio, la finestra Tm può essere uguale a 5-15%, e preferibilmente uguale a 8-12% (ad esempio, uguale a 10%) del periodo 1/fo.

Se l’instante di attraversamento dello zero tz è all’esterno della finestra di osservazione Tm (come mostrato in FIG.3A), l’accensione del transistore Ml avviene correttamente in modo soft. Inoltre, il fronte di discesa della corrente I(L) segue il fronte di discesa della tensione V(A); ciò significa che nel circuito RLC la corrente è in ritardo rispetto alla tensione, per cui esso funziona correttamente in modo induttivo.

Al contrario, se l’istante di attraversamento dello zero tz è all’interno della finestra di osservazione Tm (come mostrato in FIG.3B), ciò significa che il funzionamento del ballast si sta avvicinando ad una condizione di pericolo (in cui l’accensione del transistore Ml potrebbe avvenire in modo hard, ed il funzionamento del circuito RLC potrebbe passare al modo capacitivo). Quando ciò si verifica, il sistema di controllo varia la frequenza fo di conseguenza (ad esempio, incrementandola di una quantità predefinita).

In tale modo, è possibile ripristinare in modo automatico il funzionamento corretto del ballast. Infatti, il ballast è dimensionato in modo da funzionare con un certo margine di sicurezza, per cui normalmente l’instante di attraversamento dello zero tz è sufficientemente in ritardo. Pertanto, la condizione di pericolo non si presenta con cambi repentini dell’istante di attraversamento dello zero tz, ma con una sua lenta deriva. Tuttavia, appena l’istante di attraversamento dello zero tz rientra nella finestra di osservazione Tm, la frequenza fo è aumentata per diminuire la corrente I(L) e quindi posticipare l’istante di attraversamento dello zero (indicato con tz’ in figura). Tale operazione è ripetuta ad ogni periodo 1/fo, sino a quando il ballast è riportato al suo funzionamento corretto.

Lo stesso meccanismo consente anche di mantenere il funzionamento del circuito RLC in modo induttivo. Infatti, quando il fronte di discesa della corrente I(L) si avvicina al fronte di discesa della tensione V(A) – ossia, verso il funzionamento in modo capacitivo – l’istante di attraversamento dello zero tz si porta verso la finestra di osservazione Tm; quando l’instante di attraversamento dello zero tz raggiunge la finestra di osservazione Tm (prima di passare al modo capacitivo), l’aumento della frequenza fo forzato dal sistema di controllo sposta il funzionamento del circuito RLC verso il modo induttivo.

Inoltre, ciò consente di garantire il funzionamento corretto del ballast anche in caso di bassa tensione di rete (e quindi bassa tensione Vcc). Anche in questo caso, se la riduzione della frequenza fo (forzata dal sistema di controllo per aumentare la corrente e quindi mantenere costante la luminosità della lampada) porta l’instante di attraversamento dello zero tz all’interno della finestra di osservazione Tm, la frequenza fo è automaticamente aumentata; ciò consente di utilizzare la lampada in totale sicurezza (a luminosità ridotta) anche in tali condizioni.

Passando a FIG.4, è mostrato uno schema a blocchi di principio del sistema di controllo (differenziato con un apice, ossia 115’) che è adatto ad implementare la soluzione sopra descritta in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione.

In particolare, il sistema di controllo 115’ include un oscillatore 405, il quale lavora ad una frequenza doppia di quella del sistema a commutazione (ossia, 2·fo). L’oscillatore 405 pilota una logica di comando 410, la quale genera due segnali logici Sl ed Sh a frequenza dimezzata (ossia, fo) corrispondenti ai segnali LS ed HS, rispettivamente; i segnali Sl ed Sh assumono alternativamente un valore logico 0 (ad esempio, 0V) ed un valore logico 1 (ad esempio, uguale ad una tensione di alimentazione logica Vdd=3,5V). Il segnale Sh ed il segnale Sl sono forniti ad un elemento di pilotaggio (driver) 415h e ad un elemento di pilotaggio 415l, rispettivamente, i quali generano di conseguenza i corrispondenti segnali HS ed LS (con i segnali HS,LS al livello basso o alto quando i segnali Sh,Sl hanno il valore 0 o 1, rispettivamente).

Un comparatore 420 ha un ingresso negativo collegato al terminale di massa ed un ingresso positivo collegato ad un terminale di misurazione Ps del sistema di controllo 115’; il terminale Ps è a sua volta collegato al terminale di source del transistore Ml, in modo da ricevere la tensione V(Rs) ai capi del resistore Rs; un terminale di uscita del comparatore 420 fornisce un segnale Sz che presenta impulsi al valore 1 rappresentativi di ogni instante di attraversamento dello zero.

Un generatore di finestra 425 è pilotato dall’oscillatore 405 (in accordo con la frequenza fo) e dalla logica di comando 410 (in accordo con la durata del tempo morto Td). Il generatore di finestra 425 genera un segnale Sm che presenta impulsi al valore 1 rappresentativi di ogni finestra di osservazione Tm; la durata degli impulsi del segnale Sm è programmabile tramite un segnale di programmazione Sp fornito dall’esterno (ad un terminale dedicato del sistema di controllo 115’).

Una porta logica AND 430 riceve il segnale Sz (dal comparatore 420) ed il segnale Sm (dal generatore di finestra 425), e genera un segnale di errore Se. Il segnale di errore Se presenta impulsi al valore 1 rappresentativi della rilevazione di ogni instante di attraversamento dello zero (segnale Sz al valore 1) all’interno della corrispondente finestra di osservazione Tm (segnale Sm al valore 1). Il segnale Se è fornito ad un circuito di correzione 435, il quale controlla l’oscillatore 405 di conseguenza (aumentando la frequenza fo quando il segnale Se è al valore 1).

Con riferimento invece a FIG.5, è mostrato uno schema a blocchi di principio del sistema di controllo (differenziato con un doppio apice, ossia 115’’) in accordo con una diversa forma di realizzazione dell’invenzione.

In questo caso, il generatore di finestra – indicato con 525 - non è programmabile dall’esterno, per cui la finestra di osservazione Tm (rappresentata dal segnale Sm) ha una durata fissa. Il sistema di controllo 115’’ comprende invece un generatore di corrente costante 505, il quale è collegato al terminale Ps; ad esempio, il generatore di corrente 505 può essere implementato tramite un specchio di corrente, il quale fornisce una frazione predefinita di una corrente di controllo dell’oscillatore 405. Un resistore di programmazione Rp è disposto all’esterno del sistema di controllo 115’’, tra il terminale di source del transistore Ml e lo stesso terminale Ps. In questo modo, il terminale di ingresso positivo del comparatore 420 riceve ora una tensione uguale alla tensione V(Rs) ai capi del resistore Rs più la tensione ai capi del resistore Rp - uguale alla resistenza del resistore Rp moltiplicata per la corrente fornita del generatore di corrente 505 (essendo il comparatore 420 a resistenza di ingresso sostanzialmente infinita). La tensione così aumentata al terminale di ingresso positivo del comparatore 420 anticipa di conseguenza l’instante in cui essa raggiunge la tensione di riferimento (al terminale di ingresso negativo del comparatore 420), e quindi la rilevazione dell’istante di attraversamento dello zero rappresentato dal segnale Sz; nel confronto tra i segnali Sz ed Sm (nella porta AND 430), ciò equivale ad un corrispondente allungamento della finestra di osservazione Tm. Di conseguenza, è possibile programmare il funzionamento del circuito di controllo 115’’ (in modo del tutto analogo al caso precedente) agendo sul resistore Rp. Tale risultato è ottenuto senza richiedere alcun terminale dedicato aggiuntivo nel sistema di controllo 115’’.

In questo caso, conviene impostare la finestra di osservazione Tm (definita dal generatore di finestra 525) ad un valore che assicura il corretto funzionamento del circuito di correzione – indicato con 535 - in ogni condizione operativa. Vantaggiosamente, la finestra di osservazione Tm è impostata uguale al suo valore minimo definito dal tempo morto Td; ciò consente di semplificare notevolmente la struttura del generatore di finestra 525 (senza nulla togliere alla flessibilità d’uso del sistema di controllo 115’’).

Un esempio di implementazione della soluzione di FIG.4 in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione è mostrato in FIG.6A. Tale implementazione è basata su un oscillatore (noto) a scarica/scarica di condensatore con rampe di tensione a pendenza variabile, il quale utilizza due correnti programmabili dall’esterno in modo indipendente per controllare separatamente un tempo di carica ed un tempo di scarica (con il tempo morto uguale al tempo di scarica, ed un periodo di oscillazione uguale alla somma del tempo di scarica e del tempo di carica).

In dettaglio, tale oscillatore (indicato con 405’) ha un terminale Po cui è collegato un condensatore Co (riferito al terminale di massa), il quale è caricato e scaricato continuamente per fornire un corrispondente segnale oscillante.

Un terminale P1 è usato per definire una corrente di scarica del condensatore Co. A tale scopo, il terminale P1 è mantenuto ad una tensione fissa V1 (ad esempio, 3,4V) da un circuito di regolazione (buffer). Il buffer è formato da un amplificatore operazionale OP1, il quale riceve la tensione V1 ad un suo terminale di ingresso non invertente (+); un terminale di ingresso invertente (-) dell’amplificatore operazionale OP1 è collegato ad un terminale di source di un transistore NMOS M1, il quale ha un terminale di gate collegato ad un terminale di uscita dell’amplificatore operazionale OP1. Un resistore di regolazione R1 è collegato tra il terminale P1 ed il terminale di massa, in modo da ottenere la corrente di scarica desiderata V1/R1. La corrente di scarica è fornita attraverso il transistore M1 ad uno specchio di corrente riferito ad un terminale di alimentazione Vdd (che fornisce la corrispondente tensione). Lo specchio di corrente è formato da un transistore BJT PNP T1 avente un terminale di collettore collegato ad un terminale di drain del transistore M1, ed un terminale di emettitore collegato al terminale di alimentazione Vdd. Un terminale di base del transistore T1 è corto-circuitato al suo terminale di collettore, ed è collegato ad un terminale di base di un altro transistore BJT PNP T2, un cui terminale di emettitore è collegato al terminale di alimentazione Vdd. Lo specchio di corrente T1,T2 è collegato ad un altro specchio di corrente riferito al terminale di massa (formato in modo duale da due BJT NPN T3 e T4), il quale trasferisce la corrente di scarica con il verso corretto ad un corrispondente terminale di ingresso S1 di un deviatore 605.

Un terminale P2 è invece usato per definire una corrente di carica del condensatore Co. A tale scopo, il terminale P2 è mantenuto ad una tensione fissa V2 (ad esempio, 4,2V) da un buffer (formato in modo analogo da un amplificatore operazionale OP2 ed un transistore NMOS M2). Un resistore di regolazione R2 è collegato tra il terminale P2 ed il terminale di massa, in modo da ottenere la corrente di carica desiderata V2/R2. La corrente di carica è fornita attraverso il transistore M2 ad uno specchio di corrente riferito al terminale di alimentazione Vdd (formato da altri due transistori BJT PNP T5 e T6), il quale la trasferisce ad un corrispondente terminale di ingresso S2 del deviatore 605.

Il deviatore 605 ha un terminale di uscita So, il quale è collegato al terminale Po (e quindi al condensatore Co). Il terminale So è anche collegato ad un terminale di ingresso negativo di un comparatore 610b, un cui terminale di ingresso positivo è mantenuto ad una tensione prefissata Vb (ad esempio, 2,85 V); allo stesso tempo, il terminale So è collegato ad un terminale di ingresso positivo di un altro comparatore 610t, un cui terminale di ingresso negativo è mantenuto ad una tensione prefissata Vt>Vb (ad esempio, 4,2 V). Un terminale di uscita del comparatore 610b ed un terminale di uscita del comparatore 610b sono collegati ad un terminale di cancellazione (reset) R e ad un terminale di impostazione (set) S, rispettivamente, di un circuito bi-stabile (flip-flop) 615, il quale ha un terminale di uscita principale (Q) ed un terminale di uscita negato (Q) che forniscono segnali aventi valori logici sempre opposti tra loro. Il segnale al terminale Q del flip-flop 615 è utilizzato per controllare il deviatore 605. I terminali Q e Q del flip-flop 615 sono anche collegati alla logica di comando (non mostrata in figura) per generare di conseguenza i segnali Sl,Sh.

Passando invece al generatore di finestra (indicato con 425’), in una forma di realizzazione della presente invenzione esso include un partitore resistivo che riduce la tensione Vt in accordo con il segnale Sp. A tale scopo, la tensione Vt è applicata a due resistori Rp1 ed Rp2 collegati in serie al terminale di massa (con il resistore Rp2 che ha una resistenza variabile controllata dal segnale Sp); una presa centrale del partitore Rp1,Rp2 fornisce una tensione di programmazione Vp uguale ad una frazione della tensione Vt (secondo il segnale Sp). Un comparatore 625 ha un terminale di ingresso positivo che riceve la tensione Vp dal partitore Rp1,Rp2, ed un terminale di ingresso negativo che riceve la tensione al terminale Po dell’oscillatore 405’. Un terminale di uscita del comparatore 625 fornisce il segnale Sm (fornito alla porta AND 430).

Con riferimento ora al circuito di correzione (indicato con 435’), esso include un transistore BJT PNP T7, il quale definisce un ramo aggiuntivo dello specchio di corrente T5,T6; a tale scopo, il transistore T7 ha un terminale di emettitore ed un terminale di base che sono corto-circuitati ai terminali di emettitore ed ai terminali di base, rispettivamente, dei transistori T5,T6. Un terminale di collettore del transistore T7 è collegato tramite un altro specchio di corrente riferito al terminale di massa (formato da due BJT NPN T8 e T9) ad un terminale Pr del circuito di correzione 435’. Un transistore NMOS di abilitazione Me è collegato in parallelo al transistore T9. In particolare, il transistore Me ha un terminale di drain ed un terminale di source che sono corto-circuitati al terminale di collettore ed al terminale di emettitore, rispettivamente, del transistore T9; un terminale di gate del transistore Me riceve il segnale Se negato (dalla porta AND 430). Un condensatore di correzione Cr è collegato tra il terminale Pr ed il terminale di massa, ed un resistore di correzione Rr è collegato tra il terminale Pr ed il terminale P2 dell’oscillatore 405’.

Un diagramma temporale qualitativo che mostra le forme d’onda di alcune grandezze elettriche del circuito di FIG.6A è illustrato in FIG.6B. Considerando congiuntamente tali figure, si parta da una situazione iniziale (instante t1’) in cui la tensione al terminale Po dell’oscillatore 405’ – indicata con V(Po) - è appena scesa alla tensione Vb. In tale condizione, il comparatore 610b fornisce un segnale al valore 1 al terminale R del flip-flop 615, per cui il segnale al suo terminale Q – indicato con S(Q) – assume il valore 0. Il segnale S(Q) al valore 0 collega il terminale So al terminale S2 del deviatore 605. Di conseguenza, la corrente di carica (attraverso il resistore R2) è fornita al terminale Po tramite lo specchio di corrente T5,T6, in modo da caricare il condensatore Co.

Appena la tensione V(Po) raggiunge la tensione Vt (istante t2’), il comparatore 610t fornisce un segnale al valore 1 al terminale S del flip-flop 615, per cui il segnale S(Q) commuta al valore 1; il segnale S(Q) al valore 1 collega invece il terminale So al terminale S1 del deviatore 605. Di conseguenza, la corrente di scarica (attraverso il resistore R1) è ora assorbita dal terminale Po tramite gli specchi di corrente T1,T2 e T3,T4, in modo da scaricare il condensatore Co. Quando la tensione V(Po) ritorna alla tensione Vb (istante t3’), il processo ricomincia esattamente come sopra (istanti t4’, t4’ e t5’, e così via).

Di conseguenza, la tensione V(Po) ha un andamento triangolare con un periodo uguale alla somma di un tempo di carica (t1’-t2’, t3’-t4’) più un tempo di scarica (t2’-t3’, t4’-t5’). Il segnale S(Q) ha lo stesso periodo, con impulsi al valore 1 aventi una durata uguale al tempo di scarica. La frequenza dell’oscillatore 405’ (2·fo) è controllata (per regolare la luminosità della lampada) variando la corrente di carica; in questo modo, all’aumentare o al diminuire della corrente di carica si aumenta o si diminuisce corrispondentemente la pendenza della rampa di salita della tensione V(Po) - sempre per la stessa ampiezza tra le tensioni Vb e Vt – aumentando o diminuendo di conseguenza la frequenza dell’oscillatore 405’.

I segnali HS ed LS sono generati dal segnale S(Q) portandoli alternativamente al valore 1 quando il segnale S(Q) è al valore 0 (ossia, agli istanti t1’ e t3’, rispettivamente) con un tempo morto Td corrispondente al segnale S(Q) al valore 1. In tale modo, i segnali LS,HS hanno una frequenza (fo) dimezzata rispetto a quella dell’oscillatore 405’.

Il segnale Sm è al valore 1 quando la tensione V(Po) è inferiore alla tensione Vp (impostata tramite il segnale Sp). Pertanto, il segnale Sm presenta impulsi al valore 1 che iniziano durante ogni tempo di scarica (ossia, durante ogni tempo morto) e durano per una frazione del tempo di carica (in accordo con la tensione Vp), ciascuno dei quali definisce una corrispondente finestra di osservazione – indicata con Tm’. Il segnale Sz, invece, è al valore 1 quando la tensione V(Rs) è positiva. Pertanto, il segnale Sz presenta impulsi al valore 1 che iniziano ad ogni istante di attraversamento dello zero – indicato con tz’ - e durano sino a quando il segnale LS ritorna al livello basso (ossia, all’inizio del successivo tempo morto).

Quando l’impulso del segnale Sz non è sovrapposto al corrispondente impulso del segnale Sm (ossia, l’istante di attraversamento dello zero tz’ non rientra nella finestra di osservazione Tm’), il segnale Se è al valore 0. Di conseguenza, il transistore Me è acceso dal segnale Se negato al valore 1, corto-circuitando lo specchio di corrente T8,T9 al terminale di massa (così da disabilitarlo); in tale condizione, il condensatore Cr è caricato dalla corrente di carica alla tensione del terminale P2 (ed è quindi del tutto ininfluente sul funzionamento dell’oscillatore 405’). Al contrario, come mostrato in figura, se l’impulso del segnale Sz è (parzialmente) sovrapposto al corrispondente impulso del segnale Sm (ossia, l’istante di attraversamento dello zero tz’ rientra nella finestra di osservazione Tm’), il segnale Se assume il valore 1 quando entrambi i segnali Sm ed Sz sono al valore 1; il segnale Se presenta quindi un impulso al valore 1 che inizia all’instante di attraversamento dello zero tz’ e termina con la finestra di osservazione Tm’. Di conseguenza, il transistore Me è spento dal corrispondente segnale Se negato al valore 0, e quindi la corrente di carica è ora assorbita dal terminale Pr (attraverso gli specchi di corrente T5,T7 e T8,T9) in modo da scaricare il condensatore Cr. L’entità della scarica del condensatore Cr dipende dalla durata dell’impulso del segnale Se (ed è quindi tanto maggiore quanto più l’instante di attraversamento dello zero tz’ è anticipato rispetto alla finestra di osservazione Tm’). La differenza di tensione così generata tra il terminale P2 ed il terminale Pr crea una caduta di tensione sul resistore Rr, con una corrispondente corrente che è aggiunta alla corrente di carica fornita dal resistore R2. Pertanto, il condensatore Co si caricherà più velocemente, con ciò incrementando la frequenza dell’oscillatore 405’. Al termine dell’impulso del segnale Se, il segnale Se negato ritorna al valore 1 in modo da accendere nuovamente il transistore Me, corto-circuitando lo specchio di corrente T8,T9 al terminale di massa; il condensatore Cr è quindi ri-caricato alla tensione del terminale P2 (ripristinando la situazione precedente).

Un altro esempio di implementazione della soluzione di FIG.4 in accordo con una diversa forma di realizzazione dell’invenzione è mostrato in FIG.7. Tale implementazione è basata su un oscillatore (noto) a scarica/scarica di condensatore con rampe di tensione ad ampiezza variabile.

In questo caso, nell’oscillatore (indicato con 405’’) il comparatore 610t riceve al suo terminale di ingresso negativo una tensione di regolazione Vc, la quale è impostata dall’esterno ad un corrispondente terminale Pc. La frequenza dell’oscillatore 405’’ è quindi controllata (per regolare la luminosità della lampada) variando la tensione Vc; in particolare, all’aumentare o al diminuire della tensione Vc si aumenta o si diminuisce corrispondentemente il valore di picco superiore della rampa di salita della tensione V(Po) - sempre per la stessa pendenza – aumentando o diminuendo di conseguenza la frequenza dell’oscillatore 405’’. Considerazioni simili si applicano se (in aggiunta o in alternativa) è variata la tensione applicata al terminale di ingresso positivo del comparatore 610b - e quindi il valore di picco inferiore della rampa di salita della tensione V(Po).

Di conseguenza, nel generatore di finestra (indicato con 425’’), il partitore Rp1,Rp2 sarà ora collegato al terminale Pc per ricevere la stessa tensione Vc. Il funzionamento del sistema sopra descritto è del tutto analogo al caso precedente.

Un esempio di implementazione della soluzione di FIG.5 in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione è mostrato in FIG.8. Tale implementazione è basata sullo stesso oscillatore 405’ a scarica/scarica di condensatore con rampe di tensione a pendenza variabile. In tale caso, il generatore di finestra – indicato con 525’ – semplicemente corto-circuita il terminale Q del flip-flop 615 al corrispondente terminale di ingresso della porta AND 430, in modo da impostare il segnale Sm uguale al segnale S(Q); di conseguenza, la finestra di osservazione Tm (rappresentata dal segnale Sm) sarà esattamente uguale al tempo morto Td (rappresentato dal segnale S(Q)).

Preferibilmente, il circuito di correzione – indicato con 535’ - include anche un monostabile 805 che è collegato tra il terminale di uscita della porta AND 430 ed il terminale di gate del transistore Me. Il monostabile 805 passa da una condizione stabile (valore 0) ad una condizione instabile (valore 1) in risposta ad un segnale di attivazione (trigger), e mantiene tale condizione per un periodo di tempo prefissato dopo la rimozione del segnale di trigger (ad esempio, uguale al periodo 1/fo moltiplicato per un fattore predefinito – come 2-10). In tale modo, quando il segnale Se assume il valore 1 (in quanto l’istante di attraversamento dello zero rientra nella finestra di osservazione Tm), il monostabile 805 passa dal valore 0 al valore 1, e lo mantiene almeno per tale periodo di tempo (anche se l’impulso del segnale Se ha una durata inferiore). Ciò consente di mantenere il transistore Me spento sufficientemente a lungo da provocare un incremento significativo della frequenza dell’oscillatore 415’ in ogni condizione (anche quando la finestra di osservazione Tm è molto breve).

Considerazioni analoghe si applicano se la soluzione di FIG.5 è implementata con l’oscillatore sopra descritto a scarica/scarica di condensatore con rampe di tensione ad ampiezza variabile (variando la tensione al terminale di ingresso negativo del comparatore 610t e/o al terminale di ingresso positivo del comparatore 610b).

La soluzione sopra descritta (sebbene sufficientemente efficace in molte applicazioni pratiche) potrebbe mostrare alcune limitazioni in specifiche condizioni critiche (ad esempio, nel caso di un corto-circuito severo nella lampada).

In particolare, come mostrato nello scenario esemplificativo di applicazione di FIG.9A, il corto-circuito può provocare un grande anticipo degli istanti di attraversamento dello zero. Ad esempio, dopo un istante di attraversamento dello zero tz1 sufficientemente in ritardo rispetto ad una corrispondente finestra di osservazione Tm1, un istante di attraversamento dello zero tz2 si avvicina ad una corrispondente finestra di osservazione Tm2 (senza raggiungerla); un successivo istante di attraversamento dello zero tz3 è invece talmente anticipato da scavalcare completamente una corrispondente finestra di osservazione Tm3. Pertanto, in tale condizione gli istanti di attraversamento dello zero tz1-tz3 non sono mai all’interno delle finestre di osservazione Tm1-Tm3 (per cui il circuito di correzione non è mai attivato). Ciononostante, in tale condizione l’accensione del transistore inferiore (alla commutazione del segnale SL al livello alto nella finestra di osservazione Tm3) avverrebbe in modo hard, con una tensione molto elevata ai suoi capi.

Al contrario, come mostrato nello scenario esemplificativo di applicazione di FIG.9B, il corto-circuito può portare un istante di attraversamento dello zero tz1’ all’interno di una corrispondente finestra di osservazione Tm1’, per cui il circuito di correzione ritarda di conseguenza gli istanti di attraversamento dello zero. Tuttavia, un successivo istante di attraversamento dello zero tz2’ può essere talmente ritardato (rispetto ad una corrispondente finestra di osservazione Tm2’) da scavalcare completamente anche una successiva finestra di osservazione Tm3’. Pertanto, in tale condizione l’istante di attraversamento dello zero tz2’ non è all’interno di alcuna finestra di osservazione Tm2’-Tm3’ (per cui il circuito di correzione non è più attivato). Ciononostante, in tale condizione la corrente I(L) ha invertito la sua fase, per cui il funzionamento del circuito RLC si è portata in modo capacitivo - con l’accensione del transistore inferiore (segnale SL al livello alto) nella finestra di osservazione Tm2 che avverrebbe in modo hard.

In entrambe le situazioni, l’accensione di tipo hard non è rilevata dalla soluzione sopra descritta, in quanto essa si basa sulla gradualità della variazione dell’instante di attraversamento dello zero. Tuttavia, si noti che nel primo caso (FIG.9A) si hanno due istanti di attraversamento dello zero tz2 e tz3 consecutivi (non separati da alcuna finestra di osservazione), mentre nel secondo caso (FIG.9B) si hanno due finestre di osservazione Tm2’ e Tm3’ consecutive (non separate da alcun istante di attraversamento dello zero). Pertanto, è possibile rilevare quando il numero di istanti di attraversamento dello zero tra due finestre di osservazione consecutive è diverso da 1 (0 o 2, rispettivamente). Quando ciò si verifica, il sistema di controllo interviene spegnendo entrambi i transistori del sistema a commutazione (ad esempio, temporaneamente). In questo modo, è possibile assicurare il corretto funzionamento del ballast in qualsiasi condizione operativa.

Passando a FIG.10, è mostrato uno schema a blocchi di principio di un particolare del sistema di controllo che è adatto ad implementare la soluzione sopra descritta in accordo con una forma di realizzazione dell’invenzione.

In tale caso, il sistema di controllo include un circuito di rilevamento 1005, il quale riceve il segnale Sz dal comparatore associato al suo terminale di misurazione ed il segnale Sm dal generatore di finestra (non mostrati in figura). Il circuito di rilevamento 1005 è dotato di due flip-flop 1010a e 1010b, ciascuno con un terminale di reset (R), un terminale di set (S), un terminale di uscita principale (Q), ed un terminale di uscita negato (Q). Il segnale Sz è applicato al terminale R del flip-flop 1010b; lo stesso segnale Sz è ritardato da un blocco 1015a ed è quindi negato, con il segnale Sz ritardato e negato che è quindi applicato al terminale S del flip-flop 1010a. Una porta logica AND 1020a riceve in ingresso il segnale Sz ed il segnale fornito dal terminale Q del flip-flop 1010a, e fornisce in uscita un segnale di doppio instante di attraversamento dello zero Sz2. In modo duale, il segnale Sm è applicato al terminale R del flip-flop 1010a; lo stesso segnale Sm è ritardato da un blocco 1015b ed è quindi negato, con il segnale Sm ritardato e negato che è quindi applicato al terminale S del flip-flop 1010b. Una porta logica AND 1020b riceve in ingresso il segnale Sm ed il segnale fornito dal terminale Q del flip-flop 1010b, e fornisce in uscita un segnale di doppia finestra di osservazione Sm2. Il circuito di rilevamento 1005 comprende inoltre una porta logica OR 1025, la quale ricevere il segnale Sz2 (dalla porta AND 1020a) ed il segnale Sm2 (dalla porta AND 1020b), e genera un segnale di errore Se’. Il segnale Se’ è fornito ad un circuito di protezione 1035, il quale controlla di conseguenza la logica di comando 410 dei transistori del sistema a commutazione (non mostrati in figura).

Il segnale Sm commuta al valore 1 all’inizio di ogni suo impulso (indicativo dell’inizio di una finestra di osservazione); in tale condizione, il flip-flop 1010a è resettato (con il segnale al suo terminale Q che si porta al valore 0); al contrario, il segnale Sz commuta al valore 0 alla fine di ogni suo impulso; in tale condizione, il flip-flop 1010a è settato (con il segnale al suo terminale Q che si porta al valore 1) dopo il ritardo introdotto dal blocco 1015a - per evitare condizioni di contesa (race condition). In una situazione normale, in cui ogni istante di rilevamento dello zero segue l’inizio di una corrispondente finestra di osservazione, il segnale Sz2 è sempre al valore 0; infatti, quando il segnale Sz assume il valore 1 (all’inizio del suo impulso, indicativo dell’instante di attraversamento dello zero), il segnale al terminale Q del flip-flop 1010b è al valore 0 (poiché il flip-flop 1010a è stato precedentemente resettato dal corrispondente impulso del segnale Sm). Invece, nel caso di due instanti di rilevamento dello zero consecutivi, il segnale Sz2 si porta al valore 1; infatti, quando il segnale Sz assume il valore 1 il segnale al terminale Q del flip-flop 1010b è anche esso al valore 1 (poiché il flip-flop 1010a è stato settato alla fine di un precedente impulso del segnale Sz senza essere stato resettato da alcun impulso del segnale Sm).

In modo duale, il flip-flop 1010a è resettato all’inizio di ogni impulso del segnale Sz, ed è resettato alla fine di ogni impulso del segnale Sm (dopo il ritardo introdotto dal blocco 1015b). Normalmente, il segnale Sm2 è sempre al livello 0; infatti, quando il segnale Sm assume il valore 1 (durante ogni finestra di osservazione), il segnale al terminale Q del flip-flop 1010b è al valore 0 (poiché il flip-flop 1010a è stato precedentemente resettato dal corrispondente impulso del segnale Sz). Invece, nel caso di due finestre di osservazione consecutive, il segnale Sm2 si porta al valore 1; infatti, quando il segnale Sm assume il valore 1 il segnale al terminale Q del flip-flop 1010b è anche esso al valore 1 (poiché il flip-flop 1010b è stato settato alla fine di un precedente impulso del segnale Sm senza essere stato resettato da alcun impulso del segnale Sz).

Quando il segnale Sz2 è al valore 1 (per indicare la rilevazione di due istanti di attraversamento dello zero consecutivi) e/o il segnale Sm2 è al valore 1 (per indicare la rilevazione di due finestre di osservazione consecutive), anche il segnale Se’ si porta al valore 1. In tale condizione, il circuito di protezione 1035 controllo la logica di comando 410 in modo da disabilitare i segnali di comando di entrambi i transistori del sistema a commutazione per un tempo predeterminato (ad esempio, 10-50μs). Di conseguenza, i transistori rimangono spenti per lo stesso tempo, in modo da annullare la corrente di lavoro (e quindi spegnere la lampada). A questo punto, è possibile riaccendere la lampada a freddo, con una normale procedura di riattivazione del ballast (ad esempio, di tipo “soft-start”).

Naturalmente, al fine di soddisfare esigenze contingenti e specifiche, un tecnico del ramo potrà apportare alla soluzione sopra descritta numerose modifiche e varianti logiche e/o fisiche. Più specificamente, sebbene tale soluzione sia stata descritta con un certo livello di dettaglio con riferimento a sue forme di realizzazione preferite, è chiaro che varie omissioni, sostituzioni e cambiamenti nella forma e nei dettagli così come altre forme di realizzazione sono possibili. In particolare, la stessa soluzione può essere messa in pratica anche senza gli specifici dettagli (come gli esempi numerici) esposti nella precedente descrizione per fornire una sua più completa comprensione; al contrario, caratteristiche ben note possono essere state omesse o semplificate al fine di non oscurare la descrizione con particolari non necessari. Inoltre, è espressamente inteso che specifici elementi e/o passi di metodo descritti in relazione ad ogni forma di realizzazione della soluzione esposta possono essere incorporati in qualsiasi altra forma di realizzazione come una normale scelta di disegno.

In particolare, considerazioni analoghe si applicano se il sistema di controllo ha una diversa struttura o include componenti equivalenti; inoltre i componenti possono essere separati tra loro o combinati insieme, in tutto o in parte.

Sebbene nella precedente descrizione si sia fatto esplicito riferimento ad un ballast per regolare la luminosità di una lampada a fluorescenza, tale applicazione è meramente illustrativa e non deve essere interpretata in modo limitativo. Ad esempio, il ballast può avere struttura diversa, può essere utilizzato per regolare la luminosità di altri tipi di lampade a scarica di gas; più in generale, la stessa soluzione può essere applicata in un invertitore risonante, un convertitore corrente continuacorrente continua (dc-dc) basato su un invertitore risonante, o per controllare qualsiasi altro sistema a commutazione risonante. Ovviamente, il sistema a commutazione può avere diversa struttura o includere componenti equivalenti - ossia, qualsiasi altra coppia di interruttori in configurazione a semi-ponte (ad esempio, di tipo CMOS). Analogamente, il sistema a commutazione può essere comandato con oscillatori (o circuiti equivalenti) di tipo diverso. Inoltre, nulla vieta di rilevare gli instanti di attraversamento dello zero in modo equivalente, in relazione al transistore inferiore, al transistore superiore o ad entrambi. Ad esempio, in una forma di realizzazione alternativa della presente invenzione, il resistore di misurazione è collegato in serie alla lampada tra il condensatore di mezza-batteria ed il terminale di massa (con il terminale di source del transistore inferiore collegato direttamente al terminale di massa); in questo modo, è possibile monitorare ogni istante di attraversamento dello zero per entrambi i transistori (quando la tensione ai capi del resistore di misurazione passa da un valore negativo ad un valore positivo o da un valore positivo ad un valore negativo, rispettivamente).

Gli esempi sopra riportati della finestra di osservazione sono meramente indicativi e non limitativi; in particolare, quando la programmazione è ottenuta anticipando o ritardando la rilevazione dell’istante di attraversamento dello zero la finestra di osservazione può essere fissata ad un valore anche maggiore del tempo morto (ad esempio, di una sua frazione predefinita). In ogni caso, la possibilità di definire la finestra di osservazione in altro modo (anche indipendentemente dal tempo morto) non è esclusa. In una forma di realizzazione semplificata della presente invenzione, è anche possibile prevedere una finestra di osservazione non programmabile (ad esempio, uguale ad una frazione pre-definita della frequenza di lavoro).

In ogni caso, la programmazione della finestra di osservazione può essere realizzata in modo diverso. Ad esempio, in una forma di realizzazione di base è possibile incrementarla e/o diminuirla a passi predeterminati (indipendenti dalla frequenza di lavoro).

Ovviamente, la tensione di programmazione (utilizzata per definire la finestra di osservazione) può essere impostata in altro modo (ad esempio, regolando una corrente attraverso un resistore a resistenza fissa). In ogni caso, nulla vieta di fissare la tensione di programmazione (o qualsiasi altro segnale equivalente) all’interno del sistema di controllo.

Considerazioni analoghe si applicano se l’istante di attraversamento dello zero è variato in altro modo (sia in anticipo sia in ritardo) per simulare una corrispondente variazione di segno opposto della finestra di osservazione.

Ad esempio, nulla vieta di applicare direttamente una corrente di spiazzamento dall’esterno (con segno sia uguale sia opposto alla corrente di lavoro).

La possibilità di variare la frequenza di lavoro in modo diverso (anche senza agire sul funzionamento dell’oscillatore) non è esclusa; ad esempio, in implementazioni alternative della presente invenzione la frequenza di lavoro può essere variata di una quantità costante (indipendentemente dall’anticipo dell’istante di attraversamento dello zero), oppure anche in modo continuo.

Lo stesso risultato fornito dal monostabile può essere ottenuto con altri circuiti in grado di garantire una variazione minima della frequenza di lavoro (ogniqualvolta l’instante di attraversamento dello zero rientra nella finestra di osservazione) – ad esempio, imponendo una durata minima al segnale che rappresenta la finestra di osservazione. In ogni caso, tale caratteristica si presta ad essere implementate anche quando la finestra di programmazione è programmabile. Al contrario, essa non è strettamente necessaria nemmeno quando la finestra di programmazione è fissa.

Considerazioni analoghe si applicano se il circuito di protezione risponde alla rilevazione di un qualsiasi numero di istanti di attraversamento dello zero tra due finestre di osservazione consecutive diverso da uno solo; in ogni caso, il circuito di protezione può intervenire in modo diverso (ad esempio, spegnendo completamente il ballast).

Si noti che il sistema di controllo sopra descritto si presta ad essere realizzato e messo in commercio anche separatamente dal corrispondente sistema a commutazione.

Dovrebbe essere evidente che la struttura proposta può far parte della progettazione di un circuito integrato. Il progetto può anche essere creato in un linguaggio di programmazione; inoltre, se il progettista non fabbrica i circuiti integrati o le maschere, il progetto può essere trasmesso attraverso mezzi fisici ad altri. In ogni caso, il circuito integrato risultante può essere distribuito dal relativo fornitore in forma di fetta (wafer) grezza, come piastrina nuda, o in contenitori (package). Inoltre, la struttura proposta può essere integrata con altri circuiti nella stessa piastrina, o può essere montata in prodotti intermedi ed accoppiata ad una o più altre piastrine. In ogni caso, il circuito integrato è adatto ad essere usato in sistemi complessi.

Considerazioni analoghe si applicano se l’apparecchio di illuminazione (o qualsiasi altro sistema complesso comprendente il sistema di controllo proposto) ha una diversa struttura o include componenti equivalenti (separati tra loro o combinati insieme, in tutto o in parte).

Infine, la soluzione proposta si presta ad essere implementa con un metodo equivalente (usando passi simili, rimovendo alcuni passi non essenziali, o aggiungendo ulteriori passi opzionali); inoltre, i passi possono essere eseguiti in ordine diverso, in parallelo o sovrapposti (almeno in parte).

Claims (10)

1. RIVENDICAZIONI 1. Un sistema di controllo (115) per un sistema a commutazione risonante (110), il sistema a commutazione comprendendo un primo interruttore (Ml) ed un secondo interruttore (Mh) in una configurazione a semi-ponte per pilotare un carico risonante (L,105,C1), in cui il sistema di controllo comprende: mezzi di comando (405-410,415l,415h) per accendere e spegnere alternativamente gli interruttori secondo una frequenza di lavoro del sistema a commutazione, caratterizzato da mezzi di rilevamento (420-430) per rilevare un annullamento (tz) di una corrente di lavoro (I(L)) fornita dal sistema a commutazione al carico risonante in una finestra temporale di osservazione (Tm), la finestra di osservazione essendo successiva ad ogni spegnimento di almeno uno degli interruttori (Ml) ed avendo una durata uguale ad una frazione di un periodo di lavoro del sistema a commutazione, e mezzi di correzione (435;535) per modificare la frequenza di lavoro in risposta ad ogni rilevamento dell’annullamento nella finestra di osservazione.
2. 2. Il sistema di controllo (115) secondo al rivendicazione 1, in cui i mezzi di comando (405-410,415l,415h) includono mezzi (410) per applicare alternativamente un segnale di accensione ed un segnale ad spegnimento (LS,HS) ad ogni interruttore (Ml,Mh) con un tempo morto (Td) tra il segnale di spegnimento di ogni interruttore ed il segnale di accensione dell’altro interruttore, la finestra di osservazione (Tm) essendo almeno uguale al tempo morto.
3. 3. Il sistema di controllo (115) secondo la rivendicazioni 1 o 2, in cui i mezzi di comando (405-410,415l,415h) includono un oscillatore (405) per generare un segnale di oscillazione a rampa (V(Po)), e mezzi (410) per comandare l’accensione e lo spegnimento degli interruttori in accordo con il segnale di oscillazione, i mezzi di programmazione (425;505,Rp) comprendendo mezzi (625) per definire la durata della finestra di osservazione in accordo con un confronto tra il segnale di oscillazione ed un valore di soglia (Vp).
4. 4. Il sistema di controllo (115) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 3, ulteriormente comprendente mezzi di programmazione (425;505,Rp) per programmare una durata della finestra di osservazione.
5. 5. Il sistema di controllo (115) secondo la rivendicazione 4 quando dipendente dalla rivendicazione 3, in cui i mezzi di programmazione (425;505,Rp) comprendono mezzi (Rp2) per variare il valore di soglia (Vp).
6. 6. Il sistema di controllo (115) secondo la rivendicazione 4, in cui i mezzi di rilevamento (420-430) includono mezzi di misurazione (420) per misurare una grandezza di misurazione (V(Rs)) indicativa della corrente di lavoro (I(L)) ad un terminale di misurazione (Ps) del sistema di controllo, i mezzi di programmazione (425;505,Rp) comprendendo mezzi di spiazzamento (505,Rp) per applicare uno spiazzamento alla grandezza di misurazione.
7. 7. Il sistema di controllo (115) secondo la rivendicazione 6, in cui i mezzi di misurazione (420) includono un resistore di misurazione (Rs) collegato in serie all’almeno un interruttore (Ml) per essere attraversato dalla corrente di lavoro (I(L)), ed in cui i mezzi di spiazzamento (505,Rp) includono un resistore di programmazione (Rp) collegato tra il terminale di misurazione ed il resistore di misurazione ed un generatore di corrente (505) per applicare una corrente predefinita al resistore di programmazione, i mezzi di misurazione misurando una tensione al terminale di misurazione definita dalla somma della tensione ai capi del resistore di misurazione e della tensione ai capi del resistore di programmazione.
8. 8. Il sistema di controllo (115) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 7, in cui i mezzi di correzione (435;535) includono mezzi di incremento (435;535) per incrementare la frequenza di lavoro di una quantità corrispondente ad una differenza tra il rilevamento dell’annullamento (tz) ed un termine della finestra di osservazione (Tm).
9. 9. Il sistema di controllo (115) secondo la rivendicazione 8, in cui i mezzi di incremento (535) includono mezzi (805) per incrementare la frequenza di lavoro di una quantità minima in risposta ad ogni rilevamento dell’annullamento nella finestra di osservazione.
10. 10. Il sistema di controllo (115) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 9, ulteriormente comprendente: mezzi (1005) per rilevare un numero di annullamenti diverso da uno tra due finestre di osservazione consecutive, e mezzi (1035) per spegnere gli interruttori (Ml,Mh) in risposta ad ogni rilevamento del numero di annullamenti diverso da uno.