ITMI20070141A1 - Circuito di pilotaggio per una configurazione emitter-switching di transistori - Google Patents
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Description
Domanda di brevetto per invenzione industriale dal titolo: "Circuito di pilotaggio per una configurazione emitter-switching di transistori"
DESCRIZIONE
Campo di applicazione
La presente invenzione fa riferimento ad un circuito di pilotaggio per una configurazione emitter-switching di transistori.
Più specificatamente l'invenzione si riferisce ad un circuito di pilotaggio per una configurazione emitter-switching di transistori avente almeno un primo ed un secondo terminale di controllo connessi a detto circuito di pilotaggio a formare un dispositivo di tipo emitter-switching controllato avente a sua volta rispettivi terminali di collettore, di source e di gate.
Arte nota
Come è ben noto, una configurazione circuitale cosiddetta emitter-switching comprende una connessione di un transistore bipolare avente una elevata tensione di breakdown e di un transistore MOSFET di potenza a bassa tensione.
Una tale configurazione è schematicamente illustrata in Figura 1 e complessivamente indicata con 1. La configurazione emitterswitching 1 comprende un transistore bipolare TI ed un transistore MOS MI inseriti, in serie tra loro, tra un primo ed un secondo riferimento di tensione, in particolare la tensione di alimentazione Vcc e la massa GND.
La configurazione emitter-switching 1 prevede che il transistore bipolare TI sia di tipo HV (High Voltage), vale a dire un transistore ad elevata tensione di breakdown- mentre il transistore MOS MI sia di tipo LV (Low Voltage), vale a dire un transistore a bassa tensione di breakdown.
Il transistore bipolare TI presenta un terminale di collettore connesso al riferimento di tensione di alimentazione Vcc tramite un carico induttivo LI ed un terminale di comando o base connesso ad un circuito di pilotaggio 2.
Il transistore MOS MI presenta a sua volta un terminale di comando o gate connesso al circuito di pilotaggio 2.
Il circuito di pilotaggio 2 comprende:
un primo elemento resistivo RB connesso al terminale di base del transistore bipolare TI e, tramite un diodo Zener DZ, alla massa GND;
un secondo elemento resistivo RG connesso al terminale di gate del transistore MOS Mi e, tramite un generatore di impulsi di tensione Gl, alla massa GND; e
un condensatore elettrolitico CB connesso in parallelo al diodo Zener DZ ed avente ai suoi capi un valore di tensione pari a VB.
In particolare, il condensatore elettrolitico CB ha il compito di immagazzinare energia durante lo spegnimento del transistore bipolare Tl, per poterla riutilizzare durante una successiva fase di accensione e conduzione del transistore stesso, mentre il diodo Zener impedisce che il valore della tensione di base del transistore bipolare TI superi una determinata soglia.
L’insieme della configurazione 1 emitter-switching e del circuito 2 di pilotaggio forma un dispositivo di tipo emitter-switching controllato 5.
La configurazione emitter-switching, da tempo nota ai tecnici del ramo, risulta attualmente particolarmente interessante per la presenza sul mercato di transistori bipolari aventi un’area di sicurezza RBSOA [Reverse Biased Safe Operating Area) quadrata (in configurazione emitter-switching) ad una corrente prossima a quella di picco e ad una tensione pari alla tensione BVCES di rottura tra i terminali di collettore e di emettitore quando il terminale di base è cortocircuitato con il terminale di emettitore [Breakdown Voltage Collector-Emitter Short], nonché di transistori MOS di potenza aventi un bassissimo valore di resistenza drain-source in condizioni di conduzione, RDSON, e pertanto assimilabili quasi ad interruttori ideali.
I principali vantaggi della configurazione emitter-switching sono notoriamente una bassissima caduta di tensione in conduzione (tipica dei transistori bipolari) ed una elevata velocità di spegnimento.
Durante lo spegnimento, infatti, la corrente uscente dal terminale di base del transistore bipolare della configurazione emitterswitching è uguale alla corrente del terminale dì collettore di tale transistore, vale a dire una corrente di valore molto elevato. Ciò determina una drastica riduzione sia del tempo di immagazzinamento [Storage] sia del tempo di decadimento [fall], permettendo alla configurazione emitter-swìtching di lavorare anche fino a frequenze di 150 kHz.
Il pilotaggio effettuato mediante il circuito di pilotaggio 2 risulta molto utile ed efficiente in tutti quei casi in cui la corrente nella configurazione 1 emitter-switching risulta nulla, o molto piccola rispetto a quella nominale, in fase di accensione [tum-on].
La Figura 2 illustra l'andamento dei valori delle tensione VGS tra terminali di gate e source del transistore MOS MI, della tensione tra il terminale di collettore del transistore bipolare TI ed il terminale di source del transistore MOS MI, VCS, e delle correnti di base e collettore del transistore bipolare TI con riferimento ad un convertitore di tipo flyback che lavora ad una frequenza di 100 kHz e presenta una corrente di accensione nulla in quanto il convertitore lavora in modo discontinuo.
Nel momento in cui ci si accinge a lavorare con applicazioni nelle quali il valore di corrente sul dispositivo airaccensione [tum-ON] non é nullo, e a frequenze relativamente alte (> 60 kHz), avendo a che fare con un dispositivo bipolare, si evidenzia il fenomeno della VCESAT (tensione di saturazione tra terminali di collettore ed emettitore del transistore bibolare Tl) dinamica. Tale fenomeno consiste nel fatto che, all’accensione, esiste un certo ritardo prima che si raggiunga il valore di tensione VCESATstatica, ed è quindi necessario allagare di portatori la regione di base del transistore bipolare quanto più rapidamente possibile per far decrescere il valore della tensione VCESAT e raggiungere nel più breve tempo il valore di regime.
Per tale ragione, con il circuito 2 di pilotaggio di Figura 1, si otterrebbe un’eccessiva dissipazione al tum-ON dovuta al fatto che la caduta di tensione tra terminali di collettore ed emettitore del transistore bipolare Tl, VCE, impiegherebbe un tempo relativamente lungo ( > 2 ps ) per raggiungere il valore di saturazione, VCESAT.
Sempre con riferimento al dispositivo di tipo emitter-switching controllato 5 di figura 1, un aumento della tensione di base, VB, ridurrebbe solo parzialmente il problema della VCESATdinamica ma peggiorerebbe a dismisura le prestazioni allo spegnimento [tum-OFF].
Un circuito di pilotaggio adeguato per le applicazioni con corrente di collettore non nulla al tum-ON é stato oggetto di una domanda di brevetto europeo pubblicata con No. 1 455 452 Γ8 settembre 2004 a nome della stessa richiedente e illustrato schematicamente nell’allegata Figura 3, complessivamente indicato con 12. Il circuito 12 di pilotaggio è opportunamente connesso ad una configurazione 10 emitter-switching a formare un dispositivo di tipo emitter-switching controllato 15.
Il circuito 12 di pilotaggio modula opportunamente la corrente di base ottimizzando entrambe le fasi di commutazione e permettendo il raggiungimento del minimo valore di VCESAT nel minor tempo possibile. Nell’allegata Figura 4, sono riportate le forme d’onda che si riferiscono ad un convertitore di tipo forward che lavora ad una frequenza di 110 kHz, dove si può osservare la modulazione della corrente di base, IB.
Il funzionamento dettagliato e il dimensionamento del circuito 12 di pilotaggio sono ampiamente discussi nella citata domanda di brevetto.
Per quanto vantaggioso sotto diversi punti di vista, tale circuito di pilotaggio noto presenta riconosciuti inconvenienti evidenziati soprattutto quando si deve affrontare la necessità di applicazioni con correnti di collettore di valore variabile in un ampio range.
In tali applicazioni, il circuito 12 di pilotaggio, come descritto nella sopra indicata domanda di brevetto europeo, deve infatti essere dimensionato tenendo conto della condizione di lavoro più stressante, ovvero la massima corrente di collettore.
Si dovrebbe così garantire un corretto livello di saturazione al valore dì corrente più alto, scegliendo opportunamente un valore VB’ di tensione dì base del transistore bipolare Tl, ma così facendo, per valori bassi di corrente di collettore, il dispositivo si trova a lavorare in condizioni di sovrasaturazione, ottenendo tempi di memorizzazione estremamente lunghi.
Ciò comporta una dissipazione eccessiva al tum-OFF, nonché un controllo poco accurato dovuto al fatto che l’effettivo spegnimento del dispositivo avviene con ritardo rispetto al segnale fornito da un controllore.
E’ altresì possibile utilizzare soluzioni più complesse comprendenti circuiterie addizionali per il controllo del tempo di immagazzinamento tstorage, attraverso una modulazione della corrente di base, IB.
In tal caso, però, occorre prevedere progettazioni specifiche del circuito di pilotaggio di base. I circuiti così ottenuti diventano difficili da usare ad alti valori di corrente e non consentono la connessione di u-n diodo di ricircolo tra i terminali di collettore e source nelle configurazioni a mezzo ponte ed a ponte completo.
Infatti la corrente di ricircolo induttiva interessa in tal caso una maglia di base attraverso una capacità di alimentazione, scaricandola e fluendo di seguito nella giunzione base-collettore anziché fluire nel diodo di ricircolo connesso con l’anodo sul terminale di source ed il catodo sul terminale di collettore.
Il problema tecnico che sta alla base della presente invenzione è quello di escogitare un circuito di pilotaggio di una configurazione emitter-switching per controllare il livello di saturazione in applicazioni che prevedono correnti di collettore variabili in un ampio intervallo, in grado di soddisfare l’esigenza sopra esposta e cioè quella di avere un livello di saturazione adeguato in ogni condizione di lavoro, contemporaneamente superando, in modo semplice ed efficace, tutti gli inconvenienti citati con riferimento alla tecnica nota.
Sommario deirinvenzione
L'idea di soluzione che sta alla base della presente invenzione è quella di controllare la condizione di saturazione del transistore bipolare della configurazione emitter-switching mantenendo la sua giunzione base -collettore a tensione prossima allo zero.
Sulla base di tale idea di soluzione il problema tecnico è risolto da un circuito di pilotaggio per una configurazione emitterswitching di transistori avente almeno un primo ed un secondo terminale di controllo connessi a detto circuito di pilotaggio a formare un dispositivo di tipo emitter-switching controllato avente a sua volta rispettivi terminali di collettore, di source e di gate, detto circuito di pilotaggio essendo caratterizzato dal fatto di comprendere un blocco di pilotaggio, inserito tra un terminale di collettore ed un terminale di source di detto dispositivo di tipo emitter-switching controllato e connesso a detto primo terminale di controllo di dotta configurazione emitter-switching e dal fatto che detto blocco di pilotaggio comprende almeno un dispositivo IGBT di pilotaggio inserito tra detto terminale di collettore e detto primo terminale di controllo di detta configurazione emitter-switching ed avente, a sua volta, un terzo terminale di controllo nonché un transistore bipolare di pilotaggio, inserito tra detto terminale di collettore e detto primo terminale di controllo di detta configurazione emitter-switching ed avente, a sua volta, un quarto terminale di controllo per controllo una condizione di saturazione di detto transistore bipolare di detta configurazione emitter-switching mantenendo una sua giunzione base-collettore a tensione prossima allo zero.
Le caratteristiche ed i vantaggi del circuito di pilotaggio secondo l'invenzione risulteranno dalla descrizione, fatta qui di seguito, di un suo esempio di realizzazione dato a titolo indicativo e non limitativo con riferimento ai disegni allegati.
Breve descrizione dei disegni
In tali disegni:
la Figura 1 mostra schematicamente una prima forma di realizzazione di un circuito di pilotaggio per una configurazione di tipo emitter-switching realizzato secondo l'arte nota;
la Figura 2 mostra l'andamento di forme d’onda caratteristiche di un convertitore flyback di tipo discontinuo comprendente il circuito di pilotaggio noto illustrato in Figura 1;
la Figura 3 mostra schematicamente una seconda forma di realizzazione di un circuito di pilotaggio per una configurazione di tipo emitter-switching realizzato secondo l’arte nota;
la Figura 4 mostra l'andamento di forme d’onda ottenute col circuito di pilotaggio noto illustrato in Figura 3;
la Figura 5A mostrano una caratteristica ideale correntetensione [1-V] di pilotaggio di una configurazione di tipo emitterswitching;
le Figure 5B-5C mostrano l'andamento delle caratteristiche corrente-tensione [I-V] di componenti elettronici noti, rispettivamente IGBT e MOS;
la Figura 6 mostra schematicamente un circuito di pilotaggio per una configurazione di tipo emitter-switching realizzato secondo l’invenzione;
la Figura 7 mostra l'andamento di forme d’onda ottenute col circuito di pilotaggio realizzato secondo l’invenzione e illustrato in Figura 6;
le Figure 8A-8E mostrano l'andamento di forme d’onda ottenute col circuito di pilotaggio realizzato secondo l’invenzione e illustrato in Figura 6 in diverse condizioni di funzionamento dello stesso; e
la Figura 9 mostra schematicamente una configurazione a ponte completo comprendente circuiti di pilotaggio del tipo illustrato in Figura 6.
Descrizione dettagliata
La presente invenzione parte dalla considerazione che in una connessione di tipo Darlington, il circuito di pilotaggio per una configurazione emitter-switching dovrebbe idealmente avere una caratteristica corrente- tensione [I-V] del tipo rappresentato in Figura 5A.
Da un confronto di tale caratteristica ideale con le reali caratteristiche I-V di un dispositivo IGBT e di un dispositivo MOS ad alta tensione, rappresentate nelle Figure 5B e 5C, rispettivamente, è immediato verificare che tali dispositivi noti non possono soddisfare le condizioni di pilotaggio richieste.
In particolare, la caduta di tensione in conduzione di un dispositivo IGBT risulta in ogni caso troppo alta per ottenere la caratteristica di pilotaggio desiderata.
Parimenti, utilizzando un dispositivo MOS ad alta tensione, si verifica che è necessario ricorrere ad elementi con dimensioni sul silicio più di dieci volte maggiori dell’area di silicio necessaria per la realizzazione della configurazione emitter-switching stessa.
E’ tuttavia interessante notare che il valore di resistenza differenziale raggiunto in conduzione da un dispositivo IGBT avente dimensioni pari ad 1/3 della configurazione emitter-switching coincide con il valore desiderato di resistenza totale del dispositivo pilota.
Partendo da tali considerazioni, è possibile considerare un circuito di pilotaggio 20 per una configurazione 21 emitter-switchìng comprendente almeno un dispositivo IGBT TI come pilota in una connessione di tipo Darlington con la configurazione 21 emitterswitching, come finale, come illustrato in Figura 6. In particolare, il circuito 20 di pilotaggio e la configurazione 21 emitter-switching sono tra loro connessi in modo da realizzazione un dispositivo di tipo emitterswitching controllato 25 avente un terminale C di collettore, un terminale S di source ed un terminale G di gate.
La configurazione 21 emitter-switching comprende in modo noto una connessione a cascode di un transistore bipolare avente una elevata tensione di breakdown e di un transistore MOSFET di potenza con bassa tensione ed è inserita tra il terminale C di collettore ed il terminale S di source. Essa ha inoltre un primo XI ed un secondo terminale X2 di controllo, corrispondenti ai terminali di controllo dei transistori bipolare e MOSFET, rispettivamente, e connessi al circuito 20 di pilotaggio.
Il circuito 20 di pilotaggio comprende a sua volta un blocco di pilotaggio, complessivamente indicato con 22, inserito tra il terminale C di collettore ed il terminale S di source e connesso al primo terminale XI di controllo della configurazione 21 emitter-switching.
In particolare, il blocco 22 di pilotaggio comprende il dispositivo IGBT TI di pilotaggio inserito tra il terminale C di collettore ed il primo terminale XI di controllo della configurazione 21 emitterswitching ed avente a sua volta un terzo terminale X3 di controllo, in particolare un terminale di gate.
Vantaggiosamente secondo Tinvenzione, .il blocco 22 di pilotaggio comprende ulteriormente un transistore bipolare T2 di pilotaggio, inserito tra il terminale C di collettore ed il primo terminale XI di controllo della configurazione 21 emitter-switching ed avente, a sua volta, un quarto terminale X4 di controllo, in particolare un terminale di base.
Il blocco 22 di pilotaggio comprende inoltre un primo DI ed un secondo diodo D2 connessi, in serie tra loro, tra il primo terminale X l di controllo della configurazione 2 1 emitter-switching ed il terminale S di source del dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25.
Opportunamente, il circuito 20 di pilotaggio comprende ulteriormente una rete 23 di polarizzazione inserita tra il quarto terminale X4 di controllo del transistore bipolare T2 di pilotaggio ed il terminale G di gate del dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25.
In particolare, la rete 23 di polarizzazione comprende un primo RI ed un secondo elemento resistivo R2 inseriti, in serie tra loro, tra il terminale G di gate ed il quarto terminale X4 di controllo del transistore bipolare T2 di pilotaggio nonché un condensatore Cl, a sua volta inserito in parallelo al primo elemento resistivo RI, ed un terzo diodo D3, inserito tra il quarto terminale X4 di controllo del transistore bipolare T2 di pilotaggio ed il terminale G di gate del dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25.
Infine, il terzo terminale X3 di controllo del dispositivo IGBT TI di pilotaggio è connesso al terminale G di gate del dispositivo di tipo erm tter- swi tching controllato 25 tramite un terzo elemento resistivo R3 ed il secondo terminale X2 di controllo della configurazione 21 emitterswi tching è connesso al terminale G di gate del dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25 tramite un quarto elemento resistivo R4.
Vantaggiosamente secondo l’invenzione, il circuito 20 di pilotaggio proposto ottiene un controllo della condizione di saturazione del transistore bipolare della configurazione 21 emitter-switching attraverso il mantenimento della relativa giunzione base-collettore a tensione prossima allo zero. In particolare, tale controllo viene realizzato nella maglia che si chiude con il transistore bipolare T2 di pilotaggio.
E’ immediato verificare che la caduta di tensione in conduzione della configurazione 21 emitter-switching scende a valori bassi, rispettando la condizione di quasi saturazione necessaria per un tempo di immagazzinamento [Storage] stabile al variare della corrente di collettore le del dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25.
In altre parole, utilizzando le proprietà di quasi saturazione del transistore bipolare T2 di pilotaggio, vale a dire mantenendo la tensione di base -colletto re sempre al di sotto della sua polarizzazione diretta, ad un valore minimo di tensione di polarizzazione inversa (in particolare uguale alla tensione collettore-emettitore di saturazione Vcesat del transistore bipolare T2 di pilotaggio), si ottiene un continuo controllo della corrente di base istante per istante al variare della corrente le di collettore della configurazione 21 emitter-switching e quindi un tempo di memorizzazione veramente stabile in tutte le condizioni.
Per comprendere meglio il principio su cui si basa il dispositivo di tipo emìtter-switching controllato 25 secondo l’invenzione, viene ora descritto il suo funzionamento.
Durante la fase di accensione della configurazione 2 1 emitterswitching, la tensione collettore-source di saturazione VCSSATdinamica, scende velocemente grazie alla presenza dispositivo IGBT TI di pilotaggio, che risulta attivo nei primi istanti della commutazione, fino a quando la tensione collettore -emettitore VceTl ai suoi capi si mantiene superiore ad un valore limite LI, pari a 0.7V.
In questa fase di accensione, il dispositivo IGBT TI di pilotaggio fornisce al terminale di base, vale a dire al secondo terminale X2 di controllo, della configurazione 21 emitter-switching un picco di corrente Ipeak pari ad un valore necessario per avere una buona tensione VCSSATdinamica.
Durante la fàse di conduzione della configurazione 21 emitterswitching invece, la relativa corrente IB di base passa attraverso il transistore bipolare T2 di pilotaggio, perchè quando la sua tensione collettore-emettitore VceT2 è minore al valore limite LI, pari a 0.7V, è escluso il passaggio di corrente nel dispositivo IGBT TI di pilotaggio posto in parallelo ad esso.
Il percorso della corrente del transistore bipolare T2 di pilotaggio è quindi obbligato nel terminale di base della configurazione 2 1 emitter-switching, poiché il potenziale dell’anodo del primo diodo D 1 è più alto rispetto al potenziale del terminale di base della configurazione 21 emitter-switching.
Durante la fase di spegnimento o commutazione OFF della configurazione 21 emitter-switching, dopo lo spegnimento simultaneo del dispositivo IGBT TI di pilotaggio e del transistore bipolare T2 (opportunamente scelto in modo da essere appropriatamente veloce) del blocco 22 di pilotaggio, per tutto il tempo di immagazzinamento, la corrente IBoff scorre attraverso il primo ed il secondo diodo, DI e D2 per poi chiudersi verso il terminale S di source del dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25, connesso ad un riferimento di tensione, ad esempio ad una massa GND.
E’ altresì opportuno notare che, vantaggiosamente secondo l’invenzione, nel dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25, la corrente Ib di base della configurazione 21 emitter-switching cresce in modo non lineare rispetto alla crescita della corrente le dì collettore.
Infatti, tale corrente Ib di base insegue lTife del transistore bipolare della configurazione 21 emitter-switching che diminuisce all ’aumentare della corrente le di collettore. Quindi per mantenere la condizione di quasi saturazione, tale corrente Ib di base deve crescere con un di/ dt sempre più alto.
Vantaggiosamente secondo l invenzione, la condizione di quasi saturazione si ottiene mantenendo la giunzione base-collettore della configurazione 21 emitter-switching ad una polarizzazione inversa imposta dal valore di tensione collettore-emettitore di saturazione, VCESAT, del transistore bipolare T2 di pilotaggio (pari a circa 200mV).
La presente invenzione si riferisce altresì ad un metodo di controllo di una configurazione 21 emitter-switching avente un primo e ad un secondo terminale di controllo, XI e X2, il metodo prevedendo di controllare una condizione di saturazione del transistore bipolare compreso in tale configurazione 21 emitter-switching mantenendo una sua giunzione base -collettore a tensione prossima allo zero.
Vantaggiosamente secondo l’invenzione, tale metodo è implementato da un circuito 20 di pilotaggio del tipo precedentemente descritto, in particolare comprendente almeno un transistore bipolare T2 di pilotaggio. In particolare, tale transistore bipolare T2 di pilotaggio è connesso al primo terminale XI di controllo della configurazione 21 emitter-switching per controllare la condizione di saturazione del transistore bipolare in essa contenuto. Opportunamente, tale transistore bipolare T2 di pilotaggio mantiene la giunzione basecollettore della configurazione 21 emitter-switching ad una polarizzazione inversa imposta dal suo valore di tensione collettoreemettitore di saturazione, VCESAT(pari a circa 200mV), controllando in tal modo la condizione di quasi saturazione della configurazione 21 emitter-switching.
Il comportamento del dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25 comprendente il circuito 20 di pilotaggio secondo l’invenzione è stato simulato dalla richiedente. I risultati di tali simulazioni sono riportati nella Figura 7 e nelle Figure 8A-8C.
In particolare, la Figura 7 illustra l’andamento dei valori delle tensione Vcs tra il terminale di collettore del transistore bipolare ed il terminale di source del transistore MOS della configurazione 21 emitterswitching e delle correnti di base e collettore, le ed Ib, di tale transistore bipolare con riferimento ad un convertitore di tipo flyback che lavora ad una frequenza dì 100 kHz e presenta una corrente di accensione nulla in quanto il convertitore lavora in modo discontinuo.
Inoltre, le Figure 8A-8E, mostrano l’andamento delle correnti di base e collettore, le ed Ib, del transistore bipolare compreso nella configurazione 21 emitter-switching e della tensione tra i terminali di gate e source deirulteriore transistore MOS al variare della corrente le di collettore da un valore pari ad 1A (Figura 8A) ad un valore pari a 40A (Figura 8E). E’ quindi possibile verificare che la corrente Ib di base del dispositivo di tipo emitter-switching controllato 35 comprendente il circuito 20 di pilotaggio secondo l’invenzione cresce in modo non lineare rispetto alla crescita della corrente Ic di collettore.
Per concludere, è opportuno rimarcare il fatto che il dispositivo di tipo emitter-switching controllato 25 comprendente il circuito 20 di pilotaggio secondo l’invenzione trova utile applicazione in una configurazione a ponte completo con diodi di ricircolo su un carico induttivo, come schematicamente illustrato in Figura 10.
In particolare, la configurazione a ponte completo comprende quattro dispositivi di tipo emitter-switching controllato 25a-25d aventi terminali di collettore e di source connessi tra loro da rispettivi diodi di ricircolo Da-Dd.
A differenza delle soluzioni note, dove c’è sempre un condensatore di alimentazione tra terminale di base e riferimento di massa che permette il passaggio di corrente nella giunzione basecollettore del transistore bipolare della configurazione emitter-switching 21, nella configurazione a ponte completo comprendente circuiti di pilotaggio secondo l’invenzione runico percorso consentito per il ricircolo della corrente induttiva, dopo l’apertura degli interruttori dei circuiti indicati con a e c, è attraverso i dìodi di ricircolo Dd e Db connessi tra i terminali Cd di collettore e Sb di source (come indicato in Figura 10 dalla freccia A). Analogamente, quando operano gli interruttori relativi ai circuiti indicati con d e b, la corrente circola attraverso i dìodi Da e De connessi tra i terminali Ca di collettore e Se di source (come indicato in Figura 10 dalla freccia B}.
In conclusione, il circuito di pilotaggio secondo la presente invenzione consente di controllare il livello di saturazione di un transistore bipolare di una configurazione emitter-switching in applicazioni che prevedono correnti di collettore variabili in un ampio intervallo, conseguendo al contempo numerosi vantaggi, tra i quali la compatibilità MOSFET e IGBT, una inusitata semplicità strutturale che consente comunque la connessione di un diodo di ricircolo e presenta una bassa caduta di tensione in conduzione. Il circuito di pilotaggio secondo l’invenzione garantisce inoltre un tempo di immagazzinamento stabile al variare della corrente di collettore ed una riduzione della tensione VCSSAT dinamica.
Vantaggiosamente secondo l’invenzione, il circuito 20 di pilotaggio controlla la configurazione 21 emitter-switching in quasi saturazione e rende possibile l’utilizzo del diodo di ricircolo.
Infine, vantaggiosamente secondo l’invenzione, il circuito 20 di pilotaggio è facile da pilotare e consente di ottimizzare l’area di sicurezza RBSOA [-Reverse Biased Safe Opcrating Area].
Claims (10)
- RIVENDICAZIONI 1 . Circuito di pilotaggio. (20) per una configurazione emitterswitching di transistori (21) avente almeno un primo ed un secondo terminale di controllo (XI, X2) connessi a detto circuito di pilotaggio (20) a formare un dispositivo di tipo emitter-switching controllato (25) avente a sua volta rispettivi terminali di collettore, dì source e di gate (C, S, G), detto circuito di pilotaggio (20) essendo caratterizzato dal fatto di comprendere un blocco di pilotaggio (22), inserito tra un terminale di collettore (C) ed un terminale di source (S) di detto dispositivo di tipo emitter-switching controllato (25) e connesso a detto primo terminale di controllo (XI) di detta configurazione emitter-switching (21) e dal fatto che detto blocco di pilotaggio (22) comprende almeno un dispositivo 1GBT di pilotaggio (Tl) inserito tra detto terminale di collettore (C) e detto primo terminale di controllo (XI) di detta configurazione emitterswitching (21) ed avente, a sua volta, un terzo terminale di controllo (X3), nonché un transistore bipolare di pilotaggio (T2), inserito tra detto terminale di collettore (C) e detto primo terminale di controllo (XI) di detta configurazione emitter-switching (X2) per controllare urna condizione di saturazione di detto transistore bipolare di detta configurazione emitter-switching (21) mantenendo una sua giunzione base-collettore a tensione prossima allo zero ed avente, a sua volta, un quarto terminale di controllo (X4).
- 2. Circuito di pilotaggio (20) secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto blocco di pilotaggio (22) comprende ulteriormente un primo ed un secondo diodo (DI, D2) connessi, in serie tra loro, tra detto primo terminale di controllo (XI) di detta configurazione emitter-switching (21) e detto terminale di source (S) di detto dispositivo di tipo emitter-switching controllato (25).
- 3. Circuito di pilotaggio (20) secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriormente una rete di polarizzazione (23) inserita tra detto quarto terminale di controllo (X4) di detto transistore bipolare di pilotaggio (T2) e detto terminale di gate (G) di detto dispositivo di tipo emitter-switching controllato (25).
- 4. Circuito di pilotaggio (20) secondo la rivendicazione 3, caratterizzato dal fatto che detta rete di polarizzazione (23) comprende: un primo ed un secondo elemento resistivo (R 1 , R2) inseriti, in serie tra loro, tra detto terminale di gate (G) e detto quarto terminale di controllo (X4); un condensatore (Cl) inserito in parallelo a detto primo elemento resistivo (RI), e un terzo diodo (D3), inserito tra detto quarto terminale di controllo (X4) e detto terminale di gate (G).
- 5. Circuito di pilotaggio (20) secondo la rivendicazione 4, caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriormente un terzo elemento resistivo (R3) inserito tra detto terzo terminale di controllo (X3) di detto dispositivo IGBT di pilotaggio (Tl) e detto terminale di gate (G) di detto dispositivo di tipo emitter-switching controllato (25).
- 6. Circuito di pilotaggio (20) secondo la rivendicazione 5, caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriormente un quarto elemento resistivo (R4) inserito tra detto secondo terminale di controllo (X2) di detta configurazione emitter-switching (21) e detto terminale di gate (G) di detto dispositivo di tipo emìtter-switching controllato (25).
- 7. Metodo di controllo di una configurazione emitterswitching (21) avente un primo e ad un secondo terminale di controllo (XI, X2) caratterizzato dal fatto di controllare una condizione dì saturazione di un transistore bipolare compreso in detta configurazione emitter-switching (21) mantenendo una sua giunzione base-collettore a tensione prossima allo zero.
- 8. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 7, caratterizzato dal fatto di essere implementato da un circuito di pilotaggio (20) connesso a detti primo e secondo terminale dì controllo (XI, X2) di detta configurazione emitter-switching (21) e comprendente almeno un transistore bipolare di pilotaggio (T2) connesso a detto primo terminale di controllo (XI) della configurazione emitter-switching (21) per controllare la condizione di saturazione del transistore bipolare in essa contenuto.
- 9. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 8, caratterizzato dal fatto che detto transistore bipolare di pilotaggio (T2) mantiene la giunzione base-collettore di detta configurazione 21 emitter-switching ad una polarizzazione inversa imposta dal suo valore di tensione colletto re- emettitore di saturazione (VCESAT).
- 10. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 9, caratterizzato dal fatto che detto circuito di pilotaggio (20) è realizzato secondo delle da 1 a 6.
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