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FR3099660A1 - Ensemble et procédé de commande pour moteur électrique - Google Patents

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FR3099660A1
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Xiang Liu
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Valeo Systemes dEssuyage SAS
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Abstract

Ensemble et procédé de commande pour moteur électrique. L’ensemble de commande (1) d’un moteur électrique (3) triphasé comprend :- un onduleur (5) comprenant une pluralité de transistors (HS, LS) chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases (A, B, C) du moteur électrique (3), chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande,- une unité de commande (9) configurée pour appliquer une modulation à largeur d’impulsions de sorte que pendant chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5, s6), l’unité de commande (9) délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement.A des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5, s6), l’unité de commande (9) est également configurée pour : commander l’état bloqué des transistors (LS, HS) de l’onduleur (5) associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée, mesurer la tension de phase associée à la troisième phase, détecter, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe du courant de phase (iA, iB, iC) associé à la tension de phase mesurée, et estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat de la détection. Figure pour l’abrégé : Fig. 2

Description

Ensemble et procédé de commande pour moteur électrique
Des modes de mise en œuvre et de réalisation de l’invention concernent le domaine des moteurs électriques et notamment les moteurs électriques destinés notamment à des équipements de véhicule automobile.
De nombreux moteurs électriques sont utilisés dans les équipements de véhicules automobile.
Pour certains de ces moteurs électriques et en particulier les moteurs électriques à courant continu sans balai, par exemple une machine synchrone à aimants permanents (« permanent magnet synchronous generator » en langue anglaise), on peut réaliser la commande en mode synchrone avec une excitation sinusoïdale sans connaître la position de rotor de la machine.
Pour ceci, la commande d’un tel moteur électrique comprenant un rotor est généralement réalisée par un onduleur dont les différentes branches alimentent les différentes phases du moteur. Comme on ne connait pas la position du rotor, on doit mesurer et contrôler un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase afin d’optimiser l’efficacité et la stabilité du fonctionnement du moteur.
Une méthode connue pour déterminer le déphasage entre la tension d'excitation et le courant est une détection du passage par zéro (« zero-crosing detection » en langue anglaise) de courants. Cette méthode consiste à détecter les instants de passage par zéro des courants alimentant les phases du moteur.
Pour réaliser ces mesures, des phases de non-conduction sont ménagées à des instants prédéfinis de la modulation à largeur d’impulsions situés en dehors des périodes de conduction des phases. Ces phases de non-conduction sont par exemple ménagées lors des changements d’alimentation des phases.
En effet, les phases sont généralement alimentées par un onduleur comprenant plusieurs branches, chaque branche étant reliée à une phase du moteur. Une branche comprend par exemple deux transistors montés en série dont le point milieu est relié à une phase du moteur. Chaque transistor comporte un état passant et un état bloqué.
Un premier transistor dit HS est relié à une source de tension et le deuxième transistor dit LS est relié à la masse. En fonctionnement normal de l’excitation sinusoïdale, l’un des transistors est dans l’état bloqué tandis que l’autre est l’état passant. Ainsi, afin de mesurer le courant au niveau de la phase, il convient de créer une phase de non-conduction durant laquelle les deux transistors HS et LS sont dans l’état bloqué. Il y a généralement une phase de non-conduction au moment du changement d’états des transistors, aussi appelé « temps mort », pour éviter un court-circuit.
La figure 1 représente un exemple de signaux de commande pour le transistor HS (courbe du haut) et le transistor LS (courbe du bas) d’une branche d’alimentation d’une phase. A l’instant t1, le transistor LS passe de l’état passant ON à l’état bloqué OFF mais au lieu de rendre le transistor HS dans l’état passant ON à ce même moment t1, une phase de non-conduction Δt est créée durant laquelle les deux transistors LS et HS sont dans l’état bloqué OFF, le transistor HS étant dans l’état passant à un instant t2. La phase de non-conduction correspond par exemple à une durée plus petite que 1 µs. La mesure du signe du courant peut alors être effectuée durant cette phase de non-conduction. Par contre cette durée est généralement comprise entre 1µs et 2µs. De plus, avec cette solution, un composant dédié doit être utilisé pour permettre de synchroniser l'ensemble des mesures durant ledit « temps mort ».
Cependant, l’introduction d’un tel « temps mort » allongé dans la commande à largeur d’impulsions du moteur électrique dans laquelle les instants de commutation sont décalés temporellement tend à dégrader l’excitation sinusoïdale des phases, ce qui implique une réduction de l’efficacité du moteur électrique et une augmentation du bruit produit par le moteur électrique.
Afin de surmonter au moins partiellement les inconvénients de l’état de la technique, il convient de proposer une méthode d’estimation du déphasage entre la tension d’excitation et le courant qui ne perturbe pas les signaux d’excitation du moteur électrique. A cet effet, il est proposé un ensemble de commande d’un moteur électrique triphasé comprenant :
- un onduleur comprenant une pluralité de transistors chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases du moteur électrique, chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande,
- des moyens de mesure configurés pour mesurer des tensions associées aux trois phases respectives du moteur électrique,
- une unité de commande configurée pour appliquer une modulation à largeur d’impulsions de façon à piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors de l’onduleur de sorte que pendant chaque intervalle de commande, l’unité de commande délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement,
dans lequel à des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande, l’unité de commande est également configurée pour commander l’état bloqué des transistors de l’onduleur associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée,
mesurer, via les moyens de mesure, la tension de phase associée à la troisième phase pendant une durée prédéterminée,
détecter, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe du courant de phase associé à la tension mesurée, et
estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat de la détection.
La réalisation de mesures au niveau de la troisième phase comportant un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions permet de réaliser des mesures et une estimation d’un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase pendant les périodes de conduction sans perturber la commande à largeur d’impulsions et notamment sans introduire un allongement de temps morts dans la commande de sorte que le bruit du moteur électrique est réduit. Cette solution permet également de s’affranchir d’un composant dédié pour mesurer rapidement le signe du courant, (parce que si l’on veut mesurer pendant le temps mort, la durée de mesure doit être inférieure à 1µS), et donc réduire le coût de l’unité de commande.
Selon un mode de réalisation, la tension de phase a un état haut et un état bas, et les instants prédéterminés comprennent
seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état haut si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro, ou
seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état bas si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé.
Selon un mode de réalisation, la durée prédéterminée est inférieure à 5μs, notamment inférieure à 2 μs.
Selon un autre mode de réalisation, le nombre de mesures de la tension de phase est réduit ou stoppé lorsque le résultat des mesures est supérieur ou inférieur à un seuil prédéterminé.
Selon un autre mode de réalisation deux instants prédéterminés sont séparées d’une durée d’au moins 20 μs, notamment au moins 50 μs.
Selon un autre mode de réalisation, l’onduleur comprend trois branches, chaque branche comprenant un demi-pont en H.
Selon un autre mode de réalisation, l’unité de commande est configurée pour appliquer une boucle de rétroaction à partir du déphasage estimé, la boucle de rétroaction étant utilisée pour déterminer des instants et des niveaux d’amplitude de commutation et un rapport cyclique global de la modulation à largeur d’impulsions.
Selon un autre aspect, il est proposé un procédé de commande d’un moteur électrique triphasé en mode synchrone dans lequel les trois phases du moteur électrique sont alimentées par un onduleur comprenant une pluralité de transistors chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases du moteur électrique, chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande et dans lequel :
- on applique une modulation à largeur d’impulsion pour piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors de l’onduleur de sorte que pendant chaque période de commande, on délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à un deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement,
dans lequel, à des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande,
- on commande l’état bloqué des transistors de l’onduleur associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée et,
- on mesure la tension de phase associée à la troisième phase,
- on détecte, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe de courant de phase associée à la tension de phase mesurée, et
- on estime un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat de la détection.
Selon un mode de réalisation, un intervalle de commande correspond à un section d’angle de rotation du rotor électrique de 60°.
Selon un autre mode de réalisation, si l’ensemble des tensions de phase mesurées lors d’un intervalle de commande correspondent à des courants de phase ayant un signe théorique avant son passage au zéro alors on considère que le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase correspond à la borne supérieure de la section d’angle de rotation sélectionné pour les mesures des tensions de phase, et si l’ensemble des tensions de phase mesurées lors d’un intervalle de commande correspondent à des courants de phase ayant un signe théorique après son passage au zéro alors on considère que le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase correspond à la borne inférieure de la section d’angle de rotation sélectionné pour les mesures des tensions de phase.
D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante, donnée à titre d’exemple illustratif et non limitatif et des dessins annexés parmi lesquels :
représente un exemple d’un signal de commande des transistors d’une branche d’alimentation d’un onduleur selon l’état de la technique;
représente un schéma d’un ensemble de commande d’un moteur électrique triphasé selon la présente invention;
représente un schéma d’un exemple de signaux de commande des phases d’un moteur électrique, de la modulation à largeur d’impulsion associée à l’une des phases et des courants alimentant les différentes phases;
représente un schéma d’un onduleur et d’un moteur électrique;
représente un schéma d’un onduleur et d’un moteur électrique;
représente un organigramme des différentes étapes d’un procédé de commande d’un moteur électrique;
Dans ces figures, les éléments identiques portent les mêmes références.
Les réalisations suivantes sont des exemples. Bien que la description se réfère à un ou plusieurs modes de réalisation, ceci ne signifie pas nécessairement que chaque référence concerne le même mode de réalisation ou que les caractéristiques s'appliquent seulement à un seul mode de réalisation. De simples caractéristiques de différents modes de réalisation peuvent également être combinées ou interchangées pour fournir d'autres réalisations.
La présente invention concerne un ensemble de commande 1 d’un moteur électrique triphasé 3 tel que représenté sur la figure 2. Les phases du moteur électrique 3 sont notées A, B et C. Un tel moteur électrique peut notamment être utilisé dans des équipements de véhicule automobile tels qu’un dispositif d’essuyage.
L’ensemble de commande 1 comprend un onduleur 5. L’onduleur 5 comprend trois branches comprenant chacune deux transistors et configurées pour alimenter respectivement les trois phases A, B et C du moteur électrique 3. Les transistors d’une branche sont disposés en série avec un premier transistor noté HS relié à la source de tension continue Vbat, fournie par exemple par une batterie, et un deuxième transistor noté LS relié à la masse, par exemple via une résistance notée Shunt. Le point milieu situé entre les deux transistors LS et HS est relié à la phase associée à la branche d’alimentation. Chacun des premier et deuxième transistors HS, LS comporte un état passant et un état bloqué.
Des diodes DL sont disposées en parallèle des transistors LS et des diodes DH sont disposées en parallèle des transistors HS. Ainsi, chaque branche forme un demi-pont en H.
L’ensemble de commande 1 comprend également des moyens de mesure 7a, 7b et 7c des tensions de phase VphaseA, VphaseBet VphaseCassociées aux phases respectives A, B et C du moteur électrique 3. Chaque tension de phase VphaseA, VphaseBet VphaseCcomporte un état haut lorsque la phase est reliée à la source de tension continue et un état bas lorsque la phase est reliée à la masse.
L’ensemble de commande 1 comprend également une unité de commande 9 configurée pour piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors HS et LS de l’onduleur 5 en fonction d’une modulation à largeur d’impulsions.
La figure 3 représente un exemple d’une excitation sinusoïdale à appliquer aux différentes phases A, B et C, respectivement PWMphaseA, PWMphaseB, et PWMphaseC, en fonction de la position angulaire du rotor durant une rotation électrique de 360° du rotor ainsi que la modulation à largeur d’impulsions OUTAassociée au signal de commande de la phase A et les courants iA, iBet iCcirculant dans les différentes phases A, B et C dans le cas idéal.
De plus, sur la figure 3, la position angulaire est divisée en sections de 60° avec une première section d’angle de rotation s1 comprise entre -30° et 30°, une deuxième section d’angle de rotation s2 comprise entre 30° et 90 °, une troisième section d’angle de rotation s3 comprise entre 90° et 50°, une quatrième section d’angle de rotation s4 comprise entre 150° et 210°, une cinquième section d’angle de rotation s5 comprise entre 210° et 270°, et une sixième section d’angle de rotation s6 comprise entre 270° et 330°.
Chaque section d’angle de rotation s1, s2, s3, s4, s5, s6 correspond à un intervalle de commande. Une période de commande PC comporte plusieurs intervalles de commande, ici par exemple six intervalles de commande IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6 correspondant aux section d’angle de rotation s1, s2, s3, s4, s5, s6.
Pendant chaque intervalle de commande IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6, l’unité de commande 9 est configurée pour délivrer à une première phase (phase C pour l’intervalle IC1) un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase (phase B pour l’intervalle IC1) un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à une troisième phase (phase A pour l’intervalle IC1) un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire qui varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé (comme dans le cas de la phase A pour l’intervalle IC1) ou inversement (comme dans le cas de la phase C pour l’intervalle IC2).
De plus, on peut également noter que le courant de phase (iAdans le cas présent pour l’intervalle IC1) dans la troisième phase (phase A pour l’intervalle IC1) change de signe au centre de l’intervalle (dans la position 0° pour l’intervalle IC1).
Cependant, dans le cas où la commutation des transistors n’est pas réalisée lorsque le rotor est dans la position prévue, c’est-à-dire si le rotor n’est pas dans la position angulaire -30° lors des changements de commutation de la modulation à largeur d’impulsions associés au début de l’intervalle IC1 alors il y aura un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase, et le changement de signe du courant ne sera pas réalisé au centre de l’intervalle (c’est-à-dire dans la position 0° pour l’intervalle IC1).
Ainsi, en détectant le moment du passage à zéro du courant (iAdans le cas présent) dans la troisième phase (phase A dans le cas présent), il est possible d’estimer le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase et de déduire par conséquent une correction à appliquer à la modulation à largeur d’impulsions pour réduire l’écart entre le déphasage souhaité et le déphasage estimé de manière à obtenir une commande optimale du moteur électrique 3.
De plus, dans le cas où aucun passage à zéro n’est détecté dans un intervalle (possibilité si le déphasage estimé est supérieur à 30°), on considère alors que la correction angulaire à appliquer correspond à l’une ou l’autre des deux bornes extrêmes de la section (-30° ou +30°).
Par ailleurs, le signe du courant peut être déterminé en mesurant la tension de phase lorsque les deux transistors LS et HS de la branche d’alimentation associée sont ouverts. En effet, si les transistors LS et HS sont dans l’état bloqué et si le courant IphaseAest négatif (cas représenté sur la figure 4a), alors la tension VphaseAest égale à la tension d’alimentation Vdcdu fait de la diode DH disposée en parallèle du transistor HS tandis que si le courant IphaseAest positif (cas représenté sur la figure 4b), la tension VphaseAest nulle du fait de la diode DL disposée en parallèle du transistor LS. Ainsi des mesures de tension de phase peuvent être réalisées via les moyens de mesure 7a, 7b et 7c pour déterminer si le courant de phase est positif ou négatif.
L’unité de commande 9 est donc configurée pour réaliser des mesures de tension de phase dans ladite troisième phase durant chaque intervalle de commande de manière à estimer l’instant du passage du zéro. Ces mesures nécessitent l’ouverture des deux transistors LS et HS. De plus, un délai entre le moment où on rend les transistors dans l’état bloqué (en pratique il faut seulement rendre un des deux transistors LS, HS dans l’état bloqué car l’autre transistor est déjà dans l’état bloqué) et la mesure doit être respectée pour éviter le pic de courant pouvant apparaître au moment où on rend les transistors dans l’état bloqué. Les deux transistors sont donc dans l’état bloqué pendant une durée prédéterminée permettant la réalisation de la mesure, par exemple une durée inférieure à 5μs, notamment inférieure à 2 μs.
Afin de limiter les perturbations du signal, ces mesures sont réalisées à des instants prédéterminés comportant par exemple seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état haut si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro, ou seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état bas si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé.
Les instants prédéterminés sont par exemple séparés d’au moins 20 μs notamment au moins 50 μs. Le nombre de mesure réalisées sur une période de commande peut également varier en fonction des résultats des mesures précédentes.
En effet, si le courant de phase est supposé passer d’une valeur négative à une valeur positive dans un intervalle de commande donnée (cas du courant IphaseAdans l’intervalle IC1) et que les premières mesures du courant de phase sont positives alors on peut considérer que le décalage correspond à la borne inférieure de -30° pour l’intervalle IC1 et il n’est pas nécessaire de réaliser des mesures sur l’ensemble de l’intervalle IC1 puisque toutes les mesures de IphaseAdevraient être positives. Ainsi, en comparant le résultat des mesures à un seuil prédéterminé, zéro dans le cas présent, on peut limiter le nombre de mesures si les mesures sont supérieures à ce seuil dans le cas de l’intervalle IC1. Dans le cas d’un courant supposé passé d’une valeur positive à une valeur négative dans l’intervalle de mesure, alors le nombre de mesures pourra être limité si la courant estimé est négatif dès les premières mesures).
Ainsi, les mesures réalisées durant les intervalles de commande IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6 permettent d’estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase ce qui permet de contrôler l’écart entre ce déphasage estimé et le déphasage souhaité. L’unité de commande 9 est donc configurée pour appliquer une boucle de rétroaction à partir d’une nouvelle position du rotor estimée en tenant compte du décalage angulaire estimée, la nouvelle position estimée du rotor peut alors être utilisée dans une boucle de rétroaction pour déterminer, par exemple selon des méthodes classiques connues de l’homme du métier, des instants et des niveaux d’amplitude de commutation et un rapport cyclique global de la modulation à largeur d’impulsions. L’unité de commande 9 est donc configurée pour appliquer cette boucle de rétroaction et ainsi optimiser l’efficacité de la commande à largeur d’impulsions.
La présente invention concerne également un procédé de commande d’un moteur électrique triphasé 3 tel que décrit précédemment en mode synchrone. La figure 5 représente un organigramme des différentes étapes du procédé de commande.
La première étape 101 concerne l’application d’une modulation à largeur d’impulsion pour piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors HS et LS des différentes branches de l’onduleur 5. La modulation à largeur d’impulsions est réalisée de sorte que pendant chaque intervalle de commande d’une période de commande, correspondant ici par exemple à une section d’angle de rotation de 60°, on délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à une troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire qui varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé (comme dans le cas de la phase A pour l’intervalle IC1) ou inversement, afin de réaliser une excitation sinusoïdale entre deux phases.
La deuxième étape 102 concerne l’introduction de temps non-conduction dans la commande de la troisième phase. Ces temps non-conduction sont réalisés en commandant l’état bloqué simultané des deux transistors LS et HS de la branche de l’onduleur alimentant la troisième phase. Ces temps de non-conduction sont réalisés à des instants prédéterminés de la période de commande, par exemple toutes les 50μs.
Les instants prédéterminés comportent seulement des instants lorsque la tension de phase fournie par la troisième phase est dans l’état haut si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro (intervalles IC2, IC4, IC6), ou seulement des instants lorsque la tension de phase fournie par la troisième phase est dans l’état bas si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé (intervalles IC1, IC3, IC5). La durée de chaque temps de non-conduction est par exemple comprise entre 1 et 2 μs.
La troisième étape 103 concerne la mesure de la tension de phase fournie par la troisième phase durant les temps de non-conduction générés lors de l’étape 102. Un délai entre le moment où on rend l’état bloqué des transistors LS et HS et la mesure de la tension de phase peut être introduit pour limiter l’influence sur la mesure de potentiels pics de courant survenant à l’état bloqué des transistors LS et HS. Ce délai est par exemple compris entre 100et 300ns. Les mesures sont par exemple réalisées via des moyens de mesure de tension disposés au niveau des phases.
La quatrième étape 104 concerne la détection de l’instant du changement de signe du courant de phase (de ladite troisième phase) à partir des tensions de phase mesurées à l’étape 103. Cette détection se fait en comparant les tensions de phase mesurées à une valeur seuil et en détectant le passage des mesures d’un côté à l’autre du seuil. La valeur seuil est par exemple choisie comme étant la moitié de la tension Vbatfournie par la batterie alimentant l’onduleur 5, soit Vbat/2. En effet, en théorie les tensions de phase mesurées sont soit égales à Vbatsoit à zéro en fonction du signe du courant de sorte qu’une valeur seuil de Vbat/2 semble particulièrement appropriée.
En pratique, la détection résulte en un intervalle de temps (intervalle entre deux mesures successives dont le résultat de la comparaison est différent) de sorte que l’instant choisi pour le changement de signe (et donc la correction de l’angle associé) du courant peut correspondre au centre de l’intervalle de temps détecté.
La cinquième étape 105 concerne la comparaison entre le déphasage estimé entre le courant de phase et la tension de phase et le déphasage souhaité. En cas de non-détection d’un changement de signe du courant de phase, le décalage angulaire choisi correspond à la borne inférieure ou supérieure de la section d’angle de rotation associée à l’intervalle de commande.
On choisit le décalage angulaire correspondant à la borne inférieure de la section d’angle de rotation si le courant de phase a un signe théorique après son passage au zéro ou le décalage angulaire correspond à la borne supérieure de l’intervalle angulaire si le courant de phase a toujours le signe théorique avant son passage au zéro. Cette comparaison permet d’estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase et de déduire un écart de ce déphasage estimé et le déphasage souhaité et resynchroniser la commande à largeur d’impulsions.
La sixième étape 106 correspond à l’application d’une boucle de rétroaction au niveau de la modulation à largeur d’impulsions appliquée à l’étape 101 et à l’utilisation de l’écart de déphasage entre le courant de phase et la tension de phase estimé à l’étape 105 pour corriger la modulation à largeur d’impulsions de manière à réduire l’écart de déphasage estimé et souhaité entre la tension de phase et le courant de phase afin d’optimiser l’efficacité et la stabilité de la commande à largeur d’impulsions et donc le rendement global et la stabilité du moteur.
Ainsi, l’application d’une méthode de détection du passage à zéro réalisée au niveau de la phase pendant chaque intervalle de commande permet d’estimer le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase pour corriger et optimiser la commande à largeur d’impulsions sans avoir à modifier les instants de commutation de la commande à largeur d’impulsions en créant des phases de non-conduction au moment prédéterminé pour permettre la réalisation des mesures.

Claims (10)

  1. Ensemble de commande (1) d’un moteur électrique (3) triphasé comprenant :
    - un onduleur (5) comprenant une pluralité de transistors (HS, LS) chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases (A, B, C) du moteur électrique (3), chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande,
    - des moyens de mesure (7a, 7b, 7c) configurés pour mesurer des tensions de phase associées aux trois phases (A, B, C) respectives du moteur électrique (3),
    - une unité de commande (9) configurée pour appliquer une modulation à largeur d’impulsions de façon à piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors (HS, LS) de l’onduleur (5) de sorte que pendant chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5, s6), l’unité de commande (9) délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement,
    caractérisé en ce qu’à des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5, s6), l’unité de commande (9) est également configurée pour :
    commander l’état bloqué des transistors (LS, HS) de l’onduleur (5) associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée,
    mesurer, via les moyens de mesure (7a, 7b, 7c), la tension de phase associée à la troisième phase,
    détecter, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe du courant de phase (iA, iB, iC) associé à la tension de phase mesurée, et
    estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat de la détection.
  2. Ensemble (1) selon la revendication 1 dans lequel la tension de phase a un état haut et un état bas, et les instants prédéterminés comprennent seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état haut si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro, ou seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état bas si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé.
  3. Ensemble (1) selon la revendication 1 ou 2 dans lequel la durée prédéterminée est inférieure à 5μs, notamment inférieure à 2 μs.
  4. Ensemble (1) selon l’une des revendications précédentes dans lequel le nombre de mesures de la tension de phase est réduit ou stoppé lorsque le résultat des mesures est supérieur ou inférieur à un seuil prédéterminé.
  5. Ensemble (1) selon l’une des revendications précédentes dans lequel deux instants prédéterminés sont séparées d’une durée d’au moins 20 μs, notamment au moins 50 μs .
  6. Ensemble (1) selon l’une des revendications précédentes dans lequel l’onduleur (5) comprend trois branches, chaque branche comprenant un demi-pont en H.
  7. Ensemble (1) selon l’une des revendications précédentes dans lequel l’unité de commande (9) est configurée pour appliquer une boucle de rétroaction à partir d’un déphasage estimé entre le courant de phase et la tension de phase, et la boucle de rétroaction est utilisée pour déterminer des instants et des niveaux d’amplitude de commutation et un rapport cyclique global de la modulation à largeur d’impulsions.
  8. Procédé de commande d’un moteur électrique (3) triphasé en mode synchrone dans lequel les trois phases (A, B, C) du moteur électrique (3) sont alimentées par un onduleur (5) comprenant une pluralité de transistors (LS, HS) chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases (A, B, C) du moteur électrique (3), chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande, et dans lequel :
    - on applique une modulation à largeur d’impulsion pour piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors (LS, HS) de l’onduleur (3) de sorte que pendant chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5,s6), on délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement,
    caractérisé en ce qu’à des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4,s5,s6),
    - on commande l’état bloqué des transistors (LS, HS) de l’onduleur (5) associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée,
    - on mesure la tension de phase associée à la troisième phase,
    - on déte te, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe du courant de phase (iA, iB, iC) associé à la tension de phase mesurée, et
    - on estime un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat d la détection.
  9. Procédé selon la revendication 8 dans lequel un intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5,s6) correspond à un section d’angle de rotation électrique du rotor de 60°.
  10. Procédé selon la revendication 9 dans lequel si l’ensemble des tensions de phase mesurées lors d’un intervalle de commande (s1, s2, s3, s4,s5,s6) correspondent à des courants de phase ayant un signe théorique avant son passage au zéro alors on considère que le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase correspond à la borne supérieure de la section d’angle de rotation sélectionnée pour les mesures des tensions de phase, et si l’ensemble des tensions de phase mesurées lors d’un intervalle de commande (s1, s2, s3, s4,s5,s6) correspondent à des courants de phase ayant un signe théorique après son passage au zéro alors on considère que le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase correspond à la borne inférieure de la section d’angle de rotation sélectionnée pour les mesures des tensions de phase.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2003772A2 (fr) * 2006-03-29 2008-12-17 Rohm Co., Ltd. Circuit de commande de moteur, procédé, dispositif de disque utilisant un tel circuit
US20100019710A1 (en) * 2006-07-13 2010-01-28 Johannes Schwarzkopf Method and device for determining the position of a rotor of a brushless and sensorless electric motor
US20160056741A1 (en) * 2013-03-28 2016-02-25 Freescale Semiconductor, Inc. Device for determining a position of a rotor of an electric motor

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