FR2815198A1

FR2815198A1 - Circuit a verrouillage de phase

Info

Publication number: FR2815198A1
Application number: FR0113023A
Authority: FR
Inventors: Marco Schwarzmuller
Original assignee: Atmel Germany GmbH
Current assignee: Atmel Germany GmbH
Priority date: 2000-10-10
Filing date: 2001-10-10
Publication date: 2002-04-12
Anticipated expiration: 2021-10-10
Also published as: US7120217B2; GB0123995D0; GB2367961B; GB2367961A; ITMI20011928A0; FR2815198B1; US20020041651A1; ITMI20011928A1; DE10050294A1; DE10050294B4

Abstract

Dans ce circuit comprenant un oscillateur (1) commandé par la tension, un détecteur de phase (3) et un circuit de réglage (36) contenant au moins un condensateur (9, 10) produisant en fonction des impulsions de synchronisation une tension utilisée comme grandeur de réglage pour l'oscillateur, le circuit de réglage (36) comprend au moins deux canaux séparés (37, 38) qu sont disposés entre le détecteur de phase (3) et l'oscillateur (1) et dont l'un au moins (37) traite les composantes de signal utiles et au moins un autre (38) traite les composantes de signaux parasites des impulsions de synchronisation.Application notamment aux circuits PLL à faible parasitage.

Description

L'invention concerne un circuit PLL constitué par un oscillateur commandé

par la tension pour produire une fréquence d'oscillation, un détecteur de phase pour mesurer l'écart de phase, en fonction duquel sont produites des impulsions de synchronisation, qui peuvent comporter des composantes de signal parasite, un circuit de réglage, qui contient un condensateur, qui produit, en fonction des impulsions de synchronisation, une tension qui est utilisée en tant que grandeur de réglage pour l'oscillateur commandé

par la tension.

La figure 1, annexée à la présente demande, représente un circuit à verrouillage de phase ou circuit PLL usuel. Le circuit PLL usuel comprend un détecteur de phase (PD) 3, une pompe de charge (CP) 4, un filtre de boucle externe (LF) 4, un oscillateur, commandé par la tension (VCO) 1 et un diviseur (DIV) 2. Le détecteur de phase 3 détecte la différence de phase entre la fréquence de référence fRef et la fréquence réelle fist qui dépend de l'oscillateur VCO. Lorsque la phase de la fréquence réelle fist est en avance sur la phase de la fréquence de référence fRef, une impulsion retombante DW, dont la durée correspond à la différence de phase entre la fréquence de référence fRef et la fréquence réelle fist, est produite et envoyée à une sortie DW 15 du détecteur de phase 3. Lorsque la phase de la fréquence réelle fist est en retard sur la phase de la fréquence de référence fRef, une impulsion montant UP, dont la durée correspond à la différence de phase entre la fréquence de référence fRef et la fréquence réelle fist, est produite et envoyée à une sortie UP 14 du détecteur de phase 3. Lorsque la fréquence réelle fist est synchronisée sur la fréquence de référence fRef, simultanément aussi bien une impulsion IP qu'une impulsion DW sont appliquées à la

sortie UP et à la sortie DW 14, 15.

Lors de la réception de l'impulsion UP par le détecteur de phase 3, la pompe de charge 4 charge le filtre de boucle externe 5. Lors de la réception de l'impulsion DW par le détecteur de phase 3, la pompe de charge 4 décharge le filtre de boucle externe 5. Lorsque la tension V1 aux bornes du filtre de boucle 5 lors de la réception d'une tension élevée par la pompe de charge 4, la fréquence Vvco de l'oscillateur VCO 1 augmente également. Lorsque d'autre part la tension aux bornes V1 dans le filtre de boucle externe 5 diminue sous l'effet de la réception de la tension plus faible de la pompe de charge 4, la fréquence d'oscillation fv0co de l'oscillateur VCO 1 diminue. Le filtre de boucle 5 et la pompe de charge 4 sont des composants du circuit de réglage 36 pour l'oscillateur VCO 1. Le circuit de réglage 36 convertit le résultat de mesure du détecteur de phase en une tension avec laquelle la fréquence

d'oscillation de l'oscillateur VCO peut être influencée.

Lorsque la fréquence réelle fist qui dépend de la fréquence d'oscillation fvcO0 de l'oscillateur VCO 1 est inférieure à la fréquence de référence fRef et si la phase de la fréquence réelle est en retard par rapport à la phase de la fréquence de référence fRef, des impulsions UP sont produites dans le détecteur de phase 3, ce qui a pour effet que la pompe de charge 4 augmente la tension V1 dans le filtre de boucle externe 5. Sous l'effet de l'accroissement de la tension V1, la fréquence d'oscillation fvc0 de l'oscillateur VCO 1 augmente. L'augmentation de la fréquence d'oscillation fvco0 implique l'accroissement de la fréquence réelle fist dans le détecteur de phase 3 et par conséquent l'approximation tendant vers la fréquence de référence fRef' Au contraire lorsque la fréquence réelle fit, qui dépend de la fréquence d'oscillation fv0co de l'oscillateur VCO 1, est supérieure à la fréquence de référence fRef, c'est-à-dire lorsque la phase de la fréquence réelle fist est en avance sur la phase de la fréquence de référence fRef, une impulsion DW est produite dans le détecteur de phase 3, ce qui a pour effet que la pompe de charge 4 réduit la tension V1 au niveau du filtre de boucle externe 5. Sous l'effet de la tension V1, la fréquence

d'oscillation fvco de l'oscillation VCO 1 diminue également.

La diminution de la fréquence d'oscillation fvco conditionne la réduction de la fréquence réelle fist dans le détecteur de phase 3 et par conséquent l'approximation tendant vers la fréquence de référence fref' Pour le lissage des impulsions de courant de la pompe de charge 4, qui sont déclenchées sur la base des impulsions UP DW dans le détecteur de phase 3, un condensateur de lissage CG 8 est disposé entre la pompe de charge 4 et le filtre de boucle 5. Etant donné que la sensibilité et par conséquent la pente Kvco = f(V1) de l'oscillateur VCO 1 n'est pas constante dans l'ensemble de la gamme de tensions, mais par exemple peut varier d'un facteur 4 sur l'ensemble de la gamme de tensions, un interrupteur supplémentaire 17 est disposé entre l'entrée de l'oscillateur VCO 1 et la pompe de charge 4, interrupteur qui est censé compenser au moins partiellement

cet effet.

Le filtre de boucle externe 5 est constitué par un premier condensateur Csz 9, au moyen duquel est produite la tension V1 pour l'oscillateur VCO 1, et par un dispositif branché en série constitué par une résistance Rs

28 avec un second condensateur Cs2 10 branché en parallèle.

Le dimensionnement d'un tel circuit PLL pour des applications dans le domaine des télécommunications est agencé de telle sorte que les parasites, qui sont conditionnés par le circuit, soient aussi faibles que possible. D'une part les parasites sont provoqués par les courants Il et 12. Cette influence parasite est cependant d'autant plus faible, avec le signal utile V1, que le

courant I délivré par la pompe de charge 4 est intense.

Ceci requiert à nouveau un accroissement de la capacité du condensateur Csi 9 pour obtenir la valeur de tension

identique V,.

D'autre part, une autre perturbation est provoquée par la modulation de la fréquence de sortie par le bruit thermique de résistance Rs 28 dans l'oscillateur VCO 1. Ce parasitage est d'autant plus fort que la résistance Rs 18 est élevée et que la pente Kvc0 de l'oscillateur VCO est élevée. Les valeurs typiques pour un filtre de boucle 5 dans le domaine des télécommunications sont I = 0,1 mA - 2 mA; Is1 + IS2 = 200 pf - 5 nF; Rs = 100

- 2 kQ.

Cependant un inconvénient réside dans le fait qu'en raison des capacités élevées, qui sont nécessaires sur la base de la réduction des influences parasites, le filtre de boucle 5 ne peut pas être intégré dans le circuit étant donné que par exemple dans le cas d'une capacité utilisée de façon typique Csj de par exemple 1 nF, il est nécessaire de prévoir déjà une surface d'environ 1 mm2. Si dans le filtre de boucle 5, les capacités C1 et C2 étaient dimensionnées avec de faibles dimensions, il faudrait également réduire le courant I et augmenter la résistance Rs. De ce fait il apparaîtrait, dans le circuit parallèle, des parasites intenses, et de ce fait les exigences imposées surtout dans le domaine des télécommunications ne

pourraient pas être satisfaites.

L'invention a pour but d'indiquer un circuit PLL, dans lequel également les fonctions d'un filtre de boucle 5

sont intégrées, sans accroissement des effets parasites.

Le problème est résolu conformément à l'invention à l'aide d'un circuit PLL du type indiqué plus haut, caractérisé en ce que le circuit de réglage contient au moins deux canaux séparés l'un de l'autre entre le détecteur de phase et l'oscillateur commandé par la tension, au moins un canal traitant les composantes de signal utiles et au moins un autre canal traitant les composantes de signal parasite des impulsions de synchronisation. De ce fait deux canaux séparés sont disposés entre le détecteur de phase et l'oscillateur VCO, un canal traitant les composants de signal utile et l'autre canal les composantes de signal parasite. Ces composantes de signal peuvent être séparées l'une de l'autre et

traitées sur la base de leurs durées d'action différentes.

Les avantages de l'invention résident dans le fait que sous l'effet de la répartition entre un canal séparé de canal utile et un canal séparé de signal parasite, les exigences jusqu'alors antagonistes imposées au dimensionnement des composants sont supprimées. Chaque composant du circuit de réglage est soumis à un seul canal et par conséquent uniquement à une exigence, de sorte qu'il peut être dimensionné d'une manière optimale pour le but considéré. Une autre variante de réalisation avantageuse de l'invention réside dans le fait qu'au moins un canal dans le circuit de réglage comporte au moins deux voies pour produire une tension différentielle, chaque voie étant reliée à une plaque de condensateur. Chaque voie est reliée à une plaque de condensateur, qui est déchargée par les sources de courant de sorte qu'un envoi de tensions différentielles s'établit entre deux voies. Chaque voie de courant est reliée à un interrupteur au moyen duquel la source de courant est connectée à la voie ou en est déconnectée, les interrupteurs étant actionnés en fonction des impulsions de synchronisation produites dans le détecteur de phase. En raison de la production de tensions différentielles, des courants agissant en des sens opposés circulent. Ces courants produisent à nouveau des perturbations ou parasites en des sens opposés, qui possèdent de valeurs absolues identiques, mais se compensent. Sous l'effet de cette compensation du parasitage, la capacité et par conséquent le besoin en surface du condensateur ou du ou des condensateurs peut être réduit de telle sorte que ces éléments peuvent être intégrés dans un circuit PLL. Grâce à un tel agencement avec lequel sont produites, au lieu de cela, des tensions différentielles absolues, et des parasites de tension d'alimentation ou de courant d'alimentation, peuvent être compensés. Sous l'effet de l'introduction de plusieurs tensions de commande dans l'oscillateur VCO, on peut également répartir la pente de l'oscillateur VCO entre deux zones partielles indépendantes. Une zone partielle traite le signal utile. Cette zone est insensible vis- à-vis d'influences des perturbations. La pente Klvoc de cette zone

n'a aucune influence sur les caractéristiques du circuit.

L'autre zone partielle traite les perturbations. La pente K2VCO de cette zone a une grande influence sur les caractéristiques du circuit. Pour cette raison, on peut ici choisir avantageusement une valeur K2vco avantageuse. Cette valeur K2VCO et la valeur de la résistance, qui détermine le rapport signal/bruit, sont réglés à la valeur désirée, en dépit du cadrage d'échelle avantageux à l'aide d'une modification du courant des sources de courant, en dépit des faibles capacités Selon une autre caractéristique de l'invention, chaque voie d'un canal est reliée à deux sources de courant

qui agissent en des sens opposés.

Selon une autre caractéristique de l'invention, l'oscillateur commandé par la tension comporte plusieurs

entrées de tension.

Selon une autre caractéristique de l'invention, l'oscillateur commandé par la tension comporte, différentes

pentes au niveau de ses entrées de tension.

Selon une autre caractéristique de l'invention, dans le circuit de réglage sont disposés des amplificateurs

opérationnels qui sont reliés à l'oscillateur.

Selon une autre caractéristique de l'invention, différentes sources de courant sont utilisées en rapport

avec l'intensité du courant.

Selon une autre caractéristique de l'invention, les sources de courant sont reliées à des interrupteurs, avec lesquels la source de courant est soit connectée à une voie, soit en est déconnectée, les interrupteurs étant

commandés par le détecteur de phase.

Selon une autre caractéristique de l'invention,

l'ensemble du circuit PLL est disposé dans un seul boîtier.

Selon une autre caractéristique de l'invention, l'ensemble du circuit PLL est disposé de façon monolithique. D'autres caractéristiques et avantages de la

présente invention, ressortiront de la description donnée

ci-après, prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1, dont il a déjà été fait mention représente un circuit PLL comportant un champ de boucle externe conforme à l'état de la technique; la figure 2a représente un circuit PLL comportant un circuit de réglage complètement intégré; - la figure 2b représente un circuit PLL comportant un circuit de réglage complètement intégré et une boucle travaillant en mode commun; et - la figure 3 représente un autre circuit PLL

comportant un organe de réglage entièrement intégré.

La figure 2a représente un circuit PLL comportant un circuit de réglage complètement intégré. L'oscillateur VCO 1 présente, au niveau de sa sortie 11, la fréquence d'oscillation fvco du circuit PLL. La fréquence d'oscillation fvc0 est divisée dans un diviseur de fréquence, par le facteur N. De ce fait on obtient une oscillation avec une fréquence réelle qui se situe dans la zone de la fréquence de référence fRef et dont la différence de phase peut être détectée par le détecteur de phase. A cet effet la fréquence de référence constante fRef est appliquée à une entrée 13 du détecteur de phase 3, et la fréquence réelle fist qui dépend de l'oscillateur VCO est introduite à l'autre entrée 12. Dans le détecteur de phase 3, les différences de phase des deux oscillations sont détectées. Le détecteur de phase 3 peut être également agencée sous la forme d'un détecteur de fréquence de phase, qui compare non seulement la phase, mais également la fréquence des deux oscillations fRef et fist. En fonction de ce résultat de la comparaison, comme cela a été décrit en référence à la figure 1, il apparaît au niveau des deux sorties 14, 15 deux signaux de sortie, à savoir une impulsion UP ou une impulsion DW. Ces impulsions commandent le circuit de réglage 36, qui convertit le résultat de mesure, qui est présent sous la forme d'impulsions, en des tensions, avec lesquelles l'oscillateur VCO 1 peut être commandé. Avec chacune de ces impulsions UP et DW, on peut actionner plusieurs (respectivement quatre dans cette représentation) interrupteurs Su,, Su2, Su3, SU4 et SDi, SD2, SD3, SD41 au moyen desquels des sources de courant 6, 7, 18, 19, 20, 21, 22 et 23 peuvent être connectées ou déconnectées. Cette partie du dispositif forme la pompe de charge 4 du circuit de réglage 36. Dans l'exemple d'utilisation, deux canaux 37, 38 à deux voies ou pistes sont formées, chaque voie 371, 372 du premier canal 37 et chaque voie 381 et 382 de l'autre canal 38 étant reliées à des plaques respectives de condensateur ce qui a pour effet qu'il s'établit une tension différentielle entre les voies 371, 372 et entre les voies 381 et 382, dans un canal 37 ou 38. Dans le cas d'une impulsions UP, sous l'effet de l'actionneur des interrupteurs Su, et Su2, les sources de courant 6 et 19 produisent un courant I, et dans le cas d'une impulsion DW, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs SDI et SD2, les sources de courant 7 et 18 produisent le même courant, qui circulent en sens opposé dans Cs,. Dans le cas d'une impulsion UP, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs Sv3 et SU4, les sources de courant produisent un courant x.y.I, et dans le cas d'une impulsion DW, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs SD3 et SD4, les sources de courant 21 et 22 produisent le même courant, mais qui circule en sens opposé dans Cs2. Les sources de courant sont reliées par l'intermédiaire des interrupteurs à des condensateurs 9, 10, et ce de telle sorte que la source de courant 6 charge la première plaque du condensateur Csi 9 par l'intermédiaire de l'interrupteur S, qui dépend des impulsions UP, et la source de courant 7 charge cette plaque du condensateur par l'intermédiaire d'un interrupteur UDp, qui dépend de l'impulsion DW. L'autre plaque du condensateur Cs, est reliée d'une part par l'intermédiaire de l'interrupteur SU2 à la source de courant 19 et d'autre part par l'intermédiaire de l'interrupteur SU2 à la source de courant 18. Chaque plaque du condensateur Ca1 9 est reliée à une entrée 24, 25 de l'oscillateur VCO 1. Grâce à cette disposition des sources de courant, une tension différentielle V3A - V3B est produite dans le condensateur Cs2 et est transmise à l'oscillateur VCO. Les courants Il et 13, qui circulent entre le condensateur Csi et les entrées de l'oscillateur VCO, font encore apparaître toujours des parasites, qui ont une même valeur absolue et s'éliminent en raison de leur disposition symétrique, de sorte que la tension différentielle V3A - V3B du condensateur Cs, peut être appliquée sans parasitage à l'oscillateur VCO. Les plaques du second condensateur Cs2 10 fonctionnent également avec quatre sources de courant. Une plaque du condensateur Cs2 est reliée à la source de courant 20 par l'intermédiaire de l'interrupteur SU3 qui dépend des impulsions UP, et à la source de courant 21 par l'intermédiaire de l'interrupteur SD3 qui dépend des impulsions DW. L'autre plaque du condensateur Cs2 est alimentée par la source de courant 23 par l'intermédiaire de l'interrupteur Su4 et par la source de courant 22 par l'intermédiaire de l'interrupteur SD4, une résistance Rs 28 est branchée en parallèle avec le condensateur Cs2 10. Les deux condensateurs 9 et 10 et la résistance 28 forment le filtre de boucle S5 du circuit de régulation 36. La résistance Rs 28 détermine, conjointement

avec la pente K2VC0, le rapport signal/bruit du dispositif.

Chaque plaque du condensateur Cs2 10 est reliée à une autre entrée 26, 27 de l'oscillateur VCO 1. Grâce à cette disposition des sources de courant 20, 21, 22, 23, on obtient une tension différentielle V2A - V2B dans le condensateur CS2 et est envoyée à l'oscillateur VCO. Les courants I2 et I4, qui circulent entre le condensateur Cs2 et les entrées de l'oscillateur VCO, produisent encore toujours des parasites, qui ont la même valeur absolue et

s'éliminent réciproquement par la disposition symétrique.

De sorte que pour ainsi dire une autre tension différentielle V2A - V2B peut être envoyée sans parasitage à l'oscillateur VCO 1. L'oscillateur VCO 1 est alimenté, dans le cas de l'exemple d'utilisation, par deux valeurs de tension V3A - V3B, V2A - V2B et produit à partir de la somme de ces valeurs de tension et de la fréquence de base (Kvco0 (V3A - V3B)) + (K2VCO (V2A - V2B)) + fvcoo à sa sortie 11, une oscillation ayant la fréquence fvco. Les deux tensions différentielles V3A - V3B, V2A - V2B contribuent à des degrés différents à régler la fréquence d'oscillation. La différence de tension V3A - V3B, qui est produite dans le premier canal 37 du condensateur Cs1, dépend uniquement du signal utile, qui est obtenu à partir de la différence de phase entre la fréquence réelle et la fréquence de référence. Des parasites dynamiques influent peu sur cette différence de tension. La tension différentielle V2A - V2B produite par le second canal 38 par le condensateur Cs2, est différente de zéro, uniquement dans le cas d'une perturbation. Le second canal 38 détermine les caractéristiques dynamiques du dispositif. Dans l'exemple de réalisation, différentes pentes K1vco et K2VCO sont utilisées dans l'oscillateur VCO 1. La pente K1vco est associée à la tension différentielle V3A - V3B, qui dépend du signal utile, et la pente K1vco est associée à la tension différentielle V2A - V2B qui dépend du signal parasite. Les deux pentes sont en général très différentes l'une de l'autre et on a Kvco >" K2vco. Mais elles sont sensibles à des variations de la tension différentielle respective, de sorte que 1 'on a Klvco = f (V3A - V3B) et K2vcO = f (V2A V2B) Mais étant donné qu'à l'état réglé on a V2A V2B # 0, on a K2vco = constante, ce qui a nouveau fournit des caractéristiques dynamiques constantes, étant donné que les

caractéristiques dynamiques dépendent uniquement de K2VCO-.

Le facteur entre K1vco et K2VCO est compensé par le dimensionnement des sources de courant 20, 21, 22 et 23 de la résistance 28 et par la capacité 10. Dans l'exemple d'application, il existe entre les sensibilités Kvco, K2VCO, le dimensionnement de la résistance Rs et le dimensionnement des sources de courant 20, 21, 22 et 23, la relation suivante: K2VCO = K1vcO/Y et Ts/x = constante. Etant donné que le rapport signal/bruit est proportionnel à KlvcO et à la racine carré de Rs, on peut en réduisant la valeur de la pente K2VCO compenser une valeur de la résistance Rs plus grande. Si les différences de tension (V3A - V3B) = (V2A - V2B) = O V, une oscillation de base ayant pour fréquence fvco et o É 0 Hz doit être disponible à la sortie de

l'oscillation VCO.

Ce circuit PLL peut avec de faibles capacités des condensateurs Cs$ et Cs2 et avec une résistance ayant une valeur résistive élevée Rs, travailler avec un bruit faible. Grâce à la disposition symétrique des influences parasites, qui sont conditionnées par la production des tensions différentielles, ces influences parasites se suppriment entre elles, en raison du cadrage d'échelle avantageux x.y des sources de courant 20, 21, 22 et 23, on peut supprimer le bruit en dépit de la résistance élevée, au moyen d'une faible valeur K2VC0. Sous l'effet de l'introduction de la tension différentielle, ce circuit à boucle PLL est également insensible vis-à-vis de variations des systèmes d'alimentation. A l'aide des plus petits composants, notamment des capacités de Cs, et Cs2, on peut loger complètement un tel circuit PLL dans un seul circuit intégrés (IC), notamment lorsque le circuit intégré est fabriqué avec une technologie bipolaire, une technologie CMOS, une technologie BiCMOS ou une autre technologie de circuits intégrés. Précisément dans le domaine de la communication il est avantageux que les circuits intégrés IC travaillent indépendamment de variations de la tension d'alimentation ou de variations du courant d'alimentation,

qu'ils soient petits et qu'ils travaillent sans parasitage.

Aucun filtre de boucle externe n'est plus nécessaire. Les zones de courant supplémentaires et les interrupteurs supplémentaires peuvent être réalisés dans un espace très faible. La figure 2b représente un circuit PLL comportant un circuit de réglage complètement intégré, et une boucle en mode commun. L'oscillateur VCO 1 délivre à sa sortie 11 la fréquence d'oscillation fvc0 avec fvco = 960 MHz du circuit PLL. La fréquence d'oscillation fvóo est divisée dans un diviseur de fréquence par le facteur N = 64. De ce fait on obtient une oscillation possédant la fréquence réelle fit avec fist = 15 MHz, qui se situe dans la gamme de la fréquence de référence fRef avec fRef = 14,2969 MHz et dont la différence de phase peut être détectée par le détecteur de phase. De ce fait la fréquence de référence constante fRef avec fRef = 14,2969 MHz est présente à une entrée 13 du détecteur de phase 3 et la fréquence réelle fist, qui dépend de l'oscillateur VCO, avec fist = 15 MHz est introduit à l'autre entrée 12. Dans le détecteur de phase 3, les différences de phase des deux oscillations sont détectées. Le détecteur de phase 3 peut être également agencé sous la forme d'un détecteur de fréquence de phase, qui compare non seulement la phase, mais également la fréquence des deux oscillations fRef et fist. En fonction de ce résultat de comparaison, comme cela a été décrit en référence à la figure 1, il apparaît au niveau des deux sorties 14, 15 deux signaux de sortie, à savoir une impulsion UP et/ou une impulsion DW dont la durée dépend de la valeur de la différence de phase. Le circuit de réglage 36, qui convertit le résultat de mesure, qui se présente sous la forme d'impulsions, en des tenson, avec lesquelles l'oscillateur VCO1 peut être commandé, est commandé par ces impulsions. Chacune de ces impulsions UP et DW, permet d'actionneur plusieurs (sur cette figure respective quatre) interrupteurs SUT, SU2, SU3, SU4 SD1, SD2, SD3, SD4, avec lesquels les sources de courant 6, 7, 18, 19, 20, 21, 22 et 23 sont connectées ou sont déconnectées. Cette partie du dispositif forme la pompe de charge 4 du circuit de réglage 36. Dans l'exemple d'application, deux canaux 37, 38 à deux voies sont formés, chaque voie 371, 372 d'un canal 37 et chaque voie 381, 382 de l'autre canal 38 sont reliées respectivement à une plaque de condensateur, ce qui a pour effet qu'une tension différentielle respective est établie entre les voies 371 et 372 et entre les voies 381 et 382 de

canaux 37 et 38.

Les sources de courant 6 et 19 produisent, dans le cas d'une impulsion UP, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs Su, et Su2, un courant I avec I = 2,5 uA; les sources de courant 7 et 18 forment dans le cas d'une impulsion DW, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs CDj et CD21 le même courant, mais circulant en sens opposé à travers Cs,. Les sources de courant 20 et 23 produisent, dans le cas d'une impulsion UP, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs SU3 et SU4, un courant avec x.y.I = 12,5 >A, et dans le cas d'une impulsion DW, les sources de courant 21 et 22 produisent, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs SD2 et SD4, un courant avec x.y.I = 12,5 ÀA, et les sources de courant 21 et 22 produisent, dans le cas d'une impulsion DW, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs SD3 et SD4 un courant avec x. y.I = 12,5 lA, et dans le cas d'une impulsion DW, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs SD3 et SD4, les sources de courant 21 et 22 produisent le même courant, mais qui traverse en sens opposé le condensateur Cs2. Les sources de courant sont reliées par l'intermédiaire des interrupteurs à des condensateurs 9, 10., 22, 30, 31 et de telle sorte que la source de courant 6 charge une plaque des condensateurs 9 et 31 par l'intermédiaire des interrupteurs Su,, qui dépendent des impulsions UP, et la source de courant 7 charge l'autre plaque des condensateurs 9 et 31 par l'intermédiaire d'un interrupteur SD, qui dépend des impulsions DW. La capacité du condensateur Cs est égale dans l'exemple de réalisation à Cs, = 44 pF, tandis que la capacité de l'autre condensateur 31 atteint seulement 10 pF. L'autre plaque du condensateur 31 est placée à la masse. L'autre plaque du condensateur Cs1 est reliée conjointement avec une plaque d'un quatrième condensateur 32 d'une part au moyen de l'interrupteur Su2 à la source de courant 19 et d'autre part par l'intermédiaire de l'interrupteur SD2 à la source de courant 18. L'autre

plaque du quatrième condensateur 32 est placée à la masse.

Une plaque de condensateur Cs, 9 est reliée, conjointement avec une première plaque du condensateur 31, à l'entrée 24 de l'oscillateur VCO 1. L'autre plaque de l'oscillateur Csi 9 est reliée conjointement avec une plaque du condensateur 32 à l'entrée 25 de l'oscillateur VCO 1. La capacité du condensateur 32 est égale à 10 pF. Une boucle en mode commune (CML) 33 est branchée en parallèle avec le condensateur Cs,. Cette boucle a pour rôle de régler le point de fonctionnement du premier canal 37 (avec V2A + V3B)/2. En outre une seconde boucle en mode commune (CML) 33 est disposée dans le second canal 38 en parallèle avec les condensateurs 29, 30 et avec la résistance Rs. Cette boucle CML a pour rôle de régler le point de fonctionnement

(V2A + V2B)/2 du second canal 38.

En raison de la disposition des sources de courant, une tension différentielle V3A - V3B est transmise à l'oscillateur VOC. Les courants Il et I3, qui circulent au niveau des entrées de l'oscillateur VCO, provoquent assurément toujours encore des parasitages, qui ont une mêmevaleur absolue et s'alignent réciproquement en raison de leur disposition symétrique, de sorte que la tension différentielle V3A - V3B est introduite sans parasitage dans l'oscillateur VCO. Une plaque d'un second condensateur 30 est reliée par l'intermédiaire d'interrupteurs S.3, qui dépendent des impulsions UP, à la source de courant 20 et par l'intermédiaire de l'interrupteur SD3 qui dépend de DW, à la source de courant 21. La capacité du condensateur 30 est égale à 10 pF. L'autre plaque du second condensateur est placée à la masse. Dans le cas d'un cinquième condensateur 26 une plaque est reliée par l'intermédiaire de l'interrupteur Su4 à partir de la source courant 23 et par l'intermédiaire de l'interrupteur SD4 par l'intermédiaire de la source de courant 22. La capacité du condensateur 29 est égale à 10 pF. L'autre plaque du condensateur 29 est placée à la masse. Entre une plaque du second condensateur 30 et la première plaque du condensateur 29 est disposée une liaison comportant une résistance Rs 28. Les condensateurs 9, 29, 30, 31, 32 et la résistance 28 forment le filtre de boucle 5 de l'organe de réglage 26. La valeur de la résistance 28 est égale, dans cet exemple de réalisation, à Rs = 60 k2. La valeur Rs détermine le rapport signal/bruit du dispositif. Une plaque du second condensateur 30 est reliée à la troisième entrée 26 de l'oscillateur VCO 1. Une plaque du cinquième condensateur 29 est reliée à la quatrième entrée 27 de l'oscillateur VCO 1. Grâce à la disposition des sources de courant 20, 21, 22, 23, une différence de tension différentielle V2A - V2B est produite par les condensateurs et 29 dans l'oscillateur VCO 1. Les courants 12 et 14, qui circulent entre les premières plaques des condensateurs 30 et 29 et les entrées de l'oscillateur VCO, font apparaître encore toujours des pertes parasites, qui sont égales en valeur absolue et s'annulent réciproquement sous l'effet de la disposition symétrique, de sorte que pour ainsi dire la tension différentielle V2A - V2B peut être

introduite sans parasitage dans l'oscillateur VCO 1.

L'oscillateur VCO 1 est alimenté, dans le cas de l'exemple d'application, par deux valeurs de tensions différentielles V3A - V3B, V2A - V2B et est produite à partir de la somme de ces valeurs de tension et de la fréquence de base (Kvc0o (V3A e V3B)) + (K2VCO(V2A - V2B)) + fvcoo, sur sa sortie 11, une tension possédant la fréquence fvc0. Les deux tensions différentielles V3A e V3B, V2A - V2B contribuent à des degrés

différents au réglage de la fréquence d'oscillation.

La différence de tension V3A e V3B, qui est produite dans le premier canal 37 Cs1 dépend uniquement du signal utile qui est obtenue à partir de la différence de phase entre la fréquence réelle et la fréquence de référence. Les parasitages dynamiques n'influent pas sur cette différence de tension. La différence de tension V2A - V2B produite dans le second canal 38 de Cs2 est différente de zéro uniquement dans le cas d'une perturbation. Le second canal 38

détermine les caractéristiques dynamiques du dispositif.

Dans l'exemple d'applications, on utilise dans l'oscillateur VCO1 différentes pentes K1.V0 et K2VCO. La pente K1vCO = 1000 MHz/V est associée à la tension différentielle V3A e V3B, qui dépend du signal utile, et la pente K2VCO = 100 MHz/V est associée à la tension différentielle V2A - V2B qui dépend du signal parasite. Les deux pentes diffèrent en général fortement l'une de l'autre et l'on a K1vco0 << K2VCO Le facteur entre K1vcO0 et K2vcO0 est compensé par le dimensionnement des sources de courant 20, 21, 22 et 23 de la résistance 28 et de la capacité 10. Dans l'exemple d'application, il existe entre les sensibilités K1vwco, K2VCOI le dimensionnement de la résistance Rs et le dimensionnement des sources de courant 20, 21, 22 et 23 la relation suivante: KVco = K1vco/Y, et dans l'exemple d'application y = 10 et Rs/x = constante, et dans l'exemple d'application on a x = 0,5. Etant donné que le rapport signal/bruit est proportionnel à K2vc0 et à JR/S, une valeur de résistance Rs plus élevée eut être compensée au moyen de la réduction de la valeur de pente K2VcO. Si la somme des différences de tension (V3A l V3B = V2A V2B) = 0 V, une oscillation de base doit être disponible à la sortie de l'oscillation VCO 1, avec une fréquence fvcoo = 915 MHz. Ce circuit peut travailler avec de faibles capacités des condensateurs 9, 29, 30, 31 et 32 et une résistance

possédant une valeur résistive élevée Rs.

Grâce à la disposition symétrique des influences parasites, ce qui est conditionné par la production de différences de tension, ces influences parasites s'éliminent réciproquement. Grâce au cadrage d'échelle approprié x.y des sources de courant 20, 21, 22 et 23, le bruit peut être supprimé sur la base de la faible valeur de pente K2vco en dépit de la résistance élevée. Grâce à la production de tension différentielle, ce circuit à boucle PLL devient également insensible vis-à-vis de variations de systèmes d'alimentation. Grâce aux composants plus petits, notamment aux capacités, on peut loger un tel circuit PLL complètement dans un seul circuit intégré (IC), en particulier lorsque le circuit intégré est réalisé avec une technologie bipolaire, une technologie CMOS, une technologie BiCMOS ou une autre technologie de circuits intégrés. Précisément dans le domaine de la communication, il est avantageux que les circuits intégrés travaillent indépendamment de variations de la tension d'alimentation ou de variations du courant d'alimentation, soient petits et fonctionnent sans parasitage. Il n'est plus nécessaire d'utiliser des filtres de boucle externes. Les sources de courant et interrupteurs supplémentaires peuvent être

réalisées dans un espace extrêmement faible.

La figure 3 représente un autre circuit PLL comportant des amplificateurs opérationnels et les fonctions intégrées du filtre de boucle. L'oscillateur VCO 1 présente à sa sortie 11 la fréquence d'oscillation fvco du circuit PLL. La fréquence d'oscillation fvc0 est divisée par le facteur N dans un diviseur de fréquence. De ce fait on obtient une oscillation avec une fréquence réelle, qui se situe au voisinage de la fréquence de référence fRef et dont la différence de phase peut être détectée par le détecteur de phase. A cet effet, la fréquence de référence constante fRef est injectée à une entrée 13 du détecteur de phase 3 et la fréquence réelle fist, qui dépend de l'oscillateur VCO, est injectée à l'autre entrée 12. Dans le détecteur de phase 3, les différences de phase des deux oscillateurs sont détectées. Le détecteur de phase 3 peut être également agencé en tant que détecteur de fréquence de phase, qui compare non seulement la phase, mais également la fréquence des deux oscillateurs fRef et fist. Indépendamment de ce résultat de comparaison, comme cela a déjà été décrit en référence à la figure 1, il apparaît au niveau des deux sorties 14, 15 deux signaux de sortie, à savoir une impulsion UP et/ou une impulsion DW. Ces impulsions permettent de commander le circuit de réglage 36, qui convertit le résultat de mesure, qui se présente sous la forme d'impulsions, en des tensions avec lesquelles l'oscillateur VCO 1 peut être commandé. Avec chacune de ces impulsions UP et DW, on actionne plusieurs interrupteurs respectifs (respectivement quatre dans cette forme de réalisation) Su1, SU21, SU31 SU4, SD1, SD2, SD3, SD4, avec lesquels les sources de courant 6, 7, 8, 19, 20, 21, 22 et 23 sont connectées ou déconnectées. Cette partie du dispositif forme la pompe de charge 4 du circuit de réglage 36. Dans l'exemple d'utilisation, on réalise deux canaux 37, 38 à deux voies, chaque voie 371, 372 d'un canal 37 et chaque voie 381, 381 de l'autre canal 38 étant reliées à une plaque respective de condensateur, ce qui a pour effet que respectivement une tension différentielle peut être établie entre les voies 371 et 372 ou 381 et 382 d'un canal

37 ou 38.

Les sources de courant 6 et 19 produisent, dans le cas d'une impulsion UP, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs Su. et Su2, un courant I, et les sources de courant 7 et 18 produisent dans le cas d'une impulsion DW, par actionnement des interrupteurs SDm et SD2 le même courant, mais dirigé en sens opposé. Les sources de courant et 23 produisent, dans le cas d'une impulsion UP, sous l'effet de l'actionnement des interrupteurs SU3 et SU4, un courant x.y.I, et les zones de courant 21 et 22 produisent dans le cas d'une impulsion DW, par actionnement des interrupteurs SD3 et SD4, le même courant, mais agissant en sens opposé. Les sources de courant sont reliées par l'intermédiaire des interrupteurs et des condensateurs 9, et ce de telle sorte que la source de courant 6 charge la plaque de condensateur Cs, 9 par l'intermédiaire de l'interrupteur Sul, qui dépend de l'impulsion UP, et la source de courant 7 charge cette plaque du condensateur par l'intermédiaire d'un interrupteur SD1 qui dépend de l'impulsion DW. L'autre plaque Cs1 est reliée d'une part par l'intermédiaire SU2 à une source de courant 19 et d'autre part par l'intermédiaire de l'interrupteur SD2 à une source de courant 19. Chaque plaque du condensateur Cs1 9 est reliée à une entrée d'un premier amplificateur opérationnel OP1 34. Dans l'amplificateur OP1, la tension différence V3A - V3B est déterminée et le résultat V3 est envoyé à une première entrée des oscillateurs VCO. Les courants, qui circulent entre le condensateur Csi et l'amplificateur OP1 provoquent encore toujours l'apparition de parasites, dont la valeur absolue est la même et qui s'annulent réciproquement en raison de leur disposition symétrique, de sorte que la tension différentielle V3A - V3B du condensateur Cs, peut être injectée sans parasitage dans l'amplificateur OP1. Les plaques du second condensateur Cs2

fonctionnent également avec quatre sources de courant.

Une plaque du condensateur Cs2 10 est reliée par l'intermédiaire de l'interrupteur SU3, qui dépend des impulsions UP, à la source de courant 20 et par l'intermédiaire de l'interrupteur SD3 qui dépend de l'impulsion DW, à la source de courant 21. L'autre plaque du condensateur CS2 est alimentée par l'intermédiaire de l'interrupteur Su4 par la source de courant 23 et par l'intermédiaire de l'interrupteur SD4, par la source de courant 22. Une résistance Rs 28 est disposée en parallèle avec le condensateur Cs2 10. Les deux condensateurs 9, 10 et les résistances 28 forment le filtre de boucle 5 du circuit de réglage 36. La résistance Rs 28 et la pente K2vco dans l'oscillateur VCO déterminent le rapport signal/bruit du dispositif. Chaque plaque du condensateur Cs2 10 est reliée à une entrée d'un second amplificateur opérationnel OP2 35. Grâce à cette disposition des sources de courant 20, 21, 22, 23, une tension différentielle élevée VZA - V2B est appliqués à l'amplificateur opérationnel OP2 et le résultat de la sortie de l'amplificateur OP2 est transmis à l'oscillateur VCO. Les courants, qui circulent entre les entrées du condensateur CS2 et de l'amplificateur OP2, provoquent assurément encore toujours des parasites, qui ont des valeurs absolues identiques, réciproquement en raison de leur disposition symétrique de sorte que pour ainsi dire le résultat V2 peut être introduit sans parasite dans l'oscillateur VCO 1. Dans l'exemple de réalisation l'oscillateur VCO 1 est alimenté par deux valeurs de tension V3, V2 et produit à partir de la somme de ces valeurs de tension, sur sa sortie, une oscillation possédant la fréquence fvco. Les deux tensions introduites V3, V2 contribuent à des degrés différents au réglage de fréquence d'oscillation. La différence de tension V3A - V3B, est produite dans le premier canal 37 du condensateur Cs,11 dépend uniquement du signal utile, qui est obtenue à partir de la différence de phase entre la fréquence réelle et la fréquence de référence. Les perturbations dynamiques n'influent pas sur ces tensions. La tension différentielle V2A - V2B produite dans le second canal 38 de Cs2 est différente de zéro uniquement dans le cas d'une perturbation. Le second canal 38 détermine les caractéristiques dynamiques du dispositif. Dans l'exemple d'application, différentes pentes K1vc0 et K2vco0 sont utilisées au niveau de l'oscillateur VCO1. La pente K1VCO est associée à la tension différentielle est associée à V3A - V3B, qui dépend du signal utile, et la pente K2VC0 est associée à la tension différentielle V2A - V2B, qui dépend du signal parasite. Les deux pentes diffèrent en général très fortement l'une de l'autre et on a K1VCO >> K2VCO- Elles sont cependant sensibles vis-à-vis de variations de la tension différentielle respective, de sorte que l'on a K1VCO = f (V3A V3B) et K2VCO = f (V2A - V2B). Mais étant donné qu'à l'état réglé on a V2A - V2B k 0, alors on a K2VCO = constante, ce qui a nouveau agit sur les caractéristiques dynamiques constantes étant donné que les caractéristiques dynamiques dépendent uniquement de K2VCo. Le facteur compris entre KivCo et K2vcO0 est compensé par le dimensionnement des sources de courant 20, 21, 22, 23 de la résistance 28 de la capacité 10. Dans l'exemple d'utilisation, il existe entre les sensibilités KvC0o, K2VC0, le dimensionnement K2VCO = KIvco/Y et Rs/x = constante. Etant donné que le rapport signal/bruit est proportionnel à K2VCO et a IRs, sous l'effet de la réduction de la valeur de pente K2VC0, une valeur résistive plus élevée Rs peut être compensée. Si la somme des différences de tension (V3A - V3B) = (V2A - V2B) = O V, une oscillation fondamentale possédant une fréquence fvcoo # 0

Hz doit être disponible à la sortie de l'oscillateur VCO 1.

Ce circuit PLL doit travailler sans parasitage avec de petites capacités de Cs, et Cs2 et avec une résistance possédant une valeur résistive élevée Rs. En raison de la disposition symétrique des influences parasites, qui est conditionnée par la production de tensions différentielles, ces influences parasites s'annulent réciproquement, et en raison du cadrage d'échelle approprié x.y des sources de courant 20, 21, 22 et 23, on peut supprimer le bruit en dépit de la résistance élevée, au moyen d'une faible valeur K2VCO. Grâce à l'injection de tensions différentielles, ce circuit PLL devient également insensible vis-à-vis de variations de systèmes d'alimentation. Grâce aux composants plus petits, notamment les capacités de Cs1 et Cs2, on peut loger entièrement un tel circuit PLL dans un circuit intégré (IC), en particulier lorsque le circuit intégré IC est fabriqué au moyen d'une technologie bipolaire ou d'une technologie BiCMOS. Précisément dans la zone de communication il est avantageux que les circuits intégrés fonctionnent indépendamment de variations de la tension d'alimentation ou de variations du courant d'alimentation,

aient de petites tailles et travaillent sans parasitage.

Aucun filtre de boucle externe n'est plus nécessaire. Les sources de courant supplémentaires, les amplificateurs opérationnels supplémentaires, et les interrupteurs supplémentaires peuvent être réalisés dans un espace rès

réduit.

Claims

REVENDICATIONS

1. Circuit à verrouillage de phase constitué par - un oscillateur (1) commandé par la tension pour produire une fréquence d'oscillation (fv0), un détecteur de phase (3) pour mesurer l'écart de phase, en fonction duquel sont produites des impulsions de synchronisation, qui peuvent comporter des composantes de signal parasite, - un circuit de réglage (36) , qui contient un condensateur (9, 10, 29, 30, 31, 32), qui produit, en fonction des impulsions de synchronisation, une tension qui est utilisée en tant que grandeur de réglage pour l'oscillateur (1) commandé par la tension, caractérisé en ce que le circuit de réglage (36) contient au moins deux canaux (37, 38) séparés l'un de l'autre entre le détecteur de phase (3) et l'oscillateur (1) commandé par la tension, au moins un canal (37) traitant les composantes de signal utiles et au moins un autre canal (38) traitant les composantes de signal parasite des impulsions de

synchronisation.

2. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'au moins un canal (37, 38) dans le circuit de réglage (36) comporte au moins deux voies (371, 372, 381, 382) pour produire une tension différentielle, chaque voie étant reliée à une plaque de condensateur.

3. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque voie (371, 372, 381, 382) d'un canal (37, 38) est reliée à deux sources de courant (6, 7; 18, 19; 20, 21; 22, 23) qui

agissent en des sens opposés.

4. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'oscillateur (1) commandé par la tension comporte plusieurs entrées de

tension (24, 25, 26, 27).

5. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'oscillateur (1) commandé par la tension comporte, différentes pentes (K1vco,

K2VCO) au niveau de ses entrées de tension (24, 25, 26, 27).

6. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce que dans le circuit de réglage (36) sont disposés des amplificateurs opérationnels

(34, 35) qui sont reliés à l'oscillateur (1).

7. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 3, caractérisé en ce que différentes sources de courant (6, 7, 18, 19, 20, 21, 22, 23) sont utilisées en

rapport avec l'intensité du courant (I, *x*.I).

8. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce que les sources de courant (6, 7, 18, 19, 20, 21, 22, 23) sont reliées à des interrupteurs (Sm, SD2 SD3, SD4, SU, SU2, SU3, SU4), avec lesquels la source de courant (6, 7, 18, 19, 20, 21, 22, 23) soit est connectée à une voie (371, 72, 381, 382) soit en est déconnectée, les interrupteurs (SD1, SD2, SD3, SD4, SU1,

S,2, Su3, Su4) étant commandés par le détecteur de phase (3).

9. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'ensemble du

circuit est disposé dans un seul boîtier.

10. Circuit à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'ensemble du

circuit est disposé de façon monolithique.