FR2749993A1

FR2749993A1 - Dispositif de coupure equipe d'un tec de puissance et d'une charge inductive

Info

Publication number: FR2749993A1
Application number: FR9705909A
Authority: FR
Inventors: Werner Pollersbeck
Original assignee: Temic Telefunken Microelectronic GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 1996-05-14
Filing date: 1997-05-14
Publication date: 1997-12-19
Also published as: US5936439A; DE19619399A1

Abstract

Dispositif à TEC de puissance pour la coupure d'une charge inductive, qui comporte une diode non asservie en parallèle, la borne d'une résistance série éloignée de la grille étant reliée à un circuit de commande réalisé de manière à connecter, en vue du blocage du TEC, la borne précitée à un potentiel de blocage de manière à relier, au début de la commande de conduction du TEC à haute impédance, la borne précitée à une source de tension de commande amenant le TEC à l'état totalement conducteur de telle sorte que l'accroissement du courant circulant à travers le TEC est ralenti de sorte que, dans un intervalle de temps, dans lequel, après le début de la commande de conduction du TEC, la diode non asservie n'a pas encore recouvré ses propriétés de blocage, un accroissement du courant à des valeurs élevées indésirables est empêché.

Description

La présente invention a trait à un dispositif de coupure équipé d'un

transistor à effet de champ de puissance, qui est destiné à la coupure d'un courant circulant à travers une charge inductive, qui est montée entre une borne de tension d'alimentation et la borne de drain du transistor à effet de champ de puissance, et en amont de la borne de grille duquel est montée une résistance série, à la borne éloignée de la borne de grille de laquelle peut être appliquée une tension de commande pour le transistor à effet de champ de puissance, avec une diode non asservie montée en parallèle sur la charge inductive, à cette fin également la diode drain-source parasite contenue dans chaque transistor à effet de champ pouvant être utilisée. De tels dispositifs sont connus et sont par exemple utiles pour l'application dans l'électronique de camions. La diode non asservie sert notoirement à protéger, lors de la coupure du transistor à effet de champ de puissance (TEC) celui-ci d'une impulsion de tension générée par l'inductance. Si, après la coupure du transistor à effet de champ celui-ci est à nouveau rendu conducteur prématurément de sorte que des charges d'injection se trouvent encore à proximité de la couche d'arrêt de la diode non asservie, si, en d'autres termes, le temps de dégagement n'est pas encore écoulé, alors la diode non asservie, si elle est soumise à une tension dans le sens du blocage, n'est pas encore en mesure d'effectuer un blocage. Ceci conduit à ce que, dans ce cas, circule temporairement, à travers le transistor à effet de champ, un courant très intense, qui peut menacer le transistor à effet de champ et la diode et/ou d'autres composants. Il est connu de remédier à ce problème en utilisant un circuit de commande spécialement conçu pour de tels cas, qui, lors de la mise en conduction, retarde le transistor à effet de champ de l'état de blocage dans l'état complètement conducteur. De tels circuits selon l'état de la technique sont cependant très coûteux. Le courant très intense circulant à travers la diode non asservie et le transistor à effet de champ peut également provoquer des parasites électromagnétiques, qui exigent des mesures de déparasitage coûteuses pour le maintien des propriétés nécessaires pour la dose maximale

électromagnétique (EMV).

Au lieu des circuits de commande particuliers précités selon l'état de la technique, jusqu'à une pente de flanc déterminée, le problème peut être résolu également ou en plus grâce à des diodes non asservies plus rapides (et par conséquent plus chères), qui passent particulièrement

rapidement de l'état conducteur à l'état de blocage.

A ce sujet, il faut en outre observer que le transistor à effet de champ doit générer une puissance de perte la plus faible possible, de manière à pouvoir passer le plus rapidement possible de l'état non conducteur à l'état conducteur et inversement. Il doit être commandé à cette fin à la valeur ohmique la plus faible possible, à la borne de grille ne peut par conséquent en particulier être aucune résistance série trop grande. La commande à faible valeur ohmique provoque des flancs de commutation raides. En particulier, lorsque le dispositif de coupure doit être actionné à des fréquences élevées (par exemple 10 kHz ou plus), comme dans le présent cas, lorsque le transistor à effet de champ doit réguler le courant par modulation de largeur d'impulsion (PMW) par l'intermédiaire de la charge inductive, des flancs de commutation plus raides peuvent être nécessaires, qui entraînent à nouveau des problèmes liés au temps de retard de blocage précité de la diode non asservie. La présente invention a pour objet de proposer un dispositif du type indiqué dans le préambule, qui évite à moindre coût l'apparition des courants intenses mentionnés, qui parcourent la diode non asservie dans la direction de blocage, des diodes non asservies classiques pouvant être utilisées, ne devant pas être choisies en particulier en ce qui concerne leur temps de blocage. Ce problème est, selon l'invention, résolu par le fait que la borne éloignée de la borne de grille de la résistance série est reliée à un circuit de commande, qui est réalisé de sorte qu'il relie, en vue du blocage du transistor à effet de champ, la borne précitée à un potentiel de blocage, en ce qu'il relie, lors du début de la commande de conduction du transistor à effet de champ, la borne précitée à haute impédance à une source de tension de commande amenant le transistor à effet de champ dans l'état conducteur, de telle sorte que l'accroissement du courant traversant le transistor à effet de champ est ralentie de sorte qu'à l'intérieur d'un laps de temps dans lequel, après le début de la commande de conduction du transistor à effet de champ, la diode non asservie n'est pas encore bloquée, un accroissement du courant est empêché d'atteindre des valeurs élevées indésirables, de sorte qu'une détérioration du transistor à effet de champ de puissance et/ou d'autres éléments de circuit et/ou l'apparition de parasites électromagnétiques, est réduite, et en ce qu'après l'instant auquel la diode non asservie a récupéré ses propriétés de blocage, la borne précitée du circuit de commande est reliée à basse impédance à une source de tension de commande amenant le transistor à effet de champ dans l'état complètement conducteur, de telle sorte que la vitesse de l'accroissement de courant est accrue et qu'une conduction

complète du transistor à effet de champ est garantie.

Des avantages de l'invention résident dans le fait qu'une résistance série (Ri, R2) suffisamment importante pour la réduction de parasites électromagnétiques peut être utilisée en amont de la grille du transistor à effet de champ et en ce que la diode non asservie n'a pas à être choisie pour un temps de retard de blocage

particulièrement court.

Dans une forme de réalisation de l'invention, il est prévu qu'à la borne éloignée de la borne de grille de la résistance série est reliée, par l'intermédiaire d'une autre résistance, une source de tension avec la polarité nécessaire pour la mise en conduction du transistor à effet de champ, en ce que le point de connexion de la résistance série et de l'autre résistance est relié à un circuit de commande, qui est réalisé de sorte qu'il relie dans l'état de blocage du transistor à effet de champ le point de connexion à un potentiel de blocage, de sorte que le transistor à effet de champ est rendu non conducteur, en ce qu'il sépare lors du début de la commande de conduction du transistor à effet de champ le point de connexion uniquement du potentiel de blocage, en ce que l'accroissement du courant du courant traversant le transistor à effet de champ est ralenti par les résistances précitées, et en ce qu'après l'instant auquel la diode non asservie a récupéré ses propriétés de blocage, le point de connexion précité du circuit de commande est relié à faible impédance à une source de tension de commande amenant le transistor à effet

de champ dans l'état totalement conducteur.

Il est avantageux que, sur la borne de la résistance série éloignée de la grille, doivent être générés seulement en tout trois états de commutation différents selon la séquence temporelle correcte: à partir d'un état non conducteur du transistor à effet de champ, celui-ci est tout d'abord amené de façon ralentie dans l'état conducteur, afin que durant ce temps, la couche d'arrêt de la diode non asservie puisse être libérée de porteurs de charge, ce qui est en outre également favorisé par la tension appliquée à la diode non asservie par l'intermédiaire du transistor à effet de champ après le début de la mise en conduction, et ensuite, lorsque la diode non asservie a atteint en toute sécurité son état de blocage, on passe à une conduction faiblement ohmique et ainsi rapide du transistor à effet de

champ dans l'état complètement conducteur.

Comme seulement un nombre très fortement limité de différentes tensions continues (notamment dans l'exemple de réalisation, les tensions OV et 5V et l'état "non raccordé") est nécessaire, celles-ci peuvent être obtenues de façon simple et bon marché grâce à un circuit binaire simple, en particulier à l'aide d'un microprocesseur. Le dispositif de coupure est particulièrement simple lorsqu'un tel microprocesseur est utilisé, dont le circuit de sortie, qui fait encore partie du microprocesseur, peut être commuté grâce au microprocesseur à programmer de façon appropriée en fonctionnement symétrique (Push-Pull) ou à drain ouvert (borne de drain ouverte), dans le premier cas, la borne de sortie du circuit de sortie du microprocesseur est commutée par exemple soit sur OV soit sur 5V, et dans le second cas soit sur 0V soit sur un état fortement ohmique, ainsi pratiquement non connecté. De tels microprocesseurs peuvent, selon l'invention, être programmés, de sorte qu'ils modifient la configuration de leur circuit de sortie selon

la séquence nécessaire, qui ressort de la description de

l'exemple de réalisation. Cette commutation de la configuration de sortie du microprocesseur peut être effectuée dans le cas des microprocesseurs classiques avec un circuit de sortie pouvant être configuré par un programme simple. La charge du microprocesseur devient cependant fortement problématique à fréquence de commutation croissante, et par conséquent, moins de temps est disponible pour d'autres tâches. Si, vis-à-vis des microprocesseurs classiques, d'autres registres correspondants sont prévus, le déroulement décrit pourrait s'effectuer automatiquement après initialisation et sans charge supplémentaire du microprocesseur. Le microprocesseur serait alors disponible

pour d'autres tâches.

L'utilisation du principe est également imaginable dans un circuit intégré de commande, qui commute après un temps fixe ou réglable librement de "drain-ouvert" à "Push-Pull", les résistances Rl et R2 pouvant être intégrées ou remplacées par des sources de courant

intégrées.

D'autres caractéristiques et avantages de

l'invention ressortiront de la description qui va suivre

d'un exemple de réalisation de l'invention en regard des dessins annexés, qui représentent des particularités

essentielles à l'invention, et des revendications. Les

différentes caractéristiques peuvent être réalisées ici isolément ou selon une combinaison quelconque dans une forme

de réalisation de l'invention.

La Figure 1 est un schéma synoptique d'un dispositif de coupure selon l'invention, qui est relié au circuit de sortie d'un microprocesseur, la Figure 2a représente un diagramme temporel pour le courant circulant à travers le transistor à effet de champ dans le cas d'une commande classique, la Figure 2b représente un diagramme temporel pour le courant circulant à travers le transistor à effet de champ dans le cas d'une commande selon l'invention, et la Figure 3 représente un schéma synoptique d'un autre exemple de réalisation de l'invention, dans lequel, en tant que diodes non asservies, sont utilisées les diodes

parasites drain-source du transistor à effet de champ.

Sur la Figure 1, un transistor à effet de champ de puissance, ci-après appelé uniquement TEC 1, est relié à la masse par sa borne de drain D, sa borne de source S est reliée par l'intermédiaire d'une inductance 3 au pôle positif d'une source de tension d'aliments UB, et à la borne de grille G est reliée une résistance série RM. La source de tension d'alimentation UB est positive par rapport à la masse; par conséquent, une diode non asservie 7 montée en parallèle sur l'inductance 3 est montée de sorte que sa cathode est reliée à la borne de l'inductance 3 reliée à la source d'alimentation UB. Dans le cas de l'inductance 3, il s'agit dans l'exemple de réalisation de la bobine d'une

vanne électromagnétique.

Dans l'exemple de réalisation est utilisé un transistor à effet de champ dont la tension de grille 5V (positive par rapport à la masse) doit s'élever afin que le transistor à effet de champ 1 soit commuté dans l'état totalement conducteur, dans lequel il présente seulement une faible résistance pour le courant le traversant. Dans le cas du circuit décrit jusqu'ici, à la borne de la résistance série Rl, qui est éloignée de la borne de grille du transistor à effet de champ 1, était appliquée une séquence d'impulsion faiblement ohmique, variant entre +5V et 0V, de sorte que tant l'inductance 3 transmet un courant à travers la diode 7, à l'instant o après le blocage du transistor à effet de champ 1, celui-ci est rendu à nouveau conducteur, en raison du temps de retard de blocage, la diode non asservie n'a pas encore atteint son effet de blocage pour le courant circulant depuis la source de tension de batterie positive UB vers la masse, de sorte qu'un courant très intense, pratiquement un courant de court-circuit, circulait à travers la diode non asservie 7 et le transistor à effet

de champ 1.

Ceci est représenté sur la Figure 2a, qui montre l'allure du courant en fonction du temps durant la période o le transistor à effet de champ 1 est conducteur. Comme le montre la Figure 2a, le courant atteint une pointe

d'intensité très élevée, notamment le courant de court-

circuit qui est désigné par Irr.

Le circuit représenté sur la Figure 1 comporte cependant encore d'autres composants. A la borne éloignée de la borne de grille de la résistance série R1, est reliée une autre résistance R2, dont l'autre borne est reliée à une source de tension de commande de +5V. En outre, la borne précitée de la résistance série Ri est reliée au point de liaison de deux transistors à effet de champ 12 et 14 montés en série, dont le transistor à effet de champ 14 désigné par transistor à effet de champ côté haut est relié par sa borne de drain à une source de tension de commande de +5V, et l'autre transistor à effet de champ 12 est relié à la masse par sa borne de source. Les bornes de grille à effet de champ 12 et 14 sont commandées de sorte que dans l'état non conducteur du transistor à effet de champ 1, le transistor à effet de champ 14 est non conducteur et le transistor à effet de champ 12 est conducteur; dans ce cas, l'autre résistance relativement importante R2 est pratiquement reliée à la masse par l'intermédiaire du transistor à effet

de champ 12.

Le transistor à effet de champ 1 est un transistor non conducteur. Afin de rendre non conducteur relativement lentement le transistor à effet de champ 1, seul le transistor à effet de champ 12 est amené ensuite dans l'état non conducteur. La tension sur la borne de grille du transistor à effet de champ 1 croît alors à cause de l'autre résistance relativement grande R2 de façon fortement ralentie, et par conséquent, la résistance du

transistor à effet de champ 1 ne diminue que lentement.

Lorsque le transistor à effet de champ 12 durant un intervalle de temps, qui s'étend sur les Figures 2a et 2b de tO à tl, était non conducteur, le courant à travers le transistor à effet de champ 1 a pris une valeur qui, par exemple, comme représenté sur la Figure 2b, a atteint approximativement la moitié de l'intensité du courant, qui circule à travers le transistor à effet de champ 1 lorsqu'il est totalement conducteur. Durant cet intervalle de temps de tO à tl, la diode non asservie 7 a récupéré de façon sûre

ses propriétés de blocage. Le transistor à effet de champ-

côté haut 14 (tandis que le transistor à effet de champ 12 à drain ouvert demeure en outre non conducteur) est rendu conducteur, et à cause de la résistance interne très faible du transistor à effet de champ 14, la tension de commande croît très brusquement sur la grille du transistor à effet de champ 1, de sorte que le courant à travers le transistor à effet de champ 1 atteint très rapidement l'intensité représentée sur la Figure 2b. Ainsi, la puissance de perte résultante dans le transistor à effet de champ 1 est d'une part limitée, d'autre part, au début de la commande en conduction du transistor à effet de champ 1, l'apparition d'un courant de court-circuit intense est évitée de façon sûre. Les transistors à effet de champ 12 et 14 peuvent être actionnés par un circuit de commande arbitraire quelconque. Dans l'exemple de réalisation, ces deux transistors à effet de champ font partie d'un microprocesseur et forment l'étage de sortie de celui-ci et la commande de ces transistors à effet de champ 12 et 14

s'effectue par l'intermédiaire du microprocesseur.

Si l'étage de sortie du microprocesseur est tout d'abord configuré à drain ouvert, le transistor à effet de champ de puissance 1 est rendu conducteur lentement. Ceci provoque un flanc de mise en conduction plat, qui rend tout d'abord le transistor à effet de champ de puissance non complètement conducteur,, la couche d'arrêt de la diode non asservie 7 peut être dégagée de porteurs de charge, sans qu'un courant de blocage dans la zone de court-circuit O10 n'apparaisse. Après l'instant tl, qui doit être un peu supérieur au temps de retard de blocage de la diode non asservie, l'étage de sortie est configuré de façon symétrique. Le transistor à effet de champ côté haut du microprocesseur, à savoir ce transistor à effet de champ, qui ne se trouve pas à la masse, commande le transistor à effet de champ de puissance, et grâce à cette commande faiblement ohmique, le transistor à effet de champ de puissance est rapidement placé dans l'état faiblement ohmique. La commutation de l'étage de sortie du microprocesseur peut être réalisée à un coût de logiciel faible. Dans l'exemple de réalisation, sont utilisés les composants de circuit suivant ou les éléments présentent les valeurs suivantes: le transistor à effet de champ 1 est un transistor à effet de champ de puissance du type IRLR014, l'inductance 3 possède une valeur d'inductance de 10 mH et une résistance ohmique de 10 Ohm, la diode non asservie 7 est du type RS2D, les transistors à effet de champ 12 et 14 constituent l'étage de sortie d'un microprocesseur du type Siemens C167CR. La résistance série Ri possède une valeur de 1 kiloohm, l'autre résistance R2 possède une valeur de 10 kiloohm. La tension d'alimentation UB est délivrée dans l'exemple par une batterie d'un camion et s'élève à 12 V, la tension de commande, qui est appliquée à l'autre résistance R2 et se trouve à la borne de source du TEC côté haut 14 s'élève à 5V. Le courant, qui est représenté sur les Figures 2a et 2b, a été mesuré par mesure dans la ligne de liaison

s'étendant entre la borne de drain du TEC 1 et la masse.

Le schéma synoptique de la Figure 3 représente un circuit en pont formé par quatre transistors à effet de champ 1, 2, 3 et 4, qui alimente en courant une inductance 3 en tant qu'élément de charge. En outre, est représentée la diode

drain-source 71, 72, 73 et 74 présente dans chaque TEC.

li Le courant circulant à travers l'inductance 3 doit être régulé par PMW, le sens du courant pouvant être inversé. A cette fin, un circuit de commande pP est utilisé, qui est relié par l'intermédiaire d'une résistance Rll, R12, R13 ou R14 à la grille d'un TEC 1, 2, 3 ou 4. Conformément au circuit selon la Figure 1, aux résistances série Rll, R12, R13 et R14 est reliée par l'intermédiaire d'une autre résistance R21, R22, R23 ou R24 une source de tension de commande de +5V. La commande de chaque TEC s'effectue de la

manière décrite à propos de la Figure 1.

Pour un sens du courant, le circuit de commande liP commande le circuittampon de manière à couper le TEC 2 et le TEC 3, rendre conducteur TEC 1 et le TEC 4 régulé en PWM commande le courant à travers l'inductance 3, la diode parasite 72 du TEC 2 servant de diode non asservie. Pour l'autre sens de courant, le TEC 1 et le TEC 4 sont rendus

non conducteurs, tandis que le TEC 2 est rendu conducteur.

Dans ce cas, la diode parasite 71 du TEC 1 sert de diode non asservie. Les TEC 1, 2, 3, 4, 12 et 14 sont des commutateurs électroniques commandés. Dans le cadre de l'invention appartiennent également des formes de réalisation dans lesquelles, au lieu des TEC, sont prévus

d'autres commutateurs électroniques appropriés.

R E V E N D ICATIONS

1. Dispositif de coupure équipé d'un transistor à effet de champ de puissance, destiné à la coupure d'un courant circulant à travers une charge inductive, qui est montée entre une borne de tension de fonctionnement et la borne de drain du transistor à effet de champ de puissance, et en amont de la borne de grille duquel est montée une résistance série à la borne éloignée de la borne de grille duquel peut être appliquée une tension de commande pour le transistor à effet de champ de puissance, avec une diode non asservie montée en parallèle sur la charge inductive, caractérisé en ce que la borne de la résistance série (Ri) éloignée de la borne de grille est reliée à un circuit de commande qui est réalisé de manière à relier en vue du blocage du transistor à effet de champ (1) la borne précitée à un potentiel de blocage, en ce qu'au début de la commande de conduction du transistor à effet de champ (1), il relie la borne précitée à haute impédance avec une source de tension de commande amenant le transistor à effet de champ (1) à l'état conducteur, de telle sorte que l'accroissement du courant circulant à travers le transistor à effet de champ est ralenti, de sorte qu'à l'intérieur d'un intervalle de temps, dans lequel, après le début de la commande de conduction du transistor à effet de champ (1), la diode non asservie (7) n'est pas encore dans l'état bloqué, un accroissement du courant à des valeurs élevées indésirables est empêché, de sorte qu'une détérioration du transistor à effet de champ de puissance (1) et/ou d'autres éléments de circuit et/ou l'apparition de parasites électromagnétiques est réduite, et en ce qu'après l'instant auquel la diode non asservie (7) à retrouvé ses propriétés de blocage, la borne précitée est reliée par le circuit de commande à basse impédance à une source de tension de commande amenant le transistor à effet de champ (1) à l'état totalement conducteur, de telle sorte que la vitesse d'accroissement du

courant est augmentée.

2. Dispositif de coupure selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'à la borne de la résistance série (R1) éloignée de la borne de grille est reliée, par l'intermédiaire d'une autre résistance (R2), une source de tension de polarité nécessaire pour la mise en conduction du transistor à effet de champ (1), en ce que le point de liaison de la résistance série (Ri) et de l'autre résistance (R2) est relié à un circuit de commande qui est réalisé de sorte qu'il relie, dans l'état de blocage du transistor à effet de champ (1), le point de liaison à un potentiel de blocage, de sorte que le transistor à effet de champ (1) est rendu non conducteur, en ce qu'au début de la commande de conduction du transistor à effet de champ (1), il sépare le point de liaison uniquement du potentiel de blocage, de telle sorte que l'accroissement du courant circulant à travers le transistor à effet de champ (1) est ralenti par les résistances précitées (R1, R2), et en ce qu'après l'instant auquel la diode non asservie (7) a recouvré ses propriétés de blocage, le point de liaison précité est relié par le circuit de commande à basse impédance à une source de tension de commande amenant le transistor à effet de champ

(1) dans l'état totalement conducteur.

3. Dispositif de coupure selon la revendication 2, caractérisé en ce que deux commutateurs électroniques (12, 14) montés en série sont disposés entre la source de tension de commande amenant le transistor à effet de champ (1) dans l'état complètement conducteur et la masse, en ce que le premier commutateur électronique (12) relié à la masse est bloqué, afin de commander en conduction avec accroissement de courant ralenti, le deuxième commutateur électronique (14) étant simultanément bloqué, ou afin de commander à l'état complètement conducteur, le deuxième commutateur électronique (14) étant simultanément conducteur, et est conducteur afin de maintenir à l'état non conducteur le transistor à effet de champ (1), et en ce que le second commutateur électronique (14) relié à cette source de tension de commande sert à la liaison à basse impédance du point de liaison des résistances (12, 14) avec la source de

tension de commande et est bloqué aux autres instants.

4. Dispositif de coupure selon la revendication 3, caractérisé en ce que les commutateurs électroniques (12, 14) font partie d'un étage de sortie d'un circuit intégré à

configuration de sortie programmable.

5. Dispositif de coupure selon l'une quelconque des

revendications précédentes, caractérisé en ce qu'en tant que

diode non asservie est prévue la diode source-drain parasite

(71, 72) du transistor à effet de champ de puissance (1, 2).