FR2747872A1 - Dispositif pour obtenir un critere de distorsion a partir d'un signal m-qam - Google Patents

Abstract

Un dispositif pour obtenir un critère de distorsion à partir d'un signal démodulé à modulation d'amplitude en quadrature (M-QAM, M = 4 ... 256), forme des produits entre des valeurs de détection du signal complexe démodulé M-QAM et des valeurs de détection du signal complexe conjugué démodulé M-QAM qui sont décalées d'une période de symbole par rapport au premières valeurs, et ce circuit établit, à partir de plusieurs produits de valeurs de détection, une valeur moyenne qui constitue un critère de distorsion (VB1, VB2).

Description

Etat de la technique.

La présente invention concerne un dispositif pour obtenir un critère de distorsion à partir d'un signal démodulé

à modulation d'amplitude en quadrature (M-QAM, M = 4... 256).

On connaît déjà un tel dispositif par exemple d'après le docu- ment DE 41 34 206 Cl. Selon l'état de la technique, dans le récepteur pour signaux M-QAM, de manière usuelle, on dérive un critère de distorsion à partir de la position estimée par un décideur sym-10 bolique, d'une valeur de signal envoyé, de la manière la plus probable par des valeurs de détection du signal M-QAM complexe

à la sortie d'un correcteur en bande de base adaptatif. Un cri-

tère de distorsion obtenu de la sorte dépend donc de l'état du

correcteur en bande de base adaptatif. Si le critère de distor-

sion doit par exemple être utilisé pour la commande d'un combi-

nateur de diversité alors, dans le cas d'un critère de distorsion détecté selon l'état de la technique, on obtient un couplage entre le circuit de régulation pour le correcteur en bande de base adaptatif et le circuit de régulation pour le combinateur de diversité. Comme cela est connu, les circuits de régulation couplés sont très difficiles à maîtriser en ce qui

concerne par exemple l'ajustage de constantes de temps de régu-

lation.

La présente invention a pour but de créer un dispo-

sitif pour l'obtention d'un critère de distorsion qui ne dé-

pende pas d'un correcteur de bande passante adaptatif.

Avantaqe de l'invention.

Ce problème est résolu par un dispositif pour obte-

nir un critère de distorsion à partir d'un signal démodulé à modulation d'amplitude en quadrature (M-QAM, M = 4... 256), caractérisé en ce que le dispositif forme des produits entre des valeurs de détection du signal complexe démodulé M-QAM et des valeurs de détection du signal complexe conjugué démodulé M-QAM qui sont décalées d'une période de symbole par rapport aux premières valeurs de détection, et ce circuit établit, à

partir de plusieurs produits de valeurs de détection, une va-

leur moyenne qui constitue un critère de distorsion (VB1, VB2).

De manière avantageuse, le dispositif: - forme la valeur absolue de la valeur moyenne,

- forme le carré de la valeur moyenne.

On forme ainsi la valeur absolue ou le carré de la valeur moyenne. Selon une variante la réalisation de l'invention,

le dispositif établit des signaux d'erreur en faisant la diffé-

rence entre les valeurs détectées du signal complexe démodulé M-QAM sans distorsion et les valeurs symboliques estimées à partir de ces valeurs de détection, ce dispositif alimentant un décideur symbolique (SE) à partir des valeurs de détection du

signal complexe démodulé M-QAM et effectuant une moyenne à par-

tir des valeurs élevées au carré, de plusieurs signaux

d'erreur, ce qui délivre un signal d'erreur (VB3).

Dans ce cas on établit des signaux d'erreur par réalisation de la différence entre des valeurs de détection du signal complexe démodulé MQAM non corrigées et les valeurs symboliques estimées à partir de ces valeurs de détection. On

obtient une valeur moyenne à partir des valeurs élevées au car-

ré de plusieurs signaux d'erreur qui déterminent le critère de distorsion. De manière avantageuse, le critère de distorsion obtenu d'après les caractéristiques ci-dessus est utilisé pour

commander un combinateur de diversité.

Le critère de distorsion détecté ci-dessus présente l'avantage d'être indépendant d'un décalage de fréquence se trouvant dans la porteuse détectée dans le récepteur. De plus,

il est indépendant de la phase de la porteuse. Les deux instal-

lations citées ci-dessus peuvent être réalisées sous la forme

de circuits numériques.

Description des exemples de réalisation.

La présente invention sera décrite ci-après de ma-

nière plus détaillée à l'aide de deux exemples de réalisation représentés dans les dessins annexés dans lesquels:

- la figure 1 est un schéma de principe d'un système de trans-

mission pour signaux M-QAM,

- la figure 2 est un schéma d'un premier détecteur de distor-

sion,

- la figure 3 est un schéma d'un second détecteur de distor-

sion. Comme le montre le schéma de principe du système de transmission pour signaux M-QAM de la figure 1, un émetteur SD génère un signal S1(t) selon l'équation (1): Sl(t) =lav p(t - v. T) (z av représente le symbole de donnée complexe envoyé à l'instant t = vT, T est la période symbolique et p(t) est l'impulsion de réponse du filtrage côté émission. Les propriétés du canal de transmission sont données par la fonction de transfert HD(f) A l'entrée du récepteur, on ajoute une composante de bruit n(t) supplémentaire au signal de réception S2(t). La composante n(t) représente le bruit d'entrée (nombre de bruit) du récepteur. Un réglage automatique de niveau AGC1 avec le coefficient d'amplification y1, règle le signal de réception sur un niveau de signal constant. La fonction HE(f) représente la fonction de

transfert du récepteur incluant le démodulateur, avec la déri-

vée de la période et de la fréquence porteuse. Le signal démo-

dulé S4(t) est de la forme donnée à l'équation (2): ca s4(t)=Yi' Eav'k(tv'T)+nl(t) (2) v=-c' k(t) est la réponse impulsionnelle de la fonction de transfert K(f) donnée à l'équation (3): K(f) =P(f)' HD(f)- HE(f) (3) K(f) *> k(t)

Le signal S4(t) est détecté dans le circuit de dé-

tection AT avec la période symbolique T. A partir de là on ob-

tient les valeurs de détection S5[n] selon l'équation (4), aux instants de détection t = n T + ta: s5[n]= yl'- av'k([n-v]-'T+ta)+nl(n-T+ta) (4) V=-C.o

ta représente dans ce cas un décalage de point de détection dé-

pendant des propriétés de la récupération de la période. Après

la détection, on a un signal discret de temps et un signal dis-

cret de valeur du fait qu'en général la détection se fait par

un convertisseur analogique/numérique.

Une seconde régulation de niveau AGC2 avec le coef-

ficient d'amplification 2 échelonne les valeurs de détection

S5[n] de manière appropriée; on obtient les valeurs de détec-

tion S6[n] selon l'équation (5): 56{[']= 72'-Y av.k([n - V]. T+ta)+l( T+a) (5) La valeur principale de la réponse impulsionnelle est k(ta) et on a n2(nT+ta)=y2n (nT+ta). La seconde régulation de niveau AGC2 satisfait à l'équation (6): yi1 72 Re{k(ta)} = 1 (6)

Une régulation de phase de porteuse dans le récep-

teur effectue une rotation de phase de telle sorte que la par-

tie imaginaire de la valeur principale de la réponse impulsionnelle disparaît selon l'équation (7): Im lT{k(ta)} = 0 (7) Lorsqu'il n'y a pas de distorsion et que ta a été choisi de manière optimale, on a comme réponse impulsionnelle de canal pour les valeurs de détection: (y1. 2).Re{k(nm. T+Mt{)} 1 p=r=O sinon (ï, '2)'Im{k(nz' T+ta)} = O;pou toume A partir des valeurs de détection du signal S6[n] on amène dans le bloc VD1, qui sera décrit plus en détail par la suite, un critère de distorsion " robuste " VB1 ou VB2 pour lequel il ne faut ni accrochage de la régulation de phase de porteuse ni des décisions symboliques fiables d'un correcteur 1( adaptatif. Le signal de temps discret S6[n] est égalisé dans un correcteur en bande de base EZ. Cet égaliseur adaptatif en bande de base EZ n'est pas nécessaire pour déduire les critères

de distorsion dans les circuits VD1 et VD2. A la sortie du cor-

recteur en bande de base EZ, on a un signal de temps discret y[n] égalisé. Un décideur symbolique SE décide quel symbole ani issu de tout l'alphabet des symboles M-QAM, correspond le

plus vraisemblablement à la valeur de détection y[n] du déci-

deur symbolique SE. L'indice de temps i dans le symbole choisi

ani tient compte du retard des décisions symboliques occasion-

( né par le correcteur en bande de base EZ.

La figure 2 représente un détecteur de distorsion VD1 qui détermine le critère de distorsion " robuste " VB1 ou VB2 à partir des valeurs de détection S6[n]. Aussi longtemps que, dans le récepteur, la porteuse n'est pas accrochée à la fréquence de porteuse du signal de réception, il subsiste un décalage de fréquence Mf. Si l'on tient compte du décalage de fréquence, le signal S6[n] donné par l'équation (5) prend la

forme donnée par l'équation (8).

cOc S6[n] =,2.yl ej2irf (n'T+t.)._av k([n - v]. T + ta) (8) +e j2zlf '(n'T+t) À n2(n T + ta) A partir de ce signal complexe S6 [n] on obtient un critère de distorsion de la manière suivante. On effectue le produit entre une énième valeur de détection complexe S6[n] et une valeur de détection complexe conjuguée S6[n-1] décalée d'un symbole.

Comme le montre la figure 2, chaque valeur de dé-

tection complexe S6[n] possède une partie réelle et une partie

lU imaginaire. La partie réelle de la valeur complexe S6[n-1] re-

tardée d'un symbole se trouve à la sortie d'un élément de re-

tard ZR et la partie imaginaire de la valeur de détection complexe S6[n1] se trouve à la sortie d'un élément de retard ZE. Le produit (Re{s6 [n]} + j Im{s6 [n]}) (Re{s6 [n- I]} - j Im{s6 [n- 1]}) est réalisé avec les multiplicateurs MR1, MIl, MR2, MI2, M et les additionneurs Ai, A2, A3. Par l'établissement de la moyenne entre plusieurs produits de valeur de détection on obtient la valeur de prévision présentée à l'équation (9):

_S)2....

(s6[nt].s56 [1 l])(=7,'r-72)'*e 2'"'vr o' 1] kn + a)k(m-rl + ta) e:- ' 'rÀ (1,_ (- T+ a) '"; ([n - 1]-T +.)) > a2 représente la valeur de précision (aa). Les valeurs de test de bruit sont statistiquement indépendantes de la durée symbolique T du fait du décalage temporel, de telle sorte que

la valeur de prévision <n2 (nT+ta) n2 ([n-1] T+ta) > disparaît.

On obtient alors l'équation (10): (5["]' d[,,-1]) = (r,. *2)2 -ei2' *î* k(m. T+ta).k([- l]. T+ ta) (10) A partir de la valeur de prévision <S6 [n]S 6 [n-1] > à la sortie du calculateur de moyenne MW, on obtient les critères de distorsion VB1 ou VB2 soit en prenant la valeur absolue soit en mettant au carré selon les équations

(11) (12):

VB 1 = j(s6[ni.s6[ - '1)1 (11)

VB 2 = ([][-1]) (12)

(12) lu Alors que la valeur de prévision de l'équation (10) dépend encore du décalage de fréquence \f de la régulation de phase de porteuse, cette dépendance disparaît du fait du calcul de la valeur absolue ou de la mise au carré selon les équations

(11), (12).

z La partie réelle du produit S [n] *S6 [n-i] se trouve à la sortie du sommateur Al, sa partie imaginaire se trouve à la sortie du sommateur A2. Un calculateur de moyenne MWR effectue la moyenne de la partie réelle, et un calculateur de moyenne MWI effectue la moyenne de la partie imaginaire de () l'ensemble du produit. A chacune des moyennes on associe, dans

un circuit QB, soit la valeur absolue soit le carré, pour obte-

nir soit le critère de distorsion VB1 selon l'équation (11)

soit le critère de distorsion VB2 selon l'équation (12).

Lorsque les valeurs de détection S6[n] ne présentent pas d'interférence intersymbole, les produits

k( [n-vT+ta] 0k ( [n-v-l] T+ta) n'influencent pas <S6 [n] S 6 [n-

i] > et ainsi le critère de distorsion correspondant VB1 ou VB2. Si les valeurs de détection S6[n] sont distordues, alors les critères de distorsion VB1 ou VB2 sont supérieurs à zéro. Le détecteur de distorsion VD2 représenté à la fi- gure 3 reçoit du signal d'erreur eisi(n) donné à l'équation

(13), un critère de distorsion VB3 commandé en décision.

eisi(n) = s6[n - i] - an- (13) L'indice de temps i (iÄ0) donné à l'équation (13) tient compte de la distorsion de la décision symbolique par le correcteur adaptatif de bande passante EZ. Le signal d'erreur

() eisi(n) s'obtient par la différence des deux signaux complexes Re{S6 [n-i]}+jIm{S6 [n-i] et Re{ani}+jIm{an i}. Cette diffé-

rence est réalisée dans le circuit représenté à la figure 3 au moyen des additionneurs AR et Ai, les dispositifs de retard ZR1 et ZI1 ayant la valeur de la partie réelle et de la partie ima-15 ginaire du signal complexe Sa[n] à l'instant i. Les multiplica-

teurs MR et MI reliés aux additionneurs AR et AI élèvent au

carré la partie réelle et la partie imaginaire; un addition-

neur associé A effectue la somme de la partie réelle au carré de la partie imaginaire au carré, du signal de différence. Le signal de somme correspond à la valeur du carré du signal d'erreur en valeur absolue de [eici(n). Un calculateur de moyenne MW1 réalise une valeur de prévision à partir du carré de la valeur du signal d'erreur comme cela est représenté dans l'équation (14): (Ieisi(n)1) = (rY Y2) ( { Ljk([n- i-v]. T + +} + - 2 (YI -'2) *CRe{k(ta)l (14) 2 5

Cette valeur de prévision du signal d'erreur repré-

sente le critère de distorsion VB3; il est donné par

l'équation (15).

(lesj [n]))= (i.F(y, * 2)2.,k(t)12 +('YI* 7-) * ?,k(.l,T+t)ji m=--

L *

-2' (y,7,'2) Re{k(ta)}+l] (+5) Du fait de la régulation de niveau (yl'y2)Re{k(ta)}=1 et de la régulation de phase de porteuse (Y172) Im{k(ta)}=0 on a également (Y1/2)2 k(ta) 2 = 1. En substituant ces valeurs dans l'équation (15) on obtient l'équation (16): [ila =(ô*2) *k(mT- T+ 1 + (D (16) mltO I() n2 est la variance du bruit. La valeur de (1e [n]) e 2

est dominée par le terme M=-o' pour de for-

tes distorsions. La portion de bruit an n'a qu'un rôle secon- daire. Les critères de distorsion VB1, VB2 ou VB3 obtenus d'après les méthodes décrites précédemment sont particulière- ment appropriés pour la commande d'un combinateur de diversité du fait que les critères de distorsion sont indépendants des grandeurs de régulation d'un égaliseur adaptatif de bande pas- sante. On n'a par conséquent pas de couplage entre le circuit 20 de régulation pour le combinateur de diversité et le circuit de régulation pour l'égaliseur adaptatif de bande passante. Les

parties de distorsion non régulées par le combinateur de diver-

sité peuvent être ultérieurement minimisées de manière indépen-

dante par un égaliseur de bande passante.

If)

Claims (4)

R E V E N D I C A T IONS

1 ) Dispositif pour obtenir un critère de distorsion à partir

d'un signal démodulé à modulation d'amplitude en quadrature (M-

QAM, M = 4... 256),

caractérisé en ce que le dispositif forme des produits entre des valeurs de détection du signal complexe démodulé M-QAM et des valeurs de détection du signal complexe conjugué démodulé M-QAM qui sont décalées d'une période de symbole par rapport aux premières valeurs de

détection, et ce circuit établit, à partir de plusieurs pro-

duits de valeurs de détection, une valeur moyenne qui constitue

un critère de distorsion (VB1, VB2).

2 ) Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'

il forme la valeur absolue de la valeur moyenne.

3 ) Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'

il forme le carré de la valeur moyenne.

4 ) Dispositif pour obtenir un critère de distorsion à partir

d'un signal démodulé à modulation d'amplitude en quadrature (M-

QAM, M = 4... 256),

caractérisé en ce qu' il établit des signaux d'erreur en faisant la différence entre les valeurs détectées du signal complexe démodulé M-QAM sans distorsion et les valeurs symboliques estimées à partir de ces

valeurs de détection, ce dispositif alimentant un décideur sym-

3 bolique (SE) à partir des valeurs de détection du signal com-

plexe démodulé M-QAM et effectuant une moyenne à partir des valeurs élevées au carré, de plusieurs signaux d'erreur, ce qui

délivre un critère de distorsion (VB3).

) Dispositif selon une des revendications précédentes,

caractérisé en ce que ses critères de distorsion (VB1, VB2, VB3) servent à commander

un combinateur de diversité.