FR2685088A1 - Dispositif de reception et de traitement de signaux radar pour analyseur de contre-mesures. - Google Patents

Abstract

Ce dispositif comporte, pour la réception, un analyseur de spectre du signal d'entrée comportant lui-même deux multiplieurs (2, 3) permettant d'effectuer en parallèle deux multiplications du signal d'entrée respectivement par deux rampes de fréquence modulées linéairement en fréquence, de bande 2B (B étant la bande de fréquence du signal d'entrée) et de durée 2T, décalées l'une par rapport à l'autre d'une durée T, un additionneur (11) pour additionner les signaux de sortie de ces deux multiplieurs, et un filtre dispersif (12) de bande B et de retard T, disposé en sortie de l'additionneur. Ce dispositif comporte également, pour le traitement, des moyens pour reconnaître la fréquence porteuse des émissions radar ainsi interceptés, tenant compte de la nature particulière des signaux de sortie de l'analyseur de spectre. Application: contre-mesures.

Description

DISPOSITIF DE RECEPTION ET DE TRAITEMENT DE

SIGNAUX RADAR POUR ANALYSEUR DE CONTRE-MESURES

La présente invention concerne un dispositif de réception et de

traitement de signaux radar pour analyseur de contre-mesures.

Un tel dispositif, associé à une antenne de réception, a pour but d'intercepter des émissions de signaux radar et de mesurer leurs paramètres d'émission, tels que la fréquence porteuse, la durée

d'impulsion, la largeur spectrale et le niveau spectral.

Le fait que ces paramètres se répartissent en des paramètres HF et en des paramètres vidéofréquence a conduit jusqu'à présent à

envisager deux types de montages.

Un premier montage, dit de détection directe consiste à obtenir la fréquence porteuse directement à partir du signal HF, et, parallèlement, les paramètres vidéofréquence à partir du signal vidéo correspondant Du fait de la détection directe de la fréquence porteuse à partir du signal HF, ce montage a l'avantage de présenter une probabilité d'interception voisine de 100 % Il a en revanche

l'inconvénient de présenter une sensibilité et une sélectivité faibles.

Un deuxième montage, dit superhétérodyne, consiste à obtenir l'ensemble des paramètres à partir d'un signal en moyenne fréquence obtenu à partir d'une émission radar par battement avec le signal

fourni par un oscillateur local Contrairement au montage pré-

cédent, ce montage a pour inconvénient de présenter une probabilité d'interception inférieure à 100 % Ceci est dû au fait que, la fréquence porteuse des émissions radar à analyser étant a priori

inconnue, il est nécessaire de balayer toute une gamme de fré-

quences avec l'oscillateur local avant de réaliser l'accord En contrepartie, ce montage présente une bonne sensibilité et une

bonne sélectivité.

La présente invention a pour objet un dispositif de réception et de traitement de signaux radar qui combine les avantages des deux

techniques précitées sans en présenter les inconvénients.

Le dispositif suivant l'invention se rapporte à un troisième type de montage, dit à analyse spectrale Différentes réalisations de

tels analyseurs de spectre sont connues, notamment par la communi-

cation IX 4 de C LARDAT, intitulée "Analyseurs de spectre utilisant des filtres dispersifs à ondes de surface", au Colloque International sur le Radar de 1978 (pages 303 à 311). A une tranche de temps de durée T d'un signal d'entrée ayant une bande de fréquences B, ce montage fait correspondre, au bout d'un intervalle de temps T, un signal de sortie dont la position dans le temps, par rapport au déclenchement de l'analyse spectrale, est représentative de la bande B. Comme le montre la figure la, l'analyse spectrale est obtenue par prémultiplication, ou transposition BLU, dans un mélangeur 1, du signal d'entrée de bande B et de durée T avec une rampe de fréquence modulée linéairement en fréquence, de bande 2 B et de durée 2 T, puis compression dans un filtre dispersif 2 de bande B et de retard T.

On a représenté sur la figure lb les transformations succes-

sives, par ces deux opérations, d'un signal d'entrée dont la représen-

tation dans un domaine temps-fréquence a la forme d'un parallélo-

gramme 3 Par multiplication avec la rampe de fréquence, réfé-

rencée 4 sur ce dessin, on obtient un parallélogramme 5 (les côtés

fléchés se correspondant respectivement par cette transformation).

Par compression dans le filtre dispersif 2, le parallélogramme 5 se transforme en un rectangle 6, les côtés fléchés se correspondant

également respectivement.

Il apparaît sur cette figure qu'une analyse spectrale ne peut être menée à bien que si le signal d'entrée et la rampe de fréquence sont synchrones En effet, s'ils sont asynchrones, ce qui se produit

notamment dans le cas de l'application aux analyseurs de contre-

mesures o l'on ne connaît pas à l'avance la position par rapport à la

rampe de fréquence des émissions radar susceptibles d'être inter-

ceptées, la première transformation peut conduire à une indétermi-

nation, ce qui se traduit alors par une probabilité d'interception

inférieure à 100 %.

La présente invention vise à résoudre ce problème.

Suivant l'invention, ce problème est résolu en effectuant parallèlement deux prémultiplications du signal d'entrée par deux rampes de f réquence identiques de durée 2 T, et décalées dans le temps l'une par rapport à l'autre d'une durée T, puis en effectuant la

somme des signaux obtenus à l'issue de ces deux prémultiplications.

On est ainsi assuré de pouvoir mener à bien la première transf or mation quelle que soit la position relative dans le temps du signal

d'entrée et des rampes de fréquences.

Si cette solution permet bien de résoudre le problème évoqué, elle fait cependant apparaître un autre problème qui est une ambiguité d'interprétation pour les fréquences du signal d'entrée situées en bout de bande En effet, pour deux tranches d'analyse successives de durée T du signal d'entrée, les rectangles résultant, tels que 6, seraient strictement jointifs de telle sorte que dans la zone commune, la décision d'attribuer une fréquence à l'un plutôt

qu'à l'autre serait impossible.

Pour résoudre ce problème, la solution adoptée consiste à étendre la bande de l'analyseur de spectre, en passant de ( 2 B, 2 T) à ( 2,1 B, 2,1 T) pour la rampe de fréquence et de (B, T) à (l IB, 1,1 T) pour le filtre dispersif, et à filtrer le surcroît de bande qui en résulte Ce filtrage est notamment effectué en entrée par un filtre

passe-bande à fronts raides.

Le dispositif de réception suivant l'invention, équipé d'un analyseur de spectre muni de ces améliorations, présente une probabilité d'interception égale à 100 % Il présente également une bonne sensibilité et une bonne sélectivité, propres à tout analyseur de spectre Il offre par ailleurs la possibilité de détecter des

émissions simultanées à différentes fréquences, ce que ne per-

mettent pas les techniques classiques de détection directe et superhétérodyne. Suivant une variante préférée de réalisation, des lignes acous tiques dispersives sont utilisées pour la génération de rampe et pour la compression, ce qui permet d'obtenir les plus larges bandes de fréquence. La présente invention a également pour objet un dispositif de traitement permettant de reconnaître la fréquence porteuse des émissions radar ainsi détectées par le dispositif de réception, en tenant compte de la nature particulière des signaux de sortie de

l'analyseur de spectre.

Les objets et caractéristiques de la présente invention appa-

raîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un

exemple de réalisation, faite en relation avec les dessins ci-annexés dans lesquels: les figures la et lb représentent un analyseur de spectre

suivant l'art antérieur et un diagramme de fonctionnement corres-

pondant; la figure 2 est un schéma d'un dispositif de réception suivant l'invention; la figure 3 est un schéma d'une première partie d'un dispositif de traitement suivant l'invention; la figure 4 est un diagramme des temps représentant les signaux obtenus en différents points de la figure 3; la figure 5 est un schéma d'une deuxième partie d'un dispositif de traitement suivant l'invention; la figure 6 est un diagramme expliquant le fonctionnement

du schéma de la figure 5.

Le dispositif de réception représenté sur la figure 2 comporte un filtre I du type passe-bande de largeur B, qui reçoit un signal d'entrée E Le signal de sortie du filtre 1 est appliqué à une

première entrée de deux mélangeurs 2 et 3.

Une deuxième entrée du mélangeur 2 reçoit le signal de sortie d'un premier générateur de rampe 4 comportant une ligne dispersive 5 de bande 0,525 B, et de retard 2,IT, qui reçoit sur son entrée un signal de commande C constitué d'impulsions de Dirac se répétant à une fréquence 2, 2 T, suivie d'un multiplieur de fréquence par quatre, 6 Le générateur de rampe 4 fournit une première rampe de fréquences de largeur 2,1 B et de durée 2,1 T. Une deuxième entrée du mélangeur 3 reçoit de même le signal de sortie d'un second générateur de rampe 7 Celui-ci comporte une ligne à retard 8 de retard 1,1 T, qui reçoit sur son entrée le même

signal de commande C que précédemment, suivie d'une ligne disper-

sive 9 de bande 0,525 B et de retard 2,1 T, identique à la ligne 5 et elle-même suivie d'un multiplieur de fréquence par quatre, 10 Le générateur de rampe 7 fournit une seconde rampe de fréquences de largeur 2,1 B et de durée 2,1 T, décalée par rapport à la première d'une durée 1, 1 T Le dispositif de réception comporte également un additionneur 1 i sur les entrées duquel sont appliqués les signaux de sortie des mélangeurs 2 et 3, et une ligne dispersive 12 de bande

1,1 B et de retard l,1 T, disposée en sortie de l'additionneur 11.

Le dispositif de réception comporte également un détecteur 13, réalisé par exemple au moyen d'une diode, disposé en sortie de la ligne dispersive 12, et permettant de ne retenir, que la partie de ce signal située au-dessus d'un certain seuil Le signal de sortie S du

dispositif de réception est obtenu en sortie d'un filtre 14.

Les lignes dispersives 5,9 et 12 sont réalisées à l'aide de composants acoustiques Les multiplieurs 6 et 10 sont réalisés à

partir de mélangeurs moyenne fréquence opérant à niveau constant.

On décrit maintenant, en relation avec la figure 3, le dispositif

de traitement placé en aval du dispositif de réception de la figure 2.

Ce dispositif comporte un convertisseur analogique-numérique pour convertir le signal analogique d'entrée S, c'est-à-dire le

signal de sortie du dispositif de réception, en un signal numérique.

Ce convertisseur est un convertisseur du type "flash", comportant une série de (n+ 1) comparateurs 15 i qui effectuent simultanément la comparaison du signal d'entrée S avec (n+l) niveaux i(AV), o AV est le pas de quantification du convertisseur et "i" un indice variant de O a N, chaque comparateur 15 fournit un signal COMP Pour mieux comprendre la constitution et le fonctionnement

de ce dispositif de traitement il est préalablement utile de repré-

senter l'allure des signaux S et COMP i On se réfère pour cela à la figure 4 Conformément au principe de l'analyse spectrale, le signal S a la même allure que le spectre A(f) d'un signal radar (donnant l'amplitude A en fonction de la fréquence f) et comporte par conséquent un lobe principal centré sur un instant t 1 tel que la durée tl-t O (o to représente l'instant de déclenchement de l'analyse spectrale donnant lieu à l'impulsion considérée du signal S) est représentative de la fréquence porteuse f du signal radar (f = K(t 1 t 0)

o K est une constante).

On a représenté sur ce même diagramme, à titre d'exemple, quatre niveaux successifs de quantification du convertisseur 15: V O +( 2 i+ 1) AV, V O + 2 i A V, V O +( 2 i 1) AV et V 0 + ( 2 i 2) AV, dont les intersections respectives avec le signal S délimitent les portions des signaux COMP 2 i+l CO COMP 2, COMP 2 i-1 et COMP 2 i-2

ayant un niveau logique à " 1 i".

L'un des objets du dispositif de traitement est de mesurer la fréquence porteuse des signaux radars interceptés par le dispositif

de réception.

On a vu précédemment que la mesure de la fréquence porteuse f d'une émission radar, donnant lieu en sortie du dispositif de réception à un signal S tel que celui de la figure 4, revient à une mesure de la durée t 1 -to, donc, l'instant t O O tant connu, à une détermination de l'instant t 1 o le signal S atteint une amplitude maximum S(tl) Or, du fait de la quantification opérée par le

convertisseur analogique numérique 15, l'instant t 1 n'est pas acces-

sible; seuls sont accessibles les instants tels que t 2 et t 3, out 4 et tr, correspondant respectivement dans l'exemple représenté sur la figure 4, aux intersections de Ve(t) avec les niveaux V O + 2 i(AV) et

V O + ( 2 i-1) AV.

La fréquence porteuse f recherchée est alors obtenue en détectant les instants t 4 et t 5, ces instants correspondant à deux fréquences fmin et fmax encadrant la fréquence porteuse, et

vérifiant les relations t 5 t O = Kfmax et t 4 O = Kfmin La détec-

tion des instants t 4 et t 5 est en effet préférée à celle des instants t 2 et t 3, afin de s'assurer, dans le cas o le signal S présente un pic relativement large et non parfaitement plat (ce qui est le cas d'un signal radar modulé) qu'une redescente momentanée de ce signal en

dessous du seuil V 0 + 2 i V ne soit interprétée comme une décrois-

sance définitive de ce signal.

On décrit maintenant les éléments du dispositif de traitement permettant de déterminer les instants t 4 et t 5 c'est-à-dire les fréquences fmin et fax

mmmax-

Ces éléments comportent des circuits 162 i et 162 i+ 1 de mémorisation du premier franchissement, dans le sens ascendant, de chaque seuil pair V 0 + 2 i(AV) et de chaque seuil impair

V 0 +( 2 i + 1)AV, par le signal S au fur et à mesure de son évolution.

Chaque circuit 16 iest par exemple constitué par une bascule du type "D" dont l'entrée D est au niveau logique " 1 ", dont l'entrée d'horloge CK est reliée à la sortie du comparateur 152 i, et dont l'entrée CL de remise à zéro reçoit un signal RAZ 1 qui est le même pour toutes les bascules et qui est obtenu en sortie d'un compteur 17

dont la commande sera décrite ultérieurement.

A la sortie Q de chacune des bascules 162 i, fournissant un signal C 2 i, est connectée une cellule dérivatrice 182 i qui est formée d'une résistance 192 i et d'un condensateur 202 i, et qui fournit un signal A 2 i Le signal A 2 i est appliqué à l'une des entrées d'une porte "OU" 212 i dont l'autre entrée est au niveau logique " O " et dont la

sortie fournit un signal PO 52 i.

L'ensemble des signaux PO 52 i est appliqué à l'entrée d'une porte "OU" 22 qui fournit un signal PO 51 avec PO 51 = PO 52 i De 1 2 i même l'ensemble des signaux PO 52 i+ est appliqué à l'entrée d'une porte "OU" 23 qui fournit un signal PO 52 avec PO 52 = PO 2 i+ 2 2 PO 52 i+l' L'instant t 4 recherché coincide alors, à la largeur d'impulsion des signaux PO 52 i et PO 52 i+ 1 près, qui est par ailleurs connue, avec

le dernier front descendant d'un signal POS obtenu en faisant l'inter-

section des signaux PO 51 et PO 52, au moyen d'une porte "ET" 24.

On a représenté sur la figure 4 les signaux Q, A et POS associés à chacun des signaux COMP correspondant aux quatre niveaux de comparaison V 0 + ( 2 i + 1)AV, V O + ( 2 i)LV, V O +( 2 i 1)AV

et V 0 +( 2 i-2)AV les plus proches du maximum S(t 1) Le même raison-

nement pourrait bien sûr être tenu pour les niveaux de comparaison inférieurs à VO +( 2 i 2)AV, mais, pour une plus grande clarté du

dessin les signaux correspondants n'ont pas été représentés.

Pour la détermination de l'instant t 5, il est prévu un ensemble de portes "NON-OU" 25 (avec j quelconque, pair ou impair, compris entre O et N 1) qui reçoivent chacune d'une part le signal COMP, d'autre part le signal Cj+l inversé au moyen d'un inverseur 26 j, et qui fournissent chacune un signal NEG L'instant t 5 recherché coïncide alors, avec le front montant d'un signal NEG obtenu en faisant la réunion logique de tous les

signaux NEG au moyen d'une porte "OU" 27.

Les durées t 4 t O et t 5 toi représentatives des fréquences fmin et f encadrant la fréquence porteuse f recherchée sont alors obtenues en mémorisant aux instants t 4 et t 5, au moyen de deux mémoires 30 et 31 respectivement activées par le front descendant du signal POS et par le front montant du signal NEG, le contenu d'un compteur 32 incrémenté par un signal d'horloge H et régulièrement remis à zéro à chaque nouvelle analyse spectrale par un signal SY de synchronisation de rampe Le compteur 17 de remise à zéro des bascules 162 i et 162 i+l est quant à lui incrémenté par le signal d'horloge H et remis à zéro par un signal RAZ 2 obtenu en sortie d'une porte "OU" 33 qui reçoit d'une part le signal POS, d'autre part le signal NEG inversé au moyen d'un inverseur 34 Ce

signal RAZ 2 a également été représenté sur la figure 4 b.

Le compteur 17 est ainsi remis à zéro à chaque nouvelle détection d'une croissance, suivie d'une décroissance, du signal S obtenu en sortie de l'analyseur de spectre, à la condition toutefois que la nouvelle croissance détectée porte le signal S à une valeur supérieure à celle à laquelle il était porté par la décroissance

précédente.

Les bascules 162 i et 162 i+l ne sont quant à elles, remises à zéro par le signal RAZ 1 que lorsque le compteur 17 atteint une certaine valeur (déterminable à l'avance), sans avoir été remis à zéro, ce qui signifie que le signal S a atteint son maximum maximorum, c'est-à-dire que le lobe principal de ce signal a été détecté. Le dispositif de traitement situé en aval du dispositif d'analyse spectrale comporte, en plus du circuit représenté sur la figure 3, un circuit de prise en compte d'analyses spectrales successives, en vue

de reconstituer le plus fidèlement possible les paramètres (notam-

ment la fréquence porteuse) des impulsions radar reçues Le trai-

tement du signal obtenu à l'issue d'une seule analyse spectrale tel que décrit jusqu'à présent en liaison avec la figure 3, ne suffirait pas en effet à reconstituer ces paramètres car, d'une part les impulsions radar reçues peuvent être modulées en fréquence et d'autre part, plusieurs impulsions radar indépendantes peuvent être reçues et analysées simultanément De plus la durée d'impulsion radar ne

serait pas fournie.

Ce circuit de prise en compte d'analyses spectrales successives est représenté sur la figure 5 Il peut, à titre d'exemple, prendre en compte des analyses spectrales successives relatives à un nombre maximum d'impulsions radar indépendantes reçues simultanément

égalà 4.

Pour chacune de ces impulsions radar indépendantes reçues simultanément, ce circuit comporte les éléments suivants: deux comparateurs 40 et 41 pour comparer les fréquences f min et fmax

(soit fm et f M) résultant de l'analyse spectrale en cours, respec-

tivement avec des fréquences courantes F min et F max (soit F et FM) mémorisées dans une mémoire 42 et obtenues, lors de la première analyse spectrale par identification avec les fréquences fmin et fmax résultant de cette analyse, et lors des analyses suivantes par mise à jour ou non de cette mémoire suivant les

résultats des comparaisons effectuées respectivement par les com-

parateurs 40 et 41, ces résultats étant combinés dans une porte

"NON-OU" 43.

Suivant les différents résultats possibles des comparaisons, représentés schématiquement sur la figure 6, on a les différents cas de figure suivants: Les intervalles (fm f M) et (Fm, FM) peuvent tout d'abord être totalement disjoints, soit parce que la condition f M < Fm est réalisée (c'est le cas de la figure 6 a), soit parce que la condition FM < f est réalisée (c'est le cas de la figure 6 b) Dans ce cas aucune mise à jour n'est effectuée, et les valeurs précédentes (Fme

FM) sont conservées.

Dans les deux cas qui viennent d'être décrits on dit qu'il n'y a pas identification des fréquences courantes aux fréquences résultant de l'analyse spectrale en cours Cela signifie que les fréquences fm et f M résultant de l'analyse spectrale en cours se rapportent à une autre impulsion radar reçue simultanément et il est alors nécessaire, comme on le verra plus loin, d'initialiser une autre mémoire avec

ces valeurs.

L'intervalle (f m f M) peut également être inclus dans l'inter-

valle (Fm, FM): c'est le cas de la figure 6 c Dans ce cas aucune mise à jour n'est effectuée, et les valeurs précédentes (Fm, FM) sont conservées. L'intervalle (Fm, FM) peut aussi être inclus dans l'intervalle (fm f M) c'est le cas de la figure 6 d Dans ce cas les mises à jour suivantes sont effectuées: Fm = fm et FM = f MI

Les intervalles (fm f M) et (FM, FM) peuvent enfin se che-

vaucher, et ceci de deux façons possibles Si la condition: Fm < f M < FM est réalisée (cas de la figure 6 e), alors la mise à

jour: Fm = fm est effectuée, la valeur précédente FM étant con-

servée En revanche si la condition: F < f <FM < f est réa-

lisée (cas de la figure 6 f), alors la mise à jour: FM = f M est effectuée, la valeur précédente F étant conservée Dans les quatre cas qui viennent d'être décrits, on dit qu'il y a identification des fréquences courantes aux fréquences résultant de l'analyse spectrale

en cours.

L'identification (ou la non identification) est indiquée par un

signal IDENT obtenu en sortie d'une porte logique 43 du type "NON-

OU" connectée en sortie des comparateurs 40 et 41.

Le circuit de prise en compte d'analyses spectrales successives il relatives à une même impulsion radar ainsi décrit est reproduit autant de fois qu'il est possible de traiter des impulsions différentes

reçues simultanément (quatre dans l'exemple considéré).

Il est de plus prévu un circuit 44 i d'initialisation de chacune des mémoires 42 i (avec I < i < 4) permettant d'initialiser celles-ci lorsque les conditions de non identification des fréquences en cours de traitement aux fréquences courantes stockées dans les mémoires

42 î à 42 i 1 sont réalisées.

Le signal INI Ti de commande d'initialisation de chaque mémoire 42 est obtenu en sortie d'une porte "ET" 45 i qui reçoit sur l'une de ses entrées un signal OCCC d'indication de non occupation de la mémoire 42 j, sur (i-l) autres entrées des signaux OC Cc à OCC i 1 d'indication d'occupation des mémoires 421 à 42 i 1-i et sur une autre entrée un signal REC destiné à indiquer qu'aucune identification n'a été décelée entre le couple de fréquences (fm f M) résultant de l'analyse spectrale en cours et chacun des couples de fréquences courantes (Fmjy F Mj) Le signal REC est obtenu en sortie d'une porte logique 46 du type "NON-OU" qui reçoit l'ensemble des signaux IDENT (avec 1 i i < 4) Chaque signal OCCC est obtenu en sortie d'une mémoire 47 dont l'entrée est elle-même connectée en sortie de la porte logique 45 Le signal OCCC est obtenu en inversant le signal OCCC au moyen d'un inverseur 48

L'écriture de chaque mémoire 42 résultant soit d'une initiali-

sation, soit d'une mise à jour, les signaux IDEN Ti et INI Ti sont tous les deux appliqués à l'entrée d'une porte logique 50 du type "OU" dont le signal de sortie est appliquée à l'entrée de commande d'écriture de la mémoire 42 Les fréquences fm et f M résultant de l'analyse spectrale en cours étant appliquées à l'ensemble des comparateurs 40 i et 41 i (avec 1 < i < 4), les opérations de comparaison telles que décrites sur la figure 6 sont en fait plus complexes, car elles reviennent à situer l'intervalle (fm f M) non pas par rapport à un intervalle (Fmy FM) unique mais par rapport à quatre intervalles distincts (Fmi,

F Mi) (avec 1 i < 4), le principe restant à chaque fois le même.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1 Dispositif de réception et de traitement de signaux radar pour analyseur de contre-mesures, caractérisé en ce qu'il comporte, pour la réception un analyseur de spectre du signal d'entrée,

comportant lui-même deux multiplieurs ( 2, 3) permettant d'ef-

fectuer en parallèle deux multiplications du signal d'entrée respectivement par deux rampes de fréquence modulées linéairement en fréquence, de bande 2 B (B étant la bande de fréquences du signal d'entrée) et de durée 2 T, décalées l'une par rapport à l'autre d'une durée T, un additionneur ( 11) pour additionner les signaux de sortie de ces deux multiplieurs, et un filtre dispersif ( 12) de bande B et de

retard T, disposé en sortie de l'additionneur.

2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les rampes de fréquence ont une bande 2,IB et une durée 2,1 T, le filtre dispersif, une bande 1,1 B et une durée 1,1 T, et en ce que ce dispositif comporte alors un filtre passe-bande ( 1) apte à filtrer le

surcroît de bande impliqué par le choix de ces valeurs.

3 Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé

en ce que les générateurs de rampe ( 4, 7) sont réalisés au moyen d'un

filtre dispersif ( 5, 9) attaqué par un signal en impulsions de Dirac.

4 Dispositif selon les revendications 1 et 3, caractérisé en ce

que les filtres dispersif S ( 5, 9) formant les générateurs de rampe ( 4, 7), ont pour largeur de bande une fraction de la bande B et sont suivis

de multiplieurs de fréquence ( 6, 10).

Dispositif selon les revendications 2 et 3, caractérisé en ce

que les filtres dispersifs ( 5, 9) formant les générateurs de rampe ( 4, 7) ont pour largeur de bande 0,525 B et sont suivis de multiplieurs de

fréquence par quatre ( 6, 10).

6 Dispositif selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé

en ce qu'il comporte, pour le traitement, des moyens de mesure de la fréquence porteuse des signaux radar par détection du maximum maximorum de l'impulsion de sortie de l'analyseur de spectre à chaque déclenchement d'une analyse spectrale. 7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte un convertisseur analogique-numérique ( 15), effectuant

simultanément une comparaison de l'impulsion de sortie de l'ana-

lyseur de spectre avec (n + 1) niveaux V 0 + i(AV) ( O $ i 4 n) et des moyens de détection du maximum maximorum de l'impulsion de sortie de l'analyseur de spectre par détection des intersections de cette impulsion respectivement avec les niveaux V O + ( 2 i 1) AV, dans les sens croissant et décroissant, (V 0 + 2 i (àV) et

VO + ( 2 i + 1) AV étant les niveaux encadrant ce maximum maxi-

morum, et correspondant à deux fréquences f min et fmax).

8 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de détection de la fréquence f min comportent un circuit ( 16, 18, 19, 20, 21)2 i de détection de première croissance de l'impulsion de sortie de l'analyseur de spectre par rapport à chaque niveau pair V 0 + 2 i (AV), un circuit ( 16, 18, 19, 20, 21, 2 i + 2) de détection de première croissance par rapport à chaque niveau impair V O + ( 2 i + 1) AV, et un circuit logique ( 22, 23, 24) pour combiner

entre eux les signaux obtenus à l'issue de ces détections.

9 Dispositif selon l'une des revendications 7 et 8, caractérisé

en ce que les moyens de détection de la fréquence f max comportent un circuit ( 16) de détection de décroissance de l'impulsion de sortie de l'analyseur de spectre par rapport à chaque niveau V 0 + j (AV),

cette détection intervenant après la détection d'une première crois-

sance de cette impulsion par rapport à ce même niveau, et un circuit logique ( 25, 26, 27) pour combiner entre eux les signaux

obtenus à l'issue de ces détections de décroissance.

Dispositif selon l'une des revendications 6 à 9, caractérisé

en ce qu'il comporte des moyens pour prendre en compte les résultats de mesure de la fréquence porteuse relative à un même

signal radar sur plusieurs analyses spectrales successives.

11 Dispositif selon les revendications 7 et 10, caractérisé en

ce que les moyens pour prendre en compte des résultats de mesure successifs comportent des moyens ( 40, 41, 43) pour comparer les fréquences (fmin' fmax) résultant de l'analyse spectrale en cours à des fréquences courantes (Fmin' Fmax) obtenues, lors de la première analyse spectrale, par mémorisation des fréquences (fmin fmax), et lors des analyses spectrales suivantes par mise à jour de ces valeurs à partir des valeurs (fmin' fax) dans le cas o l'intervalle (Fmin' F M) est inclus dans l'intervalle (fmin' f Max) ou bien dans le cas o

les intervalles (fmin' f Max) et (F min' F Max) se chevauchent.

12 Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour prendre en compte les résultats de mesure successifs de la fréquence porteuse relative à plusieurs signaux radar reçus simultanément, la reconnaissance d'un signal

radar non encore identifié ayant lieu lorsque, à l'issue des compa-

raisons des fréquences f min et f Max aux fréquences courantes F min et F Max relatives à tous les signaux radar déjà identifiés les

intervalles (f min' f Max) et (Fmin' F Max) sont disjoints.