FR2684503A1 - Dispositif de regulation de la tension continue fournie par un generateur du type convertisseur a resonance. - Google Patents

Abstract

L'invention concerne les générateurs de tension continue régulée du type à convertisseur à résonance fonctionnant en régime continu suivant le mode hyporésonant. L'invention réside dans le fait que l'on modifie l'intervalle de temps (THETA) entre deux impulsions alternatives successives (31, 32) en fonction de la différence de tension entre la tension à obtenir et la tension obtenue. Cet intervalle (THETA) est mesuré à compter du passage à la valeur nulle du courant (I1 ) dans l'onduleur du convertisseur. L'invention est applicable aux générateurs de tension utilisés pour l'alimentation des tubes à rayons X.

Description

DISPOSITIF DE REGULATION
DE LA TENSION CONTINUE FOURNIE PAR UN GENERATEUR
DU TYPE CONVERTISSEUR A RESONANCE
L'invention concerne les générateurs de tension continue régulée du type convertisseur à résonance fonctionnant en conduction continue au-dessous de la fréquence de résonance Fr du circuit oscillant (mode hyporésonant).

Elle concerne également, dans une variante, un convertisseur hyporésonant fonctionnant en conduction discontinue. De tels générateurs sont notamment utilisés pour obtenir une haute tension continue qui est appliquée entre la cathode et l'anode d'un tube à rayons X.

Un tube 10 à rayons X, pour diagnostic médical par exemple, est constitué (figure 1) comme une diode, c'est-à-dire avec une cathode 11 et une anode 12 ou anticathode, ces deux électrodes étant enfermées dans une enveloppe 13 étanche au vide, ce qui permet de réaliser l'isolement électrique entre ces deux électrodes. La cathode 11 produit un faisceau d'électrons 8 et l'anode 12 reçoit ces électrons sur une petite surface qui constitue un foyer d'où sont émis les rayons X.

Quand une haute tension d'alimentation est appliquée par un générateur 14 aux bornes de la cathode 11 et de l'anode 12 de façon que la cathode soit à un potentiel négatif -HT et l'anode à un potentiel +HT positif par rapport à celui de la cathode, un courant dit anodique s'établit dans le circuit au travers du générateur 14 produisant la haute tension d'alimentation ; le courant anodique traverse l'espace entre la cathode et l'anode sous la forme du faisceau d'électrons 8 qui bombardent le foyer.

Pour une meilleure dissipation de l'énergie, l'anode 12 a la forme d'un disque plat qui est porté par un arbre 18 d'axe 17 solidaire d'un rotor 16 d'un moteur électrique dont le stator 15 est disposé à l'extérieur de l'enveloppe 13. Pour refroidir le tube 10, ce dernier est disposé dans une enceinte 19 remplie d'un fluide réfrigérant et isolant 9.

Les caractéristiques des rayons X qui sont émis par le tube, notamment leur dureté, dépendent de nombreux paramètres et l'un d'entre eux est la valeur de la haute tension qui leur est appliquée, cette haute tension devant être réglable pour obtenir les caractéristiques recherchées et devant rester constante pendant toute la durée de la pose radiologique pour ne pas modifier les caractéristiques de fonctionnement d'un récepteur de rayons X qui reçoit les rayons X ayant traversé l'objet en cours d'examen.

Des générateurs pour obtenir une haute tension continue réglable sont connus et sont basés sur le redressement et le filtrage d'une tension alternative, cette dernière étant fournie soit par le réseau 50/60 hertz, soit par un convertisseur fonctionnant à une fréquence généralement supérieure à dix kilohertz.

Un générateur haute tension du type à convertisseur comprend, comme le montre la figure 2, un circuit d'alimentation 20 qui fournit une tension continue E, éventuellement réglable, à partir d'une tension alternative "e" fournie par le secteur. La tension E est appliquée aux bornes d'un circuit onduleur 21 qui comprend un circuit hacheur 22, un circuit oscillant 27 et un circuit de commande 24.

Le signal alternatif fourni par le circuit onduleur 21 est appliqué à un transformateur élévateur de tension 25 dont l'enroulement secondaire 25s est connecté à un circuit de redressement et filtrage 26. Ce circuit 26 fournit une tension continue Vs qui est appliquée entre l'anode 12 et la cathode 11 du tube 10 à rayons X.

De manière classique, le circuit hacheur 22 comprend, par exemple, un premier couple de transistors T11, T12 qui sont connectés en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation 20 et un deuxième couple de transistors T21 et T22 qui sont également connectés en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation 20. Des diodes D111 D12, D21 etD22 sont connectées respectivement en parallèle entre le collecteur et l'émetteur des transistors T11, T12, T21 et T22 de manière que leur anode soit connectée à l'émetteur du transistor correspondant. Les bases des transistors T11, T12 T21 et T22 sont connectée au circuit de commande 24 qui fournit des signaux de commutation desdits transistors. Les deux bornes de sortie du circuit hacheur 22 sont constituées, d'une part, par le point commun A des transistors T11 et T12, et, d'autre part, par le point commun B des transistors
T21 et T22.

Le circuit oscillant 27 comprend, par exemple, en série une bobine L1, un condensateur C1 et l'enroulement primaire 25p du transformateur 25. Une des bornes de la bobine L1 est connectée à la borne de sortie A du circuit hacheur 22 et la borne de l'enroulement primaire 25p du transformateur 25, celle qui n'est pas connectée au condensateur C1, est connectée à la borne de sortie B du circuit hacheur 22.

Le transformateur 25, du type élévateur de tension, comporte outre l'enroulement primaire 25p, un enroulement secondaire 25s dont les bornes de sortie sont connectées au circuit de redressement et filtrage 26.

Le circuit de redressement est constitué, par exemple, d'un pont à quatre diodes D1, D2, D3 et D4 qui fournit un courant redressé double alternance appliqué au circuit de filtrage constitué par un condensateur CF.

C'est la tension de sortie Vs aux bornes de ce condensateur CF qui est appliquée entre l'anode 12 et la cathode 11 du tube 10 à rayons X.

Le circuit de commande 24 comprend essentiellement un comparateur 23, un circuit de mesure 28 du courant I1 dans le circuit oscillant 27 et un circuit d'élaboration 29 des signaux de commutation des transistors T11, T22, T12 et T21 du circuit hacheur 22.

Les deux bornes d'entrée du comparateur 23 sont connectées, l'une, au point commun des résistances R1 et
R2 d'un diviseur de tension auquel est appliquée la tension Vs et, l'autre, à une source de tension de référence ou de consigne de valeur Vc qui est proportionnelle à la valeur Vs à obtenir. La borne de sortie du comparateur 23 fournit un signal dont l'amplitude est proportionnelle à la différence des signaux V's et Vc appliqués aux bornes d'entrée (V's étant proportionnelle à Vs) et est connectée à une borne d'entrée du circuit 29. C'est cette différence qui fait évaluer la fréquence F des signaux de commande des transistors T11, T22 T12 et T21.

Les signaux qui sont appliqués aux bornes d'entrée du comparateur 23 sont proportionnels l'un V's à la tension
Vs aux bornes du tube et l'autre Vc à la tension Vs à obtenir mais, dans la suite de la description, on les assimilera à Vs et Vc.

Par ailleurs, la borne de sortie du circuit de mesure du courant I1 est connectée à une autre borne d'entrée du circuit 29 et le signal correspondant sert, notamment, à détecter et éviter certains mauvais fonctionnements du circuit onduleur 22.

Le générateur de la figure 2 et, plus particulièrement, l'onduleur 21 peut fonctionner en conduction discontinue ou continue suivant le mode hyporésonant. Comme indiqué ci-dessus, l'invention concerne un générateur dans lequel le convertisseur fonctionne en conduction continue suivant le mode hyporésonant. Suivant une variante, il est prévu de faire fonctionner le convertisseur hyporésonant en mode discontinu.

Le diagramme temporel de la figure 3e illustre le fonctionnement en conduction continue suivant le mode hyporésonant en indiquant, d'une part, la forme (courbe 31) du courant I1 dans l'enroulement primaire et, d'autre part, les diodes ou les transistors qui sont conducteurs pendant chaque partie de la courbe 31 de variation du courant I1. Le diagramme temporel de la figure 4e illustre le fonctionnement en conduction discontinue suivant le mode hyporêsonant. Il indique, d'une part, la forme (courbe 32) du courant I'1 dans l'enroulement primaire et, d'autre part, les diodes ou les transistors qui sont conducteurs pendant chaque partie de la courbe 32 de variation du courant I'1.

Les diagrammes temporels des figures 3f et 4f illustrent le courant I2 ou I'2 qui circule dans l'enroulement secondaire 25s après redressement.

Les autres diagrammes temporels des figures 3a à 3d et des figures 4a à 4d illustrent les signaux de commande Cl11, Cd22 Cd12 et Cd21 qui doivent être appliqués respectivement aux transistors T11, T22, T12 et T21 pour obtenir les courbes 31 et 32. I1 apparaît que, dans le cas du mode hyporésonant, ces signaux de commande ont pour effet de rendre conducteurs les transistors auxquels ils sont appliqués. Il en résulte que, pour un fonctionnement correct aux limites, il faut attendre l'arrêt de conduction des transistors T11 et T22 (ou T12 et T21) avant de pouvoir commander le début de conduction des transistors T12 et T21 (ou T11 et T22).

Si ces conditions ne sont pas respectées, c'est-à-dire si le signal de conduction vient trop tôt dans le mode hyporésonant, le générateur se bloque pour des raisons de sécurité de fonctionnement et reste en panne car il n'est pas possible de resynchroniser le convertisseur tension/fréquence 29 sur l'état du convertisseur.

Un but de la présente invention est donc de résoudre ce problème de l'art antérieur et, à cet effet, l'invention propose d'élaborer les signaux de commande Cd1l, Cd22,
Cd12 et Cd21 en comptant des délais, ce qui évite l'utilisation d'un convertisseur tension/fréquence.

Par ailleurs, lorsque le convertisseur est amené à fonctionner à des fréquences proches de la résonance, ce qui conduit à des points de fonctionnement pour lesquels de très faibles variations de la fréquence correspondent à de fortes variations du courant résonant, d'ob des difficultés de régulation.

Un autre but de la présente invention est donc de résoudre ces problèmes de régulation à des fréquences proches de la fréquence de résonance et, à cet effet, l'invention propose de mettre en oeuvre un filtrage numérique en fonction de la fréquence.

L'invention concerne un dispositif de régulation d'une tension continue Vs du type à convertisseur hyporésonant fonctionnant en régime continu, comprenant - des moyens d'alimentation pour élaborer une tension
continue E, - des moyens pour onduler ladite tension continue E de
manière à obtenir des impulsions alternatives de
fréquence F, - des moyens pour redresser et filtrer lesdites
impulsions alternatives de manière à obtenir ladite
tension continue régulée Vs, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens pour modifier l'intervalle de temps séparant deux impulsions alternatives successives en fonction de la différence entre une valeur de consigne Vc à obtenir et la valeur mesurée de la tension continue Vs, ledit intervalle de temps étant mesuré à compter de l'instant de passage à la valeur nulle de chaque impulsion alternative.

Dans le cas où les moyens pour onduler la tension continue E comprennent quatre interrupteurs disposés par paire en série et chaque paire étant connectée aux moyens d'alimentation, lesdits interrupteurs comportant chacun une diode en montage anti-parallèle et étant commandés par des signaux de manière qu'un interrupteur de chaque paire est fermé pour fournir ladite impulsion alternative, les moyens pour modifier l'intervalle de temps séparant deux impulsions alternatives successives comprennent - un circuit de commande séquentiel à au moins quatre états dont deux des états fournissent les paires de signaux de commande desdits interrupteurs - un circuit de détection du passage du courant de l'onduleur à la valeur nulle de manière à définir le début de l'intervalle de temps séparant deux impulsions alternatives successives ; et - un circuit pour déterminer la durée dudit intervalle de temps à compter de l'instant de passage du courant de l'onduleur à la valeur nulle, en fonction de la valeur de consigne Vc et la valeur-mesurée Vs.

Le circuit pour déterminer cette durée peut être du type analogique et du type numérique.

Dans le cas d'un circuit numérique, ce dernier comprend au moins un circuit de comptage-décomptage dont le temps de comptage ou de décomptage est fonction de la différence entre la valeur de consigne Vc et la valeur mesurée Vs.

D'autres buts, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un exemple particulier de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels - la figure 1 est une vue schématique d'un tube à
rayons X dont l'anode et la cathode sont alimentées
par un générateur haute tension; - la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un générateur
haute tension selon l'art antérieur; - les figures 3a à 3g sont des diagrammes temporels de
signaux dans le cas d'un mode hyporésonant en
fonctionnement continu; - les figures 4a à 4f sont des diagrammes temporels de
signaux dans le cas d'un mode hyporésonant en
fonctionnement discontinu; - la figure 5 est un schéma fonctionnel d'un circuit de
commande séquentiel qui génère les signaux de commande
des transistors d'un convertisseur conformément à la
présente invention; - la figure 6 est un schéma fonctionnel d'un circuit qui
génère des délais entre les signaux de commande; - la figure 7 est une représentation fonctionnelle d'un
circuit qui détermine le sens du courant I1; - la figure 8 est un schéma fonctionnel d'un dispositif
de commande de type numérique des transistors d'un
convertisseur selon l'invention; - la figure 9 est un schéma fonctionnel du circuit de
commande séquentiel 80 du dispositif de la figure 8; - les figures 10a à 10p sont des diagrammes temporels de
signaux en vue d'expliquer le fonctionnement du
dispositif de la figure 8; - la figure 11 est un schéma fonctionnel d'un dispositif
qui permet d'obtenir un filtrage numérique, et - la figure 12 montre des diagrammes temporels qui
illustrent le fonctionnement du dispositif de la
figure 11.

Dans les différentes figures, les éléments identiques portent les mêmes références. Les figures 1, 2, 3 et 4 ont été décrites dans le préambule en vue de définir les problèmes des générateurs de l'art antérieur mais font partie intégrante de la description de l'invention, l'invention consistant en un nouveau dispositif de commande 24 des transistors T11, T22 T12 et T21 du convertisseur de manière à s'affranchir de l'utilisation d'un convertisseur tension/fréquence 29 et à modifier la sensibilité du dispositif 24 en fonction de la plus ou moins grande proximité de la fréquence F par rapport à la fréquence de résonance Fr. Un tel nouveau dispositif 24 peut être réalisé de manière essentiellement analogique (figures 5, 6 et 7) mais sans adaptation de la sensibilité ou de manière essentiellement numérique (figures 8 à 12) avec adaptation de la sensibilité.

Dans sa forme de réalisation essentiellement analogique, le dispositif 24 comprend un circuit de commande séquentiel 40 (figure 5) dont le passage d'un état à un autre est commandé par des signaux fournis par un circuit 42 (figure 6) de détermination des délais et par un circuit 44 (figure 7) indiquant le sens du courant dans l'enroulement primaire 25p à partir du signal détecté par le circuit 28 (figure 2).

Sur la figure 5, les quatre rectangles 51, 52, 53 et 54 représentent respectivement les différents états ST1,
ST2, ST3 et ST4 du circuit de commande séquentiel des transistors T11, T22, T12 T21 le passage d'un état au suivant étant commandé par un signal FRA fourni par le circuit 42 et par des signaux I- et I+ fournis par le circuit 44.

L'état ST1 est celui pendant lequel les transistors T11 et T22 sont conducteurs (figure 3e) en présence des signaux Cdll et Cd22, ce qui correspond à un courant Il dit positif.

Le passage de l'état ST1 à l'état ST2 est obtenu par le signal I- (circuit 44) qui indique que le courant I1 devient négatif, ce qui correspond à la conduction des diodes D11 et D22 et à l'élaboration d'un signal de dent de scie RA par le circuit 42. Le passage de l'état ST2 à l'état ST3 est obtenu par le signal FRA qui indique la fin de la dent de scie RA, état pendant lequel les transistors T12 et T21 sont conducteurs (présence des signaux Cd12 et Cd21), ce qui correspond à un courant I1 dit négatif. Le passage de l'état ST3 à l'étant ST4 est obtenu par le signal I+ (circuit 44) qui indique que le courant I1 devient positif, ce qui correspond à la conduction des diodes D12 et D21 et à l'élaboration d'un signal de dent de scie RA par le circuit 42.

Le passage de l'état ST4 à l'état ST1 est obtenu par le signal FRA qui indique la fin de la dent de scie RA.

La durée de la dent de scie RA (états ST2 et ST4) dépend de la différence d'amplitude entre la tension Vc dite de consigne, qui correspond à la tension Vs à obtenir, et la tension mesurée Vs. Plus cette différence sera grande, plus on réduira la durée e de la dent de scie RA afin d'augmenter le nombre d'impulsions qui chargeront le condensateur CF et augmenteront Vs, ce qui diminuera la différence E = VcVs.

C'est le circuit 42 qui définit la durée de la dent de scie RA, c'est-à-dire la durée des états ST2 et ST4. Ce circuit comprend un soustracteur 41 qui soustrait Vs à
Vc et un amplificateur 43, dit proportionnel-intégral (PI), qui amplifie et filtre la différence é = Vc-Vs.

Cet amplificateur 43 est tel que son signal de sortie V1 augmente lorsque la différence E est positive et diminue lorsque la différence E est négative.

Le signal V1 est appliqué à une borne d'entrée d'un comparateur 45 dont l'autre borne d'entrée est connectée à la borne de sortie d'un générateur 47 de dents de scie. Ce générateur 47 comprend un amplificateur opérationnel 46 dont une borne d'entrée est connectée à la masse tandis que l'autre borne d'entrée est connectée à une tension de référence Vf par l'intermédiaire d'une résistance R3. Un condensateur C2 connecte la borne de sortie de l'amplificateur 46 à la résistance R3 et un interrupteur CC1 permet de court-circuiter le condensateur C2. Cet interrupteur est commandé par les signaux des états ST2 et ST4 de manière à être ouvert pendant la durée de ces états et ainsi permettre la charge linéaire du condensateur C2 pour obtenir la dent de scie RA (figure 3g). Lorsque l'amplitude de la dent de scie RA atteint Vl, le comparateur 45 fournit le signal FRA.

Le circuit de commande 24 de type analogique qui a été décrit en relation avec les figures 5, 6 et 7 conduit le convertisseur 21 (figure 2) à fournir des impulsions dont le nombre par unité de temps dépend de la différence E = Vc-Vs en modifiant la durée e entre deux impulsions successives de sens contraire et en faisant en sorte que cette durée e ne soit pas nulle du fait que la dent de scie RA ne débute que si le courant I1 devient positif ou négatif après conduction des transistors.

Cependant, ce circuit de type analogique ne tient pas compte de la modification de la sensibilité du convertisseur lorsque la fréquence F approche de la fréquence de résonance Fr. Pour en tenir compte, l'invention propose un circuit de commande 124 de type numérique qui sera décrit en relation avec les figures 8 à 12. Ce circuit de commande 124 comprend un circuit de commande séquentiel 80 qui sera décrit en relation avec la figure 9, le circuit comparateur 44 qui fournit les signaux I+ et I- (figures 7 et 8), un circuit 60 de charge d'un condensateur C3, un circuit 62 de détection du signe de la charge du condensateur C3, un circuit 64 de décharge à courant constant du condensateur C3, un circuit de comptage-décomptage 66, un circuit de décomptage 68 et un circuit horloge 70.

Le circuit 60 de charge du condensateur C3 comprend, outre le condensateur C3 dont une armature est connectée à la masse, un amplificateur opérationnel 61 dont la borne de sortie est connectée à l'autre armature du condensateur C3 par une diode 63. La diode 63 a son anode qui est connectée à la borne de sortie de l'amplificateur 61 et sa cathode qui est connectée à l'autre armature du condensateur C3 (point G). La borne d'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 61 est connectée au point commun G de la diode 63 et du condensateur C3 tandis que la borne d'entrée positive est connectée à travers un interrupteur 59 à la borne de sortie d'un circuit soustracteur 65 auquel sont appliquées la tension de consigne Vc et la tension Vs.

Le point G est connecté, d'une part, à une borne d'entrée du circuit comparateur 62 dont l'autre borne d'entrée est connectée à la masse et, d'autre part, au circuit de décharge 64.

Ce circuit de décharge 64 comporte en fait trois circuits élémentaires de charge (ou décharge) comprenant chacun une résistance R4, R5 ou R6 dont une borne est connectée au point G, un interrupteur 67, 69, et 71 qui est connecté à l'autre borne de la résistance associée
R4, R5 ou R6 et une source de tension +Vcc ou -Vcc. La source positive +Vcc est connectée à la résistance R4 via l'interrupteur 67 et la source négative -Vcc est connectée à la résistance R5 via l'interrupteur 69 et à la résistance R6 via l'interrupteur 71.

Les signaux de commande des interrupteurs 59, 67, 69 et 71 sont fournis par le circuit de commande séquentiel 80.

Le circuit de comptage-décomptage 66 comprend de manière schématique un compteur-décompteur 72 proprement dit qui comporte une borne d'entrée de comptage CK et une borne d'entrée de décomptage DCK. A ces bornes CK et DCK, sont appliquées des impulsions H de l'horloge 70 via deux circuits logiques ET 73 et 74 respectivement. Ces circuits logiques ET 73 et 74 sont commandés par des signaux d'état du circuit de commande séquentiel 80 et par le signal de sortie du comparateur 62 soit directement pour le circuit logique ET 73, soit par l'intermédiaire d'un circuit inverseur 75 pour le circuit logique ET 74.

Le circuit de décomptage 68 comprend un décompteur 76 qui comporte une borne d'entrée de décomptage DCK à laquelle sont appliquées des impulsions de l'horloge H par l'intermédiaire d'un circuit logique ET 77. Ce circuit logique ET 77 est commandé par un signal d'état du circuit de commande séquentiel 80. Le décompteur 76 fournit sur le conducteur 78 un signal DCo lorsque le décompteur 76 est revenu à l'état "O", ce signal étant appliqué au circuit de commande séquentiel 80 pour le faire passer d'un état à un autre.

Le contenu du compteur-décompteur 72 est transféré dans le décompteur 76 par l'intermédiaire d'un circuit logique ET 79 qui est commandé par un signal d'état du circuit de commande séquentiel 80.

Le circuit de commande séquentiel 80 présente huit états représentés par les rectangles en trait plein 81 à 88, les rectangles 89 et 90 en tirets-correspondant à deux états supplémentaires qui sont utilisés dans une variante de l'invention avec déphasage retard des conductions des transistors d'une paire T11, T22 ou T12
T21. Un convertisseur qui fonctionne en conduction discontinue suivant le mode hyporésonant avec déphasage retard a été décrit dans la demande de brevet intitulée "DISPOSITIF D'ALIMENTATION EN TENSION CONTINUE REGULEE A
CONVERTISSEUR HYPORESONANT COMMANDE EN DEPHASAGE RETARD" déposée ce jour par la demanderesse.

L'état S-T1C correspond au début de la conduction des transistors T11 et T22 et a une durée S inférieure d'une microseconde environ à celle de la demi-sinusoïde, par exemple 7 microsecondes si la période du circuit résonant L1, C1 est de 16 microsecondes.

Cette durée S est mesurée par l'horloge 70, par exemple.

Le passage de l'état S-T1C à l'état S-T1R est donc commandé par le signal s et cet état S-T1R correspond à la fin de la conduction des transistors T11 et T22, soit une microseconde environ. Le signal de cet état est utilisé pour effectuer le transfert du contenu du compteur-décompteur 72 dans le décompteur 76 par l'intermédiaire du circuit logique ET 79.

Le passage de l'état S-T1R à l'état S-R1 résulte de la détection d'un courant I1 négatif par le circuit 44 (signal I-), état qui correspond à la conduction des diodes D11 et D22
Le passage de l'état S-R1 à l'état S-R1/2 est commandé par un signal DCo qui indique que le décompteur 76 est l'état "O" (signal sur le conducteur 78). L'état S-R1/2 est un état fugitif de quelques dizaines de nanosecondes qui correspond à la durée d'une période du signal d'horloge H dont la fréquence est 16 mégahertz par exemple.

Le passage de l'état S-R1/2 à l'état S-T2C s'effectue donc en une période du signal H. L'état S-T2C correspond au début de la conduction des transistors T12 et T21.

Cet état se termine à la fin de l'intervalle S et conduit à l'état S-T2R de fin de conduction des transistors T12 et T21. Le contenu du compteurdécompteur 72 est transféré dans le décompteur 76 pendant cet état (transfert par le circuit logique
ET 79).

Le passage de l'état S-T2R à l'état S-R2 résulte de la détection d'un courant I1 positif par le circuit 44 (signal I+), état qui correspond à la conduction des diodes D12 et D21.

Le passage de l'état S-R2 à l'état S-R2/1 est commandé par le signal DCo qui indique que le décompteur 76 est à l'état"O". L'état S-R2/1 est un état fugitif, comme l'état S-R1/2, qui conduit à l'état S-T1C.

Le fonctionnement du dispositif selon l'invention et notamment du dispositif de commande de la figure 8 sera maintenant expliqué en relation avec les diagrammes temporels des figures 10a à 10p.

Le diagramme temporel de la figure 10a illustre la forme d'onde qui apparaît à la sortie du circuit soustracteur 65 en supposant qu'elle est d'abord positive pour devenir négative. Le signal à la sortie du circuit soustracteur 65 est appliqué à l'amplificateur 61 par l'intermédiaire de l'interrupteur dit analogique 59 qui est fermé par les signaux d'état successifs S-T1C,
S-T1R, S-R1 et S-R1/2 qui correspondent à la conduction des transistors T11 et T22, puis des diodes D11 et D22 c'est le signal 100 de la figure 10g.

Par suite de la présence d'un signal positif à l'entrée de l'amplificateur 61, le condensateur C3 se charge positivement et le potentiel du point G devient supérieur à la masse de sorte que le comparateur logique 62 bascule à l'état 1 (signal 101 du diagramme de la figure 10f) et reste dans cet état tant que le potentiel du point G reste positif.

Lorsque le signal e = Vc - Vs décroît, la diode 63 se bloque de sorte que la tension de charge du condensateur
C3 se maintient à la valeur acquise, valeur qui correspond à une détection de la tension crête de Vs.

L'état 1 du comparateur 62 ouvre le circuit logique ET 73 mais ferme le circuit logique ET 74. Par ailleurs, le signal de l'état S-T2C (102 -figure 10h) est appliqué à la troisième entrée des circuits logiques ET 73 et 74
Il en résulte que seul le circuit logique ET 73 est ouvert pendant l'intervalle de recouvrement des signaux 101 et 102 (figures 10f et 10h) et laisse passer les impulsions H de l'horloge vers l'entrée de comptage CK.

Il en résulte que le contenu du compteur-décompteur 72 augmente, ce qui correspond à augmenter l'intervalle de temps e (figure 3g).

Le signal de l'état S-T2C est également appliqué à l'un des interrupteurs 67 ou 69 de manière à appliquer au point G un potentiel négatif -Vcc de décharge du condensateur C3 lorsque le potentiel VG est positif ou un potentiel positif +Vcc de charge du condensateur C3 lorsque le potentiel VG est négatif. Le choix de l'un ou l'autre des potentiels est obtenu par l'intermédiaire du circuit logique 91 et des circuits logiques ET 92 et 93.

Dans l'exemple, comme VG est positif, le circuit logique ET 92 est ouvert et le condensateur C3 se décharge suivant une pente linéaire 103 (figure 10b) déterminée par les valeurs de C3 et Rg.

Lorsque le dispositif passe à l'état S-T2R, l'interrupteur 69 s'ouvre mais l'interrupteur 71 se ferme de sorte que le condensateur C3 se décharge plus rapidement car la valeur de R6 est nettement inférieure à celle de R5 : c'est la pente linéaire 104 de la figure 10b.

Le contenu du compteur-décompteur 72 augmente d'une valeur qui est proportionnelle à e, du fait de la décharge linéaire du condensateur C3 selon la pente 103, et prend la valeur DC1. C'est cette valeur DC1 qui est transférée dans le décompteur 76 pendant l'état S-T2R et qui sert de point de départ du décomptage pour définir le début de conduction des transistors T11, T12 (état S-TîC).

Avec l'état S-T1C débute une nouvelle mesure de e par la fermeture de l'interrupteur 59 (signal 100'-figure 10g).

Le potentiel VG du point G, qui est négatif, augmente (pente 105) mais n'atteint pas le potentiel de la masse de sorte que le comparateur 62, qui était passé à l'état "O" lorsque VG était devenu négatif (pente 103) reste dans cet état.

Pendant cet état S-T1C, les transistors T11 et T22 conduisent, ce qui augmente la tension VG et il en est de même pendant l'état suivant S-T1R qui correspond à un nouveau transfert de la même valeur DC1 du compteurdécompteur 72 vers le décompteur 76. Ceci signifie que l'on décompte deux fois la même valeur DC1.

A la fin du décomptage de la valeur DC1, le signal DCo fait passer à l'état fugitif S-R1/2 puis à l'état S-T2C.

Comme VG est négatif, les circuits logiques 74 et 93 sont ouverts de sorte que le compteur-décompteur 72 décompte tandis qu'une tension positive +Vcc charge le condensateur C3 (pente 106). Lorsque VG atteint le potentiel de la masse, le comparateur 62 change d'état, ce qui arrête le décomptage du compteur-décompteur 72.

On obtient alors une nouvelle valeur DC2 qui est inférieure à DC1, ce qui diminuera l'intervalle e (figure 3g) lors du décomptage par le décompteur 76.

Le condensateur C3 continue à se charger pendant la fin de l'état S-T2C puis se décharge ensuite par l'application de la tension -Vcc par l'interrupteur 71 pendant l'état S-T2R. C'est aussi cet état S-T2R qui commande le transfert de la valeur DC2 dans le décompteur 76.

L'invention a été décrite dans le cas d'un fonctionnement simultané des paires de transistors Tll,
T22 et T12, T21 mais elle s'applique également au cas où le début de la conduction du transistor T22 ou T21 est retardé par rapport à celui du transistor associé T11 et T12.

Pour qu'il en soit ainsi, il suffit de prévoir un premier état supplémentaire S-T1 (rectangle 89-figure 9) entre l'état S-R2/1 et l'état S-TIC qui provoque la conduction du transistor T11 en premier et un deuxième état supplémentaire S-T2 (rectangle 90-figure 9) entre l'état S-R1/2 et l'état S-T2C qui provoque la conduction du transistor T12 en premier.

Un tel fonctionnement n'intervient que si la durée du décomptage de DC1 ou DC2 est supérieure à la durée d'une demi-sinusoïde, soit 8 microsecondes.

On passe alors à l'état S-R1/2 (ou S-R2/1) dès que la durée de décomptage a dépassé 8 microsecondes, puis immédiatement à l'état S-T2 (ou S-T1). Enfin, on passe à l'état S-T2C (ou S-T1C) dès que le décomptage est terminé.

Afin de tenir compte de la sensibilité croissante du dispositif lorsqu'on s'approche d'un fonctionnement à la fréquence de résonance, l'invention propose de faire varier moins vite la durée des états S-R1 et S-R2 lorsque celle-ci est inférieure à un certain seuil. A cet effet, on intercale, entre le compteur-décompteur 72 et le décompteur 76, un compteur-décompteur 95 (figure 11) dont les bornes d'entrée D1 à D16 (dans le cas d'un compteur à 16 chiffres) sont connectées aux bornes de sortie Q1 à Q16 du premier compteur-décompteur 72. De même, les bornes de sortie Q1 à Q16 du compteur-décompteur 95 sont connectées aux bornes d'entrée D1 à D16 du décompteur 76. Le transfert d'un compteur-décompteur à l'autre est obtenu par un signal appliqué à une borne d'entrée L. Les deux compteurs-décompteurs 72 et 95 sont commandés par des impulsions d'horloge qui sont de fréquences différentes et sont fournies par un circuit 96, par exemple dans un rapport 1 à 4, par exemple à la fréquence F1 = 4 mégahertz pour le compteur-décompteur 72 et à la fréquence F2 = 16 mégahertz pour le compteur-décompteur 95. En outre, il est prévu de changer la fréquence sur chaque compteur-décompteur de manière à passer, par exemple, à la fréquence F3 = 2 mégahertz pour le compteur-décompteur 72 et à la fréquence
F4 = 8 mégahertz pour le compteur-décompteur 95 lorsque la durée e est inférieure à un seuil de six microsecondes par exemple. Cette commutation est obtenue par le circuit 96 qui reçoit un signal e = 6 microsecondes.

En ce qui concerne le décompteur 76, il est toujours commandé par un signal à la fréquence de 16 mégahertz.

Le fonctionnement du dispositif de la figure 11 sera expliqué en relation avec les figures 12a et 12b qui représentent des diagrammes illustrant la variation du contenu du compteur-décompteur 72 (courbe en trait plein 97), du contenu du compteur-décompteur 95 (courbe en tiret 98) et du contenu du décompteur 76 (courbe en pointillé 99).

Lorsque le délai e est supérieur à six microsecondes (partie II de la figure 12a), les compteurs-décompteurs fonctionnent à la fréquence la plus élevée (4 Mhz et 16 Mhz) et partent d'une même valeur DC3, celle du compteur-décompteur 72, qui a été transférée par le signal S-T1C sur la borne d'entrée L. A la fin du comptage, le compteur-décompteur 72 est à la valeur DC4 et le compteur-décompteur 95 est à la valeur DC5. C'est le contenu DCs qui est transféré dans le décompteur 76 par le signal S-T1R ou S-T2R.

Le décompteur 76 revient à l'état "O" (signal DCo) après un temps 81 qui est, par exemple, égal à 8 microsecondes. Ce décomptage a lieu deux fois de suite comme on l'a indiqué ci-dessus.

Dans la partie I de la figure 12a, on a représenté le cas où le délai e diminue jusqu'à devenir inférieur à 6 microsecondes, la valeur de 6 microsecondes correspondant à une valeur déterminée DC6 du contenu du compteur-décompteur 95. Alors, lorsque le compteur-décompteur 95 atteint cette valeur DC6 en décomptant, la fréquence des impulsions appliquées au compteur-décompteur 72 passe à 2 MHz tandis que la fréquence des impulsions appliquées au compteurdécompteur 95 passe à 8 MHz, ce qui a pour résultat que le décomptage est moins rapide et donc que e varie moins rapidement.

Le décomptage s'arrête lorsque le compteur-décompteur 95 est à la valeur DC7 et c'est cette valeur qui est transférée avec décompteur 76 qui reçoit les impulsions à la fréquence de 16 MHz. Le décompteur 76 revient à l'état "O" (signal DCo) après un intervalle de temps e2 qui est égal, par exemple, à 4 microsecondes.

Sur la figure 12b, le comptage part de la valeur DC8 qui est inférieur à DC6 de sorte que les fréquences sont de 2 MHZ et de 8 MHz. Dès que le compteur-décompteur 95 atteint DC6, les fréquences passent respectivement à 4 MHz et 16 MHz. Lorsque le comptage s'arrête, le compteur-décompteur 95 est à la valeur DC10. C'est cette valeur DC10 qui est transférée au décompteur 76 pour être décomptée à la fréquence de 16 MHz. Le décompteur 76 revient à l'état "O" (signal DCo) après un intervalle de temps e3 qui est égal par exemple à 7 microsecondes.

L'invention a été décrite dans son application à un convertisseur comportant un circuit onduleur à deux paires d'interrupteurs mais elle s'applique également au cas d'un circuit onduleur ne comportant qu'une paire d'interrupteurs. Dans ce cas, une borne du circuit oscillant, par exemple la bobine, est connectée au point milieu de la source de tension continue tandis que l'autre borne est connectée au point commun des deux interrupteurs. Les signaux de commande des interrupteurs de la paire sont alors au nombre de deux mais les circuits d'élaboration de ces deux signaux sont identiques à ceux décrits ci-dessus.

Claims (5)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de régulation d'une tension continue (Vs) du type à convertisseur hyporésonant fonctionnant en régime continu, comprenant - des moyens d'alimentation (20) pour élaborer une

tension continue (E); - des moyens (22, 27, 25) pour onduler ladite tension

continue (E) de manière à obtenir des impulsions

alternatives de fréquence (F); et - des moyens (26) pour redresser et filtrer lesdites

impulsions alternatives de manière à obtenir ladite

tension continue régulée (Vs) caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens (40, 42, 44 ou 60 à 70) pour modifier l'intervalle de temps (e) séparant deux impulsions alternatives successives en fonction de la différence entre une valeur de consigne (Vc) et la valeur mesurée de la tension continue (Vs) et ledit intervalle de temps étant mesuré à compter de l'instant de passage à la valeur nulle de chaque impulsion alternative.

2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens pour onduler ladite tension continue (E) comprennent deux ou quatre interrupteurs (T11, T22, T12

T21) disposés par paire en série et chaque paire étant connectée auxdits moyens d'alimentation (20), lesdits interrupteurs comportant des diodes (D11, D22 D12 D22) en montage anti-parallèle et étant commandés par des signaux (Cd11, Cd22, Cd12, Cd21) de manière qu'un interrupteur de chaque paire est fermé pour fournir ladite impulsion alternative, caractérisé en ce que lesdits moyens pour modifier l'intervalle de temps (e) séparant deux impulsions alternatives successives comprennent - un circuit de commande séquentiel (40) à quatre états

(ST1, ST2, ST3, ST4) dont deux états (ST1 et ST3)

fournissent les paires de signaux de commande desdits

interrupteurs (Cd1l, Cd22 et Cd12, Cd21); - un circuit de détection (44) du passage du courant de

l'onduleur (I1) à la valeur nulle de manière à définir

le début de l'intervalle de temps (8)séparant deux

impulsions alternatives successives ainsi que le

passage des états (ST1, ST3)de conduction des

transistors aux états suivants (ST2 ST4) de

conduction des diodes; et - un circuit analogique(42) pour déterminer la durée (e)

des deux autres états (ST2, ST4) dudit circuit de

commande séquentiel à compter de l'instant de passage

du courant de l'onduleur (I1) à la valeur nulle.

3. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens pour onduler ladite tension continue (E) comprennent deux ou quatre interrupteurs (T111 T221 T121

T21) disposés par paire en série et chaque paire étant connectée auxdits moyens d'alimentation (20), lesdits interrupteurs comportant des diodes (D111 D22 D121 D22) en montage anti-parallèle et étant commandés par des signaux (Cd1l, Cd22, Cl121 Cd22) de manière qu'un interrupteur de chaque paire est fermé pour fournir ladite impulsion alternative, caractérisé en ce que lesdits moyens pour modifier l'intervalle de temps (e) séparant deux impulsions alternatives successives comprennent - un circuit de commande séquentiel (80) à au moins huit

états (S-T1C, S-T1R, S-R1, S-R1/2, S-T2C, S-T2R, S-R2

et S-R2/1) dont quatre états (S-T1C, S-T1R, S-T2C,

S-T2R) fournissent les paires de signaux de commande

desdits interrupteurs (Cd1l, Cd22 et Cd12 Cd21); - un circuit de détection (44) du passage du courant de

l'onduleur (I1) à la valeur nulle de manière à définir

le début de l'intervalle de temps (e) séparant deux

impulsions alternatives successives ainsi que le

passage des états (S-T1R et S-T2R) de conduction des

transistors aux états (S-R1, S-R2) de conduction des

diodes - un circuit numérique (60, 62, 64, 68, 70) pour

déterminer par comptage numérique la durée (e) de

l'intervalle de temps séparant deux impulsions

alternatives successives à compter de l'instant de

passage du courant (I1) de l'onduleur à la valeur

nulle.

4.Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit circuit numérique pour déterminer la durée (o) de l'intervalle de temps séparant deux impulsions alternatives successives comprend - un circuit (60) de charge et de décharge d'un

condensateur (C3) pour charger ou décharger ce dernier

à une tension (VG) qui est représentative de la

différence de tensions entre la tension de consigne

(Vc) et la tension (Vs) appliquée au tube ; - un circuit (64) de décharge ou de charge dudit

condensateur (C3) par un courant constant pour

décharger ledit condensateur (C3) lorsqu'il a été

chargé et pour le charger lorsqu'il a été déchargé ; - un circuit numérique de comptage-décomptage (70, 72,

73, 74, 75) pour diminuer ou augmenter le contenu d'un

compteur-décompteur (72) selon que la tension de

charge dudit condensateur (C3 a augmenté ou diminué,

ceci, pendant la durée de décharge ou de charge à

courant constant dudit condensateur( (C3), et - un circuit numérique de décomptage (76, 77) jusqu'à la

valeur nulle du nombre contenu dans le circuit

numérique de comptage-décomptage (72) dont la durée de

décomptage est égale à la durée (e) de l'intervalle de

temps séparant deux impulsions alternatives

successives.

5.Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit circuit numérique de comptage-décomptage comprend - un premier compteur-décompteur (72) qui fonctionne à

deux fréquences (F1, F3) et un deuxième

compteur-décompteur (95) qui fonctionne à deux

fréquences (F21 F4), ces dernières fréquences étant

supérieures aux précédentes (F1, F3); - un circuit de commutation pour faire fonctionner le

premier circuit compteur-décompteur (F2) à une

première fréquence (F1) et le deuxième circuit

compteur-décompteur (95) à une deuxième fréquence (F2)

supérieure à la première fréquence (F1) tant que la

durée (o) de l'intervalle de temps séparant deux

impulsions alternatives successives est supérieure à

une valeur de seuil (e5) et à les faire fonctionner

respectivement à une troisième fréquence (F3) et à une

quatrième fréquence (F4) toutes deux inférieures

respectivement aux première et deuxième fréquences

(F11 F2) dès que la durée (e) de l'intervalle de temps

séparant deux impulsions alternatives successives est

inférieure ou égale à ladite valeur de seuil (es); - ledit circuit numérique de décomptage (76) recevant le

contenu du deuxième compteur-décompteur (96) et ce

dernier recevant, avant chaque opération de

comptage-décomptage, le contenu du premier

compteur-décompteur (72).