FR2613888A1 - Circuit et procede pour reduire le bruit transitoire dans des circuits integres - Google Patents

Abstract

POUR DIMINUER LE NIVEAU DE BRUIT TRANSITOIRE QUI EST PRODUIT PENDANT L'ACTIVATION D'UN CIRCUIT D'ATTAQUE DE SORTIE 20 D'UN CIRCUIT INTEGRE, ON INCORPORE DANS CE CIRCUIT D'ATTAQUE UN ELEMENT A TRANSCONDUCTANCE 32 QUI EST TRAVERSE PAR UN COURANT DE CHARGEDECHARGE D'UNE CAPACITE DE CHARGE 28 AU MOMENT DE L'ACTIVATION DU CIRCUIT D'ATTAQUE. L'ELEMENT A TRANSCONDUCTANCE COMMANDE LE COURANT DE CHARGEDECHARGE DE FACON A LUI DONNER UNE VARIATION EN RAMPE LINEAIRE. LE BRUIT TRANSITOIRE EST PROPORTIONNEL A LA DERIVEE DU COURANT TRAVERSANT L'INDUCTANCE DE BOITIER. EN COMMANDANT LE COURANT DE CHARGEDECHARGE DE FACON A LUI DONNER UNE VARIATION EN RAMPE LINEAIRE, ON MINIMISE A UN NIVEAU RELATIVEMENT FAIBLE ET CONSTANT LE BRUIT TRANSITOIRE QUI EST PRODUIT PENDANT L'ACTIVATION DU CIRCUIT D'ATTAQUE DE SORTIE.

Description

CIRCUIT ET PROCEDE POUR REDUIRE LE BRUIT

TRANSITOIRE DANS DES CIRCUITS INTEGRES

La présente invention concerne un procédé et un

circuit ayant pour but de réduire le bruit dans des dispo-

sitifs électroniques, et elle porte plus particulièrement

sur un procédé et un circuit pour réduire le bruit transi-

toire qui est produit pendant la commutation de circuits

d'attaque de sortie utilisés dans des circuits intégrés.

Dans de nombreux dispositifs et systèmes élec-

troniques, la génération de bruit transitoire est une con-

séquence indésirable du fonctionnement normal. Bien que de faibles niveaux de bruit transitoire puissent être tolérés dans certaines conditions de fonctionnement, des niveaux élevés de bruit transitoire peuvent faire apparaître des signaux invalides en sortie des dispositifs électroniques,

ou peuvent conduire les dispositifs électroniques à dépas-

ser leurs conditions de fonctionnement maximales pendant un

certain temps. Ceci peut conduire finalement à une défail-

lance des dispositifs électroniques et des systèmes dans

lesquels ils sont utilisés.

La figure 1 montre un exemple d'un circuit d'at-

taque de sortie 10 utilisé dans un circuit intégré classi-

que. Le circuit d'attaque de sortie 10 est commandé par une tension d'entrée VE qui provient de la partie logique 15 du circuit intégré, et il fournit une tension de sortie Vs qui est utilisée pour attaquer une charge externe. La charge externe peut être caractérisée par le fait qu'elle comporte une capacité de charge 18. Le circuit d'attaque de sortie 10 comprend un premier élément de commutation 14, un second

élément de commutation 16 et une inductance 12, représenta-

tive d'une inductance interne ou externe quelconque (par exemple l'inductance du bottier) qui est connectée au dispo-

sitif électronique.

Avant l'activation du circuit d'attaque de sortie

, le premier élément de commutation 14 est fermé et le se-

cond élément de commutation 16 est ouvert. Une tension d'alimentation VDD est appliquée à la capacité de charge 18 par l'intermédiaire du premier élément de commutation 14,

ce qui permet à la capacité de charge 18 de se charger com-

plètement et de maintenir la tension de sortie Vs du circuit d'attaque de sortie 10 à une valeur égale à la tension d'alimentation VDD. L'inductance 12, qui est l'inductance du bottier du circuit intégré, est électriquement isolée de la tension d'alimentation VDD et de la capacité de charge 18

par le second élément de commutation 16 à l'état Ouvert.

Comme le montre la figure 2, le niveau de courant IG qui traverse l'inductance de bottier 12 est donc initialement

minimal. De façon similaire, la tension aux bornes de l'in-

ductance de boîtier est également minimale avant l'activa-

tion du circuit d'attaque de sortie 10.

A un instant qu'on peut appeler l'instant zéro (t0), la tension d'entrée reçue à partir de la logique 15

du circuit intégré est commutée à un niveau d'activation.

Sous l'effet de cette tension, le premier élément de commu-

tation 14 s'ouvre et le second élément de commutation 16 se ferme. La capacité de charge 18, qui est complètement

chargée, commence à se décharger très rapidement en four-

nissant un courant de décharge 11 à l'inductance de boîtier 12. Le niveau du courant IG qui traverse l'inductance de bottier 12 augmente donc rapidement, à la manière d'une fonction échelon à l'instant t0, comme le montre la figure 2. De façon similaire, la tension de sortie VS commence à diminuer lorsque la capacité de charge 18 se décharge, par le second élément de commutation 16 et l'inductance 12 après

l'instant toi, comme le montre la figure 3.

La figure 4 représente la vitesse de variation du courant IG qui circule dans l'inductance de bottier 12. Du fait de l'augmentation du courant IG à la manière d'une fonction échelon, qui se produit à l'instant t0, une pointe 19 apparait dans la vitesse de variation dIG/dt du courant IG. Comme le bruit transitoire est proportionnel à la

vitesse de variation du courant IG qui circule dans l'induc-

tance de bottier 12, la pointe 19 conduit à la génération

indésirable d'un bruit transitoire de niveau élevé.

Plusieurs autres sources produisent également du bruit transitoire. Par exemple, il peut exister un courant de charge IL, comme le montre la figure 1, qui passe par la sortie du circuit d'attaque 10, et à partir de là par

l'inductance de bottier 12 lorsque le second élément de com-

mutation 16 commence à se fermer. En outre, un courant de chevauchement IX peut également circuler dans l'inductance de bottier 12 à partir de l'alimentation si à un instant quelconque pendant la commutation, le premier élément de commutation 14 et le second élément de commutation 16 sont fermés simultanément, et ceci produit également un bruit transitoire. On a recherché au cours des dernières années des

procédés et des dispositifs permettant d'attaquer des ni-

veaux plus élevés de capacité de charge 18, dans le même in-

tervalle de temps qu'avec des circuits d'attaque classiques.

Cependant lorsque des valeurs plus élevées de capacité de charge 18 sont déchargées dans le même intervalle de temps

que des capacités de valeur habituelle, des vitesses de va-

riation de courant plus élevées apparaissent dans l'induc-

tance de bottier 12. Il en résulte que des niveaux de bruit

transitoire encore plus élevés sont produits. De façon si-

milaire, lorsque le niveau d'intégration augmente et lorsque

le nombre de circuits d'attaque de sortie utilisés pour at-

taquer une capacité spécifiée augmente, des niveaux de bruit

transitoire plus élevés apparaissent.

On a en outre recherché des procédés et des dis-

positifs pour accélérer la décharge de capacitésde charge.

Ceci conduit à une vitesse de variation plus élevée du cou-

rant qui traverse l'inductance de bottier, ce qui élève éga-

lement le niveau de bruit de commutation transitoire qui est

produit. -

Pour tenter de réduire le bruit transitoire, cer-

tains circuits d'attaque de sortie classiques contiennent une résistance série branchée entre la capacité de charge et

l'inductance de bottier. Cependant, cette résistance augmen-

te le retard associé à l'opération de commutation et elle change la tension de sortie de régime permanent qui résulte de la circulation du courant de charge IL. D'autres circuits

d'attaque de sortie classiques contiennent un élément résis-

tif branché entre l'entrée du circuit d'attaque de sortie et l'élément logique précédent. Ceci présente l'inconvénient d'augmenter la durée de déblocage du circuit d'attaque de sortie et limite la fréquence de fonctionnement à laquelle le circuit d'attaque de sortie produira correctement une

forme d'onde de sortie valide.

L'invention procure un procédé et un circuit des-

tinés à réduire le bruit transitoire qui est produit pendant

la commutation de circuits d'attaque de sortie dans des cir-

cuits intégrés ou d'autres dispositifs électriques, et éga-

lement à permettre d'attaquer de plus fortes charges sans augmentation correspondante de la durée de commutation. On a observé que le bruit transitoire était une fonction directe de la vitesse de variation du courant traversant l'inductance de bottier du circuit intégré. L'invention minimise cette vitesse de variation en commandant le niveau de courant qui traverse l'inductance de bottier pour que sa variation en

fonction du temps corresponde approximativement à une fonc-

tion en forme de rampe linéaire. La vitesse de variation (dérivée mathématique par rapport au temps) de la fonction en forme de rampe est donc approximativement constante, ce qui permet de minimiser le niveau de bruit transitoire qui est produit au cours de l'intervalle de temps de commuta- tion. En outre, en sélectionnant une valeur appropriée du courant en rampe, aucun retard supplémentaire n'est imposé dans le circuit d'attaque de sortie, lorsque la capacité de charge et/ou l'inductance de bottier restent les mêmes

que pour des circuits d'attaque de sortie classiques. L'in-

vention décrit également des circuits destinés à commander le courant qui traverse l'inductance de bottier pour qu'il

corresponde à une fonction en forme de rampe approximative-

ment linéaire.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de

la description détaillée qui va suivre de modes de réalisa-

tion, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de

la description se réfère aux dessins annexés sur lesquels:

La figure 1 représente un circuit d'attaque de

sortie d'un circuit intégré classique.

La figure 2 représente la forme d'onde en fonc-

tion du temps d'un courant IG qui traverse l'inductance de

boîtier d'un circuit intégré classique comportant le cir-

cuit d'attaque de sortie de la figure 1.

La figure 3 représente la forme d'onde en fonc-

tion du temps d'une tension de sortie Vs qui est développée aux bornes de l'inductance de bottier et d'un élément de

commutation de sortie d'un circuit intégré classique,com-

portant le circuit d'attaque de sortie de la figure 1.

La figure 4 représente la dérivée par rapport au temps du courant IG traversant l'inductance de bottier d'un circuit intégré classique comportant le circuit d'attaque de

sortie de la figure 1.

La figure 5 représente un schéma d'un premier

mode de réalisation de l'invention.

La figure 6 représente la forme d'onde en fonc-

tion du temps d'un courant 12 traversant l'inductance de bottier d'un circuit intégré comportant un circuit d'attaque

de sortie conforme à l'invention.

La figure 7 représente la dérivée par rapport au temps, dI2/dt, du courant 12 traversant l'inductance de bottier d'un circuit intégré classique comportant un circuit

d'attaque de sortie conforme à l'invention.

La figure 8 représente un schéma d'un second mode

de réalisation de l'invention.

La figure 9 représente un schéma d'un troisième

mode de réalisation de l'invention.

L'invention est applicable à tous les dispositifs électroniques utilisés pour attaquer des charges à courant élevé. Cependant, dans un but d'illustration, on la décrira ci-après en relation avec la réduction du bruit de masse

transitoire dans des circuits d'attaque de sortie.

Dans son premier mode de réalisation oui est re-

présenté sur la figure 5, le circuit d'attaque de sortie 20 de l'invention comprend un dispositif à transconductance 21 qui est connecté entre une borne de sortie 23 du circuit d'attaque de sortie 20 et une inductance 22, pour conduire un courant commande 12. L'inductance 22 est représentative de toute inductance interne ou externe connectée au circuit

d'attaque de sortie et on supposera dans un but d'illustra-

tion qu'il s'agit d'une inductance de bottier interne 22.

Une tension d'alimentation VDD est également appliquée à la borne de sortie 23 du circuit d'attaque de sortie 20 par l'intermédiaire d'un premier élément de commutation 24, de manière qu'un courant de chevauchement commandé IX circule dans le dispositif à transconductance 21. Un second élément

de commutation 26 est branché entre, d'une part, le disposi-

tif à transconductance 21 et, d'autre part, une résistance de charge 29 et la capacité de charge 28 connectée à la masse, cette dernière étant représentative de la capacité de

la ou des charges électriques qui sont attaquées.

Le circuit d'attaque de sortie 20 fonctionne initialement d'une manière similaire au circuit d'attaque de sortie classique 10 de la figure 1. Avant l'activation du circuit d'attaque de sortie 20 (par un signal de tension

d'entrée VIN), le premier élément de commutation 24 est fer-

mé et le second élément de commutation 26 est ouvert. La tension d'alimentation VDD est appliquée à la charge par l'intermédiaire du premier élément de commutation 24, à l'état fermé, ce qui a pour effet de charger la capacité de charge 28. Lorsque le signal de tension d'entrée VE reçu par

le circuit d'attaque de sortie 20 à partir de la partie lo-

gique 25 du circuit,est commuté à un état d'activation à l'instant t0, le premier élément de commutation 24 s'ouvre et le second élément de commutation 26 se ferme. La capacité

de charge 28 commence donc à se décharger en faisant circu-

ler un courant IT dans le second élément de commutation 26 à l'état fermé et le dispositif à transconductance 21. Le courant IT s'élève initialement lorsque la capacité de

charge 28 commence à se décharger.

Le dispositif à transconductance 21 de l'inven-

tion combine le courant IT qui correspond au courant de dé-

charge de la capacité de charge 28 avec tout courant de che-

vauchement IX qui peut être présent et avec le courant de

charge IL, et il émet un courant commandé I2, dont la varia-

tion initiale er. fonction du temps correspond à une fonction en forme de rampe croissant de manière linéaire, comme le montre la figure 6. En commandant le courant 12 pour qu'il augmente selon une fonction en forme de rampe,au lieu d'une fonction échelon,pendant l'activation du circuit d'attaque de sortie 20, la vitesse de variation dI2/dt (dérivée par rapport au temps) de la composante 12 d'un courant I* qui

traverse l'inductance de boîtier 22 devient approximative-

ment constante pendant une certaine durée, comme le montre la figure 7. Le courant I peut évidemment comprendre un

certain nombre d'autres composantes de courant IN qui pas-

sent par le bus de masse sur la puce (Vss) pour se diriger vers la masse externe à la puce, en traversant l'inductance de bottier 22, comme on le décrira ultérieurement en ce qui concerne par exemple les courants IF et I3. Le bruit de com-

mutation transitoire qui est associé à l'activation du cir-

cuit d'attaque de circuit 20, qui est fonction de la vitesse de variation du courant traversant l'inductance de bottier

22, est ainsi réduit.

La figure 8 montre un schéma plus détaillé d'un second circuit d'attaque de circuit 20' de l'invention. Des références semblables désignent des éléments semblables. Sur la figure 8, on a remplacé le dispositif à transconductance 21 et le second élément de commutation 26 de la figure 5 par un circuit spécifique qui commande le courant 12 pour qu'il varie selon une fonction en forme de rampe. Plus précisément, on a remplacé le dispositif à transconductance 21 et l'élément de commutation 26 par un élément à transconductance à trois bornes 32, une source de courant fixe 34, un troisième élément

de commutation 36 et un condensateur 38, ce dernier étant re-

présentatif d'une capacité de grille de l'élément à transcon-

ductance 32 et/ou d'une capacité séparée ou intégrée qui peut

exister en combinaison avec l'élément 32. L'élément à trans-

conductance à trois bornes 32 est conçu de façon à produire un courant de sortie I2 passant par une première et une troisième de ses bornes 40 et 42, et ayant la forme de la tension sur une seconde de ses bornes 44. La première borne

de l'élément à transconductance 32 est connectée électri-

quement à la sortie 23 du second circuit d'attaque de sortie 20', et la seconde borne 42 de l'élément à transconductance 32 est connectée à l'inductance de bottier 22 et au bus de

masse intégré dans la puce (Vss) du circuit intégré. La troi-

sième borne 44 de l'élément à transconductance 32 est connec-

tée à la source de courant fixe 34 qui est alimentée par la

tension d'alimentation VDD. Le troisième élément de commuta-

tion 36 et le condensateur 38 sont connectés en parallèle et disposés entre la source de courant 34 et l'inductance

de bottier 22.

Avant l'activation du circuit d'attaque de sortie 20, le premier élément de commutation 24 est fermé, ce qui a pour effet d'appliquer la tension d'alimentation VDD à la

capacité de charge 28 et de charger cette dernière. Le troi-

sièmIe élément de commutation 36 est fermé, ce qui permet au

courant fixe IF provenant de la source de courant 34 de tra-

verser l'inductance de bottier 22 du dispositif pour aboutir à la masse. Du fait que les tensions appliquées aux deux bornes de la capacité 38 sont égales, cette capacité reste déchargée et la tension V44 appliquée à la troisième borne

44 par rapport à la seconde borne, est égale à zéro.

Pendant l'activation du circuit d'attaque de sor-

tie 20, une tension d'entrée VE reçue à partir de la logique

du circuit intégré est commutée dans un état d'activation.

Sous l'effet de cette tension, le premier élément de commuta-

tion 24 s'ouvre, ce qui isole électriquement la tension

d'alimentation VDD par rapport à la capacité externe (c'est-

à-dire à l'extérieur de la puce) 28. Le troisième élément de commutation 36 s'ouvre et le courant fixe IF provenant de la source de courant 34 commence à charger la capacité 38, ce qui fait qu'une tension en forme de rampe croissant de façon linéaire est appliquée entre la troisième borne 44 et la

seconde borne 42 de l'élément à transconductance 32.

Comme indiqué précédemment, l'élément à transcon-

ductance 32 est conçu de façon à fournir un courant de sortie 12 ayant la forme de la tension V44 sur la troisième borne 44. L'élément à transconductance 32 de l'invention fournira donc à l'inductance 22, par la seconde borne 42, un courant de sortie I2 croissant de façon linéaire, du fait que la

tension appliquée sur la troisième borne 44 présente une for-

me croissant de façon linéaire. La relation entre le courant -35 de sortie I2 de l'élément à transconductance 32 et la tension V44 sur la borne 44 peut être caractérisée par un paramètre

KC représentant la transconductance de l'élément 32. On dé-

finit souvent la transconductance par le rapport dI2/dV44, et elle a la dimension d'un courant par unité de tension. En utilisant la règle des calculs en chaîne, il apparaît que la valeur la plus élevée de dI2/dt sera égale à la valeur la

plus élevée de dI2/dV44 multipliée par dV44/dt, ou plus sim-

plement à la valeur maximale de KC dV44/dt. Il apparaît en

outre que si le paramètre KC ainsi que la dérivée de la ten-

sion dV44/dt sont maintenus constantspendant une certaine durée, le courant dans l'inductance, I*, contiendra parmi ses composantes de vitesse de variation (c'est-à-dire dI*/dt = dI2/dt + dIN/dt) pendant cette durée, une composante de dérivée constante, dI2/dt, pendant l'activation du second circuit d'attaque de sortie 20', ce qui aura pour effet de minimiser la vitesse de variation du courant passant par l'inductance de bottier 22 pendant la commutation du second circuit d'attaque de sortie 20', et donc de minimiser le

bruit transitoire qui est produit pendant la durée corres-

pondante. On peut évidemment présélectionner la valeur gé-

nérale du paramètre KC par l'opération de sélection de

l'élément à transconductance 32.

La figure 9 représente un mode de réalisation

plus détaillé d'un circuit d'attaque de sortie 20" de l'in-

vention, dans lequel les composants semblables sont désignés par des symboles de référence semblables. On utilise un

transistor MOS à canal N, 58, pour l'élément à transconduc-

tance à trois bornes 32 de la figure 8. De plus, le premier élément de commutation 24 du circuit d'attaque de sortie 20 de la figure 8 est remplacé par un transistor MOS à canal P, 54, et le troisième élément de commutation 36 est remplacé par un transistor MOS à canal N, 56. Le transistor 58 remplit également la fonction du second élément de commutation 26 de

la figure 5.

Avant l'activation du troisième circuit d'attaque 1 1 de sortie 20", le signal de tension d'entrée VE sur la borne d'entrée 60 du circuit d'attaque de sortie 20" est à l'état haut. Le transistor à canal P, 54, qui se trouve entre la

source de tension d'alimentation VDD et la capacité de char-

ge 28 est conducteur, ce qui permet à la tension d'alimenta- tion VDD de charger la capacité de charge 28. Le transistor à canal N 56 est également conducteur, ce qui établit une

connexion électrique entre la source de tension d'alimenta-

tion VDD et l'inductance de bottier 22 par l'intermédiaire d'un transistor à canal P. 69, faisant fonction de source de courant. Les bornes opposées du condensateur 38 sont donc court-circuitées et le condensateur 38 reste déchargé. Un

inverseur 62 inverse le signal de tension d'entrée VE ini-

tialement à l'état haut. Le signal de sortie résultant de l'inverseur 62, à l'état bas, est ensuite appliqué à la

grille du transistor à canal P, 54, ce qui débloque ce der-

nier pour charger ainsi la capacité de charge 28. Du fait

que le transistor 56 est conducteur, comme indiqué précé-

demment, il court-circuite la grille du transistor 58 à la source de ce transistor et, par conséquent, le transistor

58 est bloqué. L'inductance de bottier 22 est donc électri-

quement isolée de la capacité de charge 28 à ce moment.

Le troisième circuit d'attaque de sortie 20" est activé lc.rsque le signal de tension d'entrée VE passe de l'état haut à l'état bas. Le transistor à canal N, 56, se bloque, grâce à quoi un courant fixe IF qui provient du transistor de source de courant 69 peut commencer à charger le condensateur 38. Une tension croissant de façon linéaire

est donc appliquée à la grille du transistor à canal N, 58.

De façon similaire, le transistor à canal P, 54, se bloque,

ce qui isole électriquement la capacité de charge 28 vis-à-

vis de la tension d'alimentation VDD. La charge emmagasinée dans la capacité de charge 28 commence donc à se décharger par l'élément à transconductance formé par le transistor 58. Du fait que le transistor à canal N, 58, se comporte comme un élément à transconductance et commande son courant de sortie drain-source 12 pour qu'il suive une fonction du temps identique à celle de la tension appliquée à sa grille, et du fait que la tension appliquée à la grille du transistor 58 augmente de façon linéaire, le transistor à canal N, 58,

commence à conduire vers l'inductance de boîtier 22 un cou-

rant 12 croissant de façon linéaire. La vitesse de variation

du courant I* qui traverse l'inductance du boîtier 22 à cau-

se du courant I2 venant du transistor 58 est donc constante pendant une certaine durée, ce qui minimise le niveau de bruit de commutation qui est produit pendant l'activation

du circuit d'attaque de sortie.

Comme le montre la figure 9, on peut également

apporter plusieurs perfectionnements supplémentaires. Pre-

mièrement, on peut intercaler un condensateur 64 entre la

sortie de l'inverseur 62 et la grille du transistor ou élé-

ment à transconductance 58. Le condensateur 64, en combinai-

son avec le condensateur 38, fonctionne en diviseur de ten-

sion capacitif, pour transférer une charge à partir de la sortie de l'inverseur 62, de façon à polariser la grille de l'élément à transconductance 58 pour que cet élément ait une tension de grille juste inférieure à sa tension de seuil. Il suffit donc qu'un niveau minimal de tension supplémentaire au-dessus du seuil soit appliqué à la grille du transistor 58 formant l'élément à transconductance, pour le faire passer à l'état conducteur, ce qui accélère la réponse du circuit d'attaque de sortie 20" au moment du changement d'état de la

tension d'entrée VE.

On peut apporter un second perfectionnement au

second circuit d'attaque de sortie 20' en remplaçant la sour-

ce de courant fixe 34 représentée sur la figure 8 par une

source de courant modifiée, comme représenté sur la figure 9.

Lorsqu'on utilise un transistor MOS 58 pour l'élément à transconductance, le paramètre de transconductance KC de l'élément à transconductance diminue lorsque la température augmente, ce qui diminue la pente du courant en rampe 12

passant par la borne 42 et augmente le retard de commutation.

La source de courant qui est représentée sur la figure 9 ré-

sout ce problème au moyen d'une structure qui comprend un premier transistor MOS à canal P, 66, un second transistor

MOS à canal P, 68, dont la grille et le drain sont court-

circuités selon une configuration de diode, un troisième transistor MOS à canal P, 69 (qu'on a appelé précédemment le transistor de source de courant 69), un premier transistor

MOS à canal N, 70, dont la grille et le drain sont court-

circuités selon une configuration de diode, un second tran-

sistor MOS à canal N, 72, et une résistance de contre-réac-

tion 74 branchée entre les sources des transistors déséqui-

librés 70 et 72, avec la source du transistor 70 connectée

au bus de masse sur la puce (VSs). Le drain dupremier tran-

sistor MOS à canal P, 66, est connecté au drain du premier

transistor MOS à canal N, 70, et le drain du second transis-

tor MOS à canal P, 68, est connecté au drain du second tran-

sistor MOS à canal N, 72. La grille du premier transistor

MOS à canal P. 66, est connectée à la grille du second tran-

sistor MOS à canal P. 68, et à la grille du troisième tran-

sistor MOS à canal P. 69. De plus, les grilles du premier transistor MOS à canal N, 70, et du second transistor MOS à

canal N, 72, sont connectées ensemble. Les sources des pre-

mier, second et troisième transistors MOS à canal P, 66, 68 et 69 sont connectées à la tension d'alimentation VDD et

le drain du troisième transistor MOS à canal P, 69, est con-

necté à la grille du transistor 58. La résistance de contre-

* réaction 74 consiste en une matière semiconductrice fortement

dopée qui présente un très faible coefficient de température.

Comme le transistor à canal N 58, les transistors déséquili-

brés 70 et 72 de la puce sont caractérisés par des paramètres de transconductance qui suivent les variations du paramètre de transconductance KC du transistor 58 constituant l'élément

à transconductance, lorsque la température varie. Les tran-

sistors déséquilibrés produisent une tension déséquilibrée

aux bornes de la résistance de contre-réaction 74. Les para-

mètres de transconductance des transistors déséquilibrés 70 et 72 dîminont lorsque la température augmente, ce qui fait apparaître une tension de plus en plus fortement déséquili- brée aux bornes de la résistance de contre-réaction 74 au fur et à mesure que la température augmente. Du fait que la tension aux bornes de la résistance de contre- réaction 74

augmente à des températures élevées, le condensateur 38 re-

çoit un courant IF plus élevé, par l'intermédiaire du troi-

sième transistor à canal P, 69, connecté en miroir de courant, de façon à augmenter la tension en rampe par unité de temps qui est appliquée à la borne 44, ce qui a pour effet d'aug-

menter la pente de la rampe de courant sur la borne 42 et de diminuer le retard que produirait par ailleurs l'augmentation de température. En remplaçant la source de courant 34 de la figure 8 par la source de courant représentée sur la figure 9, on crée un coefficient de température positif dans le courant IF utilisé pour charger la capacité 38. La capacité 38 se charge donc à une vitesse croissant lorsque la vitesse augmente, ce qui polarise le transistor de façon à conduire

un courant en rampe qui est stabilisé sur une plage de tem-

pérature étendue.

Comme on peut le comprendre aisément en se réfé-

rant à la figure 9, en faisant varier seulement le rapport

de la largeur de canal à la longueur de canal (W/L) du troi-

sième transistor MOS à canal P. 69, on peut obtenir une vi-

tesse de commutation plus rapide ou plus lente pour la même

valeur d'inductance de bottier et/ou de capacité de charge.

Par exemple, si une vitesse de commutation rapide est néces-

saire, on peut choisir un rapport W/L élevé, ce qui augmente la pente de la rampe représentée sur la figure 6 et augmente ainsi la vitesse de commutation. On peut au contraire choisir un rapport W/L faible, ce qui diminue la pente de la rampe

représentée sur la figure 6,et diminue de façon correspondan-

te la vitesse de commutation. De façon similaire, on peut atteindre la même vitesee de commutation pour des valeurs plus élevées ou plus faibles de la capacité de charge 28 qui est attaquée, en augmentant ou en diminuant respectivement la valeur du rapport W/L pour le troisième transistor MOS à

canal P, 69. Il n'est donc pas nécessaire en général de chan-

ger la structure géométrique du circuit d'attaque de sortie

" pour des applications différentes,du fait qu'on peut mo-

difier la configuration géométrique du seul transistor 69 pour commander la pente de la rampe. Si dans l'application spécifique considérée, il est nécessaire de réduire le retard

de commutation, il suffit d'augmenter le rapport W/L du troi-

sième transistor MOS à canal P, 69.

Un troisième perfectionnement de l'invention pro-

cure un circuit de fixation de niveau destiné à maintenir encore mieux un faible niveau de bruit pendant l'activation

du circuit d'attaque de sortie 20. Lorsque la tension de sor-

tie Vs du circuit d'attaque de sortie 20, qui est représentée sur la figure 2, diminue pendant la décharge de la capacité

de charge 28, le paramètre de transconductance KC du disposi-

tif à transconductance 21 diminue, indépendamment du disposi-

tif particulier qui est utilisé pour le dispositif à trans-

conductance (par exemple le transistor MOS 58). Si la cons-

tante de transconductance KC diminue, le niveau de courant 12 qui est émis par le dispositif à transconductance diminue considérablement. Il en résulte que la vitesse de variation du courant dI2/dt, qui est la dérivée du niveau de courant, peut présenter une pointe négative 82, comme représenté sur la figure 7. La pointe négative 82 correspond à un signal de tension bas et est donc un zéro logique valide. La pointe

négative 82 peut cependant polariser en sens direct les en-

trées d'autres dispositifs électroniques qui sont attaqués par le circuit d'attaque de sortie, conduisant ainsi à un verrouillage et/ou un fonctionnement incorrect des autres

dispositifs électroniques qui sont attaqués.

Le circuit de fixation de niveau 83 qui est repré-

senté sur la figure 9 est conçu de façon à fournir un courant

supplémentaire à l'inductance de bottier 22 lorsque la vites-

se de variation dI2/dt du courant 12 devient négative, ce qui réduit l'effet de la pointe 82 sur la valeur du courant total I* qui traverse l'inductance. Le circuit de fixation de niveau 83 est une source de courant qui fournit un courant 13 au bus incorporé sur la puce (Vss), et à partir de là à un point de

masse extérieur à la puce, par l'intermédiaire de l'inductan-

ce. Le circuit de fixation de niveau 83 comprend un transistor MOS à canal P 84 polarisé de façon appropriée, un transistor MOS à canal N 92, un transistor MOS à canal N 90 dont la grille et le drain sont connectés en une configuration de diode, un premier transistor MOS à canal P 88, un second

transistor MOS à canal P 86, une résistance 94 et un conden-

sateur 96. La grille du transistor 84 peut être connectée à

n'importe quelle source de polarisation appropriée pour per-

mettre au circuit 83 de fonctionner en source de courant.

Dans la source de courant, les transistors 86 et 88, la ré-

sistance 94 et le condensateur 96 coopèrent de façon à pro-

duire une tension de grille de précision pour le transistor

88 et une charge initiale aux bornes du condensateur 96.

Lorsque la tension de sortie VS commnence à diminuer, une di-

minution de tension correspondante se manifeste sur le bus de masse sur la puce (Vss) qui est connecté à l'inductance 22, et sur le drain du transistor 88. Cette diminution de tension est appliquée par le condensateur 96 à la grille du transistor 88, ce qui entratne une augmentation de la tension

de précision entre la grille et la source du transistor 88.

L'augmentation de la tension de grille-source du.transistor 88 produit une augmentation momentanée du niveau de courant 13 qui est produit sur le drain du transistor 88, ce qui

s'oppose à la diminution du courant 12 et diminue donc la va-

leur absolue de la vitesse de variation du courant IG qui traverse l'inductance de bottier 22. Le transistor 88 détecte ainsi une vitesse de variation négative dans le courant I2,

ce qui fait que ce transistor devient davantage conducteur.

Un courant 13 supplémentaire est alors appliqué à l'induc-

tance de bottier 22 dans le but de réduire l'effet de la pointe de tension négative 82 sur la valeur du courant I* G qui traverse l'inductance 22. Le risque d'un verrouillage des autres composants électroniques qui sont attaqués par

le circuit d'attaque de sortie 50 est ainsi réduit.

Pour récapituler, on peut dire que l'invention

réduit le bruit transitoire qui est produit pendant l'acti-

vation d'un circuit d'attaque de sortie, en commandant le courant de décharge qui circule dans l'inductance de bottier, de façon que ce courant augmente selon une fonction linéaire

du temps (par l'utilisation d'un dispositif à transconductan-

ce 21). L'invention empêche également l'apparition d'un bruit transitoire sous l'effet d'un courant de chevauchement IX et

sous l'effet du passage du courant de charge I* dans l'in-

L

ductance de bottier 22 pendant la commutation. Il faut ce-

pendant noter que l'invention n'est pas limitée à la structu-

re spécifique représentée sur la figure 8, comprenant l'élé-

ment à transconductance 32, la source de courant fixe 34, le troisième élément de commutation 36 et le condensateur 38,

qui coopèrent de façon à former le dispositif à transconduc-

tance 21. On considère au contraire que le dispositif à transconductance 21 peut être constitué par n'importe quelle structure capable de commander le courant déchargé dans

l'inductance de boîtier pour qu'il augmente de façon linéai-

re pendant l'opération de commutation.

On a décrit l'invention en considérant le bruit de masse qui est produit lorsque le dispositif électronique qui est attaqué peut se décharger par l'inductance connectée à la masse, sous l'effet d'une opération de commutation. On voit aisément que l'invention est également applicable à la

réduction ou à l'élimination du bruit de commutation d'ali-

mentation qui apparaît lorsque le dispositif électronique qui est attaqué est chargé initialement par une opération de commutation. Dans le cas idéal, on élimine à la fois la tension de bruit de commutation d'alimentation et le bruit

de commutation de masse.

Il va de soi que de nombreuses modifications peu- vent être apportées au dispositif et au procédé décrits et

présentés, sans sortir du cadre de l'invention.

26 13888

Claims (20)

REVENDICATIONS

1. Circuit de réduction de bruit destiné à réduire le niveau de bruit transitoire qui est produit pendant la commutation d'une partie de sortie d'un circuit intégré, sous la dépendance d'une partie logique interne du circuit intégré,

pour attaquer une charge capacitive branchée dans une premiè-

re boucle de courant de charge/décharge, la charge capacitive étant placée à l'extérieur du circuit intégré, et la première boucle de courant de charge/décharge comprenant une partie inductive dans laquelle circule un premier courant de charge/ décharge de la charge capacitive, le circuit de réduction de bruit étant incorporé dans le circuit intégré et caractérisé en ce qu'il comprend: des premiers moyens de commutation (24) fonctionnant sous la dépendance d'un signal d'entrée numérique qui leur est appliqué à partir de la partie logique interne du circuit intégré, et branchés dans la première boucle de courant de charge/décharge, pour charger/décharger la charge capacitive (28) par l'intermédiaire de la première

boucle de courant de charge/décharge, en permettant le pas-

sage du premier courant de charge/décharge par la partie in-

ductive (22) de la première boucle de courant de charge/dé-

charge; et des moyens de commande de forme d'onde de courant (21) connectés fonctionnellement à la première boucle de courant de charge/décharge, pour commander le premier courant de charge/décharge de façon que la forme d'onde du premier courant de charge/décharge, seul ou en combinaison avec

d'autres courants traversant la partie inductive (22),com-

prenne une première partie qui varie de façon linéaire en fonction du temps pendant une durée prédéterminée, au cours

de la charge/décharge de la charge capacitive (28).

2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: des moyens de commande de forme d'onde de tension (34, 38) connectés fonctionnellement

aux moyens de commande de forme d'onde de courant, pour ap-

pliquer aux moyens de commande de forme d'onde de courant une tension de commande ayant une forme d'onde qui comprend une première partie qui varie de façon pratiquement linéaire par rapport au temps; et en ce que les moyens de commande de

forme d'onde de courant comprennant un élément à transconduc-

tance (32) ayant: (a) une première borne (40) prévue pour être connectée à la charge capacitive (28), de façon que le

premier courant de charge/décharge puisse passer par la pre-

mière borne (40); (b) une seconde borne (44) connectée aux moyens de commande de forme d'onde de tension (36, 38), pour recevoir la tension de commande; et (c) une troisième borne

(42) prévue pour conduire le premier courant de charge/dé-

charge vers la partie inductive (22) de la première boucle de courant de charge/décharge, l'élément à transconductance (32) commandant la forme d'onde du courant qui passe par la première borne (40) et se dirige vers la partie inductive,

de façon que la forme d'onde du courant passant par la pre-

mière borne comprenne une partie variant de façon linéaire, qui a une forme pratiquement identique à la forme variant de façon linéaire de la première partie de la forme d'onde de la tension de commande qui est appliquée à la seconde borne (44).

3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de commande de forme d'onde de tension comprennent: un premier condensateur (38) ayant des première et seconde armatures respectivement connectées à la seconde et à une autre des bornes de l'élément à transconductance (32); et une source de courant (34) connectée au premier condensateur (38) pour fournir au premier condensateur un courant de commande de tension pendant l'activation des

premiers moyens de commutation, pour produire ainsi la ten-

sion de commande variant de façon linéaire qui est appliquée

à la seconde borne (44) de l'élément à transconductance (32).

4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source de courant (34) comprend des moyens de compensation de température destinés à régler le courant de

commande de tension, comprenant une paire de transistors dé-

séquilibrés (70, 72) et une résistance (74) ayant un coeffi-

cient de température relativement faible, et en ce que les transistors déséquilibrés sont connectés de façon à créer une augmentation de tension aux bornes de la résistance (74) lorsque la température augmente, et à agir sur la source de

courant de façon qu'elle fournisse un niveau de courant ac-

cru au premier condensateur (38) lorsque la température aug-

mente.

5. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'élément à transconductance est un transistor MOS (58) ayant une grille, une source et un drain, et en ce que

la grille est la seconde borne (44) de l'élément à transcon-

ductance, à laquelle la tension de commande variant de façon linéaire est appliquée, le drain est la première borne (40)

de l'élément à transconductance, et la source est la troi-

sième borne (42) de l'élément à transconductance.

6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que le transistor MOS (58) a une tension de seuil qui est une tension telle que ce transistor commence juste à conduire l'électricité lorsque cette tension est appliquée entre la grille et la source de ce transistor MOS, et les moyens de commande de forme d'onde de tension comprennent en outre un second condensateur (64) qui fournit un courant de pré-activation à la grille du transistor MOS (58), pour charger la grille à une tension de pré-activation qui est inférieure à la tension de seuil du transistor MOS, avant l'application de la tension de commande variant de façon linéaire, l'ajout de cette dernière tension faisant en sorte que la tension grillesource du transistor MOS dépasse la

tension de seuil, et déclenche ainsi la conduction du tran-

sistor MOS.

7. Procédé pour réduire le niveau de bruit tran-

sitoire qui est produit pendant l'activation d'un circuit

d'attaque de sortie d'un circuit intégré, comportant une lo-

gique interne pour l'activation du circuit d'attaque de sor-

tie, et une connexion externe du circuit d'attaque de sortie qui présente une inductance de bottier, caractérisé en ce que: on établit une capacité de charge (28) qui fournit un courant de charge/décharge traversant l'inductance de bot-

tier (22) pendant l'activation du circuit d'attaque de sor-

tie (20); et on commande le courant de charge/décharge pro-

venant de la capacité de charge (28),pour qu'il corresponde à une fonction variant de façon approximativement linéaire au cours du temps pendant l'activation du circuit d'attaque

de sortie (20).

8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel l'opération de commande de courant s'effectue de la manière suivante: on établit un élément à transconductance (32) ayant une première borne (40) connectée à la capacité de

charge (28), par laquelle circule le courant de charge/dé-

charge que fournit la capacité de charge (28), et une secon-

de borne (44), cet élément à transconductance (32) pouvant

commander la forme d'onde du courant qui passe par la pre-

mière borne, de façon que ce courant ait une forme d'onde

identique à celle d'une tension qui est appliquée à la se-

conde borne (44); on produit une tension de commande ayant

une forme d'onde qui varie de façon approximativement li-

néaire au cours du temps; et on applique la tension de com-

mande à la seconde borne (44).

9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé

en ce que l'opération de génération d'une tension de comman-

de s'effectue en établissant un condensateur (38), et en

appliquant au condensateur un courant de valeur fixe.

10. Circuit selon la revendication 1, caractérisé

en ce qu'il comprend en outre un circuit de fixation de ni-

veau de courant (83), connecté fonctionnellement à la partie inductive (22) de la première boucle de charge/décharge, pour s'opposer à des changements du courant qui circule dans la partie inductive, ce circuit de fixation de niveau de courant comprenant: une borne d'alimentation (VDD); un premier transistor MOS (88) ayant une grille, une source et un drain, avec la source connectée à la borne

d'alimentation (VDD) et le drain connecté à la partie in-

ductive (22); un second transistor MOS (86), du même type de conductivité que le premier transistor MOS, ce second transistor MOS ayant une grille, une source et un drain, avec le drain du second transistor MOS connecté à sa grille

selon une configuration de diode, la source du second tran-

sistor MOS (86) étant connectée à la borne d'alimentation

(VDD); une résistance (94) connectée entre le drain du se-

cond transistor MOS (86) et la grille du premier transistor MOS (88); un condensateur (96) connecté entre la grille du premier transistor MOS (88) et la partie inductive (22); et une source de courant (84, 90, 92) connectée à la grille et

au drain du second transistor MOS.

11. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une ligne d'alimentation (VDD), et la source de courant (34) comprend un transistor MOS de source de courant (69) ayant un rapport caractéristique de la largeur de canal à la longueur de canal, ce transistor MOS de source de courant (69) faisant circuler un courant de

polarisation de la ligne d'alimentation (VDD) vers la pre-

mière armature du premier condensateur (38); et en ce qu'on peut faire varier le rapport caractéristique de la longueur de canal à la largeur de canal du transistor MOS de source

de courant (69), sans changer les caractéristiques géométri-

ques d'autres parties de la source de courant, de façon à pouvoir changer aisément la vitesse de commutation de la

partie de sortie du circuit intégré.

12. Circuit de réduction de bruit selon la re-

vendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: des seconds moyens de commutation (26), connectés à la première boucle de courant de charge/décharge, et réagissant au signal d'entrée numérique de façon à être commutés en

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opposition avec les premiers moyens de commutation (24), pour décharger/charger la charge capacitive (28), par une seconde boucle de courant de charge/décharge, en faisant passer un second courant de charge/décharge dans la seconde boucle de courant de charge/décharge; ces seconds moyens de commutation (26) sont connectés aux premiers moyens de commutation (24) de façon qu'un courant de chevauchement puisse circuler dans la partie inductive (22) de la première boucle de courant de

charge/décharge si les premiers et seconds moyens de commu-

tation sont simultanément conducteurs; et les moyens de com-

mande de forme d'onde de courant (21) sont connectés fonc-

tionnellement aux seconds moyens de commutation (26), de façon à commander la forme d'onde du premier courant de

charge/décharge, en combinaison avec le courant de chevauche-

ment, lorsque ce dernier courant est présent, de façon que la forme d'onde de la combinaison du premier courant de charge/décharge et du courant de chevauchement comprenne une

partie variant de façon linéaire.

13. Circuit de réduction de bruit selon la reven-

dication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un

circuit de fixation de niveau (83), connecté à la partie in-

ductive (22) de la première boucle de courant de charge/dé-

charge, de façon à réagir à un changement de la tension aux bornes de la partie inductive en fournissant un courant de

fixation de niveau à la partie inductive (22), et en comman-

dant la valeur du courant de fixation de niveau pour s'oppo-

ser à des variations rapides de la tension aux bornes de la

partie inductive.

14. Circuit de réduction de bruit selon la reven-

dication 13, caractérisé en ce que le circuit de fixation de

niveau comprend: une borne d'alimentation (VDD); un transis-

tor (88) ayant des première et seconde bornes respectivement connectées à la borne d'alimentation (VDD) et à la partie

inductive (22), pour conduire le courant de fixation de ni-

veau par un chemin de courant s'étendant entre les première et seconde bornes du transistor, ce transistor comprenant en

outre une troisième borne pour commander la valeur du cou-

rant de fixation de niveau; et un condensateur (96) qui con-

necte la troisième borne du transistor (88) à la partie in-

ductive (22).

15. Circuit de réduction de bruit selon la reven-

dication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de compensation de température (70, 72, 74), connectés

aux moyens,de commande de forme d'onde de courant, pour main-

tenir constante la pente de la première partie variant de

façon linéaire, sur une plage de température prédéterminée.

16. Circuit de réduction de bruit selon la reven-

dication 1, dans lequel la forme d'onde du premier courant de

charge/décharge, seul ou en combinaison avec d'autres cou-

rants passant par la partie inductive, comprend une seconde partie qui varie dans une direction opposée à celle de la première partie de la forme d'onde de courant, caractérisé

en ce qu'il comprend en outre des moyens de fixation de ni-

veau (83), connectés à la partie inductive (22), pour fournir un courant de fixation de niveau à la partie inductive, et pour changer la valeur du courant de fixation de niveau de façon à s'opposer à un changement de la seconde partie de

la forme d'onde de courant.

17. Circuit de commutation destiné à établir ou à interrompre en un intervalle de commutation prédéterminé un

courant relativement élevé circulant dans une boucle de cou-

rant ayant une inductance relativement élevée, de façon à

commuter la tension d'un noeud logique entre des niveaux lo-

giques haut et bas prédéterminés, dans lequel les valeurs du courant élevé et de l'inductance élevée sont suffisamment grandes pour produire un niveau notable de bruit transitoire,

et perturber ainsi la commutation de la tension du noeud lo-

gique de l'un à l'autre des niveaux logiques haut et bas,

caractérisé en ce qu'il comprend: un dispositif à transcon-

ductance (21) branché dans la boucle de courant pour comman-

der la valeur du courant élevé conformément à un signal de commande qui est appliqué au dispositif à transconductance;

et des moyens de commande de forme d'onde de courant, bran-

chés au dispositif à transconductance pour lui fournir le signal de commande et faire en sorte que le courant élevé

ait une forme d'onde variant de façon linéaire.

18. Circuit de charge/décharge pour charger ou décharger une charge capacitive par une boucle de courant

comprenant une partie inductive, cette boucle de-courant pas-

sant par une puce de circuit intégré, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens logiques (25) incorporés dans le circuit intégré pour fournir un signal de commutation; des moyens de commutation (24, 26) incorporés dans la puce de circuit intégré, dans la boucle de courant, et fonctionnant

sous la dépendance du signal de commutation des moyens logi-

ques de façon à ouvrir et à fermer la boucle de courant, pour qu'un premier courant puisse commencer à circuler dans la boucle de courant lorsque cette dernière est fermée, pour charger ou décharger ainsi la charge capacitive (28); et des moyens de linéarisation (21), connectés fonctionnellement aux moyens de commutation (24, 26), pour commander la valeur du premier courant de façon que la forme d'onde d'un second courant, passant par la partie inductive (22) et comprenant le premier courant, ait une première partie qui varie d'une

manière pratiquement linéaire en fonction du temps.

19. Circuit de charge/décharge selon la revendi-

cation 18, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de fixation de niveau (83), connectés à la boucle de

courant, pour fournir un troisième courant à la partie in-

ductive (22), d'une manière qui provoque un changement de la valeur du troisième courant s'opposant à un changement

rapide de la valeur du premier courant.

20. Procédé pour changer la tension d'une charge capacitive dans un circuit logique numérique, de façon à la faire passer d'une première tension représentant un premier état logique à une seconde tension représentant un second

état logique, pendant un intervalle de commutation prédéter-

miné, dans lequel la charge capacitive se trouve à l'exté-

rieur d'un circuit intégré et est branchée dans une boucle de courant de charge/décharge comprenant une partie inducti-

ve dont l'inductance peut produire un niveau de.bruit tran-

sitoire non négligeable, sous l'effet d'un courant de charge/ décharge qui provient de la charge capacitive et qui traverse cette partie inductive, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on établit, sur le circuit intégré, des moyens logiques (25) destinés à produire un signal de commutation, et des moyens de commutation (24, 26) qui sont connectés dans la boucle de charge/décharge, qui fonctionnent sous la dépendance du signal de commutation et qui ont pour but d'établir et d'interrompre le courant de charge/décharge; et on connecte fonctionnellement des moyens de commande de forme d'onde de courant (21) à la boucle de courant de charge/décharge, pour commander la forme d'onde du courant qui traverse la partie inductive (22) de la boucle de courant de charge/décharge, de façon que la pente de la forme d'onde

soit pratiquement constante pendant au moins une partie nota-

ble de l'intervalle de commutation prédéterminé, pour minimi-

ser ainsi le niveau de bruit transitoire qui est produit pen-

dant cette partie de l'intervalle de commutation.