FR2513466A1 - Circuit compense de blocage dans un systeme d'accentuation de signaux video - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN SYSTEME DE TRAITEMENT DE SIGNAUX VIDEO. SELON L'INVENTION, UN TELEVISEUR COMPREND UN MOYEN 65 POUR PRODUIRE UNE COMPOSANTE D'ACCENTUATION QUI EST COMBINEE A UN SIGNAL VIDEO POUR PRODUIRE UN SIGNAL VIDEO ACCENTUE, ET UN CIRCUIT DE REGLAGE 30, 40 REPONDANT AU SIGNAL VIDEO ACCENTUE PENDANT DES INTERVALLES PRESCRITS DE REGLAGE POUR CONTROLER AUTOMATIQUEMENT UN NIVEAU DE REFERENCE DU SIGNAL VIDEO. LA COMPOSANTE D'ACCENTUATION EST ATTENUEE 66 PENDANT LES INTERVALLES DE REGLAGE AFIN D'EMPECHER LE RESEAU DE REGLAGE DE REPONDRE A DES SIGNAUX PARASITES COMME LE BRUIT, QUI POURRAIENT ETRE AUGMENTES PAR LE GENERATEUR D'ACCENTUATION ET DEFORMER LA TENSION DE REGLAGE A LA SORTIE DU CIRCUIT; DANS UN SYSTEME OU LE CIRCUIT DE REGLAGE EST AGENCE EN BOUCLE DE CONTRE-REACTION AVEC UN GENERATEUR D'ACCENTUATION QUI COMPREND UNE LIGNE A RETARD, UNE TELLE ATTENUATION SERT EGALEMENT A STABILISER LA BOUCLE CONTRE UNE OSCILLATION. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT A LA TELEVISION EN COULEUR.

Description

La présente invention concerne un circuit de blocage qui fonctionne par

rapport à un circuit de traitement de signaux vidéo comprenant un moyen pour accentuer le

signal vidéo et qui est stabilisé vis-à-vis des oscillations.

On sait que la réponse d'un système de traitement de signaux vidéo, comme on en trouve dans un téléviseur, peut être améliorée de façon subjective en augmentant la pente ou "raideur" des transitions d'amplitude du signal vidéo, afin d'augmenter ainsi efficacement la réponse à haute fréquence du système De ce point de vue, la réponse du signal vidéo peut être améliorée en produisant une

"pré-oscillation" du signal immédiatement avant une transi-

tion d'amplitude et une "suroscillation" du signal immédiate-

ment après la transition d'amplitude, afin que les transi-

tions d'amplitude du noir au blanc et du blanc au noir soient accentuées Ce résultat est couramment obtenu en développant une composante de signal d'accentuation qui est ajoutée au signal vidéo afin de produire un signal vidéo accentué avec des transitions accentuées d'amplitude Un agencement pour développer un tel signal vidéo accentué en réponse à une composante de signal d'accentuation comprend souvent un élément réactif comme cela est montré, par exemple, dans une demande de brevet U S en cours NO 255 982 au nom de W E Harlan, intitulée "SELF-LIMITING

VIDEO SIGNAL PEAKING CIRCUIT".

Un système de traitement de signaux de télévision nécessite typiquement un circuit de blocage à restauration du courant continu pour contrôler automatiquement un niveau de référence en courant continu du signal vidéo Quand le circuit de blocage est agencé dans une boucle de contrôle ou réglage en contre-réaction par rapport aux circuits qui produisent la composante d'accentuation, le circuit de

réglage doit être conçu pour empêcher la boucle en contre-

réaction d'osciller, en particulier quand les circuits d'ac-

centuation contiennent des éléments réactifs et présentent un gain important du signal L'oscillation de la boucle de réglage en contreréaction peut déformer le signal de réglage à la sortie du réseau de réglage et peut rendre le circuit de réglage inefficace pour son usage voulu De plus, une telle oscillation produit des signaux non voulus qui peuvent interférer avec d'autres circuits de traitement de

signaux dans le système.

L'oscillation de la boucle de réglage peut être empêchée en concevant la boucle de réglage de façon que son gain en courant alternatif et son déphasage soient incapables d'entretenir l'oscillation Par exemple, la probabilité d'une oscillation peut être diminuée en employant des réseaux supplémentaires de dérivation de signaux en courant alternatif (par exemple comprenant des condensateurs de filtrage) ou autres formes de réseaux sélecteurs de fréquence et limitant la largeur de bande en conjonction avec la boucle de réglage Cependant, de tels réseaux supplémentaires ajoutent trop au prix du réseau de réglage, et comprennent typiquement des composants réactifs qui ne sont pas souhaitables quand le circuit de réglage est destiné à être formé en un circuit intégré car les composants réactifs sont difficiles ou peu pratiques à intégrer Bien que l'on connaisse des condensateurs de filtrage en circuit intégré, ils occupent une trop grande quantité de la surface du circuit intégré De même, des réseaux distincts employés en conjonction avec un circuit intégré de réglage doivent être couplés par une ou plusieurs bornes externes du circuit intégré, lesquelles sont en un

nombre limité.

Le circuit de réglage révélé ici est particulière-

ment utile dans un téléviseur comprenant un réseau pour régler automatiquement le niveau de référence du noir d'un signal vidéo accentué Le signal vidéo accentué est développé en combinant un signal vidéo à une composante d'accentuation produite par un circuit d'accentuation autour duquel est couplée la boucle de contre-réaction du circuit de réglage La boucle de réglage est empêchée d'osciller en atténuant la composante d'accentuation pendant les intervalles de réglage quand le réseau de réglage fonctionne pour

détecter et régler le niveau de référence du signal vidéo.

En plus de stabiliser la boucle de réglage, l'atténuation de la composante d'accentuation pendant les intervalles de réglage sert également avantageusement à empêcher le réseau de réglage de répondre à des signaux parasites accentués à haute fréquence comprenant le bruit, qui autrement seraient détectés par le réseau de réglage et produiraient un signal

de réglage déformé de sortie.

Un réseau de réglage selon l'invention peut être formé en un circuit intégré en grande partie, sans nécessiter de réseauxsupplémentaire réactif de by-pass ou dérivation de signaux ou de limitation de largeur de bande dans le but de diminuer la probabilité d'une oscillation

de la boucle de réglage.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 montre un schéma d'une partie d'un téléviseur couleur, partiellement sous forme de schémabloc et partiellement sous forme schématique, o est incorporé un mode de réalisation de l'invention; et les figures 2 et 3 montrent des détais de

circuit des parties de l'agencement de la figure 1.

Sur la figure 1, les signaux de chrominance fournis par une source 10 et les signaux de luminance fournis par

une source 15 sont dérivés d'un signal composite de télé-

vision en couleur, d'une façon connue, au moyen d'un réseau approprié de filtrage qui sépare les composantes de chrominance et de luminance du signal de télévision En particulier, le réseau de filtrage sert à atténuer la composante de chrominance, comprenant une composante de salve ou de synchronisation de la sous-porteuse de

chrominance de référence qui se présente pendant l'inter-

valle appelé de "palier arrière" de chaque intervalle d'effacement horizontal de l'image, dans le signal de

luminance tel qu'appliqué par la source 15.

Les signaux de chrominance de la source 10 sont appliqués à un dispositif 12 de traitement des signaux de chrominance pour développer des signaux de différence de

couleurs R-Y, G-Y et B-Y.

Les signaux de luminance à la sortie de la source 15 sont couplés par un transistor 18 en émetteur-suiveur, une résistance 20,etun condensateur de couplage de signaux en courant alternatif 22, à un réseau 25 de traitement de signaux de luminance, comprenant des circuits d'accentuation de signaux vidéo comme on le décrira Les signaux accentués de luminance à la sortie du réseau 25, apparaissant à un noeud A, sont couplés par un amplificateur à gain réglé 30 et un réseau de couplage de signaux 32, à un amplificateur

en matrice 35 La matrice 35 combine les signaux de diffé-

rence de couleurs au signal accentué de luminance (Y) pour produire des signaux de sortie représentatifs de l'image en couleur R, G et B. L'amplificateur 30 comprend un amplificateur différentiel dont le gain est réglé en réponse aux tensions différentielles de réglage du gain V 1 et V 2 Ces tensions de réglage sont dérivées d'un réseau 40 de réglage du gain selon l'ajustement d'un potentiomètre 42 de réglage du gain activement associé au réseau 40 Un réseau de polarisation 44 sert à établir la polarisation en courant continu du réseau 40 de réglage du gain Le réseau 40 applique de plus

une tension V 3 de compensation du courant continu à l'ampli-

ficateur 30, pour maintenir le niveau de sortie en courant continu de l'amplificateur 30 sensiblement constant tandis que le gain de l'amplificateur 30 est réglé en réponse aux tensions V 1 et V 2 Le réseau 40 de réglage du gain est décrit en plus de détail dans la demande de brevet U S. NO 296 865 au nom de L A Harwood et autres, intitulée

"CIRCUIT FOR LINEARLY GAIN CONTROLLING A DIFFERENTIAL

AMPLIFIER".

Le signal de luminance fourni par la source 15, et tel que développé au noeud A, comprend des intervalles périodiques d'image horizontale séparés par des intervalles d'effacement de l'image Chaque intervalle d'effacement

horizontal comprend un intervalle d'impulsionsde synchroni-

sation horizontale et un intervalle de référence (c'est-à-

dire l'intervalle appelé de "palier arrière") pendant lequel se présente un niveau de référence du noir du signal vidéo Le niveau de référence du noir du signal de luminance traité par l'amplificateur 30 est maintenu à une valeur souhaitée au moyen d'un réseau de blocage du niveau du noir comprenant un comparateur 50 ayant un réseau formant porte de sortie associé 55, une résistance 58,etun condensateur de couplage en courant alternatif d'entrée 22 qui sert à stocker une tension de réglage de sortie développée par le

comparateur 50.

Le comparateur 50 est mis en fonctionnement en réponse au signal de temporisation VK Quand il fonctionne, le comparateur 50 compare le niveau de référence du noir du signal accentué de luminance qui apparait au noeud A, à

une tension de référence VR dérivée de la source de polari-

sation 44 La tension de réglage à la sortie du compara-

teur 50 est représentative de la différence entre le niveau de référence du noir du signal de luminance et la tension de référence VR La porte 55 est également conductrice pendant les intervalles de référence du niveau du noir du signal de luminance en réponse au signal VK pour être conductrice de la tension de réglage par la résistance 58 et une ligne à retard 60 vers le condensateur de couplage de courant alternatif d'entrée 22, qui stocke la tension de réglage La tension de réglage présente une grandeur et un sens tendant à modifier le niveau de référence du noir du signal de luminance afin que la différence entre le niveau de référence du noir et la tension de référence, VR, détectée par le comparateur 50, soit réduite Par cette action de réglage en boucle fermée, le niveau de référence

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du noir du signal de luminance est maintenu à une valeur souhaitée Une information supplémentaire concernant la structure et le fonctionnement du réseau décrit de réglage du niveau de référence du noir comprenant le comparateur 50 peut être trouvée dans la demande de brevet U S NI 296 864 de R L Shanley, II, et autres, intitulée "SIGNAL GAIN

CONTROL WITH DC COMPENSATION".

La ligne à retard 60 sert à équilibrer le temps de transition du signal de luminance par rapport aux signaux de chrominance afin que les signaux de luminance et de chrominance soient appliqués à la matrice 35 en bonne relation dans le temps La ligne à retard 60 est un dispositif à phase linéaire sur large bande sur toute la largeur de la bande du signal de luminance de l'ordre de 4,0 M Hz, et elle coopère également avec les circuits dans

un réseau d'accentuation horizontale d'entrée différen-

tielle couplé en courant continu 65 pour produire une composante de signal d'accentuation horizontale, comme on le décrira en plus de détail en se référant au circuit de la figure 2 Les composantes de luminance sur large bande et en phase complémentaire, à la sortie d'un amplificateur 68 qui est couplé en courant continu à une borne de sortie de la ligne à retard, 60, sont combinées aux composantes d'accentuation horizontale en phase complémentaire à la sortie du réseau 65, dans un moyen de combinaison de signaux 70 Le signal accentué de luminance à la sortie du moyen de combinaison 70, comme cela est indiqué par la

forme d'onde au noeud A, comprend une composante de pré-

oscillation d'accentuation V Pl et une composante de sur-

oscillation d'accentuation Vp 2 pour accentuer les transi-

tions d'amplitude du signal de luminance.

Le trajet de couplage de signaux d'accentuation à la sortie du réseau d'accentuation 65 est inhibé au moyen d'un atténuateur 66, qui répond à un signal de commande d'INHIBITION D'ACCENTUATION VI qui contient les intervalles de référence du signal de luminance quand le comparateur 50

produit la tension de réglage du niveau du noir.

L'inhibition du trajet d'accentuation de cette façon sert à stabiliser la boucle de réglage en contre-réaction du niveau du noir, et empêche également le comparateur de répondre à des signaux parasites contenant du bruit, qui seraient autrement augmentés par le réseau d'accentuation et pourraient affecter de façon néfaste la tension de réglage développée par le comparateur Le signal VI d'inhibition d'accentuation se présente sur l'intervalle d'effacement horizontal du signal de luminance et, avec le signal de temporisation VK, il est produit au moyen d'un

réseau comprenant un générateur 72 de signaux de tempori-

sation et un décodeur 74 Le générateur de signaux 72 répond aux signaux de synchronisation horizontale (sync) dérivéi du signal de luminance, et aux signaux d'effacement horizontal et d'effacement vertical dérivés des circuits de déviation du téléviseur, d'une façon connue Un signal composite de temporisation à la sortie du générateur de signaux 72 est décodé par le décodeur 74 pour produire des signaux de temporisation de sortie VI et VK Comme le montrent les formes d'onde, le signal de temporisation VI se présente sur l'intervalle d'effacement horizontal T. et le signal de temporisation VK se produit pendant un intervalle T correspondant à la partie de "palier arrière" de l'intervalle d'effacement horizontal L'agencement du générateur 72 de signaux de temporisation et du décodeur 74 peut être du type indiqué dans le brevet U S NI 4 263 610

au nom de R L Shanley, II, par exemple.

Par rapport à cette caractéristique du réseau révélé de réglage, il faut noter que le réseau de réglage comprend deux trajets de contre-réaction Le premier trajet comprend le comparateur 50, la porte 55, la résistance 58, l'amplificateur 68 et le moyen de combinaison 70 Le second it decntreracbon omprendle comparateur 50, la porte 55, la résistance 58, la ligne à retard 60, le réseau d'accentuation 65 et le moyen de combinaison 70 Dans cet exemple, le comparateur 50 présente un gain de l'ordre de dix et le réseau d'accentuation 65 présente un gain de l'ordre de huit, et la seconde boucle de contre-réaction

présente un gain élevé de l'ordre de quatre-vingt.

L'inclusion de la ligne à retard 60, dispositif réactif,

dans la seconde boucle de réglage augmente de façon impor-

tante la probabilité que la seconde boucle de réglage

deviendra instable et oscillera à une certaine fréquence.

Plus particulièrement, la ligne à retard 60 est un dispositif à phase linéaire qui présente un déphasage qui augmente linéairement avec l'augmentation des fréquences du signal sur toute la largeur de bande du signal de luminance La seconde boucle de réglage peut osciller si le gain de la boucle et le déphasage de la boucle sont suffisants pour entretenir l'oscillation à une certaine fréquence du signal (ou plusieurs fréquences) quand le comparateur 50 et la porte 55 sont mis en fonctionnement et que la seconde boucle de réglage est fermée A titre d'exemple, l'oscillation peut se présenter à une certaine fréquence du signal quand le déphasage de la boucle est de l'ordre de zéro degré et que le gain en courant alternatif de la boucle est égal ou supérieur à l'unité Un déphasage de la boucle autre que zéro degré (comme 300 par rapport à un déphasage de O ) peut conduire à une oscillation si

le gain de la boucle est suffisamment important (c'est-à-

dire considérablement plus important que l'unité).

La seconde boucle de réglage présente un déphasage de l'ordre de 1800 aux basses fréquences Cependant, la seconde boucle de réglage peut être forcée à osciller à des hautes fréquences vidéo du fait du gain élevé de la seconde boucle de réglage en combinaison avec un déphasage supplémentaire de l'ordre de 1800, pouvant être attribué au déphasage associé à la ligne à retard 60 à une ou plusieurs hautes fréquences vidéo (comme entre 2 M Hz et M Hz) Les effets des capacités parasites contribuent également à la probabilité d'une oscillation aux hautes fréquences du signal Le signal oscillant développé par une boucle de réglage qui oscille déformera le signal de réglage à la sortie du comparateur 50 (le signal oscillant

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sera redressé dans la boucle de réglage), contaminera les autres signaux traités par le téléviseur et nuira au fonctionnement de tous lescircuits du téléviseur reposant sur le niveau de référence du noir du signal vidéo pour un bon fonctionnement. La seconde boucle de réglage est empêchée d'osciller en réduisant son gain en réponse au signal INHIBITION D'ACCENTUATION, d'une quantité suffisante pour empêcher une action de boucle en contre-réaction Plus particulièrement, dans ce cas, le trajet de couplage du signal d'accentuation à la sortie du réseau d'accentuation 65 ne peut être conducteur des signaux d'accentuation en réponse au signal

INHIBITION ACCENTUATION L'inhibition du signal d'accen-

tuation à la sortie du réseau 65, de cette façon, empêche également avantageusement le comparateur 50 de répondre aux signaux parasites qui seraient autrement augmentés par le réseau d'accentuation et déformeraient la tension de réglageà la sortie du comparateur 50 Ces signaux parasites augmentés comprennent le bruitaux hautesfréquences ainsi que

les composantes résiduelles de synchronisation de sous-

porteuse de chrominance qui peuvent être présentes pendant les intervalles de "palier arrière" d'effacement quand le comparateur fonctionnedu fait qu'il est difficile de filtrer totalement la composante de synchronisation de

sous-porteuse de chrominance Une information supplémen-

taire concernant cette caractéristique de l'agencement de réglage est révélée en se référant au circuit de la

figure 2 comme on le décrira.

La ligne à retard 60 présente une impédance négligeable en courant continu, et elle sert à coupler le signal de réglage du niveau du noir en courant continu du comparateur 50 et de la résistance 58 pour charger le condensateur de stockage 22 Ainsi, la tension stockée de réglage du niveau du noir est appliquée par la ligne à retard 60, à la fois au signal de luminance traité dans le trajet de traitement de signaux de luminance sur bande large du dispositif de traitement 25 par l'entrée de

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l'amplificateur 68, et au trajet de signaux d'accentuation par les entrées différentielles du réseau d'accentuation

horizontale 65.

Comme on le verra à la lecture de la description

du circuit de la figure 2, cet agencement garantit avanta- geusement que le niveau en courant continu du signal de luminance sur large bande à la sortie de l'amplificateur 60

et le niveau du courant continu de la composante d'accen-

tuation à la sortie du réseau 65 présentent des valeurs souhaitées quand ces signaux sont combinés dans le moyen de combinaison 70 Plus particulièrement, le niveau du noir du signal de luminance, déterminant le courant continu, est réglé, et le signal réglé de luminance est combiné à la composante d'accentuation, d'une façon qui réduit de façon importante la probabilité qu'un décalage non souhaité en courant continu puisse exister entre le signal de luminance sur large bande et la composante d'accentuation qui sont combinés En conséquence, la probabilité d'une erreur en courant continu dans le signal accentué de luminance et d'une erreur associée de la teneur de l'échelle des gris d'une image reproduite sont considérablement réduites De plus, la réponse souhaitée d'accentuation (c'est-à-dire accentuation symétrique) du signal accentué de luminance est préservée en réduisant le risque d'une erreur de décalage en courant continu qui autrement déformerait la réponse d'accentuation du signal (par

exemple en provoquant la production d'une réponse asymé-

trique d 'accentuation quand les signaux sur large bande et d'accentuation sont combinés avec une erreur de décalage

en courant continu).

L'agencement décrit de traitement de signaux de luminance et de réglage est couplé en courant continu de la sortie du condensateur de couplage 22 à l'entrée de la matrice 35 Le système ne nécessite avantageusement qu'un seul condensateur pour le couplage en courant alternatif et le stockage de la tension de réglage, c'est-à-dire le condensateur 22, et il nécessite un nombre minimum de il bornes externes quand l'agencement est fabriqué sous forme d'un circuit intégré De ce point de vue, il faut noter que l'agencement de la figure 1 peut facilement être construit sous forme de circuit intégré, à l'exception du condensateur 22, de la ligne à retard 60 et du potentio- mètre 42 de réglage du gain Dans un tel cas, deux bornes externes au circuit intégré seront requises pour coupler lesbornes d'entrée et de sortie de la ligne à retard 60 à l'amplificateur 68 et au réseau d'accentuation 65 L'une de ces bornes sera utilisepour coupler le condensateur 22 au circuit intégré En conséquence, l'agencement décrit utilise économiquement le nombre limité de bornes du circuit intégré dont on dispose pour des connexions externes. La figure 2 montre des détails du dispositif 25

de traitement de signaux de luminance.

Le signal de luminance sur large bande tel qu'appliqué à l'entrée de la ligne à retard 60 est couplé à une entrée d'un amplificateur différentiel qui comprend

des transistors 80 et 82 ( formant le réseau d'accentua-

tion 65 de la figure 1) par des transistors 75, 76 montés en émetteursuiveur et une résistance 78 Des signaux retardés de luminance à la sortie de la ligne à retard 60

sont couplés à une autre entrée de l'amplificateur diffé-

rentiel 80, 82, par des transistors 85, 86 montés en émetteur-suiveur et une résistance 88 Ainsi, la ligne à retard 60 est couplée entre les bases ou entrées des transistors 80 et 82 Le signal de luminance retardé et sur large bande à la sortie de la ligne à retard 60 est également appliqué par le transistor suiveur 85, à un amplificateur différentiel comprenant des transistors 90 et

92 (formant l'amplificateur 68 de la figure 1) L'amplifi-

cateur différentiel 90, 92 est incorporé dans un trajet de traitement de signaux de luminance sur large bande du dispositif de traitement de luminance 25, et l'amplificateur différentiel 80, 82 est incorporé dans un trajet

d'accentuation horizontale du dispositif de traitement 25.

La ligne à retard 60 produit un retard de l'ordre de 140 nanosecondes afin que la réponse de l'amplitude en

fonction de la fréquence du réseau d'accentuation horizon-

tale ait une réponse d'amplitude de crête à environ 1,8 M Hz.

Comme la sortie de la ligne à retard 60 se termine par la forte impédance d'entrée du transistor 85, la sortie de la ligne à retard est essentiellement non terminée par rapport à son impédance caractéristique, donc la ligne à retard

fonctionne en mode réfléchissant la tension avec un coeffi-

cient de réflexion de l'ordre de l'unité L'entrée de la ligne à retard 60 est terminée, dans son impédance

caractéristique, par la résistance 20 de la figure 1.

Un signal retardé de luminance est développé à la base ou entrée du transistor 80 Un signal de luminance et un signal de luminance réfléchi et deux fois retardé sont développés sous forme d'une somme, à l'entrée ou base du transistor 82 Les signaux développés aux bases des transistors 80 et 82 forcent l'amplificateur différentiel 80,

82 à développer des composantes de pré-oscillation et de sur-

oscillation du signal d'accentuation dans les circuits de

collecteur en phase complémentaire des transistors 80 et 82.

Un circuit comprenant des transistors 94 -97 forme le moyen de combinaison de signaux 70 Les transistors à

émetteurs couplés 94, 95 reçoivent la composante d'accentua-

tion du transistor 80, et les transistors à émetteurs couplés 96, 97 reçoivent la composante d'accentuation de phase

complémentaire, du transistor 82 La composante d'accentua-

tion du transistor 82 est combinée au signal de luminance sur large bande à la sortie du transistor 92, à un noeud B, et la composante d'accentuation à la sortie du transistor 80 est combinée au signal de luminance sur large bande à la sortie du transistor 90, à un noeud C En conséquence, les

signaux de luminance accentués horizontalement et mutuelle-

ment en complément de phase apparaissent aurnoeuc B et C. Une information supplémentaire concernant le fonctionnement d'un générateur de composante d'accentuation horizontale du type décrit (c'est-à-dire comprenant la ligne à retard 60 et l'amplificateur différentiel 80, 82) peut être trouvée dans la demande de brevet U S en cours ci-dessus

mentionnée NO 255 982, au nom de W E Harlan.

La grandeur de la composante d'accentuation peut être contrôlée en contrôlant la conduction des transistors 94, 97, par exemple au moyen de la tension de réglage d'accentuation Vp La tension de réglage Vp peut être dérivée d'un potentiomètre réglable à la main et commandé par le spectateur Alternativement, le réglage automatique d'accentuation peut être accompli en réponse à une tension de réglage dérivée comme cela est décrit dans la demande de

brevet U S ci-dessus mentionnée de W E Harlan.

Le trajet de couplage de signaux d'accentuation est inhibé, comme on l'a décrit en se référant à la figure 1,

en réponse à la tension de réglage d'inhibition d'accentua-

tion VI qui règle la conduction d'un transistor 98 Pendant les intervalles de réglage o le comparateur 50 fonctionne, le transistor 98 est non conducteur et une diode 99 est

conductrice, et donc tout le courant du signal d'accentua-

tion est conduit par les transistors 95 et 97 au lieu des transistors 94 et 96 En conséquence, aucun courant d'accentuation n'est additionné aux courants du signal vidéo aux noeuds B et C En d'autres temps, le transistor 98 est conducteur et la diode 99 est non conductrice, et les courants du signal d'accentuation sont conduits vers les noeuds B et C par les transistors 94 et 96 Le signal de réglage VI peut comprendre tout l'intervalle d'effacement horizontal de l'image comme on l'a décrit, ou bien seulement

la partie relativement plus petite de l'intervalle d'efface-

ment pendant laquelle le comparateur 50 fonctionne Dans ce dernier cas, cependant, il faut prendre soin de garantir que le trajet du couplage de signaux d'accentuation sera

inhibé pendant toute la durée de l'intervalle de fonction-

nement du comparateur pour être sûr que l'oscillation de la boucle ne se produira pas Ainsi, dans ce dernier cas, il peut être nécessaire de temporiser la présence du signal de réglage d'inhibition VI de façon qu'il se produise sur un intervalle qui recouvre légèrement le début et la fin de l'intervalle de réglage du comparateur pendant chaque

intervalle d'effacement horizontal.

Le niveau de référence du noir du signal de luminance sur large bande tel que traité par l'amplificateur , 92 et tel que développé aux noeuds de combinaison de signaux B et C, est établi en réponse à la tension deréglage à la sortie du comparateur 50 stockée au condensateur 22 Cette tension de réglage du niveau du noir est appliquée à la base ou entrée du transistor 90 par le

transistor suiveur 85.

La tension de réglage du niveau du noir est également appliquée aux bases ou entrées des transistors amplificateurs différentiels d'accentuation 80 et 82 par

des premier et second trajets symétriques de couplage.

Le premier trajet de couplage comprend les transistors 85, 86 en émetteursuiveur et la résistance 88, pour coupler la tension de réglage à la base du transistor 80 Le second trajet de couplage comprend les transistors 75, 76 en émetteur-suiveur, la résistance 78 et la ligne à retard 60 pour coupler la tension de réglage à la base du transistor 82 De ce point de vue, il faut noter que la ligne à retard 60 présente une impédance négligeable en courant continu En conséquence, les tensions continues aux bases des transistors suiveurs 75 et 85, et ainsi les tensions continues différentielles aux bases ou entrées des transistors amplificateurs d'accentuation 80 et 82, sont sensiblement égales et se suivent avec les changements du niveau de la tension de réglage de référence du noir à la

sortie du comparateur 50.

Les tensions continues aux bases des transistors et 82 sont sensiblement égales La caractéristique de rejet en mode commun de l'amplificateur différentiel 80, 82 empoche avantageusement l'amplificateur 80, 82 de répondre aux signaux d'entrée en mode commun, comprenant des variations égales de tension de base en courant continu qui sont provoquées par les variations du signal de réglage du 3466 niveau du noir Ainsi, la tension variable de réglage du niveau du noir ne perturbe pas la valeur souhaitée en courant continu de la composante d'accentuation produite par l'amplificateur 80, 82 Par suite, le signal accentué de luminance résultant de l'addition du signal d'accentua- tion et du signal de luminance a un bon niveau en courant continu De ce point de vue, il faut noter que la composante d'accentuation doit de préférence avoir une valeur en courant continu qui est nulle Cela est obtenu dans l'agencement décrit au moyen du rejet d'entrée en mode commun de l'amplificateur d'accentuation 80, 82)au moyen du couplage d'entrée en courant alternatif par le condensateur 22 (qui sert également avantageusement à stocker la tension de réglage du niveau du noir), et au moyen des trajets symétriques de couplage entre la ligne

à retard 60 et les entrées différentielles de l'amplifi-

cateur 80, 82.

L'agencement décrit de réglage du niveau du noir offre un avantage supplémentaire quand, comme dans le cas présent, lescircuitsd'entrée de l'amplificateur 68 et du générateur 65 de signaux d'accentuation comprennent des amplificateurs différentiels d'entrée,-comme cela est décrit en plus de détail dans la demande de brevet U S. No 304 346 au nom de L A Harwood et autres, intitulée

"CLAMPING ARRANGEMENT FOR A VIDEO SIGNAL PEAKING SYSTEM".

La figure 3 montre des détails supplémentaires de l'amplificateur 30 et du réseau 40 de réglage du gain de

la figure 1.

Sur la figure 3, les signaux accentués de luminance en phase complémentaire aux noeuds B et C de la figure 2 sont appliqués à un réseau 110 qui comprend des transistors d'entrée à base commune 100 et 102 qui reçoivent les signaux de luminance des noeuds B et C et qui appliquent ces signaux aux transistors différentiellement connectés 112 et 114, respectivement Un signal accentué de luminance à une seule phase est développé dans le circuit de sortie de collecteur du transistor 112, et il est couplé par le transistor 118, la résistance 121 et le transistor 123 en émetteur-suiveur,à un transistor 130 incorporé dans

l'amplificateur 30.

L'amplificateur 30 comprend des transistors 132 et 134 différentiellement connectés Le transistor 130 sert de source de courant pour les transistors 132 et 134 avec une résistance d'émetteur 138, et il applique le signal de luminance à amplifier ainsi que le courant de polarisation de fonctionnement, aux transistors amplificateurs 132 et 134 Les signaux amplifiés et accentués de luminance sont développés dans une résistance de charge de collecteur 139 et sont appliqués au réseau de couplage de signaux de luminance 32 de la figure 1 Les gains des transistors amplificateurs 132, 134 sont différentiellement réglés en réponse aux tensions différentielles de réglage du gain V 1 et V 2 produites par le circuit 40 de réglage du gain comme on le décrira Une tension continue de compensation V 3 également produite par le circuit 40, est appliquée au collecteur ou sortie du transistor 134 pour maintenir la tension et le courant permanents et continus de collecteur du transistor 134 sensiblement constants tandis que le

gain des transistors amplificateurs 132 et 134 est réglé.

Le circuit de réglage du gain 40 comprend lin

répartiteur de courant différentiellement connecté compre-

nant un transistor 142 et un transistor connecté en diode 144 Des réseaux symétriques de polarisation comprenant une résistance 145 et une source de courant 146, et une

résistance 148 et une source de courant 149, sont respecti-

vement associés au transistor 142 et au transistor 144

connecté en diode On fait varier les tensions différen-

tielles de réglage du gain V 1 et V 2 en faisant varier la conduction de la source de courant 146 en réponse à l'ajustement du potentiomètre 42 de réglage du gain La polarisation du circuit de réglage du gain 40 est fonction du courant continu d'alimentation quiestfourni au transistor 142 et à la diode 144 par une source de courant comprenant

un transistor 150 et une résistance associée d'émetteur 152.

-3466

Le transistor 150 est polarisé par une tension stable et continue de référence VR qui est dérivée de la source de

polarisation 44 de la figure 1.

La compensation décrite en courant continu de l'amplificateur 30, par laquelle le niveau en courant

continu à la sortie de l'amplificateur 30 reste sensible-

ment constant tandis que le gain de l'amplificateur 30 est réglé, est maintenue tant que les courants de polarisation produits par la source de courant 130 de l'amplificateur 30 et par la source de courant 150 du circuit de réglage du gain 40 présentent une relation prédéterminée (dans ce cas, l'égalité) Cette relation est maintenueau moyen de la boucle de réglage qui comprend le comparateur 50, qui sert également à établir le niveau de référence du noir du signal vidéo comme on l'a précédemment noté. Plus particulièrement, pendant chaque intervalle de référence du noir, le comparateur 50 détecte et compare les tensions continues développées dans les résistances respectives d'émetteur 138 et 152 des transistors 130 et formant sources de courant Comme on peut le voir par

la description des figures 1 et 2, la tension de réglage

à la sortie du comparateur 50 est représentative de la différence entre ces tensions détectées, et on l'utilise pour modifier la charge au condensateur de stockage 22 afin de réduire la différence entre ces tensions Ainsi, la boucle de réglage comprenant le comparateur 50 sert également à équilibrer sensiblement les courants continus de polarisation produits par les transistors 130 et 150 formant sources de courant afin que la compensation souhaitée du courant continu de l'amplificateur à gain réglé 30 soit préservée, comme cela est décrit en plus de détail dans la demande de brevet U S NO 296 864 au nom

de R L Shanley, II et autres, ci-dessus mentionné.

Claims (11)

R E V E N D I C A T I 0 N S

1. Système de traitement de signaux vidéo, du type comprenant: une source ( 15) de signaux vidéo comprenant des intervalles de l'image et des intervalles d'effacement comportant un intervalle de référence contenant un niveau de référence; caractérisé par un trajet de traitement de signaux vidéo ( 25), comprenant un moyen ( 65) répondant auxdits signaux vidéo pour produire une composante d'accentuation à une sortie, et un moyen ( 70) pour combiner ladite compose d'accentuation audit signal vidéo afin de produire un signal vidéo accentué; un réseau de réglage ( 50) répondant audit signal vidéo accentué pendant lesdits intervalles de référence et

couplé audit trajet de signaux vidéo pour maintenir auto-

matiquement une condition souhaitée du niveau de référence de signaux vidéo traités par ledit trajet vidéo; et un moyen ( 66) pour atténuer le signal à la sortie du moyen d'accentuation pendant lesdits intervalles de référence.

2 Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le réseau de réglage précité est agencé en boucle de réglage en contreréaction avec le trajet de traitement

de signaux vidéo et le moyen générateur d'accentuation.

3. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen d'atténuation ( 66) inhibe la composante

d'accentuation à la sortie du moyen générateur d'accentua-

tion pendant l'intervalle d'effacement comprenant l'inter-

valle de référence du signal vidéo.

4. Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen générateur d'accentuation comprend une

ligne à retard de signaux vidéo ( 60).

5. Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que la ligne à retard ( 60) est couplée entre la source ( 15) de signaux vidéo et les entrées du trajet vidéo

( 25) et le réseau d'accentuation.

6. Système selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'un condensateur ( 22) couple, en courant alternatif, les signaux vidéo de la source ( 15) aux entrées du trajet vidéo ( 25) et au réseau d'accentuation; et le moyen générateur d'accentuation comprend une ligne à retard de signaux vidéo ( 60) couplée entre la sortie du condensateur de couplage ( 22) et les entrées du trajet vidéo et un

réseau d'accentuation ( 65).

7. Système selon la revendication 6, caractérisé par un moyen ( 22) pour stocker une tension de réglage de sortie développée par le réseau de réglage afin de maintenir une condition souhaitée du niveau de référence

du signal vidéo.

8. Système selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen de stockage ( 22) comprend le condensateur

de couplage en courant alternatif.

9. Système selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen d'atténuation ( 66) inhibe totalement la composante d'accentuation à la sortie du moyen générateur d'accentuation pendant les intervalles de référence du

signal vidéo.

10. Système selon l'une quelconque des

revendications 7 ou 8, caractérisé en ce que:

le réseau de réglage comprend un comparateur ( 50) servant, pendant les intervalles de référence, à comparer le niveau de référence à une tension de référence pour développer une tension de réglage de sortie représentative de la différence entre le niveau de référence et la tension de référence; et la tension de réglage est couplée au moyen de stockage pour modifier la charge ainsi stockée dans une

direction tendant à réduire la différence.

11 Système selon la revendication 10, caractérisé par: un amplificateur ( 30) répondant au signal vidéo accentué et ayant un moyen associé de polarisation ( 44) pour établir la polarisation en courant continu dudit moyen amplificateur, ladite polarisation dudit moyen amplificateur étant fonction du niveau de référence du signal vidéo; un circuit de réglage du gain ( 40) ayant un moyen associé de polarisation pour établir la polarisation en courant continu du circuit de réglage du gain, ledit circuit de réglage du gain produisant un signal de réglage du gain pour régler le gain du signal de l'amplificateur et produisant également un signal de compensation en courant continu pour ledit amplificateur, de façon que le niveau de sortie en courant continu dudit amplificateur soit compensé pour rester sensiblement constant tandis que le gain dudit amplificateur est réglé en réponse au signal de réglage du gain; ledit comparateur ( 50) compare une tension représentative de la polarisation en courant continu dudit amplificateur pendant des intervalles de référence du signal vidéo, à une tension de référence représentative de la polarisation en courant continu du circuit de réglage

du gain.