FR2499783A1 - Power control circuit for DC supply - includes transistor cutting current periodically to primary of transformer with winding to base, led and phototransistor providing feedback - Google Patents
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Abstract
Description
ALIMENTATION A DECOUPAGE REGULEE
La présente invention se rapporte aux alimentations à découpage régulées qui permettent d'obtenir par hachage d'une tension continue d'entrée, une tension de sortie régulée en amplitude dans une large gamme de la tension d'entrée, d'une part, et de la puissance débitée en sortie, d'autre part. La technique du découpage permet de limiter les pertes à un stricte minimum. On économise ainsi une énergie importante ce qui est précieux dans toutes les applications.REGULATED CUT-OFF POWER
The present invention relates to regulated switching power supplies which make it possible to obtain, by chopping a direct input voltage, an output voltage regulated in amplitude in a wide range of the input voltage, on the one hand, and of the power output, on the other hand. The cutting technique makes it possible to limit losses to a strict minimum. This saves significant energy, which is precious in all applications.
De telles alimentations sont connues et ont -été décrites notamment dans la demande de brevet français NO 76 08 933 déposée par la demanderesse le 26 mars 1976 sous le titre "Alimentation à découpage avec régulation de tension". Such power supplies are known and have been described in particular in French patent application NO 76 08 933 filed by the applicant on March 26, 1976 under the title "Switching power supply with voltage regulation".
Si le principé d'une telle alimentation est simple, on a été conduit pour améliorer les performances, à faire des réalisations comportant un nombre très élevé de circuits réalisant chacun des fonctions annexes. Les alimentations ainsi obtenues sont très compliquées et par conséquent coûteuses. If the principle of such a power supply is simple, we have been led to improve performance, to make embodiments comprising a very high number of circuits performing each of the additional functions. The power supplies thus obtained are very complicated and therefore expensive.
De plus la plupart de ces alimentations fonctionnent à fréquence sinon fixe, tout au moins faiblement variable. Ceci veut dire que pour obtenir la régulation souhaitée on est amené, notamment lorsque la puissance demandée à l'alimentation est très faible, à utiliser des temps de commutation extrêmement courts pendant lesquels l'énergie est prélevée sur le réseau d'alimentation. En fait on constate qu'avec un tel système on arrive très rapidement aux limites des capacités de commutation des transistors de puissance nécessaires. In addition, most of these power supplies operate at frequency if not fixed, at least slightly variable. This means that in order to obtain the desired regulation, it is necessary, in particular when the power demanded from the supply is very low, to use extremely short switching times during which the energy is taken from the supply network. In fact, it can be seen that with such a system one very quickly reaches the limits of the switching capacities of the necessary power transistors.
Or dans certaines applications, telles que des terminaux téléphoniques, il est nécessaire d'avoir un dispositif en état de veille permanente et donc consommant une énergie la plus faible possible alors que l'énergie prélevée par ce dispositif aux instants, relativement rares, où il est en fonctionnement sera beaucoup plus important. La dynamique de l'alimentation destinée à alimenter ces dispositifs doit donc être très grande et il ne saurait être question en raison de cette veille permanente d'utiliser une charge passive pour consommer en pure perte un minimum de puissance destinée à obtenir un fonctionnement correct de l'alimen tation. However, in certain applications, such as telephone terminals, it is necessary to have a device in a permanent standby state and therefore consuming the lowest possible energy while the energy taken up by this device at relatively rare moments, where it is in operation will be much more important. The dynamic range of the power supply intended to supply these devices must therefore be very large and there can be no question because of this permanent watch of using a passive charge to consume in pure loss a minimum of power intended to obtain correct operation of food.
Pour obtenir à la fois une simplicité de réalisation et une grande dynamique de fonctionnement, I'invention propose une alimentation à découpage régulée, du type comprenant une source de tension continue pour alimenter un premier bobinage et un transistor hacheur, des moyens de commande pour débloquer périodiquement le transistor hacheur par l'intermédiaire d'un deuxième bobinage couplé magnétiquement au premier pour alimenter la base du transistor hacheur par une tension de réaction, des moyens pour prélever l'énergie emmagasinée dans le premier bobinage et délivrer une tension de sortie, et des moyens de régulation pour mesurer la tension de sortie et régler les moyens de commande pour maintenir cette tension constante, principalement caractérisée en ce que ces moyens de commande comprennent un condensateur chargé à partir de la source de tension continue par au moins une première résistance et relié à la base du transistor hacheur par au moins le deuxième bobinage en série avec une deuxième résistance ; la charge du condensateur déterminant le déblocage du transistor hacheur et la limitation du courant de base de celui-ci par la deuxième résistance déterminant son blocage. To obtain both simplicity of construction and great operating dynamics, the invention provides a regulated switching power supply, of the type comprising a DC voltage source for supplying a first winding and a chopping transistor, control means for unlocking periodically the chopping transistor by means of a second winding magnetically coupled to the first to supply the base of the chopping transistor with a reaction voltage, means for taking the energy stored in the first winding and delivering an output voltage, and regulating means for measuring the output voltage and regulating the control means to maintain this constant voltage, mainly characterized in that these control means comprise a capacitor charged from the DC voltage source by at least a first resistor and connected to the base of the chopping transistor by at least the second winding in series with a second resistance; the charge of the capacitor determining the unblocking of the chopping transistor and the limitation of the base current thereof by the second resistor determining its blocking.
D'autres particularités et avantages de l'invention apparaitront clairement dans la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures annexées parmi lesquelles:
- la figure 1 représente le schéma d'une alimentation selon l'invention ; et
- la figure 2 représente les graphiques des tensions et courants dans cette alimentation.Other features and advantages of the invention will appear clearly in the following description presented by way of nonlimiting example and made with reference to the appended figures among which:
- Figure 1 shows the diagram of a power supply according to the invention; and
- Figure 2 shows the graphs of the voltages and currents in this supply.
Dans ltexemple de réalisation représenté sur la figure 1, une source de tension continue non régulée non représentée sur la figure alimente par ses bornes plus et moins un primaire LP d'un transformateur mis en série avec un transistor de puissance Q1 du type NPN. Le collecteur du transistor est relié au primaire et son émetteur à la borne négative. In the exemplary embodiment shown in FIG. 1, an unregulated direct voltage source not shown in the figure supplies via its plus and minus terminals a primary LP of a transformer put in series with a power transistor Q1 of the NPN type. The collector of the transistor is connected to the primary and its emitter to the negative terminal.
Entre ce collecteur et cet émetteur on trouve une cellule d'amortissement et de protection formée d'un condensateur C4 de 10 nanofarads en série avec une résistance R6 de 3,9 Kohms. Between this collector and this transmitter there is a damping and protection cell formed by a capacitor C4 of 10 nanofarads in series with a resistance R6 of 3.9 Kohms.
Un secondaire ER du transformateur alimente la base du transistor
QI par l'intermédiaire d'une résistance ajustable RI de 470 ohms. Cette base est par ailleurs reliée à la borne négative par une résistance R2 de 390 ohms.A secondary ER of the transformer supplies the base of the transistor
IQ via an adjustable resistance RI of 470 ohms. This base is also connected to the negative terminal by an R2 resistor of 390 ohms.
L'autre extrémité du secondaire ER est reliée à la borne positive par l'intermédiaire de trois résistances R3 de 1000 ohms, R5 de IS
Kohms, et R4 de 3,3 Kohms, toutes en série.The other end of the secondary ER is connected to the positive terminal via three resistors R3 of 1000 ohms, R5 of IS
Kohms, and R4 of 3.3 Kohms, all in series.
Une diode CRI en parallèle avec un condensateur Cl et dont la cathode est reliée à une extrémité du secondaire ER shunte la résistance
R3.A CRI diode in parallel with a capacitor Cl and whose cathode is connected to one end of the secondary ER shunts the resistor
R3.
Un condensateur C2 de 0,2 microfarad, relie le point commun à R5,
R3, et l'anode de CR1, au pôle négatif.A capacitor C2 of 0.2 microfarad, connects the common point to R5,
R3, and the anode of CR1, at the negative pole.
Pour décrire le fonctionnement nous partons d'un état où le transistor Ql est bloqué, sous l'effet de la charge négative du condensateur C2 qui est appliquée sur la base de Ql par l'intermédiaire de R3,
ER et RI. To describe the operation, we start from a state where the transistor Ql is blocked, under the effect of the negative charge of the capacitor C2 which is applied to the base of Ql via R3,
ER and RI.
Ce condensateur C2, après s'être déchargé, notamment par l'intermédiaire de la résistance R2 qui boucle le circuit d'alimentation de la base sur l'autre borne du condensateur CZ se charge à partir de la borne positive par l'intermédiaire des résistances R4 et R5. La tension positive qui se développe ainsi à ses bornes est appliquée par la diode CRI en série avec le secondaire ER et la résistance R I, à la base du transistor
Q1. L'évolution de cette tension est représentée sur la figure 2 par le diagramme VC2.This capacitor C2, after being discharged, in particular via the resistor R2 which loops the power supply circuit of the base on the other terminal of the capacitor CZ is charged from the positive terminal via the resistors R4 and R5. The positive voltage which thus develops across its terminals is applied by the diode CRI in series with the secondary ER and the resistor RI, at the base of the transistor
Q1. The evolution of this voltage is represented in FIG. 2 by the diagram VC2.
Lorsque cette tension atteint la valeur VO correspondant à la tension de seuil du transistor QI, celui-ci se débloque et met donc en conduction le primaire LP. Sous l'effet du courant qui se met alors à circuler dans le primaire, une tension se développe dans le secondaire
ER, lequel est bobiné de telle manière que la tension ainsi induite soit en réaction positive sur la base du transistor QI. Cette réaction tend à augmenter le courant dans le transistor et celui-ci se sature extrêmement rapidement, la tension à ses bornes passant de la valeur d'alimentation V+ à une valeur nulle à l'instant TO ainsi que représenté sur le diagramme VCQI. When this voltage reaches the value VO corresponding to the threshold voltage of the transistor QI, the latter is turned on and therefore turns on the primary LP. Under the effect of the current which then begins to circulate in the primary, a tension develops in the secondary
ER, which is wound in such a way that the voltage thus induced is in positive reaction on the basis of the transistor QI. This reaction tends to increase the current in the transistor and it becomes saturated extremely quickly, the voltage across its terminals passing from the supply value V + to a value zero at the time TO as shown in the diagram VCQI.
Etant donné le sens des tensions la diode CRI court-circuite la résistance R3 et à cet instant TO le condensateur C2, qui est presque déchargé, offre une impédance quasi nulle. L'intensité dans la base du transistor Q1 est donc maximum à cet instant et lirnitée par la résistance R1 à une valeur non destructive pour le transistor. Given the direction of the voltages the CRI diode short-circuits the resistor R3 and at this instant TO the capacitor C2, which is almost discharged, offers an almost zero impedance. The intensity in the base of the transistor Q1 is therefore maximum at this instant and limited by the resistance R1 to a non-destructive value for the transistor.
Le courant dans le transistor Qi, croît donc alors linéairement puisqu'il correspond au courant dans le primaire LP qui est alimenté à tension constante. Ce courant est représenté sur le diagramme ICQI. The current in the transistor Qi, therefore increases linearly since it corresponds to the current in the primary LP which is supplied at constant voltage. This current is represented on the ICQI diagram.
La tension sur la base du transistor Q1, qui est représentée sur le diagramme VBQ1, décroît légèrement en raison de la charge du condensateur C2 par le secondaire ER jusqu'à une valeur négative V4. Cette charge est rapide puisqu'elle se fait par la résistance R1 et la diode CRI qui est alors passante. The voltage on the base of transistor Q1, which is represented on the diagram VBQ1, decreases slightly due to the charge of the capacitor C2 by the secondary ER until a negative value V4. This charge is rapid since it is done by the resistor R1 and the diode CRI which is then on.
Lorsque le courant dans le primaire atteint la valeur déterminée par la résistance R1 et le gain du transistor Qi, il cesse de croître. Ceci entraîne une annulation de la variation de flux magnétique dans le transformateur et donc une inversion des tensions aux bornes du primaire
LP et du secondaire ER à l'instant tl représenté sur les diagrammes.When the current in the primary reaches the value determined by the resistor R1 and the gain of the transistor Qi, it stops growing. This results in a cancellation of the variation in magnetic flux in the transformer and therefore an inversion of the voltages across the terminals of the primary
LP and secondary ER at the time tl represented on the diagrams.
La tension de base du transistor Q1 tombe à une valeur négative
V2, ce qui bloque le transistor dont le collecteur monte à une tension positive V3 supérieure à celle de la tension d'alimentation.The base voltage of transistor Q1 drops to a negative value
V2, which blocks the transistor whose collector rises to a positive voltage V3 greater than that of the supply voltage.
Le courant dans le collecteur du transistor retombe lui brutalement à une valeur nulle à cet instant ti. The current in the collector of the transistor suddenly drops to a zero value at this instant ti.
L'énergie magnétique qui est accumulée dans le primaire du transformateur est alors transférée dans un second enroulement secondaire EU qui alimente la charge de l'alimentation par l'intermédiaire d'une diode de redressement CR2. Le courant dans cette diode de redressement est représenté sur le diagramme ARC2. Il s'établit brutalement à l'instant tl et décroît linéairement jusqu'à l'instant t2 correspondant au blocage de la diode CRZ où il s'annule. The magnetic energy which is accumulated in the primary of the transformer is then transferred into a second secondary winding EU which supplies the load of the supply via a rectifying diode CR2. The current in this rectifier diode is represented on the ARC2 diagram. It is suddenly established at time tl and decreases linearly until time t2 corresponding to the blocking of the CRZ diode where it is canceled.
A cet instant t2 il reste une petite partie d'énergie résiduelle dans le primaire LP et pour éviter toute détérioration, ainsi que le redé- marrage du circuit à ce moment, cette énergie résiduelle est dissipée dans la cellule composée du condensateur C4 et de la résistance R6. Ceci correspond à la décroissance rapide de la tension de collecteur du transistor QI de la valeur V3 à la valeur V+ et à une légère suroscillation de cette tension avant de se stabiliser sur cette valeur V+. At this instant t2 there remains a small part of residual energy in the primary LP and to avoid any deterioration, as well as the restarting of the circuit at this moment, this residual energy is dissipated in the cell composed of the capacitor C4 and the resistance R6. This corresponds to the rapid decrease of the collector voltage of the transistor QI from the value V3 to the value V + and to a slight overshoot of this voltage before stabilizing on this value V +.
Le condensateur C2 avait commencé à se décharger depuis l'instant tl comme on le voit sur le diagramme VC2. Ceci correspond à la remontée corrélative de la tension sur la base du transistor Ql représenté sur le diagramme VBQ1, avec un léger ressaut au moment de la suroscillation de fin de décharge du primaire . Cette décharge est lente puisqu'alors LR I est bloquée. The capacitor C2 had started to discharge since time tl as seen on the diagram VC2. This corresponds to the correlative rise in voltage on the base of the transistor Ql shown in the diagram VBQ1, with a slight jump at the time of the primary oscillation at the end of discharge discharge. This discharge is slow since then LR I is blocked.
Si le condensateur C2 n'était pas alimenté par la résistance R5, cette décharge se terminerait à l'instant t3 et le dispositif resterait bloqué dans cet état. If the capacitor C2 was not supplied by the resistor R5, this discharge would end at time t3 and the device would remain blocked in this state.
En fait la tension de source non régulée est appliquée sur le condensateur C2 par la résistance R4 suivie de la résistance R5, et le condensateur C2 se met donc à se recharger ce qui fait monter la tension sur la base du transistor Ql jusqu a ce que celui-ci se débloque à un nouvel instant tO où les phénomènes décrits précédemment se repro duisent identiques. In fact the unregulated source voltage is applied to the capacitor C2 by the resistor R4 followed by the resistor R5, and the capacitor C2 therefore begins to recharge which causes the voltage to rise on the base of the transistor Ql until this is released at a new instant t0 where the phenomena described above are reproduced identical.
La résistance R2 sert à limiter la tension négative appliquée à la base du transistor pour éviter son claquage. Resistor R2 is used to limit the negative voltage applied to the base of the transistor to avoid its breakdown.
Le condensateur C1 sert à augmenter la rapidité de basculement du transistor lorsque celuiti se bloque à l'instant tl. The capacitor C1 is used to increase the rapidity of switching of the transistor when this is blocked at the instant tl.
On remarque donc que la durée de déblocage du transistor Q1 est fixée essentiellement par les valeurs de la résistance R1 et du gain du transistor, qui fixent la valeur du courant maximum à partir duquel le transistor se bloque. Cette durée est donc très sensiblement constante et l'énergie transférée de la source à la charge est elle-même sensiblement constante. It is thus noted that the duration of unblocking of the transistor Q1 is fixed essentially by the values of the resistance R1 and the gain of the transistor, which fix the value of the maximum current from which the transistor is blocked. This duration is therefore very substantially constant and the energy transferred from the source to the load is itself substantially constant.
Pour que la tension de sortie de l'alimentation, qui est présente aux bornes d'un condensateur C3 chargé par la diode de redressement CR2, soit constante, ce qui est le résultat recherché, il faut donc disposer d'un autre moyen de régulation que celui consistant à moduler la durée de saturation du transistor de hachage. So that the output voltage of the power supply, which is present across a capacitor C3 charged by the rectifier diode CR2, is constant, which is the desired result, it is therefore necessary to have another means of regulation than that of modulating the saturation time of the hash transistor.
Pour cela on a choisi de faire varier la durée cornprise entre deux instants tO successifs. Cette durée est essentiellement fonction de la vitesse de charge du condensateur C2. For this, we have chosen to vary the duration included between two successive instants t0. This duration is essentially a function of the charging speed of the capacitor C2.
Pour modifier la vitesse de charge on shunte à la borne négative de la source non régulée le point commun des résistances R4 et R5 par un transistor de régulation Q2. Ce transistor agit en résistance variable, ce qui modifie la tension d'alimentation du condensateur et donc la durée au bout de laquelle sa recharge est suffisante pour débloquer le transistor Q1. To modify the charging speed, the common point of the resistors R4 and R5 is shunted to the negative terminal of the unregulated source by a regulating transistor Q2. This transistor acts in variable resistance, which modifies the supply voltage of the capacitor and therefore the duration at the end of which its recharging is sufficient to unblock the transistor Q1.
Pour commander ce transistor Q2, on utilise un circuit de régulation tout à fait classique et comprenant une résistance R7 en série avec le circuit collecteur-émetteur d'un transistor Q3 dont l'émetteur est en série avec une diode Zener CR4. Ce circuit est placé aux bornes du condensateur de filtrage C3 alimenté par le secondaire EU et la diode
LR2.To control this transistor Q2, a completely conventional regulation circuit is used and comprising a resistor R7 in series with the collector-emitter circuit of a transistor Q3 whose emitter is in series with a Zener diode CR4. This circuit is placed across the filter capacitor C3 supplied by the secondary EU and the diode
LR2.
Ce condensateur de filtrage alimente également un circuit potentiométrique formé de trois résistances R8, R9 et R10 branchées en série. This filtering capacitor also supplies a potentiometric circuit formed by three resistors R8, R9 and R10 connected in series.
La base du transistor Q3 est reliée à une prise de réglage de la résistance
R9.The base of transistor Q3 is connected to a resistance adjustment socket
R9.
Afin d'éviter tout couplage galvanique entre la charge et la source, on a de plus inséré en série entre la résistance R7 et le collecteur 'du transistor Q3 une diode photo-émettrice CR3. L'intensité lumineuse émise par cette diode photo-émettrice est fonction du courant collecteur du transistor Q3 qui est lui-même fonction de l'erreur de tension en sortie de l'alimentation. In order to avoid any galvanic coupling between the load and the source, a photo-emitting diode CR3 has also been inserted in series between the resistor R7 and the collector 'of the transistor Q3. The light intensity emitted by this photo-emitting diode is a function of the collector current of the transistor Q3 which is itself a function of the voltage error at the output of the power supply.
La diode photo émettrice est couplée optiquement avec la base du transistor Q2 qui est un photo-transistor de type NPN dont le collecteur est relié au point commun des résistances R4 et R5 et l'émetteur au pole négatif de la source non régulée. Ce transistor Q2 se comporte donc comme une résistance variable en fonction de l'excitation lumineuse reçue de la diode CR3 et shunte plus ou moins la résistance R5 à la masse, ce qui fait varier la vitesse de charge du condensateur C2 et donc comme on l'a vu, la durée entre deux intervalles de déblocage du transistor Q1, c'est à dire la fréquence de récurrence de l'alimentation à découpage. The photo-emitting diode is optically coupled with the base of transistor Q2 which is a photo-transistor of the NPN type whose collector is connected to the common point of resistors R4 and R5 and the emitter to the negative pole of the unregulated source. This transistor Q2 therefore behaves as a variable resistor as a function of the light excitation received from the diode CR3 and more or less shunts the resistor R5 to ground, which varies the charge speed of the capacitor C2 and therefore as we has seen, the duration between two unblocking intervals of the transistor Q1, that is to say the frequency of recurrence of the switching power supply.
Le fonctionnement de la boucle de régulation est donc le suivant lorsque la tension augmente aux bornes du condensateur C3, la tension augmente sur la base du transistor Q3 dont l'émetteur est maintenu à un potentiel constant par la diode Zener CR4. Le courant passant dans ce transistor s'accroît donc ce qui augmente l'énergie lumineuse émise par la diode CR3. Le transistor Q2 recevant plus d'énergie lumineuse sur sa base devient plus conducteur et la tension de recharge du condensateur
C2 diminue, ce qui fait augmenter la durée de charge et donc l'intervalle entre deux instants tO successifs. L'énergie moyenne transférée par unité de temps dans le secondaire EU diminue donc, ce qui fait diminuer la tension de sortie pour la ramener à la valeur prescrite.The operation of the regulation loop is therefore as follows when the voltage increases at the terminals of the capacitor C3, the voltage increases on the basis of the transistor Q3 whose emitter is maintained at a constant potential by the Zener diode CR4. The current passing through this transistor therefore increases, which increases the light energy emitted by the diode CR3. The transistor Q2 receiving more light energy on its base becomes more conductive and the recharge voltage of the capacitor
C2 decreases, which increases the charging time and therefore the interval between two successive instants t0. The average energy transferred per unit of time in the secondary EU therefore decreases, which decreases the output voltage to bring it back to the prescribed value.
Lorsque la tension en sortie de l'alimentation tend à diminuer endessous de cette valeur prescrite les phénomènes se passent bien évidemment dans le sens contraire. When the voltage at the output of the power supply tends to decrease below this prescribed value, the phenomena obviously take place in the opposite direction.
Avec les valeurs décrites plus haut, on a pu obtenir une alimentation qui peut débiter une puissance de 30 watts sous une tension de 15 Volts à partir du secteur à 220 Volts redressé. La stabilité de la régulation est meilleure que 1% dans tous les cas de figure y compris lorsque la charge est quasi nulle. With the values described above, we were able to obtain a power supply which can deliver a power of 30 watts under a voltage of 15 Volts from the 220 Volts rectified sector. The stability of the regulation is better than 1% in all cases, including when the load is almost zero.
Bien que l'invention ait été décrite à partir d'un exemple de réalisation où le transistor de découpage est en série avec le primaire d'un transformateur, elle s'étend à tous les types d'alimentation à découpage et notamment ceux où l'on utilise une inductance au lieu d'un transformateur. Although the invention has been described on the basis of an exemplary embodiment where the switching transistor is in series with the primary of a transformer, it extends to all types of switching power supply and in particular those where the 'an inductor is used instead of a transformer.
Claims (5)
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| FR8102594A FR2499783A1 (en) | 1981-02-10 | 1981-02-10 | Power control circuit for DC supply - includes transistor cutting current periodically to primary of transformer with winding to base, led and phototransistor providing feedback |
Publications (2)
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2499783B1 (en) | 1984-07-20 |
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