FR2482384A1 - Dispositif de combinaison de puissance pour un circuit integre hyperfrequence - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES AMPLIFICATEURS HYPERFREQUENCES A SEMI-CONDUCTEURS. UN DISPOSITIF DE COMBINAISON DE PUISSANCE ASSURANT LA TRANSITION ENTRE DES AMPLIFICATEURS HYPERFREQUENCES A SEMI-CONDUCTEURS ET UN GUIDE D'ONDES COMPREND NOTAMMENT UN RESEAU DE TRANSITIONS A LIGNES A AILETTES 48, 48 QUI REALISENT LA LIAISON ENTRE PLUSIEURS LIGNES MICROBANDES 45 ET UN GUIDE D'ONDES 37. CES TRANSITIONS PEUVENT ETRE PLACEES DIRECTEMENT DANS UN ELEMENT DE GUIDE D'ONDES A SECTION VARIABLE RACCORDE AU GUIDE D'ONDES 37. DES METALLISATIONS 49, 49 PLACEES A LA POINTE DES LIGNES ABSORBENT LES MODES PARASITES D'ORDRE SUPERIEUR AU MODE UTILE. APPLICATION AUX TELECOMMUNICATIONS SPATIALES.

Description

I La présente invention concerne les dispositifs de combinaison

de puissance hyperfréquences utilisant des amplificateurs à semicon-

ducteurs et les transitions planes d'un guide d'ondes vers une struc-

ture microbande, ou inversement.

La combinaison de la puissance de plusieurs amplificateurs à transistors à effet de champ est une technique utilisée actuellement pour obtenir des sources de puissance hyperfréquences à semiconducteurs de puissance plus élevée. Il est nécessaire d'augmenter le rendement de combinaison et de réduire le coût de fabrication pour rendre cette technique compétitive vis-à-vis des sources de puissance classiques à tubes à vide, comme les tubes à ondes progressives. La solution qui

sera retenue satisfera simultanément l'ensemble des exigences impor-

tantes de faible coût, de rendement de combinaison élevé et de grande

largeur de bande, sans utiliser des connecteurs coaxiaux.

Une transition à lignes à ailettes entre un guide d'ondes et

une structure microbande est par nature une transition à faibles per-

tes.Une seule transition dans un seul guide d'ondes est décrite par

J.H.C. van Heuven, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techni-

ques, Vol. MIr-24, No 3, mars 1976, pages 144-147.

Conformément à l'invention, un dispositif de combinaison de puissance en circuit intégré hyperfréquence à un seul substrat pour amplificateurs à transistors à effet de champ ou autres est contenu dans une structure de guide d'ondes.'Du fait qu'on n'emploie pas de

connecteurs pour ligne coaxiale, on peut obtenir un rendement de com-

binaison élevé et un faible coût de fabrication. Le substrat dié-

lectrique porte sur ses deux faces des motifs de métallisation qui

comprennent un réseau de transitions à lignes à ailettes faisant pas- -

ser d'un ensemble de lignes microbandes à un guide d'ondes. Des élé-

ments d'absorption de puissance sont prévus pour absorber les modes

supérieurs parasites du dispositif de combinaison.

Une première configuration du rése au de transitions à lignes à ailettes correspond à une structure parallèle. Cependant, le mode de réalisation préféré est un réseau de lignes à ailettes à structure en pointe qui permet une réduction de taille notable et qui est placé directement dans une région d'un élément de guide d'ondes à section variable, dans le plan E. L'un des motifs de métallisation du substrat comporte des lignes à ailettes à structure en pointe, chaque moitié de

ces lignes assurant la transition avec une ligne microbande dissymé-

trique avec une impédance caractéristique donnée; l'autre motif com-

porte des lignes à ailettes décalées par rapport aux premières qui assurent la transition vers une région d'inductance d'arrêt en dents de scie, et ensuite vers un plan de masse continu. Des bandes de métallisation à résistance élevée s'étendant à partir des pointes des lignes

à ailettes à structure en pointe absorbent les modes parasites du dis-

positif de combinaison. Selon une variante, il existe des réseaux de

résistance plans qui établissent un pont entre toutes les paires adja-

centes de. lignes microbandes dissymétriques. Le réseau d'amplificateurs à transistors à effet de champ est fixé au substrat dans une région surdinfensionnée du guide d'ondes et un radiateur pour les transistors est fixé au plan de masse, du côté opposé du substrat. Une transition d'entrée à réseau de lignes à ailettes à structure en pointe faisant passer du guide d'ondes à la structure microbande divise la puissance

hyperfréquence de façon égale entre les transistors à effet de champ.

On envisage diverses applications au radars et aux télécommuni-

cations spatiales, comme le remplacement des TOP (tubes à ondes pro-

gressives) en bande X.

La suite de la description se réfère aux dessins annexés qui

représentent respectivement Figure 1 * un schéma d'ensemble simplifié du dispositif de combinaison de puissance hyperfréquence en circuit intégré pour un

réseau d'amplificateurs à transistors à effet de champ.

Figure 2: le réseau de transitions à lignes à ailettes faisant passer de N lignes microbandes d'amplificateur à un seul guide d'ondes

de sortie de type classique.

Figure 3: une coupe partielle du substrat métallisé montrant

l'une des résistances de traversée de la figure 2.

Figures 4 et 5: des vues de côté et de dessus dû mode de réa-

lisation préféré du dispositif de combinaison de puissance, avec les parois supérieures enlevées pour la vue de dessus, afin de montrer

le détail de l'intérieur.

Figure 6: une vue en plan du réseau à lignes à ailettes a structure en pointe et des amplificateurs à transistors à effet de

champ employés sur la figure 4.

Figures 7a et 7b des représentations à plus grande échelle du substrat et des prolongements formés par les lignes à ailettes, montrant également les distributions du champ électrique pour des modes utile et parasite du dispositif de combinaison, à l'accès du guide d'ondes. Figure 8 un réseau à lignes à ailettes à structure en pointe

avec un réseau plan d'éléments d'absorption de puissance à résistances.

La figure 1 est une vue d'ensemble de la première configuration de l'amplificateur de puissance ou du dispositif de combinaison de puissance hyperfréquence. Un guide d'ondes rectangulaire d'entrée 11,

classique et normalisé, dans lequel le vecteur E est orienté parallèle-

ment aux parois latérales et qui présente, une distribution d'amplitude

sinusoldale, lance une onde cylindrique dans un élément de guide d'on-

de à section variable, 12, qui est un élément orienté dans le plan E. Un réseau de transitions guide d'ondes-microbande, 13, à lignes à ailettes, divise de façon égale la puissance hyperfréquence entre deux lignes microbandes, ou plus. En supposant qu'il y ait plusieurs lignes

de ce type, la puissance est déphasée de 180 dans les lignes adjacen-

tes. Il existe des compensateurs de phase 14 destinés à compenser les différences de phase produites par les éléments de guide d'ondes à section variable d'entrée comme de sortie, et ces compensateurs ne sont placés que du côté d'entrée afin de ne produire aucune perte du côté de sortie à puissance élevée des amplificateurs à transis-tors à effet de champ. Plusieurs configurations connues pour les compensateurs

de phase peuvent donner les caractéristiques nécessaires. L'amplifica-

teur à transistors à effet de champ et à plusieurs étages 15 est

fabriqué sous forme d'un circuit intégré hyperfréquence sur un sub-

strat diélectrique et c'est un composant classique qu'on ne décrira pas davantage. Un réseau de transitions microbande-guide d'ondes,-16, à lignes à ailettes, combine la puissance provenant de plusieurs lignes

microban.des (six dans l'exemple donné). Les réseaux à lignes à-

ailettes 13 et 16 peuvent être identiques l'un à l'autre, à l'ex-

ception du fait qu'ils sont dirigés dans des directions opposées. Un autre élément de guide d'ondes à section variable, 17, orienté dans le plan E, applique la puissance hyperfréquence amplifiée à un guide d'ondes de sortie rectangulaire 18, de type classique et normalisé. Le réseau de division à lignes à ailettes d'entrée 13, les compensateurs de phase 14, les amplificateurs à transistors à effet de champ 15 et le réseau de combinaison à lignes à ailettes 16 peuvent tous être

réalisés sur un seul substrat diélectrique et métallisé, 19, pour cir-

tuit intégré hyperfréquence, comme un substrat en quartz ou en alumine, contenu dans la région de guide d'ondes surdimensionnée 20. Les amplificateurs à transistors à effet de champ et les compensateurs de phase peuvent être des modules séparés fixés. sur le substrat de circuit imprimé.

A titre d'exemple de la mise.en oeuvre de l'invention, les gui-

des d'ondesd'entrée et de sortie 11 et 18 sont constitués par du guide pour bande X (8-12,5 GHz) qui a une hauteur de 12,62 mm et une largeur

de 28,50 min. La longueur des éléments de guide d'ondesà section varia-

ble,dans le plan E, 12 et 17, est de 76 mmn ou moins et la hauteur de

la région de guide surdimensionnée est de 76 mm. S'il y a six disposi-

tifs amplificateurs à transistors à effet de champ, l'écartement S (voir la figure 2) entre les lignes microbandes est de 12,7 mm. Le côté d'entrée du réseau de division à lignes à ailettes 13 est éclairé avec une distribution d'amplitude qui est pratiquement constante.Dans les conditions considérées, la distribution de phase de l'excitationl d'entrée est: 01= 00, 02 = 18,74 et 03 = 54,8 0. Les compensateurs de phase 14 ont des valeurs égales au double de ces valeurs afin de compenser à la fois les différences de phase des éléments à section

variable d'entrée et de sortie. Ainsi,-pour les conditions caractéris-

tiques ci-dessus, on a: 01 = 00 ' 02 = 37,4 et 03 = 109,60. Il peut être possible de réduire jusqu'à 6,35 mm l'écartement S entre les lignes microbandes. En fait, les circuits intégrés hyperfréquences à

transistors à effet de champ décrits dans la documentation des fabri-

cants ont des largeurs globales inférieures à 6,35 mm pour une fré-

quence de 7 GHz. On peut faire en sorte que les cols des deux éléments de guide d'ondesà section variable, à angle relativement grand, aient des valeurs à très large bande pour le taux d'ondes stationnaires, en

employant une compensation inductive simple à diaphragme.

La figure 2 montre la configuration du réseau de transitions à lignes à ailettes 16, faisant passer d'une structure microbande à un guide d'ondes. Sur cette figure, ainsi que sur les figures 6 et 8, le motif de métallisation à la surface supérieure du substrat diélectrique est représenté en traits continus, le motif de métallisation à la

surface inférieure est représenté en pointillés et les régions métalli-

sées sur les deux faces sont représentées en grisé. Le substrat peut

être en silice (quartz) et les métallisations conductrices sont en or.

Un certain nombre de lignes à ailettes 21 et 21' sont imprimées sur les surfaces supérieure et inférieure du substrat 19 et assurent la transition avec des lignes microbandes symétriques 22 et 22' de largeur

W Le nombre de lignes à ailettes complètes 21 de la surface supé-

rieure (trois) est égal au nombre de lignes à ailettes 211 de la sur-

face inférieure (trois), mais les lignes de la surface inférieure sont décalées par rapport à celles de la surface supérieure. Chaque moitié d'une ligne à ailettes assure la transition avec l'une des lignes microbandes symétriques 22 ou 22'. Des transformateurs de conversion symétrique. -dissymétrique 23, à inductances d'arrêt en dents de scie, avec des espaces G, sont utilisés pour assurer la transition de la

structure microbande symétrique vers la structure microbande dissymé-

trique, cette dernière comprenant des conducteurs 24 de largeur W2 sur

la face supérieure du substrat seulement, et un plan de masse métal-

lisé continu 25 à la surface inférieure. Les lignes microbandes dis-

symétriques 24 ont une impédance caractéristique donnée, comme 50 ohms, et chacune d'elles est connectée à la sortie d'un amplificateur à transistors à effet de champ. Les dispositifs amplificateurs adjacents sont déphasés de 1800 (voir la figure 6). En supposant pour l'instant que la direction de propagation de l'énergie ondulatoire soit de la gauche vers la droite (comme dans le réseau de division à lignes à ailettes 13), le champ E qui avance rencontre les lignes à ailettes à structure en pointe 21 et 21' sur les faces opposées du substrat 19, ce qui concentre et fait tourner de 90 le champ électrique qui se trouve alors confiné dans l'espace entre les lignes symétriques 22 et 22'. La partie d'inductance d'arrêt en dents de scie 23 est divisée par les espaces en stubs 26, orientés longitudinalement, qui ont une longueur approximative d'un quart de longueur d'onde et qui portent des courts-circuits à leurs extrémités. Les stubs obligent le courantà circuler longitudinalement et ils constituent un circuit ouvert pour

les courants transversaux. Ces transitions microbandes symétrique-

dissymétrique à inductance d'arrêt en dents de scie sont des structu-

res classiques. Le plan de masse 25 qui divise le guide en guides parallèles empêche la propagation dans le guide d'ondes surdimensionné,

sauf le long des lignes microbandes dissymétriques 24.

Dans le mode utile du dispositif de combinaison, le champ uni-

forme E0 est orienté de la manière représentée. Une étude de la transi-

tion montre que ce champ excite les lignes microbandes dissymétriques adjacentes 24 avec des différences de phase de 1800. De façon similaire, les champs E Ir associés au mode d'ordre le plus élevé du dispositif de combinaison (mode parasite 1r) sont non uniformes comme il est

représenté, et excitent les lignes microbandes dissymétriques adjacen-

tes 24 avec une différence de phase nulle. Par conséquent, pour assurer l'absorption du mode Ir (les amplificateurs à transistors à effet de champ adjacents sont en phase), les lignes microbandes dissymétriques à

ohms adjacentes, 24, sont pontées par deux ensembles de lignes micro-

bandes 27 et 28 ayant des impédances caractéristiques de 100 ohms. L'en-

semble de lignes 27 le plus proche des amplificateurs à transistors à effet de champ comporte des résistances de traversée 29 (voir également la figure 3) aux milieux exacts de ces lignes, avec l'autre extrémité des résistances connectées au plan de masse 25. De façon similaire, le

second ensemble de lignes de pontage 28 le plus éloigné des amplifica-

teurs à transistors à effet de champ comporte des courts-circuits entre les centres exacts de ces lignes et-le plan de masse. Il y a ainsi un trou 30 au point milieu. Ces réseaux absorbent les modes parasites

d'ordre élevé du dispositif de combinaison.

Du fait que dans le mode désiré les lignes microbandes adja-

centes 24 sont déphasées de 180 , le point central exact des lignes de pontage correspond à un zéro de tension. Du fait que la tension au centre est égale à zéro, aucune puissance correspondant au mode désiré n'est dissipée dans la résistance shunt 29. Dans ce cas, les deux lignes de pontage 27 et 28 apparaissent sous la forme de stubs en court-circuit, et si l'écartement S entre les lignes dissymétriques 24 est approximativement égal à la moitié de la longueur d'onde dans la structure microbande, la réactance shunt est très faible. La réactance shunt résultante est encore réduite en donnant à l'écartement "a"

entre les deux lignes en pont 27 et 28 une valeur égale au quart envi-

ron de la longueur d'onde dans la structure microbande. Au contraire, pour le mode lr parasite du dispositif de combinaison, pour lequel les amplificateurs à transistors à effet de champ adjacents sont en phase, les résistances shunt 29 constituent une terminaison adaptée dans les conditions ci-dessus. Si les lignes 24 adjacentes sont en phase (voir la figure 3), une'tension est présente au point central exact de la ligne de pontage 27 et la résistance 29 absorbe de la puissance. Le but des lignes de pontage court-circuitées 28-apparait maintenant

clairement. Ces lignes sont nécessaires pour " stabiliser " l'impé-

dance qui est présentée au modeir parasite. On peut comprendre ceci en remarquant que l'impédance du mode -Tr lorsqu'on regarde vers les lignes à ailettes 21 et 21' est mal déterminée et dépend fortement de la fréquence, du fait de la longueur relativement grande entre les résistance de traversée 29 et les transitions à lignes -à ailettes. On notera que le mode ir excite un spectre de modesdiscret dans l'élément

de guide d'ondes à section variable.

Les modes d'ordre plus élevé qui se propagent ne sont que fai-

blement excités dans le guide d'ondes 20 de dimensions supérieures à la normale et dans les lignes à ailettes 21 et 22' par -le mode utile du dispositif de combinaison, du fait que les dimensions du-guide

d'ondes et du substrat imprimé peuvent être maintenuesdans des toléran-

ces serrées. La dissipation dans la structure microbande et les fuîtes

au niveau des lignes de pontage en court-circuit 28 peuvent être suffi-

santes pour amortir ces modes. Dans le cas contraire, on peut employer d'autres moyens simples comme une fente transversale dans l'élément de

guide d'ondes à section variable.

Cette configuration de dispositifde combinaison de puissance en

circuit intégré hyperfréquence présente les avantages importants sui-

vants. La fabrication sur un seul substrat conduit à un coût réduit.On

n'emploie aucun connecteur coaxial, et on peut donc obtenir une combi-

naison de puissance fiable et avec des pertes réduites. Une transition à lignes à ailettes est par nature une transition à faiblespertes. Le réseau de transitions à lignes à ailettes qui est décrit ici peut avoir des pertes de dissipation encore inférieures à la transition unique décrite par J.H.C. van Heuven (article précité). Cette configuration

est idéale pour assurer une bonne dissipation thermique des amplifica-

teurs à transistors à effet de champ. Du fait que les transitions à lignes à ailettes font effectivement tourner le champ électrique de 90 5 le plan de masse des amplificateurs à transistors à effet de champ peut être parallèle à la paroi latérale des guides d'onde d'entrée et de sortie (voir la figure 5). On réalise une adaptation pour le mode parasite du dispositif de combinaison en employant la résistance shunt et le court-circuit shunt et ceci peut assurer une isolation élevée

entre les accès des amplificateurs à transistors à effet de champ.

Les figures 4 à 8 montrent le mode de réalisation préféré de

la transition à large bande et à faiblespertes entre N lignes d'ampli-

ficateurs en structure microbande et un seul guide d'ondes de sortie classique. On obtient une réduction de taille très importante en employant un réseau de lignes à ailettes à structure en pointe qui est placé directement dans la région de l'élément de guide d'ondes à section variable. En outre, les moyens destinés à absorber les modes d'ordre supérieur du dispositif de combinaison peuvent être entièrement plans et complètement imprimés, ce qui élimine la nécessité des résistances

dé traversée 29 qui sont employées sur les figures 2 et 3.

Un substrat plan 32, figures 4 à 6, est monté en position centrale dans une structure de guide d'ondes 33. Les deux extrémités du substrat 32 forment des pointes dans des directions opposées pour se conformer aux dimensions des éléments de guide d'ondes à section variabledans le plan E, 34 et 35, et les pointes du substrat peuvent pénétrer dans des guides d'ondes rectangulaires d'entrée et de sortie, 36 et 37. Une porte 38 est placée dans une paroi latérale de la région de guide d'ondes surdimensionnée 39, pour permettre d'accéder à un module d'amplificateurs à transistors à effet de champ à plusieurs J étages, 40, qui peut comprendre les compensateuOsde phase et qui est fixé sur une face du substrat 32. Un radiateur 41 est fixé sur le plan de masse, sur l'autre face du substrat. Comme précédemment, un réseau de division à lignes à ailettes et à structure en pointe, 42, divise de façon égale entre les -N lignes microbandes l'énergie hyperfréquence qui se propage à partir du guide d'ondes d'entrée 36. Après avoir été amplifiée par les transistors à effet de champ, la puissance présente sur les N lignes microbandes de sortie est çombinée par un réseau de transition à lignes à ailettes et à structure en pointe, 43, et elle

est introduite dans le guide d'ondes de sortie 37.

Les six amplificateurs à transistors à effet de champ de forte puissance 44a-44f (figure 6) ont des signaux de sortie qui sont déphasés

de 1800 pour des amplificateurs adjacents. La sortie de chaque amplifi-

cateur est connectée à des lignes microbandes dissymétriques à 50 ohms, 45. La surface opposée du substrat diélectrique 32 porte un plan de

masse métallisé continu, 46. Un transformateur de conversion dissymé-

trique-symétrique 47, du type à inductance d'arrêt en dents de scie,

fait fonction de transition entre une structure microbande dissymétri-

que et une structure microbande symétrique. La longueur de la ligne

microbande symétrique est considérablement inférieure à celle corres-

pondant à la figure 2 et elle peut même s'approcher de zéro. Toutes les paires adjacentes de lignes microbandes 45 assurent la transition vers une ligne à ailettes à structure en pointe 48 (trois lignes à

ailettes complètes sur la surface supérieure), tandis que sur la sur-

face inférieure la transition s'effectue vers trois lignes à ailettes décalées, à structure en pointe, 48'. Les lignes à ailettes 48 et 48' font tourner de 90 l'énergie hyperfréquence qui se propage le long

des lignes microbandes 45 et cette énergie devient une onde cylindri-

que. Pour de nombreuses applications, un substrat 32 en alumine, plutôt qu'en silice fondue (SiO2), est optimal. Si les amplificateurs à transistors à effet de champ sont fabriqués sur des substrats en alumine (AM203), l'interface avec les réseaux de combinaison à lignes à ailettes est alors simplifiée. En outre, la taille relativement

grande de ce substrat de dispositif de combinaison soulève des pro-

blèmes de fiabilité, si on utilise de la silice fondue, à cause de la

possibilité de contraintes mécaniques sévères. Une considération sup-

plémentaire, pour le long terme, consiste en ce qu'on pourra peut-

être parvenir à réaliser finalement des amplificateurs à transistors

à effet de champ ayant une uniformité suffisante pour permettre l'im-

pression de la métallisation pour les circuits d'accord d'entrée et de sortie des amplificateurs sur le même substrat que les métallisations

du dispositif de combinaison. Dans ce cas, il suffirait de deux con-

nexions à conducteurs poutre pour connecter chaque transistor à effet

de champ aux substrats d'entrée et de sortie.

Cependant, l'utilisation de Al 203 introduit des problèmes du

fait que la constante diélectrique élevée de 9,9 conduit à une lon-

gueur d'onde notablement plus courte que pour SiO2 dont la constante diélectrique est égale à 3,78. La longueur d'onde plus courte conduit

- à une largeur de bande de fréquence réduite et peut-être à une aug-

mentation de la dissipation parasite faible qui se manifeste dans les réseaux contenant les résistances d'absorption des modes d'ordre

supérieur (29, figure 3).

La figure 6 représente un nouveau principe pour absorber les modes d'ordre supérieur du dispositif de combinaison. On peut absorber effectivement les modes parasites en prolongeant les pointes des lignes à ailettes à structure en pointe 48 et 48' par des bandes de métallisation à résistivité élevée, 49 et 49'. L'analyse a montré que les bandes à résistance élevée 49,49', qui forment des prolongements du réseau de lignes à ailettespeuvent absorber sélectivement les modes

d'ordre supérieur du dispositif de combinaison, en ne faisant apparaî-

tre que des pertes négligeables pour le mode utile du dispositif de combinaison. Les figures 7a et 7b montrent la configuration qui est à

la base de cette conclusion. Ces figures sont des représentations sché-

matiques exagérées montrant le guide d'ondes de sortie 37 et le sub-

strat d'alumine 32 avec les cinq prolongements 49 et 49' des lignes à ailettes. Ceci représente la région proche de la jonction entre le

guide d'ondes à section variable 35 et le guide d'ondes à section cons-

tante 37.

La figure 7a représente les distributions du champ électrique

pour le mode d'ordre le plus élevé du dispositif de combinaison, c'est-

à-dire le mode parasite. Pour ce mode, toutes les lignes de sortie microbandes 45 ont la meme phase. De ce fait, il existe une charge résultante sur chacune des pointes des lignes à ailettes et cette charge a des signes opposés sur des pointes adjacentes. Ainsi, les modes d'ordre supérieur du dispositif de combinaison excitent des modes quasi-TIM sur les lignes à ailettes et ces modes sont fortement liés aux lignes à ailettes et présentent des densités de courant très élevées. Les modes d'ordre supérieur nécessitent la présence des

ailettes pour se propager et -ils sont entièrement réfléchis aux extré-

mités des ailettes. Par conséquent, ces modes peuvent être absorbés de façon très efficace et progressive en prolongeant les métallisations des ailettes par des métallisations à résistivité élevée 49 et 49'. En principe, il est possible d'obtenir de cette manière une terminaison à

large bande pour tous les modes d'ordre élevé du dispositif de combi-

naison. Dans ces conditions, le dispositif de combinaison aurait de

bonnes caractéristiques d'isolation.

On voit au contraire en considérant la figure 7b que le mode utile du dispositif de combinaison n'est couplé que de Façon très lâche aux ailettes, au voisinage des- pointes de ces dernières. On notera que le mode utile présente des différences de phase de 1800 entre les lignes microbandes adjacentes et qu'il n'y a de charge résultante sur

aucune des ailettes, la distribution de charge ayant une forme di-

polaire. A l'extrémité des ailettes, le mode utile a été converti pour -5 donner le mode de guide d'ondes TE 10 dont la densité de puissance est étalée sur la totalité-de la section transversale du guide d'onde, avec

la distribution en sinus carré (indiquée en 50).

Une autre technique consiste à employer des résistances locali-

sées (c'est-à-dire des éléments discrets) aux pointes des lignes à ailettes 48 et 48', ces résistances étant-suivies par des bandes en or ou en une autre matière à conductivité élevée. Les bandes-d'or ont-une longueur d'environ un quart de longueur d'onde de façon à établir une faible réactance en série avec les résistances, afin de permettre la circulation d'un courant élevé dans les résistances. Cette seconde

technique peut avoir des caractéristiques d'isolation quelque peu in-

férieures à l'idéal. Cependant, elle peut ne pas nécessiter une aussi forbe valeur de résistivité pour la métallisation absorbante, et elle présente donc un avantage par rapport à la première technique qui

emploie des éléments absorbants répartis.

La figure 8 représente le dispositif de combinaison de puis-

sance à circuit intégré hyperfréquence et à structure plane qui emploie un réseau de lignes à ailettes à structure en pointe, et elle est identique à la figure 6 à l'exception des points suivants-: le substrat est en silice fondue au lieu d'être en alumine, on n'emploie pas les

métallisations à-résistivité élevée 49 et 49' et d'autrés-réseaux de.

résistances plans, désignés globalement par la référence 51, absorbent les modes d'ordre supérieur du dispositif de combinaison. Les réseaux de résistance 51 sont complètement plans et ils peuvent être entière-

ment imprimés. Cinq réseaux au total sont nécessaires sur la figure 8, avec un réseau entre chaque paire de lignes microbandes 45. Le motif de métallisation destiné à former chacun de ces réseaux comporte

une paire de lignes de pontage parallèles 52 et 53, s'étendant trans-

versalement, au point milieu desquelles se trouvent des prolongements qui sont connectés à une résistance imprimée 54. Une paire -de lignes quart d'onde ouvertes 55 établissent un chemin pour le courant de la résistance. ' Pour le mode utile du dispositif de combinaison, les lignes microbandes dissymétriques adjacentes 45 sont déphasées de 1800

et il y a des zéros de tension aux points milieux des lignes de pon-

tage 52 et 53, si bien que la résistance plane 54 n'absorbe aucune puissance. Pour le mode parasite du dispositif de combinaison, les lignes micTobandes adjacentes 45 sont en phase et il existe une tension finie aux points milieux des lignes de pontage 52 et 53, si bien que la

résistance 54 absorbe de la puissance.

Le dispositif amplificateur à semiconducteurs peut également être un transistor hyperfréquence et du fait que celui-ci, comme le transistor à effet de champ, est un dispositif du type fonctionnant en transmission, on utilise un réseau de division de puissance d'entrée formé par des transitions à lignes à ailettes. Une configuration pour un amplificateur à semiconducteurs du type fonctionnant en réflexion, comme une diode IMPATMne nécessite qu'un seul réseau de transitions à lignes à ailettes qui fait alternativement fonction de diviseur de

puissance du guide d'ondes vers la structure microbande et de disposi-

tifs de combinaison de puissance de la structure microbande vers le

guide d'ondes.

On prévoit diverses applications en télécommunications spatiales comme en radar pour les amplificateurs de puissance ou les dispositifs

de combinaison de puissance en circuit intégré hyperfréquence à struc-

- ture plane, présentant une large bande, de faibles pertes et un coût réduit. L'une des applications consiste dans le remplacement d'un TOP (tube à ondes progressives) en bande X. l

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Claims (10)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de combinaison de puissance hyperfréquence, caractérisé en cO qu'il comprend: un substrat diélectrique (19) portant sur ses deux faces des motifs de métallisation qui forment un réseau de transitions à lignes à ailettes (13,16) faisant passer d'une

structure microbande à un guide d'ondes, ces motifs comprenant plu-

sieurs lignes microbandes (21,22) avec une impédance caractéristique donnée et un plan de masse continu (25) à l'opposé des lignes micro

bandes, ce plan de masse passant ensuite à un transformateur de con-

version dissymétrique-symétrique (23), puis ensuite à plusieurs lignes à ailettes disposées de telle manière que les lignes à ailettes qui se trouvent sur une surface du substrat soient décalées par rapport à

celles qui se trouvent sur l'autre surface; et plusieurs amplifica-

teurs hyperfréquencesà semiconducteurs (15) montés sur le substrat

diélectrique, chacun d'eux étant connecté-à l'une des lignes micro-

bandes; ce réseau de transitions à lignes à ailettes et les-amplifica-

teurs à semiconducteurs qui leur sont associés étant contenus à Pinté-

rieur d'une structure de guide d'ondes (11,18).

2. Dispositif de combinaison de puissance selon la revendica-

tion 1, caractérisé en ce que le réseau de transitions à lignes à ailettes comporte en outre des moyens d'absorption de puissance (27, 28, 29,30) destinés à absorber des modes parasites d'ordre supérieur

du dispositif de combinaison.

3. Dispositif de combinaison de puissance selon l'une quelconque

des revendications 1 ou 2, caractérisé- en ce que les amplificateurs à

semiconducteurs sont constitués par des transistors à effet de champ et

par un radiateur (41) fixé au plan de masse.

4. Dispositif de combinaison de puissance selon la revendication 3, caractérisé en ce que les motifs de métallisation comprennent en

outre des lignes microbandes symétriques (22,22') qui assurent la tran-

sition avec les lignes à ailettes (21,21') et en-ce que le transforma-

teur de conversion dissymétrique-symétrique (23) consiste en une inductance d'arrêt en dents de scie qui assure la transition entre les lignes microbandes symétriques et les lignes microbandes mentionnées

précédemment qui sont dissymétriques.

5. Dispositif de combinaison de puissance selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens d'absorption de puissance sont constitués par des réseaux munis de résistances de traversée (29) qui

établissent un pont entre chaque paire de lignes microbandes dissymé-

triques adjacentes.

6. Dispositif de combinaison de puissance selon l'une quelconque

des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le réseau de transi-

tions à lignes à ailettes et toutes les lignes à ailettes individuelles ont une structure en pointe de façon à se loger à l'intérieur d'une région d'élément de guide d'ondes à section variable (12,17,34,35),

orienté dans le plan E, qui appartient à la structure de guide d'ondes.

7.. Dispositif de combinaison de puissance selon la revendication

- 6, caractérisé en ce que les moyens d'absorption de puissance compren-

nent des moyens résistifs (49,49') placés aux pointes des lignes à

ailettes à structure en pointe.

8. Dispositif de combinaison de puissance selon l'une quelconque

des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce que les moyens d'absor-

ption de puissance comprennent des bandes de métallisation à résistance élevée (49,49') qui s'étendent à partir des pointes des-lignes à

ailettes à structure en pointe (48,48').

9. Dispositif de combinaison de puissance selon la revendication

6, caractérisé en ce que les moyens d'absorption de puissance compren-

nent des réseaux de résistances plans (54) qui établissent un pont entre

toutes les paires de lignes microbandes dissymétriques adjacentes.

10. Dispositif de combinaison de puissance selon l'une quelconque

_ des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que la structure de-guide

d'ondes comporte au moins un guide d'ondes.rectangulaire de sortie (18), un élément de guide d'ondes à section variable,dans le plan E (17), et un guide d'ondes surdimensionné (20) avec des parois parallèles, et en ce que le substrat présente une extrémité en pointe et le réseau de

transitions à lignes à ailettes ainsi que les lignes à ailettes indivi-

duelles ont une structure en pointe correspondante de façon à se loger

à l'intérieur de l'élément de guide d'ondes à section variable.

il. Dispositif de combinaison de puissance selon l'une quelconque

des revendications 1 à 10, caractérisé-en ce que le substrat diéleétri-

que (32) porte sur ses deux faces d'autres motifs de métallisation qui forment un réseau de transitions à lignes à ailettes faisant passer d'un guide d'ondes à plusieurs lignes-microbandes, chacune de ces lignes étant

connectée à l'un des amplificateurs à semiconducteurs.