ES2325873T3 - Regulador de tension de ca/cc bidireccional. - Google Patents
Regulador de tension de ca/cc bidireccional. Download PDFInfo
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Abstract
Fuente de potencia eléctrica que comprende un regulador de CA/CC que puede igualmente convertir una entrada de CA o una entrada de CC (de una u otra polaridad) en una salida de CA o de CC correspondiente con regulación de tensión, que comprende: un circuito de entrada que tiene un par de terminales (AC1, AC2) de entrada entre los que se conecta un condensador (C2a) y, en paralelo con el condensador (C2a), una conexión en serie de un primer inductor (L1) y una primera red (S1) de conmutación; un circuito de salida que tiene un par de terminales (AC3, AC4) de salida entre los que se conecta un condensador (C2b) y, en paralelo con el condensador (C2b), una conexión en serie de un segundo inductor (L2) y una segunda red (S2) de conmutación; estando acoplados los circuitos de entrada y de salida capacitivamente mediante al menos un condensador (C1, C1a, C1b); comprendiendo la primera red (S1) de conmutación dos ramas (Q1, D2; Q2, D1) cada una de las cuales comprende una conexión en serie de un transistor (Q1; Q2) y un diodo (D2; D1) alineado de modo que sólo permite un flujo de corriente unidireccional, estando dispuestas las dos ramas (Q1, D2; Q2, D1) en antiparalelo, actuando el transistor (Q1; Q2) de cada rama como un medio de conmutación que puede controlarse, estando conectadas las dos ramas (Q1, D2; Q2, D1) opcionalmente en sus uniones transistor-diodo; comprendiendo la segunda red (S2) de conmutación dos ramas (Q3, D4; Q4, D3) cada una de las cuales comprende una conexión en serie de un transistor (Q3; Q4) y un diodo (D4; D3) alineado de modo que sólo permite un flujo de corriente unidireccional, estando dispuestas las dos ramas (Q3, D4; Q4, D3) en antiparalelo, actuando el transistor (Q3; Q4) de cada rama como un medio de conmutación que puede controlarse, estando conectadas las dos ramas (Q3, D4; Q4, D3) opcionalmente en sus uniones transistor-diodo; y un controlador adaptado para hacer funcionar los transistores (Q1, Q2, Q3, Q4) en las cuatro ramas de las dos redes (S1, S2) de conmutación abriendo y cerrando a alta frecuencia de manera alternativa el transistor (Q1 o Q2) en el circuito de entrada que permitiría, si se cerrara, un flujo de corriente a través de la primera red (S1) de conmutación, y cerrando y abriendo a alta frecuencia de manera alternativa el transistor (Q3 o Q4) orientado de forma opuesta en el circuito de salida de modo que esté en el estado de conmutación opuesto al transistor (Q1 o Q2) que se hace funcionar a alta frecuencia en el circuito de entrada.
Description
Regulador de tensión de CA/CC bidireccional.
La presente invención se refiere al campo de las
fuentes de potencia eléctrica y, en particular, a un regulador de
tensión de CA/CC bidireccional.
Un transformador variable de CA convencional (un
variac) para reducir una tensión de red eléctrica, por ejemplo CA
de 230 voltios a una tensión de CA reducida, comprende terminales de
entrada de tensión de CA, entre los que se conecta un devanado
inductivo, y terminales de salida de CA, que extrae potencia del
devanado a una tensión que puede seleccionarse, dependiendo de
dónde está ubicada una hoja de cursor a lo largo del devanado. El
cursor es normalmente un cursor giratorio que gira alrededor del
devanado que está formado de forma sustancialmente cilíndrica o de
anillo. El cursor puede accionarse mediante un servomotor, para
mover el cursor de forma automática, variando así la tensión de
salida en respuesta a una señal de control.
No obstante, el variac convencional presenta los
problemas de peso elevado, gran tamaño y tiempo de respuesta pobre
al mover la hoja de cursor, y produce ruido que se realimenta al
suministro de red eléctrica y a través de los terminales de
salida.
Un aparato que se ha usado en sistemas de
potencia de CC para transformar y regular tensión es el convertidor
de Cuk. Un convertidor de Cuk de topología básica, tal como se
ilustra en la figura 1 de los dibujos, presenta un circuito que
comprende inductancias L1 y L2 filtro de entrada y salida, un
condensador C1 de transferencia de energía, un condensador C2 de
suavizado de salida, un diodo D1 y un transistor Q1 de conmutación
(cf. el documento US-A-4 184
197).
Esta disposición permite elevar o reducir la
tensión de salida de CC para una tensión de entrada dada dependiendo
de la proporción de tiempo que el transistor Q1 conduce durante un
periodo de su funcionamiento. Esta relación se conoce como el ciclo
de trabajo del transistor.
Durante un primer intervalo de tiempo durante el
que el transistor Q1 se encuentra en estado de no conducción, el
diodo D1 se polariza de forma directa y el condensador C1 se carga
en el sentido positivo a través del inductor L1. Durante un segundo
intervalo de tiempo, el transistor Q1 se pasa a estado de
conducción, y el condensador C1 pasa a estar conectado en paralelo
al diodo D1, polarizándolo de forma inversa. Así, el condensador C1
se descarga a través de la carga y la inductancia L2 de salida,
cargando el condensador C2 de salida a un potencial negativo. El
funcionamiento del circuito se repite cuando el transistor Q1 se
pasa de nuevo a estado de no conducción.
La tensión V_{out} de salida de CC depende de
una serie de parámetros. En primer lugar, naturalmente la tensión
V_{in} de entrada afecta al valor de tensión entre los terminales
de salida del convertidor. Si todos los demás parámetros se
mantienen constantes y la tensión V_{in} de entrada se incrementa,
la tensión de salida de CC del convertidor también se incrementará.
Como se ha explicado anteriormente, el ciclo (\delta) de trabajo
de conducción del transistor Q1 es otro parámetro que afecta a la
tensión V_{out} de salida de CC. Un ciclo (\delta) de trabajo
alto puede producir una tensión aumentada en los terminales de
salida, mientras que un ciclo (\delta) de trabajo bajo producirá
una tensión V_{out} de salida que es más pequeña en magnitud que
la tensión V_{in} de entrada. El parámetro principal restante que
controla el comportamiento del convertidor es el rendimiento
(\varepsilon) del circuito del convertidor.
Se ha evaluado que la relación de tensión entre
la señal de salida y la señal de entrada es como sigue:
V_{out}/V_{in}
= \delta \ \varepsilon / (1 -
\delta)
Ampliaciones adicionales del convertidor,
ilustradas en las figuras 2 a 4, presentan un funcionamiento similar
al explicado anteriormente.
La figura 2 muestra un convertidor de Cuk en el
que los inductores L1 y L2 filtro de entrada y salida están
acoplados mediante un núcleo común. Existen ventajas evidentes al
desarrollar el convertidor de esta forma, concretamente,
reducciones del tamaño, peso y número de componentes del
convertidor, mientras que las propiedades de conversión básicas de
CC a CC del convertidor permanecen sin cambios. Además, se ha
mostrado que una reducción significativa de magnitudes de corriente
de rizado puede lograrse mediante acoplamiento magnético de las
inductancias L1 y L2 filtro.
La figura 3 ilustra cómo puede introducirse un
transformador TX1 de aislamiento en el convertidor de Cuk para
proporcionar aislamiento galvánico entre las tensiones V_{out} y
V_{in} de salida y de entrada. Puesto que el transformador TX1
está aislado mediante los dos condensadores C1a y C1b de
transferencia de energía, no puede tener lugar magnetización de
núcleo del transformador de CC.
El convertidor de Cuk ilustrado en la figura 4
presenta acoplamiento de la inductancia L1 y L2 de entrada y de
salida y un transformador TX1 de aislamiento. Este convertidor se
beneficia de las características descritas anteriormente, pero su
funcionamiento básico permanece sin cambios.
Los convertidores de Cuk explicados hasta ahora
permiten sólo transformación de tensión/corriente de CC y permiten
que la potencia fluya en sólo un sentido. Para entender la invención
completamente se describe a continuación una ampliación conocida
del convertidor de Cuk, con referencia a las figuras 5 y 6 de los
dibujos (cf. los documentos US-A-4
186 437 y Marian K. Kazimierczuk et al. "Topologies of
bidirectional PWM DC-DC power converters" de
1933 IEEE National Aerospace and Electronics Conference).
Aunque el convertidor ilustrado en la figura 5
es similar a un convertidor de Cuk de topología básica y es en
esencia un regulador de CC, los componentes adicionales, un segundo
transistor Q2 y un segundo diodo D2, permiten un funcionamiento
bidireccional del convertidor.
Las señales de control que se proporcionan a la
base de los transistores conmutan cada uno de los transistores a
estado de conducción y estado de no conducción de manera
alternativa, en contrafase entre sí.
Durante un primer intervalo de tiempo, durante
el que el primer transistor Q1 se encuentra en estado de no
conducción y el segundo transistor Q2 se encuentra en estado de
conducción, el primer diodo D1 está polarizado de forma directa y
el condensador C1 de transferencia de energía se carga en el sentido
positivo a través de la inductor L1 de entrada.
Durante un segundo intervalo de tiempo, durante
el que el primer transistor Q1 se encuentra en estado de conducción
y el segundo transistor Q2 se encuentra en estado de no conducción,
el condensador C1 de transferencia de energía se conecta en
paralelo al primer diodo D1, polarizándolo de forma inversa. Por lo
tanto, el condensador C1 de transferencia de energía se descarga a
través de la carga de salida y de la inductancia L2, y en el
proceso carga el condensador C2b de salida a un potencial
negativo.
El funcionamiento del circuito descrito
anteriormente es similar al de un convertidor de Cuk de topología
básica. Sin embargo, el convertidor de la figura 5 es simétrico con
respecto a las entradas y las salidas, y por lo tanto permitirá
flujo de potencia en ambos sentidos.
Como se ha descrito anteriormente, puede hacerse
uso de un núcleo común para acoplar las inductancias L1 y L2 filtro
de entrada y salida para reducir el rizado, y/o un transformador TX1
de aislamiento para proporcionar aislamiento galvánico. La figura 6
ilustra la adición de un transformador TX1 de aislamiento de este
tipo al circuito de la figura 5.
La tecnología del convertidor de Cuk se ha usado
exclusivamente para convertir una tensión de entrada de CC en una
tensión de salida de CC.
La presente solicitud aborda el problema de
proporcionar un regulador/convertidor de CA/CC que pueda convertir
una entrada de CA o una entrada de CC (de una u otra polaridad) en
una [4] salida de CA o CC correspondiente.
Dicho regulador/convertidor de tensión de CA/CC,
aunque funcionalmente análogo a transformadores de CA de
hierro/cobre convencionales, se beneficia del control de estado
sólido de modo que permite una reducción de peso, tamaño y coste al
tiempo que mejora el comportamiento en comparación con medios
convencionales.
El objeto reivindicado por esta invención se
define en la reivindicación 1. Preferiblemente, un transformador de
aislamiento junto con un par de condensadores de transferencia de
energía pueden insertarse entre los circuitos de entrada y de
salida permitiendo acoplamiento magnético y capacitivo de los
mismos. Alternativamente, los circuitos de entrada y de salida
pueden acoplarse sólo capacitivamente, a través de un único
condensador de transferencia de energía.
Cuando se usa un transformador único para
acoplar el circuito de entrada al circuito de salida, la relación
de espiras puede seleccionarse de modo que se establece el intervalo
de tensiones de salida requerido para una tensión de entrada
dada.
En una realización adicional de la presente
invención, el inductor del circuito de entrada está acoplado
magnéticamente al inductor del circuito de salida.
Preferiblemente, el controlador monitoriza la
polaridad de la tensión de entrada de modo que se establece cuál de
los medios de conmutación permitiría, si se cerrara, que la
corriente fluyera a través de la red de conmutación.
Preferiblemente, el ciclo de trabajo de los
transistores en los circuitos de entrada y de salida que se hacen
funcionar a alta frecuencia puede variarse de modo que varíe la
tensión de salida real dentro de un intervalo de tensiones de
salida.
Preferiblemente, los transistores que no se
hacen funcionar a alta frecuencia se mantienen cerrados.
La figura 1 es un diagrama de red de un
convertidor de Cuk de topología básica;
la figura 2 es una ampliación del convertidor
mostrado en la figura 1 en el que las inductancias filtro de
entrada y salida están acopladas magnéticamente;
la figura 3 es una ampliación adicional de un
convertidor de Cuk de topología básica en el que se introduce un
transformador de aislamiento entre los terminales de entrada y de
salida;
la figura 4 ilustra una combinación del sistema
de circuitos mostrado en las figuras 2 y 3;
la figura 5 muestra una modificación de un
convertidor de Cuk de topología básica que permite flujo de potencia
bidireccional;
la figura 6 es una ampliación del convertidor de
la figura 5 en el que se introduce un transformador de aislamiento
entre los terminales de entrada y de salida;
la figura 7 muestra un regulador/transformador
de tensión de CA o CC bidireccional según la invención en el que
los circuitos de entrada y de salida están acoplados a través de un
transformador de aislamiento; y
la figura 8 muestra un regulador/transformador
de tensión de CA o CC bidireccional según la invención con una
geometría de topografía ligeramente diferente de las redes de
conmutación y en el que los circuitos de entrada y de salida están
acoplados directamente a través de un condensador.
Las figuras 1 a 6 se han descrito anteriormente
en la sección de los antecedentes de la técnica de esta memoria
descriptiva.
Haciendo referencia a la figura 7 de los
dibujos, un regulador/transformador de tensión de CA o CC
bidireccional según la invención comprende un circuito de entrada y
un circuito de salida que es simétrico al circuito de entrada.
Puesto que el regulador/transformador es completamente simétrico con
respecto a los terminales de entrada y de salida, la potencia puede
fluir en uno u otro sentido dando al regulador/transformador sus
características bidireccionales. Por tanto, los terminales de
entrada y de salida pueden intercambiarse. El
regulador/transformador se describirá en primer lugar con referencia
a una entrada de CA.
Puesto que los dos circuitos son simétricos,
sólo es necesario describir la disposición de los componentes
dentro de uno de los circuitos. Esto es suficiente para desarrollar
una comprensión completa de la construcción del regulador/
transformador.
El circuito de entrada presenta dos terminales
AC1 y AC2 entre los que se conectan un condensador C2a y, en
paralelo con el condensador C2a, un inductor L1 filtro conectado en
serie a un condensador C1a de transferencia de energía que, a su
vez, se conecta a un devanado de un transformador TX1 de aislamiento
que acopla magnéticamente los circuitos de entrada y de salida. Una
red S1 de conmutación, que comprende dos diodos D1 y D2 y dos
transistores Q1 y Q2, se conecta entre la unión inductor
L1/condensador C1a y la unión devanado de transformador/terminal
AC2 del circuito.
En primer lugar, es necesario considerar un
periodo durante el que el terminal AC1 es positivo con respecto al
terminal AC2 y la corriente de carga está en fase con la tensión de
carga. El transistor Q2 y el transistor Q3 se mantienen en estado
de conducción y, por lo tanto, junto con el diodo D2 y el diodo D3,
proporcionan trayectorias de corriente bidireccionales. Durante
este periodo, los transistores Q1 y Q4 conmutan de manera
alternativa a alta frecuencia en respuesta a una señal de control de
alta frecuencia desde el controlador. Para un primer intervalo de
tiempo de esta alternancia a alta frecuencia, el transistor Q1 se
encuentra en estado de no conducción y el transistor Q4 se
encuentra en estado de conducción. Durante este intervalo, el diodo
D4 está polarizado de forma directa y los condensadores C1a y C1b de
transferencia de energía se cargan a través del inductor L1 filtro.
Durante un segundo intervalo de tiempo de la alternancia a alta
frecuencia, los estados de conmutación de transistores Q1 y Q4 se
invierten. Una vez que esto ocurre, los condensadores C1a y C1b de
transferencia de energía se descargan, conduciendo corriente a
través de la carga de salida a través de la inductancia L2, y
cargando el condensador C2b de salida. El funcionamiento del
circuito se repite cuando el transistor Q1 se pasa de nuevo a
estado de no conducción y el transistor Q4 se pasa a estado de
conducción.
En segundo lugar, es necesario considerar un
periodo durante el que el terminal AC1 es positivo con respecto al
terminal AC2 y la corriente de carga está fuera de fase con la
tensión de carga. El transistor Q2 y el transistor Q3 se mantienen
en estado de conducción y, por lo tanto, junto con el diodo D2 y el
diodo D3, proporcionan trayectorias de corriente bidireccionales.
Durante este periodo, los transistores Q1 y Q4 conmutan de manera
alternativa a alta frecuencia en respuesta a la señal de control de
alta frecuencia desde el controlador. Para un primer intervalo de
tiempo de esta alternancia a alta frecuencia, el transistor Q4 se
encuentra en estado de no conducción y el transistor Q1 se
encuentra en estado de conducción. Durante este intervalo, el diodo
D1 está polarizado de forma directa y los condensadores C1a y C1b de
transferencia de energía se cargan a través del inductor L2 filtro.
Durante un segundo intervalo de tiempo de la alternancia a alta
frecuencia, se invierten los estados de conmutación de los
transistores Q1 y Q4. Una vez que esto ocurre, los condensadores
C1a y C1b de transferencia de energía se descargan, conduciendo
corriente hacia fuera a través de los terminales de entrada a
través de la inductancia L1, y cargando el condensador C2a de
entrada. El funcionamiento del circuito se repite cuando el
transistor Q4 se pasa de nuevo a estado de no conducción y el
transistor Q1 se pasa a estado de conducción.
En tercer lugar, es necesario considerar un
periodo durante el que el terminal AC1 es negativo con respecto al
terminal AC2 y la corriente de carga está en fase con la tensión de
carga. El transistor Q1 y el transistor Q4 se mantienen en estado
de conducción y, por lo tanto, junto con el diodo D1 y el diodo D4,
proporcionan trayectorias de corriente bidireccionales. Durante
este periodo, los transistores Q2 y Q3 conmutan de manera
alternativa a alta frecuencia en respuesta a la señal de control de
alta frecuencia desde el controlador. Para un primer intervalo de
tiempo de esta alternancia a alta frecuencia, el transistor Q2 se
encuentra en estado de no conducción y el transistor Q3 se
encuentra en estado de conducción. Durante este intervalo, el diodo
D3 está polarizado de forma directa y los condensadores C1a y C1b de
transferencia de energía se cargan a través del inductor L1 filtro.
Durante un segundo intervalo de tiempo de la alternancia a alta
frecuencia, se invierten los estados de conmutación de los
transistores Q2 y Q3. Una vez que esto ocurre, los condensadores
C1a y C1b de transferencia de energía se descargan, conduciendo
corriente a través de la carga de salida a través de la inductancia
L2, y cargando el condensador C2b de salida. El funcionamiento del
circuito se repite cuando el transistor Q2 se pasa de nuevo a
estado de no conducción y Q3 se pasa a estado de conducción.
En cuarto lugar, es necesario considerar un
periodo durante el que el terminal AC1 es negativo con respecto al
terminal AC2 y la corriente de carga está fuera de fase con la
tensión de carga. El transistor Q1 y el transistor Q4 se mantienen
en estado de conducción y, por lo tanto, junto con el diodo D1 y el
diodo D4, proporcionan trayectorias de corriente bidireccionales.
Durante este periodo, los transistores Q2 y Q3 conmutan de manera
alternativa a alta frecuencia en respuesta a la señal de control de
alta frecuencia desde el controlador. Para un primer intervalo de
tiempo de esta alternancia a alta frecuencia, el transistor Q3 se
encuentra en estado de no conducción y el transistor Q2 se
encuentra en estado de conducción. Durante este intervalo, el diodo
D2 está polarizado de forma directa y los condensadores C1a y C1b de
transferencia de energía se cargan a través del inductor L2 filtro.
Durante un segundo intervalo de tiempo de la alternancia a alta
frecuencia, se invierten los estados de conmutación de los
transistores Q2 y Q3. Una vez que esto ocurre, los condensadores
C1a y C1b de transferencia de energía se descargan, conduciendo
corriente hacia fuera a través de los terminales de entrada a
través de la inductancia L1, y cargando el condensador C2a de
entrada. El funcionamiento del circuito se repite cuando el
transistor Q3 se pasa de nuevo a estado de no conducción y el
transistor Q2 se pasa a estado de conducción.
La tensión V_{out} de salida entre los
terminales AC3 y AC4 de salida depende de la tensión V_{in} de
entrada y del ciclo de trabajo de conmutación a alta frecuencia de
S1 y S2. Así, si la amplitud de la tensión V_{in} de entrada es
sinusoidal, la tensión V_{out} de salida seguirá en proporción
dependiendo del ciclo de trabajo de conmutación a alta frecuencia
de S1 y S2 y la relación de espiras del transformador TX1 de
aislamiento.
Cuando se conmutan pares de transistores de la
forma anteriormente descrita, es posible transformar tensiones de
CA en proporción con el ciclo de trabajo de la señal de control y la
relación de espiras del transformador TX1. Además, una mejora de la
fuente de señales de control de alta frecuencia, que controla de
manera alternativa pares de transistores, permitirá una corrección
de distorsión armónica, síntesis de armónicos y/o control de
regulación de acción rápida para compensar caídas de tensión en el
circuito, fluctuaciones de tensión de red eléctrica y variación de
carga. La frecuencia de la señal de control es preferiblemente de
uno a varios órdenes de magnitud mayor que la frecuencia de entrada
de CA y puede ser, por ejemplo, de 500 hercios a 250
kilohercios.
Se entenderá fácilmente a partir de la
descripción anterior que exactamente el mismo sistema de circuitos
y controlador producirá, a partir de una entrada de CC, una salida
de CC regulada. La potencia puede fluir a través del convertidor en
uno u otro sentido, se use con una fuente de CA o una fuente de
CC.
En la figura 7 se ilustran las dos ramas de cada
red S1 y S2 de conmutación como un par de transistores y diodos
conectados en serie, por ejemplo Q1-D2 y
Q2-D1, conectadas en sus uniones
transistor-diodo. Esta topografía permite el uso de
subensamblajes de circuito integrado de Q1 y D1, y Q2 y D2.
Funcionalmente, no obstante, los medios de conmutación
transistor-diodo unidireccionales de la figura 7 son
exactamente los mismos que los de la figura 8, en la que se
muestran dos ramas discretas para cada red de conmutación.
En la figura 8, el circuito de entrada y el
circuito de salida se muestran acoplados, no mediante los
condensadores C1a y C1b y el transformador TX1 de aislamiento de la
figura 7, sino mediante un condensador C1 que se conecta entre las
uniones inductor (L1, L2)/red (S1; S2) de conmutación de ambos
circuitos; y mediante una conexión directa de las uniones red (S1;
S2) de conmutación/terminal (AC2; AC4) de ambos circuitos. El
circuito de la figura 8 carece de la función de elevación/reducción
del circuito de la figura 7 que se logra mediante elección de la
relación de espiras del transformador TX1 de aislamiento, aunque aún
permite elevar o reducir mediante control del ciclo de trabajo y
regulación de tensión de CA o CC bidireccional tal como se describe
por lo demás con referencia a la figura 7.
Claims (8)
1. Fuente de potencia eléctrica que comprende un
regulador de CA/CC que puede igualmente convertir una entrada de CA
o una entrada de CC (de una u otra polaridad) en una salida de CA o
de CC correspondiente con regulación de tensión, que comprende:
- \quad
- un circuito de entrada que tiene un par de terminales (AC1, AC2) de entrada entre los que se conecta un condensador (C2a) y, en paralelo con el condensador (C2a), una conexión en serie de un primer inductor (L1) y una primera red (S1) de conmutación;
- \quad
- un circuito de salida que tiene un par de terminales (AC3, AC4) de salida entre los que se conecta un condensador (C2b) y, en paralelo con el condensador (C2b), una conexión en serie de un segundo inductor (L2) y una segunda red (S2) de conmutación;
- \quad
- estando acoplados los circuitos de entrada y de salida capacitivamente mediante al menos un condensador (C1, C1a, C1b);
- \quad
- comprendiendo la primera red (S1) de conmutación dos ramas (Q1, D2; Q2, D1) cada una de las cuales comprende una conexión en serie de un transistor (Q1; Q2) y un diodo (D2; D1) alineado de modo que sólo permite un flujo de corriente unidireccional, estando dispuestas las dos ramas (Q1, D2; Q2, D1) en antiparalelo, actuando el transistor (Q1; Q2) de cada rama como un medio de conmutación que puede controlarse, estando conectadas las dos ramas (Q1, D2; Q2, D1) opcionalmente en sus uniones transistor-diodo;
- \quad
- comprendiendo la segunda red (S2) de conmutación dos ramas (Q3, D4; Q4, D3) cada una de las cuales comprende una conexión en serie de un transistor (Q3; Q4) y un diodo (D4; D3) alineado de modo que sólo permite un flujo de corriente unidireccional, estando dispuestas las dos ramas (Q3, D4; Q4, D3) en antiparalelo, actuando el transistor (Q3; Q4) de cada rama como un medio de conmutación que puede controlarse, estando conectadas las dos ramas (Q3, D4; Q4, D3) opcionalmente en sus uniones transistor-diodo; y
- \quad
- un controlador adaptado para hacer funcionar los transistores (Q1, Q2, Q3, Q4) en las cuatro ramas de las dos redes (S1, S2) de conmutación abriendo y cerrando a alta frecuencia de manera alternativa el transistor (Q1 o Q2) en el circuito de entrada que permitiría, si se cerrara, un flujo de corriente a través de la primera red (S1) de conmutación, y cerrando y abriendo a alta frecuencia de manera alternativa el transistor (Q3 o Q4) orientado de forma opuesta en el circuito de salida de modo que esté en el estado de conmutación opuesto al transistor (Q1 o Q2) que se hace funcionar a alta frecuencia en el circuito de entrada.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Fuente de potencia eléctrica según la
reivindicación 1, en la que el controlador monitoriza la polaridad
de la tensión de entrada entre los terminales (AC1, AC2) de entrada
para establecer cuál de los transistores (Q1 o Q2) en el circuito
de entrada permitiría, si se cerrara, un flujo de corriente a través
de la primera red (S1) de conmutación.
3. Sistema de potencia eléctrica según cualquier
reivindicación anterior, en el que:
- \quad
- los ciclos de trabajo de los transistores (Q1 o Q2) en el circuito de entrada y de los transistores (Q3 o Q4) en el circuito de salida que se hacen funcionar a alta frecuencia pueden variarse de modo que varíe la tensión de salida real dentro de un intervalo de tensiones de salida.
\vskip1.000000\baselineskip
4. Sistema de potencia eléctrica según cualquier
reivindicación anterior, en el que:
- \quad
- los transistores (Q1 o Q2) en el circuito de entrada y los transistores (Q3 o Q4) en el circuito de salida que no se hacen funcionar por el controlador a alta frecuencia se mantienen cerrados.
\vskip1.000000\baselineskip
5. Sistema de potencia eléctrica según cualquier
reivindicación anterior, en el que el acoplamiento capacitivo de
los circuitos de entrada y de salida se proporciona mediante:
- (a)
- un condensador (C1) que se conecta entre las uniones inductor (L1; L2)/red (S1 S2) de conmutación de ambos circuitos, y
- (b)
- una conexión directa entre las uniones red (S1; S2) de conmutación/terminal (AC2; AC4) de ambos circuitos.
\vskip1.000000\baselineskip
6. Sistema de potencia eléctrica según
cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4, en el que el acoplamiento
capacitivo de los circuitos de entrada y de salida se proporciona
mediante:
- \quad
- una red serie que comprende un condensador (C1a; C1b) y un devanado de un transformador (TX1) de aislamiento conectados en paralelo a la red (S1; S2) de conmutación de cada uno de los circuitos de entrada y de salida, de manera que cada uno de los circuitos de entrada y de salida se conecta a un devanado diferente del transformador (TX1) de aislamiento, en el que:
- el terminal de condensador (C1a; C1b) de cada red serie se conecta a la unión inductor (L1; L2)/red (S1; S2) de conmutación y el terminal de devanado de cada red serie se conecta a la unión red (S1; S2) de conmutación/terminal (AC2; AC4).
\vskip1.000000\baselineskip
7. Sistema de potencia eléctrica según la
reivindicación 6, en el que la relación de espiras del transformador
(TX1) de aislamiento se selecciona de modo que se establece el
intervalo de tensiones de salida requerido para una tensión de
entrada dada.
8. Sistema de potencia eléctrica según cualquier
reivindicación anterior, en el que el inductor (L1) del circuito de
entrada está acoplado magnéticamente al inductor (L2) del circuito
de salida.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9805021 | 1998-03-11 | ||
| GB9805021A GB2335317A (en) | 1998-03-11 | 1998-03-11 | Bi-directional voltage converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2325873T3 true ES2325873T3 (es) | 2009-09-22 |
Family
ID=10828262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES99939234T Expired - Lifetime ES2325873T3 (es) | 1998-03-11 | 1999-03-01 | Regulador de tension de ca/cc bidireccional. |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6294900B1 (es) |
| EP (1) | EP1084531B1 (es) |
| JP (1) | JP4246914B2 (es) |
| KR (1) | KR100588233B1 (es) |
| AT (1) | ATE431639T1 (es) |
| AU (1) | AU3261499A (es) |
| DE (1) | DE69940884D1 (es) |
| ES (1) | ES2325873T3 (es) |
| GB (1) | GB2335317A (es) |
| WO (1) | WO1999046850A1 (es) |
Families Citing this family (38)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1998-03-11 GB GB9805021A patent/GB2335317A/en not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-03-01 AU AU32614/99A patent/AU3261499A/en not_active Abandoned
- 1999-03-01 JP JP2000536130A patent/JP4246914B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-01 AT AT99939234T patent/ATE431639T1/de not_active IP Right Cessation
- 1999-03-01 WO PCT/GB1999/000601 patent/WO1999046850A1/en active IP Right Grant
- 1999-03-01 EP EP99939234A patent/EP1084531B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-01 ES ES99939234T patent/ES2325873T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-01 KR KR1020007009944A patent/KR100588233B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-03-01 DE DE69940884T patent/DE69940884D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-01 US US09/623,777 patent/US6294900B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1999046850A1 (en) | 1999-09-16 |
| KR100588233B1 (ko) | 2006-06-13 |
| DE69940884D1 (de) | 2009-06-25 |
| ATE431639T1 (de) | 2009-05-15 |
| EP1084531B1 (en) | 2009-05-13 |
| AU3261499A (en) | 1999-09-27 |
| JP2002507110A (ja) | 2002-03-05 |
| GB9805021D0 (en) | 1998-05-06 |
| GB2335317A (en) | 1999-09-15 |
| EP1084531A1 (en) | 2001-03-21 |
| JP4246914B2 (ja) | 2009-04-02 |
| KR20010034560A (ko) | 2001-04-25 |
| US6294900B1 (en) | 2001-09-25 |
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