ES2110844T5 - Circuito de mando de corriente continua. - Google Patents

Abstract

SE PROPONE UN CIRCUITO DE CONTROL DE CORRIENTE CONTINUA PARA OPERACION Y CORTE DE FLUJO DE CORRIENTE EN UN CIRCUITO (12) DE CORRIENTE DE CARGA DE INDUCTANCIA MEDIANTE DISPARO DE UN INTERRUPTOR (11) SEMICONDUCTOR. EL INTERRUPTOR (11) SEMICONDUCTOR ESTA CONECTADO EN SERIE CON AL MENOS UNA UNIDAD CONSUMIDORA QUE CONSUME POTENCIA A PARTIR DEL CIRCUITO (12) DE CORRIENTE DE CARGA, Y UN COMPONENTE (16) SEMICONDUCTOR DE DISPOSICION LIBRE ESTA CONECTADO EN PARALELO CON LA UNIDAD CONSUMIDORA. UNA CORRIENTE DE CONTROL QUE SE DISPARA PARA ABRIR O PARA CORTAR EL FLUJO DE CORRIENTE SE REDUCE A PARTIR DEL VALOR INICIAL MAS ALTO DE TAL MODO QUE EL INTERRUPTOR (11) SEMICONDUCTOR CONDUCE O CORTA PERFECTAMENTE SOLO CUANDO HA SIDO CONECTADO EL COMPONENTE (16) SEMICONDUCTOR DE DESARROLLO LIBRE. UNA FUENTE (18) DE CORRIENTE DE ABERTURA Y UNA FUENTE (19) DE CORRIENTE DE CORTE, QUE PUEDE SER REGULADA DE ACUERDO CON LA TENSION DEL COMPONENTE (16) SEMICONDUCTOR DE DESARROLLO LIBRE O CON UN PARAMETRO DEPENDIENTE DE LA TENSION, Y QUE REDUCE PROGRESIVAMENTE LA CORRIENTE DE CONTROL AL VALOR MINIMO, ESTAN DISEÑADOS PARA ASEGURAR QUE EL VALOR MINIMO SE ALCANCE ESENCIALMENTE CUANDO LA CAIDA DE TENSION EN EL COMPONENTES (16) SEMICONDUCTOR DE DESARROLLO LIBRE ALCANZA EL VALOR 0. ESTA DISPOSICION REDUCE LAS PERDIDAS E INTERFERENCIA A UN MINIMO, MIENTRAS PERMITE UN PROCESO DE CONEXION MUY RAPIDO EN EL INTERRUPTOR (11) SEMICONDUCTOR.

Description

Circuito de mando de corriente continua.

La invención se refiere a un circuito de mando de corriente continua para la conexión y desconexión del paso de corriente en un circuito de corriente de carga afectado por inductancia, mediante el mando de un conmutador semiconductor, según la especie de las reivindicaciones 1 y 4.

Para la conexión y desconexión de corriente continua existe normalmente una conexión en serie de fuente de tensión, conmutador semiconductor y receptor o carga. Para receptores afectados por inductancia se conecta un diodo astable en paralelo a la parte afectada por inductancia del circuito de corriente, pudiendo estar originada la inductancia en todo o en parte también, por ejemplo, por los conductores del circuito de corriente.

Un conmutador semiconductor configurado por ejemplo como transistor de efecto de campo metal-óxido, se manda con ayuda de la tensión compuerta-cátodo. En tanto en cuanto que un transistor semejante conduzca, en el punto de unión entre el transistor y el receptor - y por consiguiente también en el diodo astable - existe en lo esencial el potencial de suministro. Si ahora se reduce la tensión compuerta-cátodo para el bloqueo del transistor, la resistencia interior del transistor se hará cada vez mayor y la potencia transformada en él en calor cada vez mayor, puesto que la corriente sólo se reduce poco a causa de la inductancia en el circuito de corriente de carga. Así pues es necesario que el diodo astable absorba el paso de corriente antes de que en el transistor se desarrolle tanto calor que lo destruya.

Por el documento DE 40 13 997 A1 se conoce para esto mantener una corriente de mando de desconexión para la compuerta del transistor a un valor alto hasta que un dispositivo de evaluación indique que el diodo astable está próximo al punto de maniobra. Ahora se conmuta la corriente de mando a un valor menor. Gracias a esta medida se evitan ampliamente desde luego los efectos indeseables al conmutar, a saber, la producción de una potencia perdida en el transistor y la producción de tensiones parásitas e impulsos parásitos, sin embargo se limita la velocidad máxima de maniobra haciendo que al elevar la tensión de drensurtidor y la simultánea reducción de la capacidad operativa compuerta-cátodo de un transistor de efecto de campo metal-óxido, se acelere el proceso de desconexión y por consiguiente la corriente máxima de desconexión solamente pueda elegirse tan grande que todavía sea posible una oportuna conmutación con la pequeña corriente de desconexión en la proximidad del punto de maniobra del diodo.

Al conectar la corriente aparece otro problema, a saber, el del peligro de un cortocircuito. Si justo antes de una reconexión se llevó a cabo una desconexión, todavía pasa corriente en el circuito de corriente de carga y desde luego a través del diodo astable. Si cae la resistencia del transistor con la tensión creciente compuerta-cátodo para la conexión del transistor, se hará positivo el potencial en el punto de unión entre transistor y diodo astable, de manera que el diodo se bloquea. Aunque este cierre tampoco se lleva a cabo de golpe, de manera que existe el peligro de que al aumentar la tensión compuerta-cátodo del transistor, este conduzca ya totalmente, cuando el diodo no se ha cerrado todavía. Esto tendría claramente como consecuencia un cortocircuito con el peligro de una destrucción del transistor y/o del diodo.

Para impedir esto se propuso ya en el documento DE 40 13 997 A1 antes citado, mantener la corriente de mando primeramente a un nivel bajo o - utilizando transistores bipolares - dejarla subir lentamente sólo hasta que el dispositivo de evaluación haya reconocido la maniobra del diodo astable. Justo después se conmutará la corriente de mando a un valor esencialmente superior. De este modo se impide desde luego efectivamente un cortocircuito, sin embargo se eleva de forma continua la tensión compuerta-cátodo del transistor para la corriente constante de conexión allí prevista. Si aquella supera la tensión de corte del transistor, pasa corriente creciente por este. De este modo se disminuye la corriente mediante el diodo, y mediante la corriente drensurtidor que sigue aumentando, se reduce la corriente por el diodo hasta que este se queda sin corriente. Puesto que pasa corriente por el transistor y al mismo tiempo decae toda la tensión de suministro en él, se genera en esta fase del proceso de conexión una alta potencia perdida que el transistor tiene que transformar en calor.

Una misión de la presente invención consiste pues en perfeccionar el conocido circuito de mando de corriente continua de manera que al conectar y/o desconectar la corriente, se genere una menor potencia perdida para al mismo tiempo procesos más rápidos de maniobra, debiendo evitarse lo más ampliamente posible tensiones parásitas e impulsos parásitos.

Esta misión se resuelve según la invención haciendo que esté prevista una fuente de corriente de conexión o desconexión controlable en función de la tensión en el componente constructivo semiconductor astable, para la reducción continua del valor de la corriente de mando de conexión o desconexión hasta un valor mínimo, alcanzándose el valor mínimo esencialmente para un valor de la tensión de 0 voltios de la tensión que se reduce en el componente constructivo semiconductor astable.

Puesto que en el circuito de mando de corriente continua según la invención, al desconectar la corriente continua la corriente de desconexión no se reduce en un solo paso, sino de forma continua en función de la disminución de la tensión de bloqueo del componente constructivo semiconductor astable, que tiene que conectarse al desconectarse el conmutador semiconductor, la corriente de desconexión ha alcanzado en la proximidad del punto de maniobra del componente constructivo semiconductor astable un valor que garantiza una maniobra para la mínima potencia perdida y potencia parásita. La corriente de desconexión puede elegirse esencialmente mayor en comparación con el conocido circuito de mando, porque primeramente solamente se reduce la tensión compuerta-cátodo, pero todavía no aparece ninguna variación esencial de la tensión de drensurtidor. Sin embargo si la resistencia drensurtidor del transistor es tan grande que la tensión de drensurtidor se eleva a causa de la corriente conducida por el transistor, y por tanto se hace menor la tensión de bloqueo del componente constructivo semiconductor astable, la tensión de desconexión se reduce por ello proporcionalmente a la tensión de bloqueo del diodo de manera que el diodo tiene tiempo suficiente en la proximidad del punto de maniobra para su proceso de conexión. De este modo se consigue globalmente una velocidad más rápida de maniobra.

En forma análoga a la desconexión, según la invención en la conexión se reduce también de forma continua una corriente primeramente alta en función de la tensión en el componente constructivo semiconductor astable hasta que este haya alcanzado en la proximidad del punto de maniobra del componente constructivo semiconductor astable el pequeño valor mínimo necesario de la corriente de mando. De este modo el componente constructivo semiconductor astable dispondrá del tiempo necesario de maniobra para impedir la generación, si no inevitable, de potencia parásita. Puesto que el componente constructivo semiconductor astable se pone muy rápidamente en la proximidad del punto de maniobra, se acorta considerablemente el tiempo en el que se genera una alta potencia perdida antes de que el componente constructivo semiconductor astable esté en la proximidad del punto de maniobra. De este modo se reduce también, junto al tiempo de maniobra, la potencia perdida para una menor potencia parásita.

Gracias a las medidas expuestas en las reivindicaciones secundarias, son posibles perfeccionamientos y mejoras ventajosas del circuito de mando de corriente continua indicado en las reivindicaciones 1 y 5.

La fuente de corriente de conexión y la fuente de corriente de desconexión presentan en forma ventajosa dispositivos limitadores para limitar al valor mínimo ajustado la corriente de mando de conexión o de desconexión que se reduce. La reducción de la corriente de mando de conexión o de desconexión hasta el valor mínimo se lleva a cabo aquí de preferencia proporcionalmente a la variación de la tensión que pasa por cero en el componente constructivo semiconductor astable. El valor mínimo de la corriente se elige aquí de manera que el componente constructivo semiconductor astable haya dispuesto del necesario tiempo de conmutación.

A la reducción de los tiempos de maniobra contribuyen especialmente también medios para la conmutación de la fuente de corriente de conexión y/o de desconexión a un valor esencialmente más alto de la corriente de mando después de llevada a cabo la conmutación del componente constructivo semiconductor astable. Aquí la fuente de corriente de conexión y/o de desconexión posee en un acondicionamiento conveniente al menos dos fuentes de corriente parcial que pueden conectarse alternativamente mediante tensiones positivas o negativas al componente constructivo semiconductor astable. Para ello por conveniencia pueden estar conectados por delante diodos con la polaridad fijada inversa correspondiendo a las entradas de mando de las fuentes de corriente.

El menor tiempo posible de conexión se proporciona mediante el ineludible tiempo de retardo de desconexión (figura 3 (b), intervalo de tiempo t_{6} a t_{8}). Por consiguiente ya no es posible más una ulterior disminución de la tensión del receptor en el lado de salida, mediante la reducción del tiempo de conexión. No obstante si deben lograrse menores tensiones de salida que las que permitiría el menor tiempo posible de conexión, puede llevarse a cabo esto en forma ventajosa mediante medios que en caso de una disminución de la tensión del receptor en el lado de salida por debajo de una fracción predeterminable de la tensión de suministro, proporcionen una corriente de mando de conexión que ya no conecte más totalmente el conmutador semiconductor. La diferencia de la tensión cae entonces a través del transistor cuando este no está totalmente conectado. La tensión de salida puede adoptar de este modo valores muy pequeños, de manera que un regulador que emita la anchura de los impulsos, puede ajustar tensiones de salida que sean menores que las que serían realizables mediante el tiempo de conexión más corto posible.

Una realización conveniente puede llevarse a cabo haciendo que esté previsto un dispositivo comparador para la comparación de la tensión de suministro con la caída de tensión de al menos uno de los receptores, ajustándose mediante este dispositivo comparador el valor de la corriente de mando después de llevada a cabo la conmutación del componente constructivo semiconductor astable en función de la relación entre estas tensiones.

Por conveniencia el conmutador semiconductor es un transistor de efecto de campo metal - óxido o un conmutador semiconductor bipolar de puerta aislada, aunque los problemas antes citados aparecen también en transistores bipolares que se mandan adecuadamente mediante una corriente de base, tal como se presenta en el estado actual de la técnica indicado en el preámbulo.

Por conveniencia, a la entrada de mando del conmutador semiconductor está conectado por delante un conmutador que puede mandarse mediante una señal de mando para su respectivo proceso de maniobra, para la conmutación entre la fuente de corriente de conexión y la de desconexión. Aquí por conveniencia la señal de mando puede ser una señal modulada en la anchura del impulso. No obstante también es posible mandar alternativa y directamente con la señal de mando la fuente de corriente de conexión y de desconexión.

Dos ejemplos de realización de la invención están representados en el dibujo y se explican en detalle en la descripción siguiente. Se muestran:

Figura 1 un acondicionamiento de los circuitos de un primer ejemplo de realización.

Figura 2 un acondicionamiento de los circuitos de un segundo ejemplo de realización, ampliado respecto al primer ejemplo de realización en un dispositivo comparador para ulterior reducción de la tensión del receptor, y

Figura 3 un diagrama de señales para explicar el funcionamiento.

En el primer ejemplo de realización representado en la figura 1, una fuente 10 de tensión de suministro con la tensión U_{B} de suministro, el tramo drensurtidor de un transistor 11 configurado como transistor de efecto de campo metal - óxido y una disposición 12 de receptor, forman un circuito de corriente. En serie con un receptor 13 está aquí conectada una inductancia 14, estando conectada en paralelo con el receptor 13 una capacidad 15. Esta disposición debe de representar un receptor cualquiera con componentes óhmicos, capacitivos e inductivos. En la inductancia 14 puede tratarse, por ejemplo, de una bobina de inducción, aunque tal inductancia puede estar causada también únicamente por la inductancia de los conductores del circuito de corriente o por resistencias de carga con componente inductivo. En el receptor hay una caída U_{A} de tensión, mientras que en el tramo drensurtidor del transistor 11 hay una caída U_{DS} de tensión drensurtidor.

En paralelo con la disposición 12 de receptor está conectado un diodo 16 astable. Para ello puede utilizarse también cualquier otro componente semiconductor astable, por ejemplo, un transistor unipolar o un diodo rectificador de corriente en el circuito de carga o circuito receptor acoplado magnéticamente (como un transformador). La compuerta G del transistor 11 se manda a través de un dispositivo 17 conmutador mediante una secuencia PW de la señal modulada en la anchura de los impulsos, de manera que la compuerta G está unida, para la conexión del transistor 11 con una fuente 18 de corriente de conexión, y para la desconexión del transistor 11 con una fuente 19 de corriente de desconexión que para suministro está unida con el cátodo S del transistor 11. Para el suministro de tensión de la fuente 18 de corriente de conexión sirve la conexión en serie de la fuente 10 de tensión de suministro con una fuente 20 de tensión auxiliar, cuya tensión U_{H} auxiliar se suma a la tensión U_{B} de suministro. Por ejemplo, para un transistor de efecto de campo metal - óxido de canal N, que esté conectado como seguidor de cátodo, la tensión de compuerta para la conexión tiene que hacerse más positiva que la tensión de suministro en la conexión dren. Por este motivo se necesita en el caso presente la fuente 20 de tensión auxiliar, puesto que con ella su conexión positiva está situada al potencial U_{B} +U_{H}.

A la fuente 18 de corriente de conexión están conectadas otras dos fuentes 21, 22 de corriente auxiliar. La fuente 21 de corriente auxiliar está configurada como fuente controlable de corriente y se manda mediante la caída de tensión U_{KA} en el diodo 16 astable, a través de un diodo 23 y de una resistencia 24 conectada en serie con él. La segunda fuente 22 de corriente auxiliar es una fuente de corriente no mandada que está unida con la fuente 18 de corriente de conexión a través de un conmutador 25 controlable. El conmutador 25 controlable se manda asimismo mediante la tensión U_{KA} a través de un diodo 26 con la polaridad fijada inversa al diodo 23. Los dos diodos 23, 26 tienen fijada la polaridad de manera que cuando el diodo 16 astable conduce y la tensión -U_{KA} que pasa es negativa, se cierra el conmutador 25 controlable y la fuente 21 de corriente auxiliar se ajusta a un determinado valor de corriente. En otro caso, es decir para tensión positiva en el cátodo del diodo 16 astable, se cierra el conmutador 25 controlable y se bloquea la fuente 21 de corriente auxiliar. Las corrientes alimentadas por las fuentes 21, 22 de corriente auxiliar sirven o bien como corrientes de mando para el mando de la corriente de salida de esta fuente 18 de corriente de conexión, o bien se suman a una corriente I_{GSmin} mínima producida por la fuente 18 de corriente de conexión.

La fuente 19 de corriente de desconexión está configurada asimismo como fuente controlable de corriente y se manda mediante una caída de tensión U_{27} en una resistencia 27. La tensión U_{27} corresponde a la tensión U_{KA}. Para ello la resistencia 27 está unida, por ejemplo, con la fuente 19 de corriente de desconexión de manera que está situada prácticamente en paralelo con el diodo 16 astable.

El funcionamiento del ejemplo de realización representado en la figura 1 se explica ahora a continuación, de la mano del diagrama de señales representado en la figura 3. Primeramente se explica la conexión del transistor 11, que se lleva a cabo en el intervalo de tiempo de t_{1} a t_{5}. Si en el instante t_{1} cambia la secuencia PW de la señal de anchura de impulso modulada del nivel lógico 0 al nivel lógico 1, la compuerta G se unirá con la fuente 18 de corriente de conexión a través del dispositivo 17 conmutador y por tanto se inicia el proceso de conexión. En este instante el diodo 16 astable conduce corriente y tiene una alta tensión negativa -U_{KA} de paso. Así el diodo 16 está bloqueado y el diodo 23 conduce corriente. Pasa una corriente por la resistencia 24 en función de la caída de tensión en el diodo 16 astable, constituyendo esta corriente la variable activa para la corriente de salida de la fuente 21 de corriente auxiliar. La relación proporcional entre la corriente de mando y la tensión de paso está proporcionada por la resistencia 24. La corriente I_{GS} de conexión que fluye desde la fuente 18 de corriente de conexión hacia la compuerta del transistor 11 está ajustada a un valor alto en el instante t_{1} gracias a la alta corriente de mando de la fuente 21 de corriente auxiliar, puesto que la tensión -U_{KA} que pasa tiene en este momento un alto valor negativo. A causa de la alta corriente I_{GS} de conexión asciende rápidamente la tensión U_{GS}, es decir, la tensión compuerta-cátodo, del transistor 11 (véase figura 3(d)). Si la tensión U_{GS} rebasa la tensión de corte del transistor 11, fluirá allí corriente creciente, con lo que se reduce correspondientemente la corriente a través del diodo 16 astable. La tensión -U_{KA} de paso se hará así menor. Correspondiendo a la reducción de la tensión -U_{KA} de paso del diodo 16 astable se reduce también la corriente de mando para la fuente 21 de tensión auxiliar durante el intervalo de tiempo t_{2} a t_{3}. En el instante t_{3} la tensión -U_{KA} que pasa se ha reducido tanto que el diodo 16 astable está en la proximidad del punto de maniobra. De este modo la variable activa para la fuente 21 de corriente auxiliar se reduce prácticamente al valor cero y a través de la fuente 18 de corriente de conexión fluye solamente todavía la corriente I_{GSmin} mínima ajustada fija, cuya magnitud se elige de manera que el diodo 16 astable disponga del necesario tiempo de conmutación (t_{3} a t_{4}).

En el instante t_{4} ha terminado la zona crítica del proceso de conmutación del diodo 16 astable, y ha adoptado una tensión U_{KA} positiva de bloqueo. El diodo 23 está ahora cerrado y el diodo 26 conduciendo corriente y mediante el conmutador 25 se conecta la segunda fuente 22 de corriente auxiliar, que ajusta la corriente I_{GS} de conexión a un valor alto, con lo que se concluye rápidamente el proceso ahora no crítico de conexión del transistor 11 hasta el instante t_{5}.

Durante el intervalo de tiempo t_{2} a t_{4} tiene que transformarse una gran potencia perdida en el transistor 11 a causa de la corriente que pasa por él y de la alta tensión U_{DS} = U_{B} + U_{AK}. Como muestra la descripción en conjunción con el diagrama de señales según la figura 3, este intervalo de tiempo se disminuye notablemente por las medidas descritas (en comparación con el estado actual de la técnica), sin que se genere una potencia parásita adicional.

En el instante t_{6} se inicia el proceso de desconexión del transistor 11 haciendo que la señal de la secuencia PW de la señal modulada en la anchura de los impulsos, cambie del nivel lógico 1 al nivel lógico 0. Así la compuerta del transistor 11 se une con la fuente 19 de corriente de desconexión a través del dispositivo 17 conmutador. La tensión U_{DS} en el transistor 11 es muy pequeña cuando este transistor está conectado, de manera que la tensión U_{KA} = U_{27} coincide esencialmente con la tensión U_{B} de suministro, es decir, es muy alta. De este modo la fuente 19 de corriente de desconexión está ajustada a una alta corriente -I_{GS} de desconexión. Esta corriente disminuye la tensión U_{GS} con lo cual asciende la resistencia del transistor durante el intervalo t_{6} a t_{7} de tiempo. En el instante t_{7} la resistencia del tramo drensurtidor del transistor 11 ha alcanzado un valor que para una ulterior reducción de U_{GS} conduce a un ascenso correspondiente de la tensión U_{DS}. En la misma medida se reduce la tensión U_{KA} en el diodo 16 astable y por tanto también la tensión U_{27} de manera que la corriente -I_{GS} de desconexión desciende proporcionalmente a la reducción de la tensión U_{KA} y en el instante t_{8} alcanza la corriente -I_{GSmin} mínima fijada en la fuente 19 de corriente de desconexión, que corresponde cuantitativamente en lo esencial a la corriente mínima de la fuente 18 de corriente de conexión. La tensión U_{KA} = U_{27} es en este momento, esencialmente nula. t_{9} a t_{10} es el intervalo de tiempo que necesita el diodo 16 astable para absorber totalmente la corriente debida a la inductancia 14. En el instante t_{10} está concluido el proceso de desconexión.

Los tiempos de maniobra inevitables y no deseados del diodo astable están condicionados por una parte por el propio diodo y por otra parte por efectos inductivos no deseados en los conductores de conexión, así como por condensadores, y ocasionan oscilaciones de alta frecuencia, altas velocidades de subida de corriente y puntas de tensión (tensiones parásitas). Los tiempos de maniobra se ajustan gracias a la disposición descrita de manera que ya no se generen más prácticamente los efectos no deseados y se asegure la compatibilidad electromagnética.

El segundo ejemplo de realización representado en la figura 2, corresponde ampliamente al primer ejemplo de realización. Componentes constructivos y conjuntos constructivos iguales o que actúan del mismo modo, están provistos pues con los mismos símbolos de referencia y no se describen otra vez. A diferencia del primer ejemplo de realización la fuente 22 de corriente auxiliar se sustituye por una fuente 28 de corriente auxiliar controlable, que es mandada por un dispositivo 29 comparador. La variable activa en el lado de salida del dispositivo 29 comparador se basa en la comparación de las tensiones U_{B} y U_{A} en el receptor 13 o en la disposición 12 de receptor. Estas dos tensiones U_{B} y U_{A} se alimentan al dispositivo 29 comparador a través de dos resistencias 30, 31. Después se manda la corriente de la fuente 28 de corriente auxiliar a valores menores cuando se desciende de una determinada relación U_{A}/ U_{B}, que está establecida por la relación de resistencias R/n \cdot R. Aquí la resistencia 31 tiene el valor R y la resistencia 30 el valor n \cdot R. Por ejemplo, para una anchura del impulso del 5% es n = 20.

El menor tiempo posible de conexión del transistor 11 para relación muy baja de anchura de impulsos, lo proporciona el inevitable tiempo de retardo de desconexión (figura 3 (b), intervalo de tiempo t_{6} a t_{8}). Por lo tanto no es posible ninguna otra disminución de la tensión U_{A} por ulterior acortamiento del tiempo de conexión. No obstante si hubieran de alcanzarse tensiones U_{A} del receptor menores en el lado de salida que las que permitiría el menor tiempo posible de conexión, sólo podrá conseguirse esto mediante una reducción de tensión en la conexión dren del transistor 11 durante el tiempo de conexión de este transistor, o sea, durante el intervalo de tiempo t_{4} a t_{5}. La diferencia de la tensión tiene que caer pues a través del transistor 11, que con este fin ya no se conecta más ahora completamente. Esto se consigue mediante la disposición 28-31.

Para tiempos de conexión mayores la fuente 28 de corriente auxiliar tiene la misma función que la fuente 22 de tensión auxiliar según la figura 1. Sin embargo cuando la relación U_{A}/U_{B} de las tensiones es menor que la relación R/n \cdot R de las resistencias, el dispositivo 29 comparador manda la fuente 28 de corriente auxiliar en el instante t_{4} a valores menores de corriente. De este modo se disminuye la corriente I_{GS} de conexión y se prolonga correspondientemente el tiempo para la conexión completa del transistor 11. Una reducción ulterior de la tensión U_{A} del receptor en el lado de salida tiene como consecuencia que el dispositivo 29 comparador puede retroceder la corriente de la fuente 28 de corriente auxiliar hasta el valor cero, con lo que se reduce la corriente I_{GS} de conexión hasta que haya alcanzado el valor I_{GSmin}. De este modo el transistor sólo alcanza pequeñas conductancias para un pequeño tiempo de conexión que está próximo al menor tiempo posible de conexión, de manera que durante este tiempo de conexión se produce una caída de tensión a través de él en la que se reduce la tensión en su cátodo. De este modo la tensión U_{A} de salida puede adoptar valores muy pequeños, de manera que un regulador que emita la anchura de impulsos, puede ajustar tensiones de salida que sean menores que las que podrían realizarse propiamente durante el tiempo más corto posible de conexión.

Las medidas según la invención son aplicables tanto en bloques de alimentación de circuitos con un conmutador en el lado de alta o un conmutador en el lado de baja, como también en bloques de alimentación de circuitos acoplados magnéticamente. El transistor 11 puede ser un transistor de efecto de campo metal - óxido (de canal N o de canal P), o un transistor bipolar de puerta aislada.

Modificando el ejemplo de realización descrito puede estar limitada también la corriente máxima posible -I_{GS} de desconexión. Hasta no bajar en la resistencia 27 por debajo de una tensión U_{27} correspondiente a uno de estos valores límites no se disminuirá pues la corriente de desconexión en forma continua, por ejemplo, proporcionalmente.

Para hacer más rápido el proceso de conexión se aumenta fuertemente la corriente de conexión después del proceso de conmutación del diodo 16 astable durante el intervalo t_{4} a t_{5} de tiempo como se ha descrito en relación con la figura 1. Correspondientemente también puede elevarse fuertemente al desconectar el transistor 11, la corriente -I_{GS} de desconexión después de la conmutación del diodo 16 astable, para bloquear con más rapidez totalmente el transistor 11. Esta elevación de corriente después del proceso de conmutación del diodo 16 astable puede llevarse a cabo también análogamente de forma continua al conectar y al desconectar el transistor 11, en lugar de la elevación por pasos descrita.

En los ejemplos de realización se reduce de forma continua la corriente I_{GS} de conexión y desconexión desde un valor elevado al comienzo, en función de la caída de tensión producida en el diodo 16 astable, en especial se reduce proporcionalmente. Esta reducción de corriente puede llevarse a cabo en lugar de en función de la tensión U_{KA} en el diodo 16 astable, también en función de parámetros que dependan de esta tensión U_{KA}, o que varíen de conformidad con esta tensión.

Claims (13)

1. Circuito de mando de corriente continua para la desconexión del paso de corriente en un circuito de corriente de carga afectado por inductancia, mediante el mando de un conmutador semiconductor configurado como transistor de efecto de campo metal - óxido o como conmutador semiconductor bipolar de puerta aislada, estando el conmutador semiconductor unido operativamente con el circuito de corriente de carga para el mando de al menos un receptor de aquel, y estando conectado un componente constructivo semiconductor astable en paralelo con el receptor, y disminuyéndose una corriente de mando de desconexión disparada para la desconexión desde un valor más alto inicial de manera que después no se cierre completamente el conmutador semiconductor hasta que el componente constructivo semiconductor astable se conmute al estado conductor de corriente, caracterizado porque está prevista una fuente (19) de corriente de desconexión controlable en función de la tensión en el componente (16) constructivo semiconductor astable, para la reducción continua del valor de la corriente (-I_{GS}) de mando de desconexión hasta un valor (-I_{GSmin}) mínimo, alcanzándose en lo esencial el valor mínimo para un valor de 0 voltios de la tensión que se reduce en el componente (16) semiconductor astable.

2. Circuito de mando según la reivindicación 1, caracterizado porque la fuente (19) de corriente de desconexión presenta un dispositivo limitador que mantiene en el valor mínimo la corriente de mando de desconexión que se reduce cuando la tensión en el componente constructivo semiconductor astable pasa por cero.

3. Circuito de mando según la reivindicación 1 ó 2, caracterizado porque la fuente (19) de corriente de desconexión presenta medios para la reducción de la corriente de mando de desconexión, en lo esencial proporcionalmente a la variación de la tensión en el componente (16) constructivo semiconductor astable que pasa por cero.

4. Circuito de mando de corriente continua para la conexión del paso de corriente en un circuito de corriente de carga afectado por inductancia, mediante el mando de un conmutador semiconductor configurado como transistor de efecto de campo metal-óxido o como conmutador semiconductor bipolar de puerta aislada, estando el conmutador semiconductor unido operativamente con el circuito de corriente de carga para el mando de al menos un receptor de aquel, y estando conectado un componente constructivo semiconductor astable en paralelo con el receptor, y ajustándose una corriente de mando de conexión disparada para la conexión de manera que después el conmutador semiconductor no conduce hasta que el componente constructivo semiconductor astable se haya conmutado al estado que bloquea la corriente, caracterizado porque está prevista una fuente (18) de corriente de conexión controlable en función de la tensión en el componente (16) constructivo semiconductor astable, para la reducción continua del valor de la corriente (I_{GS}) de mando de conexión hasta un valor (I_{GSmin}) mínimo, alcanzándose en lo esencial el valor mínimo para un valor de 0 voltios de la tensión que se reduce en el componente (16) semiconductor astable inmediatamente antes de hacerse inferior a su tensión umbral

5. Circuito de mando según la reivindicación 4, caracterizado porque la fuente (18) de corriente de conexión presenta un dispositivo limitador que limita al valor mínimo la corriente de mando de conexión que se reduce.

6. Circuito de mando según la reivindicación 4 ó 5, caracterizado porque la fuente (18) de corriente de conexión presenta medios (21) para la reducción de la corriente de mando de conexión, en lo esencial proporcionalmente a la variación de la tensión en el componente (16) constructivo semiconductor astable que pasa por cero.

7. Circuito de mando según alguna de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el valor mínimo de la corriente de la fuente (19) de corriente de desconexión y/o de la fuente (18) de corriente de conexión, presenta una magnitud (-I_{GSmin} o I_{GSmin}) pequeña que predetermina el tiempo de conmutación necesario para el componente (16) constructivo semiconductor astable.

8. Circuito de mando según alguna de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque están previstos medios (22, 25, 26) para la conmutación de la fuente (18) de corriente de conexión y/o de desconexión a un valor esencialmente mayor de la corriente de mando una vez llevada a cabo la conmutación del componente (16) constructivo semiconductor astable.

9. Circuito de mando según la reivindicación 8, caracterizado porque la fuente (18) de corriente de conexión presenta al menos dos fuentes (21, 22) de corriente parcial que pueden conectarse alternativamente mediante tensiones positivas y negativas al componente (16) constructivo semiconductor astable, estando conectados previamente de preferencia para la conexión alternativa diodos (23, 26) con polaridad inversa correspondiendo a las entradas de mando de las fuentes (21, 22) de corriente parcial.

10. Circuito de mando según alguna de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque están previstos medios (28 - 31) que cuando la tensión (U_{A}) del receptor en el lado de salida desciende por debajo de una fracción predeterminable de la tensión (U_{B}) de suministro, ya no proporcionan más corriente de mando de conexión que conecte totalmente.

11. Circuito de mando según la reivindicación 10, caracterizado porque está previsto un circuito (29) comparador para la comparación de la tensión (U_{B}) de suministro con la caída de tensión (U_{A}) en al menos uno de los receptores, ajustándose mediante este dispositivo (29) comparador el valor de la corriente (I_{GS}) de mando después de llevar a cabo la conmutación del componente (16) constructivo semiconductor astable en función de la relación de estas tensiones entre sí.

12. Circuito de mando según alguna de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque a la entrada de mando del conmutador (11) semiconductor está conectado previamente, para su correspondiente proceso de maniobra, para la conmutación entre las fuentes (21, 19) de corriente de conexión y de desconexión, un conmutador (17) controlable mediante una señal (PW) de mando configurada especialmente como señal de anchura modulada de impulso.

13. Circuito de mando según alguna de las reivindicaciones 1 a 11, caracterizado porque las fuentes (21, 19) de conexión y de desconexión presentan para su conexión y desconexión alternativas, entradas accionables mediante una señal (PW) de mando configurada especialmente como señal de anchura modulada de impulso.