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EP4450979A1 - Systeme de mesure d'un courant electrique et dispositif de detection d'un courant electrique pour un tel systeme - Google Patents

Systeme de mesure d'un courant electrique et dispositif de detection d'un courant electrique pour un tel systeme Download PDF

Info

Publication number
EP4450979A1
EP4450979A1 EP24169976.8A EP24169976A EP4450979A1 EP 4450979 A1 EP4450979 A1 EP 4450979A1 EP 24169976 A EP24169976 A EP 24169976A EP 4450979 A1 EP4450979 A1 EP 4450979A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
electrically conductive
support
electric current
magnetic field
probe
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP24169976.8A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Jean-Pierre Nikolovski
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique CEA, Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Publication of EP4450979A1 publication Critical patent/EP4450979A1/fr
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/26—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using modulation of waves other than light, e.g. radio or acoustic waves
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/20—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, i.e. measuring a magnetic field via the interaction between a current and a magnetic field, e.g. magneto resistive or Hall effect devices
    • G01R15/207—Constructional details independent of the type of device used
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only

Definitions

  • This description generally concerns the measurement of static or time-varying electric current.
  • the electric current to be measured corresponds, for example, to the electric current flowing in a conductive track of a printed circuit.
  • An example of a commercially available device for detecting an electric current is a Hall effect sensor.
  • a Hall effect sensor typically has a spatial accuracy of better than 0.1 mm and is therefore not suitable for measuring a very localized electric current.
  • existing Hall effect sensors have a limited bandwidth of no more than 100 kHz and are therefore not suitable for measuring a high-frequency electric current.
  • One embodiment overcomes all or part of the drawbacks of known electric current detection devices and electric current measurement systems comprising such devices.
  • An object of an embodiment is that the current measurement system enables measurement of a current constant or time-varying electrical current with a spatial resolution of less than 0.1 mm.
  • An object of an embodiment is that the electric current detection device of the electric current measurement system can be manufactured at reduced cost.
  • the system further includes an acoustic waveguide having a base and a tapered end attached to the support, and the sensing device is an electroacoustic transducer rigidly coupled to the base.
  • the detection device comprises a non-contact vibration sensor.
  • the detection device comprises a laser vibrometer.
  • the support corresponds to a ferromagnetic rod, the turns being wound around the ferromagnetic rod.
  • the device for generating a magnetic field comprises a permanent magnet.
  • the generator is configured to provide the current pulse in the electrically conductive wire having a duration twice as short as the period corresponding to the maximum variation frequency of the electric current flowing in the electrically conductive element.
  • control and acquisition device comprises an amplifier receiving the measurement signal whose gain is programmable in increasing steps, each step corresponding to a possible range of variation of the amplitude of the electric current flowing in the electrically conductive element.
  • the device comprises from one turn to twenty turns, preferably from two turns to six turns.
  • the support corresponds to a ferromagnetic rod, the turns being wound around the ferromagnetic rod, and the ferromagnetic rod penetrates the acoustic waveguide by the tapered end.
  • the end of the ferromagnetic rod opposite the tapered acoustic waveguide is sharpened into a point.
  • the device comprises a permanent magnet in contact with the ferromagnetic rod housed in the acoustic waveguide.
  • the acoustic waveguide extends along an axis from the base to the tapered end, the cross-section of the acoustic waveguide decreasing from the base to the tapered end.
  • the electroacoustic transducer is a transverse wave electroacoustic transducer.
  • the acoustic waveguide has at least partly the shape of a truncated cone.
  • the acoustic waveguide has an apex angle of less than 15°.
  • the acoustic waveguide is made of a non-magnetic material.
  • the melting temperature of the acoustic waveguide and the melting temperature of the electrically conductive wire are greater than 1000°C.
  • the acoustic waveguide comprises a disk-shaped portion, having an axis, thinned at said axis, the support extending along said axis and being connected to said portion at said axis.
  • the electroacoustic transducer comprises at least one resonant piezoelectric half-ring in thickness fixed to the edge of said portion.
  • the expressions “about”, “approximately”, “substantially”, and “of the order of” mean to within 10%, preferably to within 5%. In the case of an angle, the expressions “about”, “approximately”, “substantially”, and “of the order of” mean to within 10°, preferably to within 5°.
  • the terms “insulator” and “conductor” are considered herein to mean “electrically insulating” and “electrically conductive”, respectively.
  • FIG. 1 is a partial and schematic sectional view of an embodiment of a system 10 for measuring an electric current I.
  • the electric current I to be measured corresponds, for example, to the electric current flowing in a conductive track 2.
  • This is, for example, a conductive track forming part of a printed circuit.
  • System 10 makes it possible to measure the intensity of current I and the direction of flow of current I in track 2.
  • the system 10 comprises a magnetic field generation device 15, a mechanical wave sensor 60 and a control and acquisition device 30 connected to the magnetic field generation device 15 and to the mechanical wave sensor 60.
  • the mechanical wave sensor 60 provides a signal S to the control and acquisition device 30.
  • the magnetic field generation device 15 comprises an electrically conductive wire 50 which forms turns 52 of axis D wound around a support 53.
  • the magnetic field generation device 15 and the mechanical wave sensor 60 are part of a current detection device 20, hereinafter called a probe, which further comprises a guide 40 connecting the support 53 to the mechanical wave sensor 60.
  • the guide 40 is an acoustic wave guide 40 and the mechanical wave sensor 60 is an electroacoustic transducer coupled to the acoustic wave guide 40.
  • the free end of the support 53 is hereinafter called the end 54 of the probe 20.
  • the acoustic waveguide 40 has a tapered shape along the axis D with a cross section whose surface area decreases from a base 41 to a tapered end 42, opposite the base 41, at the junction with the support 53 of the turns 52.
  • the acoustic waveguide 40 is called a tapered guide 40 hereinafter.
  • the tapered guide 40 comprises a cylindrical opening 44 of axis D at the tapered end 42 and which penetrates into the tapered guide 40 over a portion of the height of the tapered guide 40.
  • the tapered guide 40 has a general shape of a truncated cone, a truncated pyramid, or a truncated paraboloid.
  • the tapered guide 40 has a symmetry of revolution about the axis D.
  • the tapered guide 40 has an apex angle ⁇ less than 15°, preferably less than 10°, more preferably less than 5°.
  • the diameter of the base 41 of the tapered guide 40 is in the range of 1 mm to 10 mm, and is preferably equal to 5 mm.
  • the height of the tapered guide 40, measured along the axis D is in the range of 5 mm to 100 mm and preferably equal to approximately 15 mm.
  • the magnetic field generating device 15 comprises a rod 70 of a ferromagnetic material which is partly housed in the opening 44 and which projects out of the tapered guide 40.
  • the ferromagnetic rod 70 is rigidly fixed to the tapered guide 40.
  • the portion of the rod 70 located outside the tapered guide 40 forms the support 53 of the turns 52.
  • the conductive wire 50 extends along the side wall 43 of the tapered guide 40 and is wound on the rod 70 to form the turns 52 around the rod 70.
  • the ferromagnetic rod 70 is made of ferrite, for example broadband soft ferrite based on NiZn or NiMn alloy, optionally covered with a protective hardening varnish to prevent the ferrite from flaking.
  • the diameter of the ferromagnetic rod is in the range of 0.7 mm to 2 mm.
  • the height, measured along the axis D, of the ferromagnetic rod 70 housed in the opening 44 is in the range of 0.5 mm to 5 mm and preferably equal to 1 mm.
  • the height, measured along the axis D, of the ferromagnetic rod 70 located outside the opening 44, i.e. the height of the support 53 of the turns 52 is in the range of 0.5 mm to 5 mm and preferably equal to 0.5 mm.
  • the ferromagnetic rod 70 serves as a magnetic guide ... embodiment, the end 54 of the ferromagnetic rod 40 can be cut into a conical point to bring the magnetic field over an infinitesimal surface.
  • FIG 2 is a partial and schematic sectional view of another embodiment of the probe 20 of the system 10 for measuring an electric current.
  • the probe 20 shown in figure 2 includes all the elements of the probe 20 shown in figure 1 with the difference that the ferromagnetic rod 70 is not present, the support 53 of the turns 52 then corresponding to a cylindrical rod of axis D extending the tapered guide 40.
  • the support 53 and the tapered guide 40 can correspond to a single piece or two separate pieces fixed to each other.
  • the circulation of an electric current in the turns 52 of the conductive wire 50 causes the generation of a magnetic field.
  • B We call Bz the component of the magnetic field B along the axis D.
  • the intensity and range of the magnetic field generated by the turns 52 depends in particular on the number of turns 52, the diameter of the turns 52, and the intensity of the current flowing in the turns 52.
  • the intensity of the magnetic field decreases with the distance Z to the last turn 52 located near the end 54.
  • FIG 3 represents curves of the evolution of the maximum amplitude B of the magnetic field produced by the probe 20 of the measuring system of the figure 1 (curve B1) and by probe 20 of the measuring system of the figure 2 (curve B2) as a function of the magnetic excitation H.
  • the magnetic field Bz can locally reach the magnetic saturation of the material making up the ferromagnetic rod 70, typically around 0.3T.
  • the diameter of the turns 52 can be very small, typically less than 200 um and the component Bz of the magnetic field can reach a peak pulse value greater than 1 T, directly proportional to the intensity of the peak pulse current flowing in the turns 52.
  • the end 54 of the probe 20 is placed at the location where the current I to be measured is located, and is placed in direct physical contact with the printed circuit 3 at the level of the track 2.
  • the axis D of the probe 20 is preferably arranged in a position orthogonal to the plane of the printed circuit 3. A tolerance of +/-10 degrees for a 1% measurement is nevertheless possible on the inclination of the axis D relative to the direction perpendicular to the plane of the printed circuit 3 insofar as the signal S provided by the electroacoustic transducer 60 evolves into a cosine of this angle.
  • the control and acquisition device 30 causes a current to flow in the conductive wire 50, which causes the generation of the magnetic field. B in track 2 at the end 54 of the probe 20.
  • the end 54 is placed in direct contact with the printed circuit 3, whether it is direct contact with the conductive track 2 or through an insulating varnish protecting the conductive track 2, the field lines which come out of the end 54 immerse the track 2, in which the current I flows, in the field Bz.
  • the magnetic field To detect a continuous electric current I, the magnetic field must B is impulsive, so that the Lorentz force F or pulsed. The sampling of the current I to be measured is thus obtained by applying a magnetic field B transient.
  • control and acquisition device 30 is configured to provide a current pulse in the conductive wire 50 for a sampling duration ⁇ t. This results in the formation of the pulsed magnetic field.
  • B in track 2 at the end 54 of the probe 20 having a component Bz along the axis D.
  • This Lorentz force exists during the duration ⁇ t of the current pulse in the turns 52.
  • the Lorentz force generates an ultrasonic wave also of the Transverse Horizontal (TH) type in the printed circuit 3.
  • the ultrasonic wave couples to the end 54 which is in direct mechanical contact with the printed circuit 3.
  • the ultrasonic wave goes up the support 53 of the turns 52 in the form of a bending wave, is transmitted to the tapered guide 40, and propagates in the tapered guide 40, also in the form of a bending wave, to the acoustic transducer 60.
  • the amplitude of the ultrasonic bending wave is in particular proportional to the component B z of the magnetic field B generated in the conductive track 2, to the intensity of the current I flowing in track 2, and to the duration ⁇ t of the sampling.
  • the bending wave is polarized in the direction of the vector product I ⁇ B perpendicular to the plane of the figure 1 defined by the axis D and the tangent to the track 2. Due to its generally tapered shape with a small angle at the apex, the tapered guide 40 promotes the propagation of an acoustic bending mode generated at the end 54 of the probe 20 to the base 41.
  • the transmission of the Lorentz force in the form of a constraint imposed on the end 54 of the probe 20 corresponds to a transmission from a medium with a higher mechanical radiation impedance to a medium with a lower mechanical radiation impedance.
  • the end 54 of the probe 20 is therefore blocked when it is in contact with the printed circuit 3 and is subjected to the dominant radiation impedance of the surface in contact, in this case that of the printed circuit 3, even if the intrinsic transverse impedance (product of the density of the material by the speed of the transverse waves in the material) of the material mainly constituting the printed circuit 3 is lower than that of the support 53.
  • the radiation impedance is the intrinsic impedance weighted by the volume of material contained in a half-wavelength. This weighting is very advantageous for the printed circuit 3 in contact with the probe 20, very surrounded by material in its close vicinity (less than half the wavelength), while it is weak for the end 54 of the probe 20 very little surrounded by material.
  • the penetration length of the ferromagnetic rod 70 into the tapered guide 40 is reduced so that the acoustic coupling between the ferromagnetic rod 70 and the tapered guide 40 occurs over a length less than half the wavelength of the bending wave propagating in the tapered guide 40.
  • the end 42 of the tapered guide 40 at the junction with the ferromagnetic rod 70 defines a very thin circular lip with a radiation impedance less than or equal to that of the ferromagnetic rod 70 inserted therein.
  • the Lorentz force is exerted on a quasi-point surface and there is no end acoustic resonance that could interfere with the waveform, except for a bending resonance of the ferromagnetic rod 70 over its height.
  • the height of the portion of the ferromagnetic rod 70 that is not inserted into the tapered guide 40 i.e. the height of the support 53 of the turns 52 of the ferromagnetic rod 70, is reduced so as to be less than half a wavelength of the bending wave propagating therein at the center frequency of maximum sensitivity of the acoustic transducer 60.
  • the profile of the ultrasonic wave generated by the Lorentz force is then imposed by the bandwidth of the tapered guide 40 and the electroacoustic transducer 60. Furthermore, the base diameter 41 of the tapered guide 40 must remain small and comparable to the wavelength to maintain a high bandwidth.
  • the intrinsic impedance of the material constituting the tapered guide 40 is equal to the product of the fundamental speed of a transverse wave in the material by the density of the material.
  • the mechanical radiation impedance of the end 54 of the tapered guide 40 is defined as the product of the phase speed of an acoustic wave at the coupling location by the density of the material constituting the tapered guide 40.
  • the mechanical radiation impedance is particularly low, typically 3 to 4 times lower than the intrinsic impedance of the material. This feature is advantageously suited to an efficient transfer of the Lorentz force appearing in the rod 70 rigidly coupled to the tapered guide 40.
  • the acoustic wave reaches the electroacoustic transducer 60 which converts it into an electrical signal S, for example a voltage.
  • the control and acquisition device 30 is configured to measure the electrical signal S provided by the electroacoustic transducer 60 and to deduce therefrom the intensity I of the current flowing in the track 2 and the direction of flow of the current I in the track 2.
  • the probe 20 can operate in two operating modes, a so-called passive operating mode and a so-called active operating mode.
  • the passive operating mode makes it possible to observe asynchronously the switching currents flowing in the conductive track 2 on which the probe 20 is placed.
  • the sensitivity of the probe 20 is not controlled because the mechanical excitation spectrum of the Lorentz force depends entirely on the spectral band of the current flowing in the conductive track 2.
  • this approach is interesting for observation, i.e. the identification of current signals in a fairly wide frequency band that can reach 80% of the central resonance frequency of the electroacoustic transducer 60.
  • the passive operating mode is well suited for observing current switching in a spectral band ranging from 100 kHz to 2 MHz.
  • the active operating mode exploits the current pulse flowing in the turns, to create a field magnetic Bz controlled peak pulse, more intense and sample with greater sensitivity a current flowing in the conductive track 2 located under the probe 20 at a predetermined instant synchronous with a synchronization signal described in more detail below.
  • the ferromagnetic rod 70 can operate in saturated mode.
  • the current pulse in the turns 52 then preferably has a duration less than or equal to half the period of the central resonant frequency of the electroacoustic transducer 60.
  • a calibrated impulse Lorentz force whose amplitude is proportional to the peak amplitude of the current flowing in the conductive track 2.
  • the bandwidth of a calibrated probe 20 therefore ranges from direct to half the central frequency of the electroacoustic transducer 60, i.e. typically from 0 Hz to 2 MHz.
  • the intensity of the current pulse in the conductive wire 50 is preferably as high as possible, in practice between 1 A and 100 A peak, preferably approximately between 30 A and 50 A peak.
  • the duration ⁇ t of the current pulse in the conductive wire 50 is as short as possible, for example between 1 ns and 5000 ns, preferably approximately 100 ns.
  • the duration ⁇ t is less than the duration of the electric current pulse to be measured.
  • the duration ⁇ t is less than at least twice the period of the sinusoidal electric current to be measured.
  • the duration ⁇ t is less than at least twice the period corresponding to the maximum variation frequency of the electric current to be measured.
  • the signal associated with a direct current and the signal associated with a transient current can be recorded and when both types of currents exist, the signal representing the direct component is subtracted from the total signal, the total signal being the sum of the effects of the direct current and the current switching. Then only the switching information remains.
  • the measuring system 10 then allows the measurement of a transient electric current.
  • the lateral size of the end 54 of the probe 20 is at least ten times smaller than the lateral size of the Hall effect probes currently available commercially.
  • the tapered guide 40 advantageously introduces an acoustic propagation delay of 1 ⁇ s to 100 ⁇ s between the pulse of the magnetic field generated at the end 54 of the probe 20 and the supply of the electrical signal by the electroacoustic transducer 60. This makes it possible to avoid interference with the reception amplifier of the control and detection device 30 by direct aerial coupling between the pulse of the magnetic field and the reception electronics.
  • the conductive wire 50 has a cylindrical cross section. According to another embodiment, the conductive wire 50 has a cross section that is not cylindrical. In this case, the diameter of the conductive wire 50 is equal to the diameter of the disk with the same surface area as the surface area of the cross section of the conductive wire 50. According to one embodiment, the conductive wire 50 has a diameter varying from 40 ⁇ m to 200 ⁇ m, for example equal to approximately 100 ⁇ m. According to one embodiment, the conductive wire 50 comprises a conductive core surrounded by an insulating sheath, for example an enameled wire. According to one embodiment, the conductive wire 50 forms a turn 52 with twenty turns 52, preferably from two turns 52 to six turns 52.
  • the tapered guide 40, and the support 53 in the embodiment illustrated in figure 2 is made of a non-magnetic solid material, in particular a material chosen from the group comprising ceramics, earthenware, porcelain, non-magnetic metals (in particular aluminum, copper, or titanium), austenitic steel and non-magnetic metal alloys, in particular alloys based on aluminum, copper, and/or titanium.
  • a non-magnetic solid material in particular a material chosen from the group comprising ceramics, earthenware, porcelain, non-magnetic metals (in particular aluminum, copper, or titanium), austenitic steel and non-magnetic metal alloys, in particular alloys based on aluminum, copper, and/or titanium.
  • the tapered guide 40 makes it possible, due to its tapered geometric shape, to advantageously produce a thermal buffer between the measurement zone at the end 54 and a reception zone at the electroacoustic transducer 60.
  • the measurement zone can then be brought to a high temperature of several hundred degrees Celsius while the reception zone can be subjected to a lower temperature compatible with the temperature range tolerated by the electroacoustic transducer 60.
  • the acoustic transducer 60 is configured to receive an acoustic wave and provide an analog electrical signal, for example a voltage or a current, hereinafter called a measurement signal.
  • the amplitude of the measurement signal depends on the amplitude of the acoustic wave, preferably is proportional to the amplitude of the acoustic wave.
  • the acoustic transducer 60 receives a packet and provides an electrical measurement signal comprising at least one peak, and generally several positive and negative peaks.
  • the acoustic transducer 60 may be a shear wave acoustic transducer.
  • the acoustic transducer 60 is a transducer piezoelectric or an electromagnetic acoustic transducer.
  • the transducer 60 corresponds for example to the piezoelectric transducer marketed by the company Olympus under the name V153 which can have a central frequency around 1 MHz.
  • FIG 4 is a partial and schematic sectional view of another embodiment of the probe 20 of the measuring system 10 and the figure 5 is a top view of one embodiment of the acoustic transducer 60 of the probe 20 of the figure 4 .
  • Probe 20 shown in figure 4 includes all the elements of the probe 20 shown in figure 1 and further comprises a straight acoustic waveguide 80 interposed between the tapered guide 40 and the electroacoustic transducer 60.
  • the straight acoustic waveguide 80 has a constant cross-section and extends in a rectilinear manner and is hereinafter referred to as the straight guide 80.
  • the straight guide 80 extends along the axis D and comprises two opposite faces 81 and 82.
  • the electroacoustic transducer 60 is fixed to the face 82 of the straight guide 80.
  • the tapered guide 40 and the straight guide 80 are separate parts. The base 41 of the tapered guide 40 is then fixed to the face 81 of the straight guide 80.
  • the tapered guide 40 and the straight guide 80 are manufactured from a single piece.
  • the base 41 of the tapered guide 40 is then included in the face 81 of the straight guide 80.
  • the straight guide 80 has a cylindrical shape with a circular base and the face 81 of the straight guide 80 has a diameter greater than the diameter of the base 41 of the tapered guide 40.
  • the diameter of the straight guide 80 is in the range of 3 mm to 7 mm, and is preferably equal to 4 mm.
  • the thickness of the straight guide 80 is in the range from 0.3 mm to 2 mm and is preferably equal to about 1 mm.
  • the straight guide allows the electroacoustic transducer 60 to be connected to the tapered guide 40.
  • the diameter of the straight guide 80 imposes the radial bending resonance frequency (typically 1 MHz), while allowing the diameter at the base 41 of the tapered guide 40 to be less than or comparable to a wavelength.
  • the height of the tapered guide 40 is in the range of 5 mm to 25 mm and preferably equal to about 10 mm.
  • the probe 20 further comprises a support 83 of the tapered guide 40 fixed to the straight guide 80.
  • the support 83 is made of an electrically insulating material, for example plastic, in particular a polymer.
  • the support 83 is made of an electrically conductive material, for example metal.
  • the support 83 allows in particular the manipulation of the tapered guide 40.
  • the probe 20 further comprises a connector 84 fixed to the support 83 and connected to the two ends of the conductive wire 50.
  • the probe 20 further comprises a connector 85 fixed to the support 83 and connected to the electrodes of the acoustic transducer 60.
  • a ring 86 fixed to the support 83 allows the probe 20 to be connected to a holding system, not shown.
  • the opening 44 extends along the axis D over the entire height of the tapered guide 40 and possibly also over the entire height of the straight guide 80.
  • a permanent magnet 75 is located in the opening 44 in the extension of the ferromagnetic rod 70 in contact with the ferromagnetic rod.
  • the permanent magnet 75 is for example made of NdFeB.
  • the acoustic transducer 60 comprises two half-discs 61A and 61B of PZT type piezoelectric ceramic separated by a small space 63 of width 0.1 mm to 0.3 mm, while according to a second embodiment, the transducer is a monolithic PZT ceramic disk.
  • the acoustic transducer 60 comprises, on the upper face of each ceramic half-disk 61A, 61B, an upper electrode 62A, 62B, each in the shape of a half-disk.
  • the two electrodes 62A and 62B are separated by an insulating guard strip, 0.1 mm to 0.3 mm wide.
  • a single lower electrode 64 covers the lower faces of the two ceramic half-disks 61A, 61B or the monolithic disk.
  • one of the upper electrodes 62A constitutes the hot spot, while the other upper electrode 62B is connected to the ground of the connector 85.
  • the lower electrode 64 has a floating voltage. It uniformly covers the two half-discs 61A, 61B which are ferroelectric materials whose electric dipole moment is here oriented in the same direction.
  • the lower electrode 64 is used to impose an electric field in the thickness of the half-discs 61A, 61B. This field is reversed from one half-disc 61A, 61B to the other.
  • the output signal S is taken between the two upper electrodes 62A, 62B.
  • the direction of sensitivity of the acoustic transducer 60 to the acoustic polarization of the bending wave is oriented perpendicular to the axis defined by the space 63 separating the half-discs 61A, 61B.
  • the space 63 separating the half-discs 61A, 61B is therefore arranged parallel to the conductive track 2 in which the current to be measured flows.
  • the electric dipole moment of one of the half-disks 61A, 61B is reversed with respect to the other.
  • the lower electrode 64 constitutes the electrical ground.
  • the detection of the polarization of the bending wave is also done in the direction perpendicular to the axis defined by the space 63 separating the half-discs 61A, 61B.
  • the two upper electrodes 62A and 62B are connected together at the same electrical potential.
  • the output signal S is taken between the upper electrodes 62A and 62B and the lower electrode 64.
  • the assembly is thus suitable for detecting a bending wave which creates opposite mechanical stresses on the lower faces of the half-discs 61A, 61B, because the two half-discs 61A, 61B would produce the same potential difference between the upper electrode and ground if the upper electrodes were separate.
  • the upper electrodes 62A and 62B can therefore be connected together to obtain selective detection of a bending wave oriented perpendicular to the axis defined by the space 63 separating the half-discs 61A, 61B.
  • the straight guide 80 and the support 83 are electrically conductive
  • the lower electrode 64 is bonded to the straight guide 80 by means of an electrically conductive glue, for example an epoxy conductive glue.
  • the ground return is then produced via the metallic straight guide 80 connected to the support 83 and onto which the connector 85 is screwed.
  • the resonance frequency of an electroacoustic transducer 60 made of PZT with alternating polarization with a thickness equal to 0.2 mm and a diameter varying in the range of 4 mm to 5 mm is around 1 MHz.
  • the probe 20 according to the embodiment illustrated in the figures 1 And 4 are, advantageously, more particularly suited to the monitoring and asynchronous detection of a continuous or transient electric current of medium to high value, ranging from a few tens of milliamps to several amps.
  • FIG. 6 is a partial and schematic sectional view of another embodiment of the probe 20 of the measuring system 10.
  • Probe 20 shown in figure 6 includes all the elements of the probe 20 shown in figure 4 except that the opening 44, the ferromagnetic rod 70, and the permanent magnet 75 are not present and that the tapered guide 40 has the shape shown in figure 2 with the support 53 of the turns 52 then corresponding to a cylindrical rod.
  • the probes 20 according to the embodiments illustrated in the figures 2 And 6 are, advantageously, more particularly suited to the detection by very localized and quantified synchronous sampling of a continuous or transient electric current of low to high value ranging from milliamperes to several amperes.
  • the waveguide 40 comprises a biconcave portion 45, for example biconical, with symmetry of revolution of axis D whose thickness reduces from the periphery towards axis D.
  • the maximum thickness of the biconcave portion 45 is small compared to the diameter of the biconcave portion 45.
  • the biconcave portion 45 comprises an upper face 46 and a lower face 47 each of general frustoconical shape of axis D and pointing towards each other.
  • the upper face 46 and the lower face 47 are connected to the periphery of the biconcave portion 45 by an edge 48.
  • the biconcave portion 45 of the waveguide 40 is adapted to resonate in thickness with a polarization perpendicular to the edge 48.
  • the waveguide 40 further comprises a tubular portion 49 of axis D projecting from the lower face 47 of the biconcave portion 45.
  • the opening 44 extends into the tubular portion 49 and in the biconcave portion 45.
  • the rod 70 is housed partly in the opening 44 and projects outside the opening 44 along the axis D on the side of the lower face 47.
  • the winding of the turns 52 of the conductive wire 50 is carried out around the part of the ferromagnetic rod 70 located outside the opening 44.
  • the biconcave portion 45 is inscribed in a cylinder with a circular base of axis D whose ratio between the height and the diameter is less than 5 and preferably 10.
  • the diameter of the biconcave portion 45 can be between 10 mm and 50 mm, for example equal to 20 mm in diameter.
  • the thickness of the biconcave portion 45 at the edge 48 can be between 1 mm and 5 mm, for example equal to 2.7 mm.
  • the thickness of the biconcave portion 45 at the thinnest point at the connection to the tubular portion 49 can be between 0.3 mm and 1 mm, for example equal to 0.4 mm.
  • the diameter of the opening 44, and therefore the diameter of the ferromagnetic rod 70 can be between 0.5 mm and 5 mm, for example equal to 0.75 mm.
  • the external diameter of the tubular portion 49 may be between 1 mm and 6 mm, for example equal to 1.2 mm.
  • the height of the ferromagnetic rod 70 is of the order of 1 mm.
  • the end 54 of the ferromagnetic rod 70 may be cut into a point.
  • the permanent magnet 75 is located on the upper face 46 of the biconcave portion 45.
  • the dimensions of the permanent magnet 75 of the present embodiment may be greater than the dimensions of the permanent magnet 75 of the embodiment of the probe 20 illustrated in figure 4 .
  • the permanent magnet 75 is in direct physical contact with the ferromagnetic rod 70.
  • the permanent magnet 75 corresponds to a cylinder whose diameter is in the range from 1 mm to 10 mm, preferably from 2 mm to 3 mm, which makes it possible to have a static magnetic field of typical value 0.5 T at the level of the North or South face of the permanent magnet 75 and a limited decrease in the field transmitted to the end 54 of the ferromagnetic rod 70 so that the amplitude of the magnetic field produced locally at the level of the track 2 reaches or exceeds 100 mT to 300 mT.
  • the acoustic transducer 60 is located at the edge 48 of the biconcave portion 45.
  • the acoustic transducer 60 comprises an upper half-ring 65A made of PZT and a lower half-ring 65B made of PZT arranged opposite each other.
  • Each half-ring 65A, 65B covers at most half of the thickness of the edge 48.
  • Each half-ring 65A, 65B has an electric dipole moment reversely polarized relative to the other.
  • the positioning of the half-rings 65A, 65B on a portion of the edge 48 can be facilitated by a collar 66 separating the edge 48 into an upper portion and a lower portion.
  • the half-rings 65A, 65B can be fixed to the guide 40 by gluing.
  • the acoustic transducer 60 resonates in thickness with a polarization perpendicular to the edge 48 of the biconcave portion 45.
  • the half-rings 65A, 65B are electrically connected in parallel and the delimitation plane of the half-rings 65A, 65B passing through the center of the rings must be oriented perpendicular to the direction of flow of the current to be measured.
  • the electroacoustic transducer 60 is configured to detect an antisymmetric plate wave, such as the antisymmetric Lamb mode A0 which would be mainly generated in a guide of constant thickness.
  • the biconcave portion 45 of the guide 40 is thinned, which reduces its radiation impedance at the center of the biconcave portion 45 at the contact of the end 54 with the track 2 to be probed, so that the mechanical load of the track 2 by the end 54 of the probe 20 is very largely imposed by the mechanical impedance of the printed circuit 3.
  • the waveguide 40 constitutes the electrical mass if it is made of electrically conductive material. For a thickness of 1 mm, the resonance of the half-rings 65A, 65B is around 1.2 MHz and the transit time of the ultrasonic waves between the tubular portion 49 and the half-rings 65A, 65B is close to 3.5 ⁇ s.
  • the upper and lower half-rings 65A, 65B can be extended to full rings by reversing the polarization of the half-rings located in the same plane, each being responsible for detecting one half of the antisymmetric circular dipole wave propagating in the guide 40.
  • the four half-rings can be connected in parallel, the four receiving signals all being in phase.
  • the permanent magnet 75 can be placed directly under the printed circuit 3 directly above the track 2 that is to be probed, that is to say on the side of the printed circuit 3 opposite the guide 40. This nevertheless has the disadvantage of distributing the magnetic field lines over the entire thickness of the printed circuit 3, which can generate parasitic ultrasonic waves in the case of a multilayer printed circuit 3.
  • this approach also produces a magnetic field that extends over a larger lateral surface of the printed circuit 3 and does not allow us to know accurately the value of the magnetic field at track 2 to be probed, unless a local measurement is carried out using a magnetometric probe.
  • Probe 20 shown on the figures 7 And 8 advantageously allows to maximize the static magnetic field in the vicinity of the electrical track 2.
  • FIG. 9 represents a block diagram of the detection system 10 illustrating an embodiment of the control and acquisition device 30.
  • the electroacoustic transducer 60 is a piezoelectric transducer.
  • control module 34 and/or the processing module 36 may be integrated into the microcontroller 37.
  • the control and acquisition device 30 illustrated in figure 9 is configured for the generation of a current pulse in the conductive wire 50 of intensity Iz and duration ⁇ t and possibly occurring after the elapse of a delay T following a pulse of the synchronization signal Sync in the case of a synchronous measurement.
  • the computer 38 is configured to exchange signals with the microcontroller 37, for example via a UART port (English acronym for Universal asynchronous receiver-transmitter), in particular the values of the delay T, of the duration ⁇ t, of the intensity I, and the value of the gain G of the programmable amplifier 35.
  • a UART port English acronym for Universal asynchronous receiver-transmitter
  • the value of the gain G of the programmable amplifier 35 is determined from the intensity of the current I determined during the previous measurement. The lower the intensity I determined during the previous measurement, the greater the value of the gain G, for example according to levels corresponding to measurement ranges of the intensity I.
  • the triggering of the measurement process occurs from the synchronization signal Sync if the measurement is synchronous.
  • the triggering of the measurement process occurs automatically and periodically with a measurement period defined by the user if the measurement is asynchronous. In this case, the measurement period is preferably greater than the damping time of the acoustic pulse propagating in the tapered guide 40 due to the previous current pulse.
  • the generator 33 applies a current pulse of intensity Iz in the conductive wire 50 coupled to the tapered end 42 of the tapered guide 40 with a delay T and a duration ⁇ t defined in the control module 34.
  • a current I in the conductive track 2 an ultrasonic acoustic wave rises from the tapered end 42 towards the base 41 of the tapered guide 40.
  • the acoustic wave is converted into an electrical measurement signal S by the acoustic transducer 60 coupled to the base 41, and the electrical measurement signal S is amplified by the programmable amplifier 35 to provide the amplified measurement signal S amp .
  • the processing module 36 is configured to detect the peak amplitude of the amplified measurement signal S amp and provide an analog value of the detected peak amplitude to the microcontroller 37. According to one embodiment, the processing module 36 is further configured to determine a binary Polar I/O value representative of the positive or negative sign of the first pulse of the amplified measurement signal S amp . Indeed, the phase of the acoustic wave changes by 180° depending on whether the electric current I flows in one direction or in the opposite direction.
  • the microcontroller 37 may further comprise an analog/digital converter adapted to receive the analog value of the detected peak amplitude and provide a digital signal of the peak amplitude.
  • the microcontroller 37 is configured to directly receive the amplified measurement signal S amp and perform sampling of the signal amplified measurement S amp , for example on a depth of 10 to 16 bits and at a rate of 5 to 12 mega samples per second on a time window of 1 ⁇ s to 100 ⁇ s. According to one embodiment, the microcontroller 37 is configured to perform an interpolation of the measurement points so as to finely reconstruct the amplified measurement signal and obtain a precise value of the peak amplitude and the phase of the amplified measurement signal.
  • the microcontroller 37 is configured to determine the Fourier transform of the amplified measurement signal S amp .
  • the Fourier transform is determined from the time trace of the amplified measurement signal S amp including the peaks of the amplified measurement signal S amp and excluding the parasitic coupling of the current or voltage pulse so that only the peaks due to the reception of the acoustic wave packet by the transducer 60 with a zero measurement signal before its arrival and after its arrival remain in the time trace.
  • the amplified measurement signal S amp is processed so that its values are zero after the fourth or fifth zero crossing of the amplified measurement signal S amp , which corresponds to the moment when the bulk of the acoustic wave packet has been received by the transducer 60 and the tail of the acoustic wave packet is entered.
  • the spectral line of maximum amplitude of the spectrum obtained corresponds to the central frequency of the acoustic wave packet.
  • the amplitude of the spectral line is representative of the maximum amplitude value of the amplified measurement signal S amp .
  • Determining the peak amplitude of the amplified measurement signal S amp from the Fourier transform of the amplified measurement signal S amp rather than directly from the amplified measurement signal S amp is more accurate and more independent of the analog noise existing at the level of the amplified measurement signal S amp , which allows access to low current intensities.
  • the sensitivity is increased by replacing the current pulse with a pulse train, comprising for example 2 to 10 pulses and preferably 4 equidistant current pulses, with a carrier centered on the central frequency of the electromechanical transducer 60.
  • the Fourier transform of the amplified measurement signal S amp is independent of the propagation time of the acoustic waves in the tapered guide 40. The effect of a change in temperature of the tapered guide 40 is then reduced to an advance or a delay in the arrival of the acoustic wave packet at the transducer 60, i.e. simply a phase change in Fourier space.
  • the microcontroller 37 is configured to determine the intensity of the electric current I by multiplying the peak value by a calibration coefficient.
  • the intensity of the electric current I and its direction of flow are displayed on the display 39 in a chosen unit of measurement or transmitted to the computer 38 for further processing.
  • the electroacoustic transducer 60 is oriented so that the acoustic polarization is perpendicular to the conductive track 2 in which the electric current I to be measured flows and points in its direction. It will then be said that the signal flows from left to right or from right to left depending on the polarization of the acoustic wave which is linked to the classic conventions of current flow from a higher potential to a lower potential.
  • the control and acquisition device 30 can control one, two, or more than two probes 20, arranged in various locations on the printed circuit 3 carrying different current signals, at from the same synchronization signal Sync, each of the probes 20 being able to be excited with an identical or different delay T relative to the other probes 20 so that the spatial and temporal sampling can be multiplied by the number of probes 20 used. If several probes 20 are excited with slightly different delays T and arranged practically at the same location on a conductive track in which an alternating or fast transient electric current flows, the number of electric current sampling points can be multiplied by the number of probes 20 used.
  • FIG 10 is a partial and schematic sectional view of another embodiment of an electric current measurement system 100.
  • the electric current measurement system 100 comprises all of the elements of the electric current measurement system 10 shown in figure 1 , except that the mechanical wave sensor 60 is a non-contact vibration measurement sensor.
  • the control and acquisition device 30 is connected to the conductive wire 50 of the magnetic field generation device 15 and to the non-contact vibration measurement sensor 60.
  • the non-contact vibration measurement sensor 60 is a laser vibrometer.
  • the measurement system 100 makes it possible to carry out a non-contact electric current measurement.
  • the bandwidth of the measurement system 100 may be greater than the bandwidth of the measurement system 10 shown in figure 1 .
  • the method of generating the local active or passive magnetic field is identical to what was described previously.
  • the laser vibrometer 60 performs a non-contact mechanical displacement measurement at the location where the pulsed magnetic field is strongest.
  • FIG 11 is a partial and schematic sectional view of another embodiment of the magnetic field generation device 15 of the measuring system 100 of the figure 10 .
  • the magnetic field generating device 15 shown in figure 11 includes all the elements of the probe 20 shown in figure 4 except that the acoustic transducer 60 and the connector 85 are not present.
  • FIG 12 is a partial and schematic sectional view of another embodiment of the magnetic field generation device 15 of the measuring system 100 of the figure 10 .
  • the magnetic field generating device 15 shown in figure 12 includes all the elements of the probe 20 shown in figure 6 except that the acoustic transducer 60 and the connector 85 are not present.
  • the laser vibrometer 60 is used to perform non-contact vibration measurements of the surface of the printed circuit board 3.
  • the laser vibrometer 60 emits a laser beam F TEST which is directed towards the surface of the printed circuit board 3 at the location of the conductive track 2 in which the electric current to be measured flows, and the vibration amplitude and frequency are extracted from the Doppler shift of the frequency of the reflected laser beam due to the movement of the surface of the printed circuit board 3.
  • the laser vibrometer 60 may correspond to a dual-beam laser interferometer which measures the frequency (or phase) difference between an internal reference beam and a test beam.
  • the test beam F TEST is directed towards the surface of the printed circuit board 3, and the scattered light from the surface of the printed circuit board 3 is collected and interfered with the reference beam on a photodetector, for example a photodiode.
  • a photodetector for example a photodiode.
  • Most commercial vibrometers operate in a heterodyne regime by adding a known frequency shift (typically 30 MHz to 70 MHz) to one of the beams. This frequency shift is typically generated by a Bragg cell or an acousto-optic modulator.
  • the laser vibrometer 60 comprises a source 110 of a laser beam F IN at a frequency fo.
  • the laser beam F IN is split into a reference beam F REF and a test beam F TEST with a beam splitter 112.
  • the test beam F TEST then passes through the Bragg cell or an acousto-optic modulator 114, which adds a frequency shift fb.
  • the frequency-shifted test beam F TEST is then directed towards the surface of the printed circuit board 3 at the location of the conductive track 2 in which the electric current to be measured flows.
  • the movement of the surface of the printed circuit board 3 adds a Doppler shift fd to the reflected beam F R .
  • the output of the photodetector 120 is a standard frequency modulated (FM) signal S, with the frequency fb as the carrier frequency and the Doppler shift fd as the modulation frequency.
  • This signal S can be demodulated by the control and acquisition device 30 to obtain the velocity as a function of time of the surface of the printed circuit board 3.
  • the laser vibrometer 60 is adapted to detect a mechanical vibration of the printed circuit 3 out of the plane of the printed circuit 3.
  • the axis D of the magnetic field generation device 15 is inclined relative to the direction orthogonal to the plane of the printed circuit 3.
  • the latter can be locally covered with a reflective coating, for example a reflective metallized mylar adhesive pad or retro-diffusing micro beads.
  • the magnetic field is applied to the track 2 to be probed.
  • the Lorentz force causes an out-of-plane displacement of the surface of the printed circuit 3 at the track 2 to be probed.
  • the optical path of the reflected laser beam is modified by the ultrasonic vibration generated by the Lorentz force.
  • the axis of the Bz component of the magnetic field is inclined with respect to the direction orthogonal to the plane of the printed circuit board 3.
  • the axis of the test laser beam F TEST is inclined with respect to the direction orthogonal to the plane of the printed circuit board 3.
  • the axis of the Bz field and the axis of the test laser beam form an angle ⁇ between them.
  • ⁇ the angle between the D axis and the surface of the printed circuit board 3
  • ⁇ the angle between the test laser beam F TEST and the surface of the printed circuit board 3.
  • the current I that we want to measure is in a direction perpendicular to the plane containing the laser beam F TEST and the D axis.
  • the optical method aims to detect an out-of-plane displacement component by making the angle ⁇ between the test beam and the plane of the printed circuit board 3 close to 90° while the angle ⁇ is close to 0°.
  • the measurement must be corrected by multiplying it by the square root of two, to take into account the decrease in the Doppler effect when ⁇ increases from 0 to 90°, here 45° corresponding to the inclination of the axis of the field Bz.
  • the current measurement system makes it possible to identify and quantify an electric current flowing in a circuit in a very short time of less than a microsecond.
  • the current measurement system can be used both to isolate a signal of interest in a circuit or to detect abnormal consumption, for example by monitoring a pin of an electronic component, or to implement a means of synchronization with electrical signals present in an electronic system.
  • the current measurement system thus makes it possible to identify areas and times of high current consumption in a circuit and by extension current consumption profiles at particular locations in a circuit.
  • An example of application of the embodiments of the electric current measurement system described above concerns in particular the measurement of an electric current of switching power supplies, which are very often found in printed circuits and which are switching sources with high currents.
  • the operating frequencies of the switching power supplies are typically between 50 kHz and 5 MHz with a large number of circuits that switch around 1 MHz. This spectrum is compatible with the embodiment described above implementing the current probe 20 by point contact. using a shear wave ultrasonic transducer as well as the most common laser vibrometers.
  • Another example of application of the embodiments of the electric current measurement system described above concerns the measurement of an electric current of power supply pins of electronic components, in particular the pins of the SMD (Surface Mount Devices) components which can be made to vibrate ultrasonically in a lateral bending mode when a magnetic field orthogonal to the plane of the printed circuit is applied. This type of vibration is perfectly well detected by a transversal wave tip transducer.
  • SMD Surface Mount Devices
  • Another example of application of the embodiments of the electric current measurement system described above concerns the monitoring of current consumption in a development phase of an electronic circuit requiring optimization of the value of an electronic component, for example a resistor, an inductance, a transistor or a thyristor in power electronics, in particular in a switching circuit or a switching transistor.
  • an electronic component for example a resistor, an inductance, a transistor or a thyristor in power electronics, in particular in a switching circuit or a switching transistor.
  • the embodiments of the magnetic field measurement system described above make it possible to sample a transient or oscillating electric current, synchronously, and very localized in space and also very localized in time via a very short sampling period.
  • the spatial measurement resolution can be less than 0.1 mm
  • the sampling duration can be less than 10 ns. It is thus in particular possible to quantify synchronously or simply detect in a non-contact and asynchronous manner pulsed electric currents of minimum duration of approximately 10 ns or variable electric currents whose maximum frequency is of the order of 100 MHz.
  • the figure 14 schematically represents the electronic circuit 140 used for the tests.
  • the electronic circuit 140 comprises the printed circuit 3 which is a single-layer printed circuit whose substrate made of standard FR4 epoxy glass material has a thickness equal to 1 mm.
  • the conductive track 2 to be probed of the printed circuit 3 is covered with an insulating varnish having a thickness equal to 25 ⁇ m.
  • the conductive track 2 is a copper track having a thickness equal to 35 ⁇ m.
  • the conductive track 2 is arranged in a "U" shape comprising two branches forming a forward track 142 and a return track 144 in series.
  • the distance between the two tracks 142 and 144 of the "U" is 150 ⁇ m and the forward 142 and return 144 tracks each have a width of 150 ⁇ m and a length of 10 mm.
  • a function generator 146 delivers a rectangular voltage pulse through a 50 Ohm output resistor 148. The voltage applied across the conductive track 2 is called Vimp.
  • probe 20 was used to measure the current flowing in track 2 of electronic circuit 140 of the figure 14 .
  • the probe 20 used for the tests corresponds to the embodiment described previously in relation to the figure 1 .
  • the permanent magnet 75 is placed on the lower face of the printed circuit 3.
  • the permanent magnet 75 is a cylindrical NdFeB magnet with a circular base of diameter equal to 10 mm suitable for providing a magnetic field Bz equal to 0.45 T, which results in the formation of a residual field of 275m T in the conductive track 2 in which the electric current 3 to be measured flows, i.e. at a distance corresponding to the 1 mm thickness crossed by the printed circuit 3.
  • the electroacoustic transducer 60 is the piezoelectric transducer marketed by the Olympus company under the name V153 centered on 1 MHz. It is a shear wave ultrasonic transducer.
  • the tapered guide 40 is made of duralumin which is an alloy based on aluminum (95%), copper (4%), magnesium (0.5%) and manganese (0.5%).
  • the height of the tapered guide 40 measured along the axis D, is equal to 40 mm.
  • the angle at the top of the tapered guide 40 is equal to 7.8°.
  • the diameter of the base 41 of the tapered guide 40 is equal to 5.5 mm.
  • the electroacoustic transducer 60 is fixed to the tapered guide 40 by gluing with a cyanoacrylate glue.
  • the conductive wire 50 is an enameled copper wire wound around the support 53 and glued with a cyanoacrylate resin to the support 53.
  • the conductive wire 50 has a diameter equal to 100 ⁇ m.
  • the amplification gain of the programmable amplifier 35 is equal to 48 dB.
  • the measured signals are averaged over 16 acquisitions.
  • the current pulse passing through the turns 52 of the conductive wire 50 has a duration ⁇ t equal to 400 ns and has an intensity I equal to 50 A.
  • the probe 20 is always oriented in the same direction relative to the printed circuit and the axis of the tapered guide 40 is perpendicular to the plane of the printed circuit 3 and the sensitivity to bending waves is in a direction perpendicular to the axis of the legs.
  • the transit time in the tapered guide 40 is approximately 13 ⁇ s.
  • the generator 146 delivers a voltage pulse of peak value 5 Vc across the 50 Ohm output resistor 148, so that the current flowing in the conductive track 2 has a peak intensity equal to approximately 96 mA.
  • the end 54 of the probe 20 is placed successively by translation in the center of the forward track 142 then of the return track 144 of the electronic circuit 140.
  • FIG 15 represents evolution curves C1_1 and C1_2 as a function of the time of the amplified measurement signal S amp provided by the amplifier 35 of the detection system 10 for the first test.
  • Curve C1_1 is obtained when the probe 20 is placed in contact with the forward track 132 and curve C1_2 is obtained when the probe 20 is placed in contact with the return track 134.
  • figure 15 further represents a curve C1_0 corresponding to the voltage Vimp applied to track 2.
  • the scale is 2 V/large graduation for curve C1_0 and 2 mV/large graduation for curves C1_1 and C1_2.
  • the instant t0 corresponds to the sending of the synchronization signal Sync.
  • generator 136 provides a single pulse.
  • the reception signal remains very broadband. It corresponds to a horizontal transverse wave (TH) generated within track 2 and transmitted to the conical tip of the tapered guide 40.
  • TH horizontal transverse wave
  • the second test is carried out under the same conditions as the first test except that the generator 136 provides five successive pulses at a central frequency of 1 MHz, corresponding to the maximum sensitivity frequency of the acoustic transducer 60.
  • FIG 16 represents evolution curves C2_1 and C2_2 as a function of the time of the amplified measurement signal S amp provided by the amplifier 35 of the detection system 10 for the second test.
  • Curve C2_1 is obtained when the probe 20 is placed in contact with the forward track 132 and curve C2_2 is obtained when the probe 20 is placed in contact with the return track 134.
  • figure 16 further represents a curve C2_0 corresponding to the voltage Vimp of 200 mVc applied to track 2 whose impedance, approximately 2.1 Ohms, is composed of an inductive part linked to the U and a resistive part linked to the copper wire and which is a fraction of the electromotive force of 5 Vc produced by the generator 146.
  • each output signal C2_1 and C2_2 reproduces the excitation pulse train fairly faithfully.
  • the two output signals C2_1 and C2_2 are in phase opposition, which corresponds to opposite Lorentz forces.
  • the peak-to-peak amplitude of the output signal is 5.4 mV, which increases the amperometric sensitivity of the probe from 20 to 18 mA per mV of output signal for a local magnetic field Bz of 275 mT.
  • the third test is carried out under the same conditions as the second test, except that the generator 146 provides two series of five pulses, the first series corresponding to a current flowing in the conductive track 2 having a peak intensity equal to 96 mA and the second series corresponding to a current flowing in the conductive track 2 having a peak intensity equal to 192 mA.
  • FIG 17 represents evolution curves C3_1 and C3_2 as a function of time of the amplified measurement signal S amp provided by the amplifier 35 of the detection system 10 for the third test.
  • Curves C3_1 and C3_2 are all two obtained when the probe 20 is placed in contact with the outward track 132 for the first and second series of pulses with the difference that the pulse height of the generator 146 is 5 Vc for the curve C3_1 and 10 Vc for the curve C3_2.
  • figure 17 further represents a curve C3_0 corresponding to the voltage Vimp of 200 mVc associated with the curve C3_1 and applied to track 2 for the first series of pulses.
  • the scale is 100 mV/large graduation for the curve C3_0 and 2 mV/large graduation for the curves C3_1 and C3_2. It is observed that the amplitude of the output signal goes from 5.3 mVcc for the curve C3_1 to 10.1 mVcc for the curve C3_2, which, apart from measurement errors related to residual noise, respects the proportionality between the amplitude of the current and the amplitude of the ultrasonic signal associated with the Lorentz force.
  • a fourth test is carried out to determine the evolution of the magnetic field generated in the axis D of the probe 20 as a function of the distance from the end of the probe 20.
  • FIG 18 There figure 18 represents curves C4_1 and C4_2 of the decrease in the component Bz of the magnetic field, in arbitrary units, generated in the axis D of the probe 20 as a function of the distance from the turn 52 closest to the end 54 of the probe 20.
  • Curve C4_1 is obtained by testing.
  • Curve C4_2 is a polynomial curve following curve C4_1.
  • the probe 20 is composed of five turns 52 made from an enameled copper wire 50 with a diameter of 40 ⁇ m, arranged on the support 53 with a diameter of 200 ⁇ m, the assembly having a diameter (center of the wire to center of the wire) of the turns 52 of approximately 250 ⁇ m.
  • the magnetic field is measured by any known magnetic field sensor.
  • Curve C4_1 gives an experimental indication of the decrease in the impulse magnetic field Bz as a function of the thickness of the coating, for example a layer of varnish, covering the conductive track 2. It is noted that when the coating thickness reaches approximately the diameter of the turns 52, the magnetic field is reduced by approximately half. For example, when the turns 52 with a diameter of 250 ⁇ m, and a coating having a thickness of 25 ⁇ m between the end 54 of the probe 20 and the copper track 2 creates a shift in the value of the magnetic field of 8%, and therefore of the measurement of the current.
  • the curve C4_2 can be used as an abacus giving the decrease in the component of the magnetic field Bz as a function of the distance between the conductive track 2 of the printed circuit 2 and the last turn 52 (the one closest to the printed circuit) of the probe 20.
  • a fifth test is carried out to determine the evolution of the magnetic field generated in the axis D of the probe 20 in the presence of the ferromagnetic rod 70 and in the absence of the ferromagnetic rod 70.
  • the ferromagnetic rod 70 is made of ferrite.
  • the ferromagnetic rod 70 is cut into a point by polishing from a rod with a diameter of 750 ⁇ m so that at its end 54 on which the turns 52 are wound, the diameter of the supporting ferrite 53 is 200 ⁇ m and the diameter of the turns 52 is 250 ⁇ m, the enameled conductive wire 50 having a diameter of 40 ⁇ m.
  • the conductive wire 50 in the presence of the ferromagnetic rod 70, the conductive wire 50 has two turns 52.
  • the conductive wire 50 has five turns wound around the support 53 which has a diameter equal to 250 ⁇ m.
  • FIG. 19 represents curves C5_1 and C5_2 of the evolution of the Bz component of the magnetic field according to a cross section parallel to the plane of the printed circuit, in arbitrary units, generated at a fixed distance of 20 ⁇ m from the end 54 of the probe 20, when the probe 20 includes the ferromagnetic rod 70 (curve C5_1) and when the probe 20 does not include the ferromagnetic rod 70 (curve C5_2).
  • the fifth test highlights the gain provided by the use of the ferromagnetic rod 70 when one remains below the saturation threshold of the ferrite, around 300 mT, in the intensity of the magnetic field generated at a given distance from the end 54 of the probe 20, which contributes to improving the sensitivity of the probe 20 to constant current flowing in the turns 52.
  • the amperometric sensitivity of the probe 20 is directly proportional to the relative magnetic permeability of the ferrite making up the ferromagnetic rod 70. The higher it is, the more the induction increases for a given peak pulse current. For a ferromagnetic rod 70 whose rod diameter remains comparable to the rod length, the relative magnetic permeability multiplies the local magnetic field by about a factor of three. The relative magnetic permeability of this type of ferrite persists up to a frequency of at least 50 MHz. It is therefore not the bandwidth of the ferrite which is the limiting factor, but its saturation and its temperature sensitivity.
  • a sixth test is carried out to determine the evolution of the magnetic field generated by the probe 20 in the plane of the printed circuit 3.
  • the conductive wire 50 has two turns 52.
  • the probe 20 comprises the ferromagnetic rod 70.
  • the ferromagnetic rod 70 is made of ferrite and has a diameter equal to 200 ⁇ m.
  • FIG. 20 represents a curve C6 of the evolution of the component Bz of the magnetic field, in arbitrary units, generated by the probe 20 measured on a line on the upper face of the printed circuit when the probe is almost in contact with the printed circuit to within a few microns.
  • the width at half-height of the magnetic field is 660 ⁇ m. That is to say that at a distance of 330 ⁇ m from the axis D of the probe 20, the magnetic field has already dropped by at least 50%.
  • the sixth test shows that the spatial extent of the magnetic field produced by the probe 20 is reduced. This advantageously makes it possible to selectively probe a small area. In particular, for a printed circuit 3, it is avoided that several adjacent tracks simultaneously produce acoustic signals which would produce interference hindering the measurement.

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Abstract

La présente description concerne un système (10) de mesure d'un courant électrique (I) circulant dans un élément conducteur électriquement (2) . Le système comprend un dispositif (15) de génération d'un champ magnétique dans l'élément conducteur électriquement, comprenant un support (53) et un fil conducteur électriquement (50) rigidement couplé au support et comprenant au moins une spire (52) enroulée autour du support, un dispositif de détection (60) d'ondes acoustiques à la surface de l'élément conducteur électriquement, et un dispositif de commande et d'acquisition (30) comprenant un générateur (33) configuré pour fournir au moins une impulsion de courant dans le fil conducteur électriquement et une chaîne d'acquisition pour la détection d'un signal électrique (S) fourni par le dispositif de détection.

Description

    Domaine technique
  • La présente description concerne de façon générale la mesure de courant électrique statique ou variable dans le temps.
    • Technique antérieure
  • Pour certaines applications, il serait souhaitable de pouvoir mesurer un courant électrique statique ou variable dans le temps avec une résolution spatiale inférieure à 0,1 mm, en particulier pouvoir mesurer l'intensité et/ou le sens de circulation du courant électrique. Le courant électrique à mesurer correspond par exemple au courant électrique circulant dans une piste conductrice d'un circuit imprimé.
  • Un exemple de dispositif de détection d'un courant électrique disponible dans le commerce est un capteur à effet Hall. Toutefois, un tel capteur a de façon générale une précision spatiale supérieure à 0,1 mm et n'est donc pas adapté à la mesure d'un courant électrique très localisé. De plus, les capteurs à effet Hall existants ont une bande passante limitée qui ne dépasse pas 100 kHz et ne sont donc pas adaptés à la mesure d'un courant électrique à haute fréquence.
    • Résumé de l'invention
  • Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des dispositifs connus de détection de courant électrique et les systèmes de mesure de courant électrique comprenant de tels dispositifs.
  • Un objet d'un mode de réalisation est que le système de mesure de courant permette la mesure d'un courant électrique constant ou variable dans le temps avec une résolution spatiale inférieure à 0,1 mm.
  • Un objet d'un mode de réalisation est que le dispositif de détection de courant électrique du système de mesure de courant électrique puisse être fabriqué à coût réduit.
  • Un mode de réalisation prévoit un système de mesure d'un courant électrique circulant dans un élément conducteur électriquement, le système comprenant :
    • un dispositif de génération d'un champ magnétique dans l'élément conducteur électriquement, comprenant un support et un fil conducteur électriquement rigidement couplé au support et comprenant au moins une spire enroulée autour du support ;
    • un dispositif de détection d'ondes acoustiques à la surface de l'élément conducteur électriquement ; et
    • un dispositif de commande et d'acquisition comprenant un générateur configuré pour fournir au moins une impulsion de courant dans le fil conducteur électriquement et une chaîne d'acquisition pour la détection d'un signal électrique fourni par le dispositif de détection.
  • Selon un mode de réalisation, le système comprend en outre un guide d'ondes acoustique ayant une base et une extrémité effilée fixée au support, et le dispositif de détection est un transducteur électroacoustique rigidement couplé à la base.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif de détection comprend un capteur de vibrations sans contact.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif de détection comprend un vibromètre laser.
  • Selon un mode de réalisation, le support correspond à une tige ferromagnétique, les spires étant enroulées autour de la tige ferromagnétique.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif de génération d'un champ magnétique comprend un aimant permanent.
  • Selon un mode de réalisation, le générateur est configuré pour fournir l'impulsion de courant dans le fil conducteur électriquement ayant une durée deux fois plus courte que la période correspondant à la fréquence de variation maximale du courant électrique circulant dans l'élément conducteur électriquement.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif de commande et d'acquisition comprend un amplificateur recevant le signal de mesure dont le gain est programmable par paliers croissants, chaque palier correspondant à une plage de variation possible de l'amplitude du courant électrique circulant dans l'élément conducteur électriquement.
  • Un mode de réalisation prévoit également un dispositif de détection d'un courant électrique circulant dans un élément conducteur électriquement comprenant :
    • un dispositif de génération d'un champ magnétique dans l'élément conducteur électriquement, comprenant un support et un fil conducteur électriquement rigidement couplé au support et comprenant au moins une spire enroulée autour du support ;
    • un guide d'ondes acoustiques ayant une base et une extrémité effilée fixée au support ; et
    • un transducteur électroacoustique rigidement couplé à la base.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend d'une spire à vingt spires, de préférence de deux spires à six spires.
  • Selon un mode de réalisation, le support correspond à une tige ferromagnétique, les spires étant enroulées autour de la tige ferromagnétique, et la tige ferromagnétique pénètre dans le guide d'ondes acoustiques par l'extrémité effilée.
  • Selon un mode de réalisation, l'extrémité de la tige ferromagnétique opposée au guide d'ondes acoustiques fuselé est taillée en pointe.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend un aimant permanent au contact de la tige ferromagnétique logé dans le guide d'ondes acoustiques.
  • Selon un mode de réalisation, le guide d'ondes acoustiques s'étend selon un axe de la base vers l'extrémité effilée, la section droite du guide d'ondes acoustiques diminuant depuis la base jusqu'à l'extrémité effilée.
  • Selon un mode de réalisation, le transducteur électroacoustique est un transducteur électroacoustique à ondes transversales.
  • Selon un mode de réalisation, le guide d'ondes acoustiques a au moins en partie la forme d'un tronc de cône.
  • Selon un mode de réalisation, le guide d'ondes acoustiques a un angle au sommet inférieur à 15 °.
  • Selon un mode de réalisation, le guide d'ondes acoustiques est en un matériau non magnétique.
  • Selon un mode de réalisation, la température de fusion du guide d'ondes acoustiques et la température de fusion du fil conducteur électriquement sont supérieures à 1000°C.
  • Selon un mode de réalisation, le guide d'ondes acoustique comprend une portion en forme de disque, ayant un axe, aminci au niveau dudit axe, le support s'étendant selon ledit axe et étant relié à ladite portion au niveau dudit axe.
  • Selon un mode de réalisation, le transducteur électroacoustique comprend au moins demi-anneau piézoélectrique résonnant en épaisseur fixé au chant de ladite portion.
    • Brève description des dessins
  • Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
    • la figure 1 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un mode de réalisation d'un système de mesure de courant électrique ;
    • la figure 2 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation de la sonde du système de mesure de la figure 1 ;
    • la figure 3 représente des courbes d'évolution du champ magnétique produit par les sondes des systèmes de mesure des figures 1 et 2 ;
    • la figure 4 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation de la sonde du système de mesure de la figure 1 ;
    • la figure 5 est une vue de dessus d'un élément de la sonde de la figure 4 ;
    • la figure 6 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation de la sonde du système de mesure de la figure 1 ;
    • la figure 7 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation de la sonde d'un système de mesure de courant électrique ;
    • la figure 8 est une vue de dessous de la sonde de la figure 7 ;
    • la figure 9 est un schéma par blocs du système de détection de la figure 1 illustrant des modes de réalisation du dispositif de commande et d'acquisition du système de mesure de courant électrique ;
    • la figure 10 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation d'un système de mesure de courant électrique ;
    • la figure 11 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation du dispositif de génération de champ magnétique du système de mesure de la figure 10 ;
    • la figure 12 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation du dispositif de génération de champ magnétique du système de mesure de la figure 10 ;
    • la figure 13 représenté, de façon partielle et schématique, un exemple de vibromètre laser ;
    • la figure 14 est un schéma d'un circuit électrique utilisé pour la réalisation d'essais ;
    • la figure 15, la figure 16, et la figure 17 représentent des courbes d'évolution en fonction du temps du signal de mesure fourni par le système de mesure de courant électrique de la figure 1 obtenues au cours d'essais ; et
    • la figure 18, la figure 19, et la figure 20 représentent des courbes d'évolution du champ magnétique engendré par la sonde du système de mesure de courant électrique obtenues au cours d'essais.
    Description des modes de réalisation
  • De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques.
  • Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés.
  • Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments.
  • Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures ou à une sonde dans une position normale d'utilisation.
  • Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. Dans le cas d'angle, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 ° près, de préférence à 5 ° près. En outre, on considère ici que les termes "isolant" et "conducteur" signifient respectivement "isolant électriquement" et "conducteur électriquement".
  • La figure 1 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un mode de réalisation d'un système 10 de mesure d'un courant électrique I. Le courant électrique I à mesurer correspond, par exemple, au courant électrique circulant dans une piste conductrice 2. Il s'agit par exemple d'une piste conductrice faisant partie d'un circuit imprimé 3. Le système 10 permet de mesurer l'intensité du courant I et le sens de circulation du courant I dans la piste 2.
  • Le système 10 comprend un dispositif 15 de génération de champ magnétique, un capteur d'ondes mécaniques 60 et un dispositif de commande et d'acquisition 30 relié au dispositif 15 de génération du champ magnétique et au capteur d'ondes mécaniques 60. Le capteur d'ondes mécaniques 60 fournit un signal S au dispositif de commande et d'acquisition 30. Le dispositif 15 de génération de champ magnétique comprend un fil conducteur électriquement 50 qui forme des spires 52 d'axe D enroulées autour d'un support 53.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif 15 de génération de champ magnétique et le capteur d'ondes mécaniques 60 font partie d'un dispositif 20 de détection d'un courant, appelé sonde par la suite, qui comprend en outre un guide 40 reliant le support 53 au capteur d'ondes mécaniques 60. Selon un mode de réalisation, le guide 40 est un guide d'ondes acoustiques 40 et le capteur d'ondes mécaniques 60 est un transducteur électroacoustique couplé au guide d'ondes acoustiques 40. L'extrémité libre du support 53 est appelée extrémité 54 de la sonde 20 par la suite.
  • Dans le mode de réalisation illustré en figure 1, le guide d'ondes acoustiques 40 a une forme fuselée selon l'axe D avec une section droite dont la surface diminue depuis une base 41 jusqu'à une extrémité effilée 42, opposée à la base 41, à la jonction avec le support 53 des spires 52. Le guide d'ondes acoustiques 40 est appelé guide fuselé 40 par la suite. Dans le mode de réalisation illustré en figure 1, le guide fuselé 40 comprend une ouverture cylindrique 44 d'axe D à l'extrémité effilée 42 et qui pénètre dans le guide fuselé 40 sur une partie de la hauteur du guide fuselé 40.
  • Selon un mode de réalisation, le guide fuselé 40 a une forme générale d'un tronc de cône, d'une pyramide tronquée, ou d'un paraboloïde tronquée. De préférence, le guide fuselé 40 présente une symétrie de révolution autour de l'axe D. Le guide fuselé 40 a un angle au sommet α inférieur à 15 °, de préférence inférieur à 10 °, plus préférentiellement inférieur à 5 °. Selon un mode de réalisation, le diamètre de la base 41 du guide fuselé 40 est dans la plage de 1 mm à 10 mm, et est de préférence égal à 5 mm. Selon un mode de réalisation, la hauteur du guide fuselé 40, mesurée selon l'axe D, est dans la plage de 5 mm à 100 mm et de préférence égale à environ 15 mm.
  • Le dispositif 15 de génération de champ magnétique comprend une tige 70 d'un matériau ferromagnétique qui est logée en partie dans l'ouverture 44 et qui se projette hors du guide fuselé 40. La tige ferromagnétique 70 est rigidement fixée au guide fuselé 40. La partie de la tige 70 située en dehors du guide fuselé 40 forme le support 53 des spires 52. Le fil conducteur 50 s'étend le long de la paroi latérale 43 du guide fuselé 40 et est enroulé sur la tige 70 pour former les spires 52 autour de la tige 70. Selon un mode de réalisation, la tige ferromagnétique 70 est en ferrite, par exemple ferrite douce large bande à base d'alliage NiZn ou NiMn, éventuellement recouverte d'un vernis durcisseur de protection pour éviter que la ferrite ne s'écaille.
  • Le diamètre de la tige ferromagnétique est dans la plage de 0,7 mm à 2 mm. Selon un mode de réalisation, la hauteur, mesurée selon l'axe D, de la tige ferromagnétique 70 logée dans l'ouverture 44 est dans la plage de 0,5 mm à 5 mm et préférentiellement égale à 1 mm. Selon un mode de réalisation, la hauteur, mesurée selon l'axe D, de la tige ferromagnétique 70 située à l'extérieur de l'ouverture 44, c'est-à-dire la hauteur du support 53 des spires 52, est dans la plage de 0,5 mm à 5 mm et préférentiellement égale à 0,5 mm. La tige ferromagnétique 70 sert de guide magnétique. Selon un mode de réalisation, l'extrémité 54 de la tige ferromagnétique 40 peut être taillée en pointe conique pour apporter le champ magnétique sur une surface infinitésimale.
  • La figure 2 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation de la sonde 20 du système 10 de mesure d'un courant électrique. La sonde 20 représentée en figure 2 comprend l'ensemble des éléments de la sonde 20 représentée en figure 1 à la différence que la tige ferromagnétique 70 n'est pas présente, le support 53 des spires 52 correspondant alors à une tige cylindrique d'axe D prolongeant le guide fuselé 40. Le support 53 et le guide fuselé 40 peuvent correspondre à une pièce monobloc ou deux pièces distinctes fixées l'une à l'autre.
  • La circulation d'un courant électrique dans les spires 52 du fil conducteur 50 entraîne la génération d'un champ magnétique B. On appelle Bz la composante du champ magnétique B selon l'axe D. L'intensité et la portée du champ magnétique engendré par les spires 52 dépend notamment du nombre de spires 52, du diamètre des spires 52, et de l'intensité du courant circulant dans les spires 52. L'intensité du champ magnétique décroit avec la distance Z à la dernière spire 52 située près de l'extrémité 54.
  • La figure 3 représente des courbes d'évolution de l'amplitude maximale B du champ magnétique produit par la sonde 20 du système de mesure de la figure 1 (courbe B1) et par la sonde 20 du système de mesure de la figure 2 (courbe B2) en fonction de l'excitation magnétique H.
  • Dans le mode de réalisation illustré en figure 1, lorsque que le diamètre de la tige ferromagnétique 70 est inférieur à 1 mm, le champ magnétique Bz peut localement atteindre la saturation magnétique du matériau composant la tige ferromagnétique 70, typiquement autour de 0.3T.
  • Dans le mode de réalisation illustré en figure 2, le diamètre des spires 52 peut être très petit, typiquement inférieur à 200 um et la composante Bz du champ magnétique peut atteindre une valeur crête impulsionnelle supérieure à 1 T, directement proportionnelle à l'intensité du courant impulsionnel crête circulant dans les spires 52.
  • En fonctionnement, l'extrémité 54 de la sonde 20 est placée à l'endroit où se trouve le courant I à mesurer, et est mise en contact physique directe avec le circuit imprimé 3 au niveau de la piste 2. L'axe D de la sonde 20 est agencé de préférence dans une position orthogonale au plan du circuit imprimé 3. Une tolérance de +/-10 degrés pour une mesure à 1 % est néanmoins possible sur l'inclinaison de l'axe D par rapport à la direction perpendiculaire au plan du circuit imprimé 3 dans le mesure où le signal S fourni par le transducteur électroacoustique 60 évolue en cosinus de cet angle.
  • Le dispositif de commande et d'acquisition 30 fait circuler un courant dans le fil conducteur 50, ce qui entraîne la génération du champ magnétique B dans la piste 2 au niveau de l'extrémité 54 de la sonde 20. Lorsque l'extrémité 54 est mise en contact direct avec le circuit imprimé 3, que ce soit un contact direct avec la piste conductrice 2 ou à travers d'un vernis isolant de protection de la piste conductrice 2, les lignes de champ qui sortent de l'extrémité 54 plongent la piste 2, dans laquelle circule le courant I, dans le champ Bz.
  • Il en résulte une force de Lorentz F orientée dans le plan du circuit imprimé 3, dite Transverse Horizontale (TH), perpendiculairement au plan formé par la direction de la composante Bz et la direction du courant I. L'amplitude F de la force de Lorentz F est définie par la relation suivante : F = IΔ tVBz
    Figure imgb0001
     où V est la vitesse des électrons dans la piste conductrice 2.
  • Pour détecter un courant électrique I continu, il faut que le champ magnétique B soit impulsionnel, pour que la force de Lorentz F soit impulsionnelle. L'échantillonnage du courant I à mesurer est ainsi obtenu par application d'un champ magnétique B transitoire.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif de commande et d'acquisition 30 est configuré pour fournir une impulsion de courant dans le fil conducteur 50 pendant une durée d'échantillonnage Δt. Ceci entraîne la formation du champ magnétique impulsionnel B dans la piste 2 au niveau de l'extrémité 54 de la sonde 20 ayant une composante Bz selon l'axe D.
  • Cette force de Lorentz existe durant la durée Δt de l'impulsion de courant dans les spires 52. La force de Lorentz engendre une onde ultrasonore également de type Transverse Horizontale (TH) dans le circuit imprimé 3. L'onde ultrasonore se couple à l'extrémité 54 qui est en contact mécanique direct avec le circuit imprimé 3. L'onde ultrasonore remonte le support 53 des spires 52 sous la forme d'une onde de flexion, est transmise au guide fuselé 40, et se propage dans le guide fuselé 40, également sous la forme d'une onde de flexion, jusqu'au transducteur acoustique 60. L'amplitude de l'onde de flexion ultrasonore est notamment proportionnelle à la composante Bz du champ magnétique B généré dans la piste conductrice 2, à l'intensité du courant I circulant dans la piste 2, et à la durée Δt de l'échantillonnage. L'onde de flexion est polarisée dans le sens du produit vectoriel I^B perpendiculairement au plan de la figure 1 défini par l'axe D et la tangente à la piste 2. En raison de sa forme générale effilée avec un faible angle au sommet, le guide fuselé 40 favorise la propagation d'un mode acoustique de flexion engendré à l'extrémité 54 de la sonde 20 jusqu'à la base 41.
  • La transmission de la force de Lorentz sous forme de contrainte imposée à l'extrémité 54 de la sonde 20 correspond à une transmission d'un milieu à plus forte impédance mécanique de rayonnement vers un milieu à plus faible impédance mécanique de rayonnement. L'extrémité 54 de la sonde 20 est donc bloquée lorsqu'elle est au contact du circuit imprimé 3 et est soumise à l'impédance de rayonnement dominante de la surface en contact, en l'occurrence celle du circuit imprimé 3, même si l'impédance transversale intrinsèque (produit de la masse volumique du matériau par la vitesse des ondes transversales dans le matériau) du matériau composant principalement le circuit imprimé 3 est inférieure à celle du support 53. En effet, l'impédance de rayonnement est l'impédance intrinsèque pondérée par le volume de matière contenu dans une demi-longueur d'onde. Cette pondération est très avantageuse pour le circuit imprimé 3 en contact avec la sonde 20, très entourée de matière dans son voisinage proche (inférieur à la demi-longueur d'onde), tandis qu'elle est faible, pour l'extrémité 54 de la sonde 20 très peu entourée de matière.
  • Dans le mode de réalisation illustré en figure 1, la longueur de pénétration de la tige ferromagnétique 70 dans le guide fuselé 40 est réduite de façon que le couplage acoustique entre la tige ferromagnétique 70 et le guide fuselé 40 se produise sur une longueur inférieure à la demi-longueur d'onde de l'onde de flexion se propageant dans le guide fuselé 40.
  • L'extrémité 42 du guide fuselé 40 à la jonction avec la tige ferromagnétique 70 définit une lèvre circulaire très fine d'impédance de rayonnement inférieure ou égale à celle de la tige ferromagnétique 70 qui y est insérée. La force de Lorentz s'exerce sur une surface quasi ponctuelle et il n'y a aucune résonance acoustique d'extrémité qui pourrait venir gêner la forme d'onde, exceptée une résonance de flexion de la tige ferromagnétique 70 sur sa hauteur. Pour réduire ce risque, la hauteur de la partie de la tige ferromagnétique 70 qui n'est pas insérée dans le guide fuselé 40, c'est-à-dire la hauteur du support 53 des spires 52 de la tige ferromagnétique 70 est réduite de façon à être inférieure à une demi-longueur d'onde de l'onde de flexion qui s'y propage à la fréquence centrale de sensibilité maximale du transducteur acoustique 60.
  • En l'absence de résonance mécanique de l'extrémité 54 de la sonde 20, le profil de l'onde ultrasonore engendrée par la force de Lorentz est alors imposé par la bande passante du guide fuselé 40 et du transducteur électroacoustique 60. Par ailleurs, le diamètre de base 41 du guide fuselé 40 doit rester petit et comparable à la longueur d'onde pour garder une bande passante élevée. L'impédance intrinsèque du matériau constituant le guide fuselé 40 est égale au produit de la vitesse fondamentale d'une onde transversale dans le matériau par la densité du matériau. On définit l'impédance mécanique de rayonnement de l'extrémité 54 du guide fuselé 40 comme le produit de la vitesse de phase d'une onde acoustique à l'endroit du couplage par la densité du matériau constituant le guide fuselé 40. L'impédance mécanique de rayonnement est particulièrement faible, typiquement 3 à 4 fois plus faible que l'impédance intrinsèque du matériau. Cette caractéristique est avantageusement adaptée à un transfert efficace de la force de Lorentz apparaissant dans la tige 70 rigidement couplée au guide fuselé 40. L'onde acoustique atteint le transducteur électroacoustique 60 qui la convertit en un signal électrique S, par exemple une tension. Le dispositif de commande et d'acquisition 30 est configuré pour mesurer le signal électrique S fourni par le transducteur électroacoustique 60 et en déduire l'intensité I du courant circulant dans la piste 2 et le sens de circulation du courant I dans la piste 2.
  • La sonde 20 peut fonctionner dans deux modes de fonctionnement, un mode de fonctionnement dit passif et un mode de fonctionnement dit actif. Le mode de fonctionnement passif permet d'observer de façon asynchrone les courants de commutation circulant dans la piste conductrice 2 sur laquelle est posée la sonde 20. Dans cette configuration, la sensibilité de la sonde 20 n'est pas maîtrisée car le spectre d'excitation mécanique de la force de Lorentz dépend entièrement de la bande spectrale du courant circulant dans la piste conductrice 2. Néanmoins cette approche est intéressante pour l'observation, c'est-à-dire l'identification de signaux de courant dans une bande de fréquence assez large pouvant atteindre 80 % de la fréquence de résonance centrale du transducteur électroacoustique 60. Le mode de fonctionnement passif est bien adapté pour l'observation de commutation de courants dans une bande spectrale allant de 100 kHz à 2 MHz. Il n'y a pas de sensibilité au courant continu car une force de Lorentz continue ne se propage pas dans le guide conique et ni le transducteur piézoélectrique ni l'électronique d'amplification n'ont de sensibilité à une contrainte statique en comparaison de son pic de sensibilité à sa fréquence centrale de résonance que l'on peut choisir dans une bande qui va typiquement de 100 kHz à 5 MHz.
  • Le mode de fonctionnement actif exploite l'impulsion de courant circulant dans les spires, pour créer un champ magnétique Bz impulsionnel crête maîtrisé, plus intense et échantillonner avec une plus grande sensibilité un courant circulant dans la piste conductrice 2 située sous la sonde 20 à un instant prédéterminé synchrone avec un signal de synchronisation décrit plus en détail par la suite. Dans ce cas, la tige ferromagnétique 70 peut fonctionner en mode saturé. L'impulsion de courant dans les spires 52 a alors de préférence une durée inférieure ou égale à la demi-période de la fréquence centrale de résonance du transducteur électroacoustique 60. En présence d'un courant continu ou alternatif de fréquence inférieure à la moitié de la fréquence centrale du transducteur électroacoustique 60, on parvient à produire une force de Lorentz impulsionnelle calibrée dont l'amplitude est proportionnelle à l'amplitude crête du courant circulant dans la piste conductrice 2. La bande passante d'une sonde 20 étalonnée va donc du continu jusqu'à la moitié de la fréquence centrale du transducteur électroacoustique 60, soit typiquement de 0 Hz à 2 MHz.
  • Selon un mode de réalisation, l'intensité de l'impulsion de courant dans le fil conducteur 50 est de préférence aussi élevée que possible, en pratique entre 1 A et 100 A crête, de préférence environ entre 30 A et 50 A crête. Selon un mode de réalisation, la durée Δt de l'impulsion de courant dans le fil conducteur 50 est aussi courte que possible, par exemple entre 1 ns et 5000 ns, de préférence environ 100 ns. Dans le cas où le courant électrique à mesurer correspond à une impulsion de courant, la durée Δt est inférieure à la durée de l'impulsion de courant électrique à mesurer. Dans le cas où le courant électrique à mesurer correspond à un courant électrique sinusoïdal, la durée Δt est inférieure à au moins deux fois la période du courant électrique sinusoïdal à mesurer. De façon générale, dans le cas où le courant électrique à mesurer varie dans le temps, la durée Δt est inférieure à au moins deux fois la période correspondant à la fréquence de variation maximale du courant électrique à mesurer.
  • Selon un mode de réalisation, on peut enregistrer le signal associé à un courant continu et le signal associé à un courant transitoire et lorsque les deux types de courants existent, on soustrait le signal représentatif de la composante continue du signal total, le signal total étant la somme des effets du courant continu et des commutations de courant. Il ne reste alors plus que l'information de commutations. Le système de mesure 10 permet alors la mesure d'un courant électrique transitoire.
  • De façon avantageuse, l'encombrement latéral de l'extrémité 54 de la sonde 20 est au moins dix fois plus faible que l'encombrement latéral des sondes à effet Hall disponibles actuellement dans le commerce.
  • Le guide fuselé 40 introduit avantageusement un retard de propagation acoustique de 1 µs à 100 µs entre l'impulsion du champ magnétique généré à l'extrémité 54 de la sonde 20 et la fourniture du signal électrique par le transducteur électroacoustique 60. Ceci permet d'éviter le parasitage d'amplificateur de réception du dispositif de commande et de détection 30 par un couplage aérien direct entre l'impulsion du champ magnétique et l'électronique de réception.
  • Selon un mode de réalisation, le fil conducteur 50 a une section droite cylindrique. Selon un autre mode de réalisation, le fil conducteur 50 a une section droite qui n'est pas cylindrique. Dans ce cas, le diamètre du fil conducteur 50 est égal au diamètre du disque de même surface que la surface de la section droite du fil conducteur 50. Selon un mode de réalisation, le fil conducteur 50 a un diamètre variant de 40 µm à 200 µm, par exemple égal à environ 100 µm. Selon un mode de réalisation, le fil conducteur 50 comprend un coeur conducteur entouré d'une gaine isolante, par exemple un fil émaillé. Selon un mode de réalisation, le fil conducteur 50 forme une spire 52 à vingt spires 52, de préférence de deux spires 52 à six spires 52.
  • Selon un mode de réalisation, le guide fuselé 40, et le support 53 dans le mode de réalisation illustré en figure 2, est en un matériau solide non magnétique, notamment un matériau choisi dans le groupe comprenant les céramiques, les faïences, les porcelaines, les métaux non magnétiques (notamment l'aluminium, le cuivre, ou le titane), l'acier austénitique et les alliages de métaux non magnétiques, notamment les alliages à base d'aluminium, de cuivre, et/ou de titane.
  • Le guide fuselé 40 permet, de par sa forme géométrique effilée, de réaliser de façon avantageuse un tampon thermique entre la zone de mesure à l'extrémité 54 et une zone de réception au niveau du transducteur électroacoustique 60. La zone de mesure peut alors être portée à une température élevée de plusieurs centaines de degrés Celsius tandis que la zone de réception peut être soumise à une température plus basse compatible avec la plage de température tolérée par le transducteur électroacoustique 60.
  • Le transducteur acoustique 60 est configuré pour recevoir une onde acoustique et fournir un signal électrique analogique, par exemple une tension ou un courant, appelé signal de mesure par la suite. L'amplitude du signal de mesure dépend de l'amplitude de l'onde acoustique, de préférence est proportionnelle à l'amplitude de l'onde acoustique. Le transducteur acoustique 60 reçoit un paquet et fournit un signal électrique de mesure comprenant au moins un pic, et de façon générale plusieurs pics positifs et négatifs. Le transducteur acoustique 60 peut être un transducteur acoustique à ondes transversales. Selon un mode de réalisation, le transducteur acoustique 60 est un transducteur piézoélectrique ou un transducteur acoustique électromagnétique. Le transducteur 60 correspond par exemple au transducteur piézoélectrique commercialisé par la société Olympus sous l'appellation V153 qui peut présenter une fréquence centrale autour de 1 MHz.
  • La figure 4 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation de la sonde 20 du système de mesure 10 et la figure 5 est une vue de dessus d'un mode de réalisation du transducteur acoustique 60 de la sonde 20 de la figure 4.
  • La sonde 20 représentée en figure 4 comprend l'ensemble des éléments de la sonde 20 représentée en figure 1 et comprend, en outre, un guide d'ondes acoustiques droit 80 interposé entre le guide fuselé 40 et le transducteur électroacoustique 60. Le guide d'ondes acoustiques droit 80 a une section droite constante et s'étend de façon rectiligne et est appelé guide droit 80 par la suite. Selon un mode de réalisation, le guide droit 80 s'étend selon l'axe D et comprend deux faces opposées 81 et 82. Le transducteur électroacoustique 60 est fixé à la face 82 du guide droit 80. Selon un mode de réalisation, le guide fuselé 40 et le guide droit 80 sont des pièces distinctes. La base 41 du guide fuselé 40 est alors fixée à la face 81 du guide droit 80. Selon un autre mode de réalisation, le guide fuselé 40 et le guide droit 80 sont fabriqués d'une même pièce. La base 41 du guide fuselé 40 est alors incluse dans la face 81 du guide droit 80. Dans le mode de réalisation illustré en figure 4, le guide droit 80 a une forme cylindrique à base circulaire et la face 81 du guide droit 80 a un diamètre supérieur au diamètre de la base 41 du guide fuselé 40.
  • Selon un mode de réalisation, le diamètre du guide droit 80 est dans la plage de 3 mm à 7 mm, et est de préférence égal à 4 mm. L'épaisseur du guide droit 80 est dans la plage de 0,3 mm à 2 mm et est de préférence égale à environ 1 mm. Le guide droit permet de relier le transducteur électroacoustique 60 au guide fuselé 40. Le diamètre du guide droit 80 impose la fréquence de résonance radiale de flexion (typiquement 1 MHz), tout en permettant que le diamètre au niveau de la base 41 du guide fuselé 40 soit inférieur ou comparable à une longueur d'onde. Selon un mode de réalisation, la hauteur du guide fuselé 40 est dans la plage de 5 mm à 25 mm et de préférence égale à environ 10 mm.
  • La sonde 20 comprend, en outre, un support 83 du guide fuselé 40 fixé au guide droit 80. Selon un mode de réalisation, le support 83 est en un matériau isolant électriquement, par exemple en matière plastique, notamment un polymère. Selon un autre mode de réalisation, le support 83 est en un matériau conducteur électriquement, par exemple en métal. Le support 83 permet notamment la manipulation du guide fuselé 40. La sonde 20 comprend, en outre, un connecteur 84 fixé au support 83 et connecté aux deux extrémités du fil conducteur 50. La sonde 20 comprend, en outre, un connecteur 85 fixé au support 83 et connecté aux électrodes du transducteur acoustique 60. Une bague 86 fixée au support 83 permet de relier la sonde 20 à un système de maintien, non représenté.
  • Selon un mode de réalisation, l'ouverture 44 s'étend selon l'axe D sur toute la hauteur du guide fuselé 40 et éventuellement également sur toute la hauteur du guide droit 80. Un aimant permanent 75 est situé dans l'ouverture 44 dans le prolongement de la tige ferromagnétique 70 au contact de la tige ferromagnétique. L'aimant permanent 75 est par exemple réalisé en NdFeB.
  • Selon un premier mode de réalisation, le transducteur acoustique 60 comprend deux demi-disques 61A et 61B de céramique piézoélectrique de type PZT séparés par un petit espace 63 de largeur 0,1 mm à 0,3 mm, tandis que selon un second mode de réalisation, le transducteur est un disque en céramique PZT monolithique. Le transducteur acoustique 60 comprend, sur la face supérieure de chaque demi-disque céramique 61A, 61B, une électrodes supérieures 62A, 62B, chacune en forme d'un demi-disque. Dans la version monolithique, les deux électrodes 62A et 62B sont séparées par une bande de garde isolante, de largeur 0.1 mm à 0.3 mm. Une seule électrode inférieure 64 recouvre les faces inférieures des deux demi-disques céramiques 61A, 61B ou le disque monolithique.
  • Selon un mode de réalisation, l'une des électrodes supérieures 62A constitue le point chaud, tandis que l'autre électrode supérieure 62B est connectée à la masse du connecteur 85. L'électrode inférieure 64 a une tension flottante. Elle recouvre uniformément les deux demi-disques 61A, 61B qui sont des matériaux ferroélectriques dont le moment dipolaire électrique est ici orienté dans le même sens. L'électrode inférieure 64 sert à imposer un champ électrique dans l'épaisseur des demi-disques 61A, 61B. Ce champ s'inverse d'un demi-disque 61A, 61B à l'autre. Le signal de sortie S est pris entre les deux électrodes supérieures 62A, 62B. La direction de sensibilité du transducteur acoustique 60 à la polarisation acoustique de l'onde de flexion est orientée perpendiculairement à l'axe défini par l'espace 63 séparant les demi-disques 61A, 61B. L'espace 63 séparant les demi-disques 61A, 61B est donc disposé de façon parallèle à la piste conductrice 2 dans laquelle circule le courant à mesurer.
  • Selon un autre mode de réalisation, le moment dipolaire électrique de l'un des demi-disques 61A, 61B est inversé par rapport à l'autre. L'électrode inférieure 64 constitue la masse électrique. La détection de la polarisation de l'onde de flexion se fait également dans la direction perpendiculaire à l'axe défini par l'espace 63 séparant les demi-disques 61A, 61B. Les deux électrodes supérieures 62A et 62B sont connectées ensemble au même potentiel électrique. Le signal de sortie S est pris entre les électrodes supérieures 62A et 62B et l'électrode inférieure 64. Le montage est ainsi adapté à la détection d'une onde de flexion qui crée des contraintes mécaniques opposées sur les faces inférieures des demi-disques 61A, 61B, car les deux demi-disques 61A, 61B produiraient la même différence de potentiel entre l'électrode supérieure et la masse si les électrodes supérieures étaient distinctes. On peut donc relier les électrodes supérieures 62A et 62B entre elles pour obtenir une détection sélective d'une onde de flexion orientée perpendiculairement à l'axe défini par l'espace 63 séparant les demi-disques 61A, 61B. A titre d'exemple, le guide droit 80 et le support 83 sont conducteurs électriquement, et l'électrode inférieure 64 est collée au guide droit 80 au moyen d'une colle conductrice électriquement, par exemple une colle conductrice époxy. Le retour de masse est alors réalisé via le guide droit 80 métallique connecté au support 83 et sur lequel est vissé le connecteur 85. La fréquence de résonance d'un transducteur électroacoustique 60 en PZT à polarisation alternée d'épaisseur égale à 0,2 mm et de diamètre variant dans la plage de 4 mm à 5 mm se situe autour de 1 MHz.
  • La sonde 20 selon le mode de réalisation illustré sur les figures 1 et 4 sont, de façon avantageuse, plus particulièrement adaptées à la surveillance et à la détection asynchrone d'un courant électrique continu ou transitoire de courant de moyenne à forte valeur, allant de quelques dizaines de milliampères à plusieurs ampères.
  • La figure 6 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation de la sonde 20 du système de mesure 10.
  • La sonde 20 représentée en figure 6 comprend l'ensemble des éléments de la sonde 20 représentée en figure 4 à la différence que l'ouverture 44, la tige ferromagnétique 70, et l'aimant permanent 75 ne sont pas présents et que le guide fuselé 40 a la forme représentée en figure 2 avec le support 53 des spires 52 correspondant alors à une tige cylindrique.
  • Les sondes 20 selon les modes de réalisation illustrés sur les figures 2 et 6 sont, de façon avantageuse, plus particulièrement adaptées à la détection par échantillonnage synchrone très localisé et quantifié d'un courant électrique continu ou transitoire de faible à forte valeur allant du milliampère à plusieurs ampères.
  • La figure 7 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation de la sonde 20 du système de mesure 10 et la figure 8 est une vue de dessous de la sonde 20 de la figure 7. Dans ce mode de réalisation, le guide d'ondes 40 comprend une portion biconcave 45, par exemple biconique, à symétrie de révolution d'axe D dont l'épaisseur se réduit de la périphérie vers l'axe D. L'épaisseur maximale de la portion biconcave 45 est faible devant le diamètre de la portion biconcave 45. Selon un mode de réalisation, la portion biconcave 45 comprend une face supérieure 46 et une face inférieure 47 chacune de forme générale tronconique d'axe D et pointant l'une vers l'autre. La face supérieure 46 et la face inférieure 47 sont reliées à la périphérie de la portion biconcave 45 par un chant 48. La portion biconcave 45 du guide d'onde 40 est adaptée à résonner en épaisseur avec une polarisation perpendiculaire au chant 48.
  • Le guide d'ondes 40 comprend en outre une portion tubulaire 49 d'axe D se projetant depuis la face inférieure 47 de la portion biconcave 45. L'ouverture 44 s'étend dans la portion tubulaire 49 et dans la portion biconcave 45. La tige 70 est logée en partie dans l'ouverture 44 et se projette en dehors de l'ouverture 44 selon l'axe D du côté de la face inférieure 47. Comme pour les modes de réalisation représentés sur les figures 1 et 4, l'enroulement des spires 52 du fil conducteur 50 est effectué autour de la partie de la tige ferromagnétique 70 située en dehors de l'ouverture 44.
  • La portion biconcave 45 est inscrite dans un cylindre à base circulaire d'axe D dont le rapport entre la hauteur et le diamètre est inférieur à 5 et préférentiellement 10. A titre d'exemple, le diamètre de la portion biconcave 45 peut être compris entre 10 mm et 50 mm, par exemple égal à 20 mm de diamètre. L'épaisseur de la portion biconcave 45 au niveau du chant 48 peut être comprise entre 1 mm et 5 mm, par exemple égale à 2,7 mm. L'épaisseur de la portion biconcave 45 à l'endroit le plus mince au niveau de la liaison vers la portion tubulaire 49 peut être comprise entre 0,3 mm et 1 mm, par exemple égale à 0,4 mm. Le diamètre de l'ouverture 44, et donc le diamètre de la tige ferromagnétique 70, peut être compris entre 0,5 mm et 5 mm, par exemple égal à 0,75 mm. Le diamètre externe de la portion tubulaire 49 peut être compris entre 1 mm et 6 mm, par exemple égal à 1,2 mm. La hauteur de la tige ferromagnétique 70 est de l'ordre de 1 mm. L'extrémité 54 de la tige ferromagnétique 70 peut être taillée en pointe.
  • Dans le présent mode de réalisation, l'aimant permanent 75 est situé sur la face supérieure 46 de la portion biconcave 45. De façon avantageuse, les dimensions de l'aimant permanent 75 du présent mode de réalisation peuvent être supérieures aux dimensions de l'aimant permanent 75 du mode de réalisation de la sonde 20 illustré en figure 4. L'aimant permanent 75 est en contact physique direct avec la tige ferromagnétique 70. A titre d'exemple, l'aimant permanent 75 correspond à un cylindre dont le diamètre est dans la plage de 1 mm à 10 mm, de préférence de 2 mm à 3 mm, ce qui permet de disposer d'un champ magnétique statique de valeur typique 0,5 T au niveau de la face Nord ou Sud de l'aimant permanent 75 et une décroissance limitée du champ transmis à l'extrémité 54 de la tige ferromagnétique 70 de façon à ce que l'amplitude du champ magnétique produit localement au niveau de la piste 2 atteigne ou dépasse 100 mT à 300 mT.
  • La flexion de l'extrémité 54 de la sonde 20, sous l'effet de la force de Lorentz, se transmet sous la forme d'un basculement de l'axe de la portion tubulaire 49. Ceci engendre une onde circulaire antisymétrique par rapport au plan médian de la portion biconcave 45 du guide 40 et de type dipolaire qui se propage jusqu'au chant 48 du guide 40.
  • Dans le présent mode de réalisation, le transducteur acoustique 60 est situé au niveau du chant 48 de la portion biconcave 45. Le transducteur acoustique 60 comprend un demi-anneau supérieur 65A en PZT et un demi-anneau inférieur 65B en PZT disposés en vis à vis. Chaque demi-anneau 65A, 65B couvre au plus une moitié de l'épaisseur du chant 48. Chaque demi-anneau 65A, 65B a un moment dipolaire électrique polarisé en inverse par rapport à l'autre. Le positionnement des demi-anneaux 65A, 65B sur une partie du chant 48 peut être facilité par une collerette 66 de séparation du chant 48 en une portion supérieure et une portion inférieure. Les demi-anneaux 65A, 65B peuvent être fixés au guide 40 par collage. Le transducteur acoustique 60 résonne en épaisseur avec une polarisation perpendiculaire au chant 48 de la portion biconcave 45. Les demi-anneaux 65A, 65B sont connectés électriquement en parallèle et le plan de délimitation des demi-anneaux 65A, 65B passant par le centre des anneaux doit être orienté perpendiculairement à la direction de circulation du courant à mesurer. Il en résulte que le transducteur électroacoustique 60 est configuré pour détecter une onde antisymétrique de plaque, tel le mode de Lamb antisymétrique A0 qui serait principalement engendré dans un guide d'épaisseur constante. Néanmoins ici, la portion biconcave 45 du guide 40 est amincie, ce qui réduit son impédance de rayonnement au centre de la portion biconcave 45 au niveau du contact de l'extrémité 54 avec la piste 2 à sonder, de sorte que la charge mécanique de la piste 2 par l'extrémité 54 de la sonde 20 est très largement imposée par l'impédance mécanique du circuit imprimé 3. Le guide d'onde 40 constitue la masse électrique s'il est en matériau conducteur électriquement. Pour une épaisseur de 1 mm, la résonance des demi-anneaux 65A, 65B se situe autour de 1,2 MHz et le temps de transit des ondes ultrasonores entre la portion tubulaire 49 et les demi-anneaux 65A, 65B est voisin de 3,5 µs.
  • A titre de variante, les demi-anneaux supérieur et inférieur 65A, 65B peuvent être étendus à des anneaux complets sous réserve d'inverser la polarisation des demi-anneaux situés dans un même plan, chacun étant responsable de la détection d'une moitié de l'onde dipolaire circulaire antisymétrique qui se propage dans le guide 40. A ce moment-là, les quatre demi-anneaux peuvent être connectés en parallèle, les quatre signaux de réception étant tous en phase.
  • Selon un mode de réalisation simplifié, l'aimant permanent 75 peut être placé directement sous le circuit imprimé 3 à l'aplomb de la piste 2 que l'on veut sonder, c'est-à-dire du côté du circuit imprimé 3 opposé au guide 40. Ceci présente néanmoins l'inconvénient de distribuer les lignes de champ magnétique sur toute l'épaisseur du circuit imprimé 3, ce qui peut engendrer des ondes ultrasonores parasites en cas de circuit imprimé 3 multicouche.
  • En outre cette approche produit aussi un champ magnétique qui s'étend sur une surface latérale plus importante du circuit imprimé 3 et ne permet pas de connaître avec précision la valeur du champ magnétique au niveau de la piste 2 à sonder, sauf si l'on réalise une mesure locale au moyen d'une sonde magnétométrique.
  • La sonde 20 représentée sur les figures 7 et 8 permet de façon avantageuse de maximiser le champ magnétique statique au voisinage de la piste électrique 2.
  • La figure 9 représente un schéma par blocs du système de détection 10 illustrant un mode de réalisation du dispositif de commande et d'acquisition 30. Selon un mode de réalisation, le transducteur électroacoustique 60 est un transducteur piézoélectrique.
  • Le dispositif de commande et d'acquisition 30 comprend notamment une chaîne de commande 31 et une chaîne d'acquisition 32. La chaîne de commande 31 comprend :
    • un générateur 33 d'impulsions de courant dans le fil conducteur 50 relié aux deux extrémités du fil conducteur 50 ; et
    • un module de commande 34 du générateur d'impulsions de courant 33 recevant un signal de synchronisation Sync.
  • La chaîne d'acquisition 32 comprend :
    • un amplificateur 35 programmable recevant le signal de mesure analogique S fourni par le transducteur électroacoustique 60 et fournissant un signal de mesure analogique amplifié Samp sensiblement égal au signal de mesure S multiplié par un gain d'amplification G ; et
    • un module de traitement 36 recevant le signal de mesure amplifié fourni par l'amplificateur 35.
  • Le dispositif de commande et d'acquisition 30 comprend en outre :
    • un microcontrôleur 37 relié à l'amplificateur 35, au module de traitement 36, au module de commande 34, et au générateur 33 ;
    • un ordinateur 38 relié au microcontrôleur 37 ; et
    • une interface homme-machine 39 reliée au microcontrôleur 37 et/ou à l'ordinateur 38 et comprenant notamment un écran d'affichage.
  • A titre de variante, le module de commande 34 et/ou le module de traitement 36 peuvent être intégrés au microcontrôleur 37.
  • Le dispositif de commande et d'acquisition 30 illustré en figure 9 est configuré pour la génération d'une impulsion de courant dans le fil conducteur 50 d'intensité Iz et de durée Δt et se produisant éventuellement après l'écoulement d'un délai T suivant une impulsion du signal de synchronisation Sync dans le cas d'une mesure synchrone.
  • L'ordinateur 38 est configuré pour échanger des signaux avec le microcontrôleur 37, par exemple via un port UART (sigle anglais pour Universal asynchronous receiver-transmitter), notamment les valeurs du délai T, de la durée Δt, de l'intensité I, et la valeur du gain G de l'amplificateur programmable 35.
  • Selon un mode de réalisation, la valeur du gain G de l'amplificateur programmable 35 est déterminée à partir de l'intensité du courant I déterminée au cours de la mesure précédente. Plus l'intensité I déterminée lors de la mesure précédente est faible, plus la valeur du gain G est grande, par exemple selon des paliers correspondant à des plages de mesure de l'intensité I.
  • Selon un mode de réalisation, le déclenchement du processus de mesure se produit à partir du signal de synchronisation Sync si la mesure est synchrone. Selon un autre mode de réalisation, le déclenchement du processus de mesure se produit de façon automatique et périodique avec une période de mesure définie par l'utilisateur si la mesure est asynchrone. Dans ce cas, la période de mesure est de préférence supérieure au temps d'amortissement de l'impulsion acoustique se propageant dans le guide fuselé 40 dû à l'impulsion de courant précédente.
  • Selon un mode de réalisation, le générateur 33 applique une impulsion de courant d'intensité Iz dans le fil conducteur 50 couplé à l'extrémité effilée 42 du guide fuselé 40 avec un délai T et une durée Δt définies dans le module de commande 34. En présence d'un courant I dans la piste conductrice 2, une onde acoustique ultrasonore remonte de l'extrémité effilée 42 vers la base 41 du guide fuselé 40. L'onde acoustique est convertie en signal électrique de mesure S par le transducteur acoustique 60 couplé à la base 41, et le signal électrique de mesure S est amplifié par l'amplificateur programmable 35 pour fournir le signal de mesure amplifié Samp.
  • Selon un mode de réalisation, le module de traitement 36 est configuré pour détecter l'amplitude de crête du signal de mesure amplifié Samp et fournir une valeur analogique de l'amplitude crête détectée au microcontrôleur 37. Selon un mode de réalisation, le module de traitement 36 est en outre configuré pour déterminer une valeur binaire Polar I/O représentative du signe positif ou négatif de la première impulsion du signal de mesure amplifié Samp. En effet, la phase de l'onde acoustique change de 180° selon que le courant électrique I circule dans un sens ou dans le sens opposé. Le microcontrôleur 37 peut en outre comprendre un convertisseur analogique/numérique adapté à recevoir la valeur analogique de l'amplitude crête détectée et fournir un signal numérique de l'amplitude crête.
  • Selon un mode de réalisation, le microcontrôleur 37 est configuré pour recevoir directement le signal de mesure amplifié Samp et réaliser un échantillonnage du signal de mesure amplifié Samp, par exemple sur une profondeur de 10 à 16 bits et à une cadence de 5 à 12 méga échantillons par seconde sur une fenêtre temporelle de 1 µs à 100 µs. Selon un mode de réalisation, le microcontrôleur 37 est configuré pour réaliser une interpolation des points de mesure de façon à reconstituer finement le signal de mesure amplifié et obtenir une valeur précise de l'amplitude crête et de la phase du signal de mesure amplifié.
  • Selon un autre mode de réalisation, le microcontrôleur 37 est configuré pour déterminer la transformée de Fourier du signal de mesure amplifié Samp. De préférence, la transformée de Fourier est déterminée à partir de la trace temporelle du signal de mesure amplifiée Samp incluant les pics du signal de mesure amplifié Samp et en excluant le couplage parasite de l'impulsion de courant ou de tension de sorte qu'il ne reste dans la trace temporelle que les pics dus à la réception du paquet d'ondes acoustiques par le transducteur 60 avec un signal de mesure nul avant son arrivée et après son arrivée.
  • Selon un mode de réalisation, le signal de mesure amplifié Samp est traité de façon à ce que ses valeurs soient nulles après le quatrième ou cinquième passage à zéro du signal de mesure amplifié Samp, ce qui correspond au moment où l'essentiel du paquet d'ondes acoustiques a été reçu par le transducteur 60 et que l'on entre dans la queue du paquet d'ondes acoustiques. La raie spectrale d'amplitude maximale du spectre obtenu correspond à la fréquence centrale du paquet d'ondes acoustiques. L'amplitude de la raie spectrale est représentative de la valeur d'amplitude maximale du signal de mesure amplifié Samp.
  • La détermination de l'amplitude crête du signal de mesure amplifié Samp à partir de la transformée de Fourier du signal de mesure amplifié Samp plutôt que directement à partir du signal de mesure amplifié Samp est plus précise et plus indépendante du bruit analogique existant au niveau du signal de mesure amplifié Samp, ce qui permet d'accéder à des intensités de courant faibles. Dans ces cas extrêmes, la sensibilité est augmentée en remplaçant l'impulsion de courant par un train d'impulsions, comprenant par exemple 2 à 10 impulsions et préférentiellement 4 impulsions de courant équidistantes, avec une porteuse centrée sur la fréquence centrale du transducteur électromécanique 60. En outre, de façon avantageuse, la transformée de Fourier du signal de mesure amplifié Samp est indépendante de la durée de propagation des ondes acoustiques dans le guide fuselé 40. L'effet d'un changement de température du guide fuselé 40 se résume alors à une avance ou un retard d'arrivée du paquet d'ondes acoustiques au transducteur 60, soit simplement un changement de phase dans l'espace de Fourier.
  • Le microcontrôleur 37 est configuré pour déterminer l'intensité du courant électrique I en multipliant la valeur crête par un coefficient d'étalonnage. L'intensité du courant électrique I et son sens de circulation sont affichés sur l'afficheur 39 dans une unité de mesure choisie ou transmise à l'ordinateur 38 pour un traitement complémentaire. Le transducteur électroacoustique 60 est orienté de façon que la polarisation acoustique soit perpendiculaire à la piste conductrice 2 dans laquelle circule le courant électrique I à mesurer et pointe dans sa direction. On dira alors que le signal circule de gauche à droite ou de droite à gauche en fonction de la polarisation de l'onde acoustique que l'on relie aux conventions classiques de circulation du courant d'un potentiel plus élevé vers un potentiel moins élevé.
  • Selon un mode de réalisation, le dispositif de commande et d'acquisition 30 peut piloter une, deux, ou plus de deux sondes 20, disposées en divers endroits du circuit imprimé 3 véhiculant des signaux de courant différents, à partir du même signal de synchronisation Sync, chacune des sondes 20 pouvant être excitée avec un délai T identique ou différent par rapport aux autres sondes 20 de sorte que l'on peut multiplier l'échantillonnage spatial et temporel par le nombre de sondes 20 utilisées. Si plusieurs sondes 20 sont excitées avec des délais T légèrement différents et disposées pratiquement au même endroit d'une piste conductrice dans laquelle circule un courant électrique alternatif ou transitoire rapide, on peut multiplier le nombre de points d'échantillonnage du courant électrique par le nombre de sondes 20 utilisées.
  • La figure 10 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation d'un système de mesure de courant électrique 100. Le système de mesure de courant électrique 100 comprend l'ensemble des éléments du système de mesure de courant électrique 10 représenté en figure 1, à la différence que le capteur d'ondes mécaniques 60 est un capteur de mesure de vibrations sans contact. Le dispositif de commande et d'acquisition 30 est relié au fil conducteur 50 du dispositif 15 de génération de champ magnétique et au capteur de mesure de vibrations sans contact 60. Selon un mode de réalisation, le capteur de mesure de vibrations sans contact 60 est un vibromètre laser. Le système de mesure 100 permet de réaliser une mesure de courant électrique sans contact. En outre, la bande passante du système de mesure 100 peut être supérieure à la bande passante du système de mesure 10 représenté en figure 1.
  • Le procédé de génération du champ magnétique actif ou passif local est identique à ce qui a été décrit précédemment. Le vibromètre laser 60 vient réaliser une mesure de déplacement mécanique sans contact à l'endroit où le champ magnétique impulsionnel est le plus fort.
  • La figure 11 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation du dispositif 15 de génération de champ magnétique du système de mesure 100 de la figure 10. Le dispositif 15 de génération de champ magnétique représenté en figure 11 comprend l'ensemble des éléments de la sonde 20 représentée en figure 4 à la différence que le transducteur acoustique 60 et le connecteur 85 ne sont pas présents.
  • La figure 12 est une vue en coupe, partielle et schématique, d'un autre mode de réalisation du dispositif 15 de génération de champ magnétique du système de mesure 100 de la figure 10. Le dispositif 15 de génération de champ magnétique représenté en figure 12 comprend l'ensemble des éléments de la sonde 20 représentée en figure 6 à la différence que le transducteur acoustique 60 et le connecteur 85 ne sont pas présents.
  • Le vibromètre laser 60 permet d'effectuer des mesures de vibration sans contact de la surface du circuit imprimé 3 Le vibromètre laser 60 émet un faisceau laser FTEST qui est dirigé vers la surface du circuit imprimé 3 à l'endroit de la piste conductrice 2 dans laquelle circule le courant électrique à mesurer, et l'amplitude et la fréquence de vibration sont extraites du décalage Doppler de la fréquence du faisceau laser réfléchi en raison du mouvement de la surface du circuit imprimé 3. Le vibromètre laser 60 peut correspondre à un interféromètre laser à deux faisceaux qui mesure la différence de fréquence (ou de phase) entre un faisceau de référence interne et un faisceau de test. Le faisceau de test FTEST est dirigé vers la surface du circuit imprimé 3, et la lumière diffusée de la surface du circuit imprimé 3 est collectée et interférée avec le faisceau de référence sur un photodétecteur, par exemple une photodiode. La plupart des vibromètres commerciaux fonctionnent dans un régime hétérodyne en ajoutant un décalage de fréquence connu (généralement 30 MHz à 70 MHz) à l'un des faisceaux. Ce décalage de fréquence est généralement généré par une cellule de Bragg ou un modulateur acousto-optique.
  • La figure 13 est un schéma par blocs d'un mode de réalisation du vibromètre laser 60. Le vibromètre laser 60 comprend une source 110 d'un faisceau laser FIN à une fréquence fo. Le faisceau laser FIN est divisé en un faisceau de référence FREF et un faisceau de test FTEST avec un séparateur de faisceau 112. Le faisceau de test FTEST traverse alors la cellule de Bragg ou un modulateur acousto-optique 114, ce qui ajoute un décalage de fréquence fb. Le faisceau de test FTEST décalé en fréquence est ensuite dirigé vers la surface du circuit imprimé 3 à l'endroit de la piste conductrice 2 dans laquelle circule le courant électrique à mesurer. Le mouvement de la surface du circuit imprimé 3 ajoute un décalage Doppler fd au faisceau réfléchi FR.
  • La lumière se diffuse depuis la surface du circuit imprimé 3 dans toutes les directions, mais une partie de la lumière est collectée par le vibromètre laser 60 et est réfléchie par un séparateur de faisceau 118 vers un photodétecteur 120. Cette lumière a une fréquence égale à fo + fb + fd. Cette lumière diffusée est combinée avec le faisceau de référence FREF au niveau du photodétecteur 120. La sortie du photodétecteur 120 est un signal S modulé en fréquence standard (FM), avec la fréquence fb comme fréquence porteuse et le décalage Doppler fd comme fréquence de modulation. Ce signal S peut être démodulé par le dispositif de commande et d'acquisition 30 pour obtenir la vitesse en fonction du temps de la surface du circuit imprimé 3.
  • Le vibromètre laser 60 est adapté à détecter une vibration mécanique du circuit imprimé 3 hors du plan du circuit imprimé 3. Pour obtenir une telle oscillation du circuit imprimé, l'axe D du dispositif 15 de génération de champ magnétique est incliné par rapport à la direction orthogonale au plan du circuit imprimé 3. Pour améliorer la réflexion du faisceau laser par la surface du circuit imprimé 3, celle-ci peut être localement recouverte d'un revêtement réfléchissant, par exemple une pastille adhésive de mylar métallisée réfléchissante ou de micro billes rétro-diffusantes.
  • En fonctionnement, le champ magnétique est appliqué sur la piste 2 à sonder. La force de Lorentz engendre un déplacement hors plan de la surface du circuit imprimé 3 au niveau de la piste 2 à sonder. Le chemin optique du faisceau laser réfléchi est modifié par la vibration ultrasonore engendrée par la force de Lorentz.
  • L'axe de la composante Bz du champ magnétique est incliné par rapport à la direction orthogonale au plan du circuit imprimé 3. De même, l'axe du faisceau laser de test FTEST est incliné par rapport à la direction orthogonale au plan du circuit imprimé 3. L'axe du champ Bz et l'axe du faisceau laser de test forment un angle φ entre eux. On appelle β l'angle entre l'axe D et la surface du circuit imprimé 3 et γ l'angle entre le faisceau laser de test FTEST et la surface du circuit imprimé 3. Le courant I que l'on veut mesurer est dans une direction perpendiculaire au plan contenant le faisceau laser FTEST et l'axe D. Plus l'axe D est incliné avec un angle β faible, plus on engendre et détecte une composante de déplacement hors plan par rapport au plan du circuit imprimé 3. La méthode optique vise à détecter une composante de déplacement hors plan en faisant en sorte que l'angle φ entre le faisceau de test et le plan du circuit imprimé 3 soit proche de 90° tandis que l'angle β est proche de 0°. Un compromis expérimental peut être trouvé avec β valant 45° et γ valant 90°, ce qui correspond à un faisceau laser en incidence perpendiculaire par rapport à la surface du circuit imprimé 3 et un axe du champ magnétique Bz en incidence oblique de 45°. Mais dans ce cas, il faut corriger la mesure en la multipliant par racine de deux, pour tenir compte de la diminution de l'effet Doppler lorsque β augmente de 0 vers 90°, ici 45°correspondant à l'inclinaison de l'axe du champ Bz.
  • Le système de mesure de courant selon les modes de réalisation décrits précédemment permet d'identifier et de quantifier un courant électrique circulant dans un circuit en un temps très court inférieur à la microseconde. Le système de mesure de courant peut servir à la fois à isoler un signal d'intérêt dans un circuit ou encore à détecter une consommation anormale, par exemple par surveillance d'une broche d'un composant électronique, ou encore à implémenter un moyen de synchronisation avec des signaux électriques présents dans un système électronique. Le système de mesure de courant permet ainsi de repérer des zones et des instants de forte consommation de courant dans un circuit et par extension des profils de consommation de courant en des endroits particuliers d'un circuit.
  • Un exemple d'application des modes de réalisation du système de mesure de courant électrique décrits précédemment concerne notamment la mesure d'un courant électrique d'alimentations à découpage, qui se retrouvent très souvent dans des circuits imprimés et qui sont des sources de commutation avec des courants forts. En outre les fréquences de fonctionnement des alimentations à découpages se situent typiquement entre 50 kHz et 5 MHz avec un grand nombre de circuits qui commutent autour de 1 MHz. Ce spectre est compatible avec le mode de réalisation décrit précédemment mettant en oeuvre la sonde de courant 20 par contact ponctuel exploitant un transducteur ultrasonore à ondes transversales ainsi que les vibromètres laser les plus courants.
  • Un autre exemple d'application des modes de réalisation du système de mesure de courant électrique décrits précédemment concerne la mesure d'un courant électrique de broches d'alimentation de composants électroniques, en particulier les broches des composants CMS (Composants pour Montage en Surface) qui peuvent être mises en vibration ultrasonore selon un mode de flexion latéral lorsqu'un champ magnétique orthogonal au plan du circuit imprimé est appliqué. Ce type de vibration est parfaitement bien détecté par un transducteur à pointe à ondes transversales.
  • Un autre exemple d'application des modes de réalisation du système de mesure de courant électrique décrits précédemment concerne le suivi de la consommation en courant dans une phase de mise au point d'un circuit électronique nécessitant d'optimiser la valeur d'un composant électronique par exemple une résistance, une inductance, un transistor ou un thyristor en électronique de puissance, notamment dans un circuit à découpage ou un transistor de commutation.
  • Les modes de réalisation du système de mesure de champ magnétique décrits précédemment permettent d'échantillonner un courant électrique transitoire ou oscillant, de façon synchrone, et très localisé dans l'espace et également très localisé dans le temps via une période d'échantillonnage très courte. En particulier, la résolution spatiale de mesure peut être inférieure à 0,1 mm, la durée d'échantillonnage peut être inférieure à 10 ns. Il est ainsi notamment possible de quantifier de façon synchrone ou simplement détecter de façon sans contact et asynchrone des courants électriques impulsionnels de durée minimale d'environ 10 ns ou des courants électriques variables dont la fréquence maximale est de l'ordre de 100 MHz.
  • Des premier, deuxième, troisième, quatrième, cinquième, et sixième essais ont été réalisés. La figure 14 représente de façon schématique le circuit électronique 140 utilisé pour les essais. Le circuit électronique 140 comprend le circuit imprimé 3 qui est un circuit imprimé à une couche dont le substrat en matériau standard verre époxy FR4 a une épaisseur égale à 1 mm. La piste conductrice 2 à sonder du circuit imprimé 3 est recouverte d'un vernis isolant ayant une épaisseur égale à 25 um. La piste conductrice 2 est une piste en cuivre ayant une épaisseur égale à 35 µm. La piste conductrice 2 est agencée en forme en "U" comprenant deux branches formant une piste aller 142 et une piste retour 144 en série. La distance entre les deux pistes 142 et 144 du "U" est de 150 µm et les pistes aller 142 et retour 144 ont chacune une largeur de 150 um et une longueur de 10 mm. Un générateur 146 de fonction délivre une impulsion de tension rectangulaire à travers une résistance 148 de sortie de 50 Ohms. On appelle Vimp la tension appliquée aux bornes de la piste conductrice 2.
  • Pour tous les essais, la sonde 20 a été utilisée pour mesurer le courant circulant dans la piste 2 du circuit électronique 140 de la figure 14. La sonde 20 utilisée pour les essais correspond au mode de réalisation décrit précédemment en relation avec la figure 1. Pour les essais, l'aimant permanent 75 est placé sur la face inférieure du circuit imprimé 3. L'aimant permanent 75 est un aimant de NdFeB de forme cylindrique à base circulaire de diamètre égal à 10 mm adapté à fournir un champ magnétique Bz égal à 0,45 T, ce qui entraîne la formation d'un champ résiduel de 275m T dans la piste conductrice 2 dans laquelle circule le courant électrique 3 à mesurer, c'est à dire à une distance correspondant à l'épaisseur traversée de 1 mm du circuit imprimé 3.
  • Pour tous les essais, le transducteur électroacoustique 60 est le transducteur piézoélectrique commercialisé par la société Olympus sous l'appellation V153 centré sur 1 MHz. Il s'agit d'un transducteur ultrasonore à ondes transversales. Pour tous les essais, le guide fuselé 40 est en duralumin qui est un alliage à base d'aluminium (95 %), de cuivre (4 %), de magnésium (0,5 %) et de manganèse (0,5 %).
  • Pour tous les essais, la hauteur du guide fuselé 40, mesurée selon l'axe D, est égale à 40 mm. L'angle au sommet du guide fuselé 40 est égal à 7,8 °. Le diamètre de la base 41 du guide fuselé 40 est égale à 5,5 mm. Le transducteur électroacoustique 60 est fixé au guide fuselé 40 par collage par une colle cyanoacrylate. Le fil conducteur 50 est un fil en cuivre émaillé enroulé autour du support 53 et collé avec une résine cyanoacrylate au support 53. Le fil conducteur 50 a un diamètre égal à 100 µm. Pour tous les essais, le gain d'amplification de l'amplificateur programmable 35 est égal à 48 dB. Pour tous les essais, les signaux mesurés sont moyennés sur 16 acquisitions.
  • Pour tous les essais, l'impulsion de courant traversant les spires 52 du fil conducteur 50 a une durée Δt égale à 400 ns et a une intensité I égale à 50 A. Le sonde 20 est orientée toujours dans le même sens par rapport au circuit imprimé et l'axe du guide fuselé 40 est perpendiculaire au plan du circuit imprimé 3 et la sensibilité aux ondes de flexion est dans une direction perpendiculaire à l'axe des jambes. Le temps de transit dans le guide fuselé 40 est d'environ 13 µs.
  • Pour les premier, deuxième, quatrième, et sixième essais, le générateur 146 délivre une impulsion de tension de valeur crête 5 Vc à travers la résistance 148 de sortie de 50 Ohms, de sorte que le courant circulant dans la piste conductrice 2 a une intensité crête égale à environ 96 mA.
  • Pour les premier, deuxième, et troisième essais, l'extrémité 54 de la sonde 20 est posée successivement par translation au centre de la piste aller 142 puis de la piste retour 144 du circuit électronique 140.
  • La figure 15 représente des courbes d'évolution C1_1 et C1_2 en fonction du temps du signal de mesure amplifié Samp fourni par l'amplificateur 35 du système de détection 10 pour le premier essai. La courbe C1_1 est obtenue lorsque la sonde 20 est mise au contact de la piste aller 132 et la courbe C1_2 est obtenue lorsque la sonde 20 est mise au contact de la piste retour 134. La figure 15 représente en outre une courbe C1_0 correspondant à la tension Vimp appliquée à la piste 2. Sur l'axe des ordonnées, l'échelle est 2 V/grande graduation pour la courbe C1_0 et 2 mV/grande graduation pour les courbes C1_1 et C1_2. L'instant t0 correspond à l'envoi du signal de synchronisation Sync. Dans le premier essai, le générateur 136 fournit une seule impulsion. On constate qu'il y a bien inversion de la force de Lorentz par inversion du sens du courant entre la piste aller 132 et la piste retour 134. On outre, on constate que le signal de réception reste bien large bande. Il correspond à une onde transverse horizontale (TH) engendrée au sein de la piste 2 et transmise à la pointe conique du guide fuselé 40. Le premier essai met en évidence la détection de façon quasi ponctuelle du passage d'une impulsion de courant dans une piste conductrice 132 de faible largeur située à faible distance d'une autre piste conductrice 134 de faible largeur parcourue par un courant circulant en sens contraire.
  • Le deuxième essai est réalisé dans les mêmes conditions que le premier essai à la différence que le générateur 136 fournit cinq impulsions successives à une fréquence centrale de 1MHz, correspondant à la fréquence de sensibilité maximale du transducteur acoustique 60.
  • La figure 16 représente des courbes d'évolution C2_1 et C2_2 en fonction du temps du signal de mesure amplifié Samp fourni par l'amplificateur 35 du système de détection 10 pour le deuxième essai. La courbe C2_1 est obtenue lorsque la sonde 20 est mise au contact de la piste aller 132 et la courbe C2_2 est obtenue lorsque la sonde 20 est mise au contact de la piste retour 134. La figure 16 représente en outre une courbe C2_0 correspondant à la tension Vimp de 200 mVc appliquée à la piste 2 dont l'impédance, environ 2,1 Ohms, est composée d'une partie inductive liée au U et une partie résistive liée au fil de cuivre et qui est une fraction de la force électromotrice de 5 Vc produite par le générateur 146. Sur l'axe des ordonnées, l'échelle est 100 mV/grande graduation pour la courbe C2_0 et 2 mV/grande graduation pour les courbes C2_1 et C2_2. On observe que chaque signal de sortie C2_1 et C2_2 reproduit assez fidèlement le train d'impulsions d'excitation. Les deux signaux de sortie C2_1 et C2_2 sont en opposition de phase, ce qui correspond à des forces de Lorentz opposées. L'amplitude crête à crête du signal de sortie est de 5,4 mV, ce qui porte la sensibilité ampérométrique de la sonde 20 à 18 mA par mV de signal de sortie pour un champ magnétique local Bz de 275 mT.
  • Le troisième essai est réalisé dans les mêmes conditions que le deuxième essai à la différence le générateur 146 fournit deux séries de cinq impulsions, la première série correspondant à un courant circulant dans la piste conductrice 2 ayant une intensité crête égale à 96 mA et la deuxième série correspondant à un courant circulant dans la piste conductrice 2 ayant une intensité crête égale à 192 mA.
  • La figure 17 représente des courbes d'évolution C3_1 et C3_2 en fonction du temps du signal de mesure amplifié Samp fourni par l'amplificateur 35 du système de détection 10 pour le troisième essai. Les courbes C3_1 et C3_2 sont toutes les deux obtenues lorsque la sonde 20 est mise au contact de la piste aller 132 pour la première et la deuxième série d'impulsions à la différence près que la hauteur d'impulsion du générateur 146 vaut 5 Vc pour la courbe C3_1 et 10 Vc pour la courbe C3_2. La figure 17 représente en outre une courbe C3_0 correspondant à la tension Vimp de 200 mVc associée à la courbe C3_1 et appliquée à la piste 2 pour la première série d'impulsions. Sur l'axe des ordonnées, l'échelle est 100 mV/grande graduation pour la courbe C3_0 et 2 mV/grande graduation pour les courbes C3_1 et C3_2. On observe que l'amplitude du signal de sortie passe de 5,3 mVcc pour la courbe C3_1 à 10,1 mVcc pour la courbe C3_2, ce qui aux erreurs de mesure près liées au bruit résiduel, respecte la proportionnalité entre amplitude du courant et amplitude du signal ultrasonore associé à la force de Lorentz.
  • Un quatrième essai est réalisé pour déterminer l'évolution du champ magnétique engendré dans l'axe D de la sonde 20 en fonction de la distance par rapport à l'extrémité de la sonde 20.
  • La figure 18 représente des courbes C4_1 et C4_2 de décroissance de la composante Bz du champ magnétique, en unité arbitraire, engendré dans l'axe D de la sonde 20 en fonction de la distance par rapport à la spire 52 la plus proche de l'extrémité 54 de la sonde 20. La courbe C4_1 est obtenue par essai. La courbe C4_2 est une courbe polynomiale épousant la courbe C4_1. La sonde 20 est composée de cinq spires 52 réalisées à partir d'un fil de cuivre émaillé 50 de diamètre 40 um, disposées sur le support 53 de diamètre 200 µm, l'ensemble ayant un diamètre (centre du fil à centre du fil) des spires 52 d'environ 250 µm. Le champ magnétique est mesuré par tout capteur de champ magnétique connu. La courbe C4_1 donne une indication expérimentale de la diminution du champ magnétique impulsionnel Bz en fonction de l'épaisseur du revêtement, par exemple une couche de vernis, recouvrant la piste conductrice 2. On constate que lorsque l'épaisseur de revêtement atteint environ le diamètre des spires 52, le champ magnétique est diminué sensiblement de moitié. A titre d'exemple, lorsque les spires 52 avec un diamètre 250 um, et un revêtement ayant une épaisseur de 25 um entre l'extrémité 54 de la sonde 20 et la piste de cuivre 2 crée un décalage sur la valeur du champ magnétique de 8 %, et donc de la mesure du courant. La courbe C4_2 peut être utilisée comme un abaque donnant la décroissance de la composante du champ magnétique Bz en fonction de la distance entre la piste conductrice 2 du circuit imprimé 2 et la dernière spire 52 (celle qui est le plus près du circuit imprimé) de la sonde 20.
  • Un cinquième essai est réalisé pour déterminer l'évolution du champ magnétique engendré dans l'axe D de la sonde 20 en présence de la tige ferromagnétique 70 et en l'absence de la tige ferromagnétique 70. Pour le cinquième essai, la tige ferromagnétique 70 est en ferrite. La tige ferromagnétique 70 est taillée en pointe par polissage à partir d'une tige de diamètre 750 µm de sorte qu'à son extrémité 54 sur laquelle sont enroulées les spires 52, le diamètre de la ferrite support 53 est de 200 µm et le diamètre des spires 52 est de 250 µm, le fil conducteur émaillé 50 ayant un diamètre de 40 µm. Pour le cinquième essai, en présence de la tige ferromagnétique 70, le fil conducteur 50 présente deux spires 52. Pour le cinquième essai, en l'absence de la tige ferromagnétique 70, le fil conducteur 50 présente cinq spires enroulées autour du support 53 qui présente un diamètre égal à 250 µm.
  • La figure 19 représente des courbes C5_1 et C5_2 d'évolution de la composante Bz du champ magnétique selon une coupe transversale parallèle au plan du circuit imprimé, en unité arbitraire, engendré à une distance fixe de 20 µm de l'extrémité 54 de la sonde 20, lorsque la sonde 20 comprend la tige ferromagnétique 70 (courbe C5_1) et lorsque la sonde 20 ne comprend pas la tige ferromagnétique 70 (courbe C5_2). Le cinquième essai met en évidence le gain apporté par l'usage de la tige ferromagnétique 70 lorsque l'on reste en dessous du seuil de saturation de la ferrite, autour de 300 mT, dans l'intensité du champ magnétique engendré à une distance donnée de l'extrémité 54 de la sonde 20, ce qui contribue à améliorer la sensibilité de la sonde 20 à courant constant circulant dans les spires 52. A induction constante, cela réduit la contrainte imposée sur le courant impulsionnel crête devant circuler dans le conducteur 50 de petit diamètre. Il apparaît que la sensibilité ampérométrique de la sonde 20 est directement proportionnelle à la perméabilité magnétique relative de la ferrite composant la tige ferromagnétique 70. Plus celle-ci est élevée et plus l'induction augmente pour un courant impulsionnel crête donné. Pour un tige ferromagnétique 70 dont le diamètre de la tige reste comparable à la longueur de la tige, la perméabilité magnétique relative multiplie par environ un facteur trois le champ magnétique local. La perméabilité magnétique relative de ce type de ferrite perdure jusqu'à une fréquence d'au moins 50 MHz. Ce n'est donc pas la bande passante de la ferrite qui est le facteur limitant, mais sa saturation et sa sensibilité en température.
  • Un sixième essai est réalisé pour déterminer l'évolution du champ magnétique engendré par la sonde 20 dans le plan du circuit imprimé 3. Pour le sixième essai, le fil conducteur 50 présente deux spires 52. La sonde 20 comprend la tige ferromagnétique 70. Pour le sixième essai, la tige ferromagnétique 70 est en ferrite et a un diamètre égal à 200 µm.
  • La figure 20 représente une courbe C6 d'évolution de la composante Bz du champ magnétique, en unité arbitraire, engendré par la sonde 20 mesurée sur une ligne sur la face supérieure du circuit imprimé lorsque la sonde est quasiment au contact du circuit imprimé à quelques microns près. La largeur à mi-hauteur du champ magnétique est de 660 um. C'est-à-dire qu'à une distance de 330 um de l'axe D de la sonde 20, le champ magnétique a déjà chuté d'au moins 50 %. Le sixième essai met en évidence que l'étendue spatiale du champ magnétique produit par la sonde 20 est réduit. Ceci permet avantageusement de sonder de façon sélective une zone de faible dimension. En particulier, pour un circuit imprimé 3, on évite que plusieurs pistes adjacentes ne produisent simultanément des signaux acoustiques qui produiraient des interférences gênant la mesure.
  • Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d'autres variantes apparaîtront à la personne du métier. A titre d'exemple, les modes de réalisation de la sonde 20 décrits en relation avec les figures 4 et 6 comprenant le support 83 peuvent être mis en oeuvre avec le mode de réalisation du guide 40 décrit en relation avec les figures 7 et 8.
  • Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus.

Claims (21)

  1. Système (10 ; 100) de mesure d'un courant électrique (I) circulant dans un élément conducteur électriquement (2), le système comprenant :
    - un dispositif (15) de génération d'un champ magnétique dans l'élément conducteur électriquement (2), comprenant un support (53) et un fil conducteur électriquement (50) rigidement couplé au support (53) et comprenant au moins une spire (52) enroulée autour du support (53) ;
    - un dispositif de détection (60) d'ondes acoustiques à la surface de l'élément conducteur électriquement (2) ; et
    - un dispositif de commande et d'acquisition (30) comprenant un générateur (33) configuré pour fournir au moins une impulsion de courant dans le fil conducteur électriquement (50) et une chaîne d'acquisition pour la détection d'un signal électrique (S) fourni par le dispositif de détection (60).
  2. Système selon la revendication 1, comprenant en outre un guide d'ondes acoustique (40) ayant une base (41) et une extrémité effilée (42) fixée au support (53), et dans lequel le dispositif de détection (60) est un transducteur électroacoustique (60) rigidement couplé à la base (41).
  3. Système selon la revendication 1, dans lequel le dispositif de détection (60) comprend un capteur de vibrations sans contact.
  4. Système selon la revendication 3, dans lequel le dispositif de détection (60) comprend un vibromètre laser.
  5. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le support (53) correspond à une tige ferromagnétique (70), les spires (52) étant enroulées autour de la tige ferromagnétique (70).
  6. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le dispositif (15) de génération d'un champ magnétique comprend un aimant permanent (75).
  7. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le générateur (33) est configuré pour fournir l'impulsion de courant dans le fil conducteur électriquement (50) ayant une durée deux fois plus courte que la période correspondant à la fréquence de variation maximale du courant électrique (I) circulant dans l'élément conducteur électriquement (2).
  8. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le dispositif (30) de commande et d'acquisition comprend un amplificateur (35) recevant le signal de mesure (S) dont le gain est programmable par paliers croissants, chaque palier correspondant à une plage de variation possible de l'amplitude du courant électrique (I) circulant dans l'élément conducteur électriquement (2).
  9. Dispositif (20) de détection d'un courant électrique (I) circulant dans un élément conducteur électriquement (2) comprenant :
    - un dispositif (15) de génération d'un champ magnétique dans l'élément conducteur électriquement (2), comprenant un support (53) et un fil conducteur électriquement (50) rigidement couplé au support (53) et comprenant au moins une spire (52) enroulée autour du support (53) ;
    - un guide d'ondes acoustiques (40) ayant une base (41) et une extrémité effilée (42) fixée au support (53) ; et
    - un transducteur électroacoustique (60) rigidement couplé à la base (41).
  10. Dispositif selon la revendication 9, comprenant d'une spire (52) à vingt spires (52), de préférence de deux spires (52) à six spires (52) .
  11. Dispositif selon la revendication 9 ou 10, dans lequel le support (53) correspond à une tige ferromagnétique (70), les spires (52) étant enroulées autour de la tige ferromagnétique (70), et dans lequel la tige ferromagnétique (70) pénètre dans le guide d'ondes acoustiques (40) par l'extrémité effilée (42).
  12. Dispositif selon la revendication 11, dans lequel l'extrémité (54) de la tige ferromagnétique (70) opposée au guide d'ondes acoustiques fuselé (40) est taillée en pointe.
  13. Dispositif selon la revendication 11 ou 12, comprenant un aimant permanent (75) au contact de la tige ferromagnétique (70) logé dans le guide d'ondes acoustiques (40) .
  14. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, dans lequel le guide d'ondes acoustiques (40) s'étend selon un axe (D) de la base (41) vers l'extrémité effilée (42), la section droite du guide d'ondes acoustiques (40) diminuant depuis la base (41) jusqu'à l'extrémité effilée (42).
  15. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 9 à 14, dans lequel le transducteur électroacoustique (60) est un transducteur électroacoustique à ondes transversales.
  16. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 9 à 15, dans lequel le guide d'ondes acoustiques (40) a au moins en partie la forme d'un tronc de cône.
  17. Dispositif selon la revendication 16, dans lequel le guide d'ondes acoustiques (40) a un angle au sommet inférieur à 15 °.
  18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 9 à 17, dans lequel le guide d'ondes acoustiques (40) est en un matériau non magnétique.
  19. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 9 à 18, dans lequel la température de fusion du guide d'ondes acoustiques (40) et la température de fusion du fil conducteur électriquement (50) sont supérieures à 1000°C.
  20. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 9 à 19, dans lequel le guide d'ondes acoustique (40) comprend une portion (45) en forme de disque, ayant un axe (D), aminci au niveau dudit axe (D), le support (53) s'étendant selon ledit axe (D) et étant relié à ladite portion (45) au niveau dudit axe (D).
  21. Dispositif selon la revendication 20, dans lequel le transducteur électroacoustique (60) comprend au moins demi-anneau piézoélectrique résonnant en épaisseur fixé au chant (48) de ladite portion (45).
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