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EP2193339A1 - Feldgerät mit einem analogausgang - Google Patents

Feldgerät mit einem analogausgang

Info

Publication number
EP2193339A1
EP2193339A1 EP08834820A EP08834820A EP2193339A1 EP 2193339 A1 EP2193339 A1 EP 2193339A1 EP 08834820 A EP08834820 A EP 08834820A EP 08834820 A EP08834820 A EP 08834820A EP 2193339 A1 EP2193339 A1 EP 2193339A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
digital
analog
signal
pulse width
output signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP08834820A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Eric Chemisky
Michael Geppert
Ulrich Hahn
Simon Rohrbach
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP2193339A1 publication Critical patent/EP2193339A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
    • G01D3/02—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation
    • G01D3/024—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation for range change; Arrangements for substituting one sensing member by another
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/66—Digital/analogue converters
    • H03M1/68—Digital/analogue converters with conversions of different sensitivity, i.e. one conversion relating to the more significant digital bits and another conversion to the less significant bits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/66—Digital/analogue converters
    • H03M1/82—Digital/analogue converters with intermediate conversion to time interval
    • H03M1/822—Digital/analogue converters with intermediate conversion to time interval using pulse width modulation

Definitions

  • the invention relates to a field device with an analog output, in particular a transmitter for process instrumentation with a 4-20 mA interface as an analog output, according to the preamble of claim 1.
  • transducers with a 4-20 mA interface are used in a variety of ways to measure physical or chemical parameters, such as pressure, temperature or pH. These usually have a sensor, the sensor signal amplified, digitized, and then evaluated in a microcontroller and corrected for linearity and temperature behavior. The thus processed sensor signal is converted in an output circuit with a digital / analog converter into an analog output signal, in this case an output current in the range of 4-20 mA, and via a two-wire line to an evaluation device, for example a programmable logic controller in an automation network. transfer.
  • an evaluation device for example a programmable logic controller in an automation network. transfer.
  • a programmable logic controller as a field device may have an analog output, for example for the transfer of a manipulated variable to a control valve as an actuator with a corresponding analog input.
  • digital / analog converters with different modes of operation are known.
  • digital / analog converters with an R2R network implemented as integrated components are available.
  • a disadvantage of these components are the associated costs and also their high power consumption.
  • this can represent a significant disadvantage, since the available energy is very limited.
  • Another possibility for digital / analog conversion can be seen to use a timer output of the microcontroller to control a pulse width modulator on which a highly accurate reference voltage out and the smoothing of the output signal is followed by a low-pass filter.
  • a compromise must be made between the achievable dynamics and the setting accuracy of the analog signal.
  • the frequency of the pulse width modulated signal which has a direct effect on the dynamics, results from the bit resolution of the digital / analog conversion and the clock frequency of the microcontroller and is proportional to the product of these two variables.
  • the timing of the microcontroller has a direct effect on its power consumption and can not be increased arbitrarily.
  • the frequency of the pulse width modulated signal can not be arbitrarily reduced in order to achieve a higher bit resolution, since this is decisive for the dynamics of the generated analog output signal.
  • the invention has for its object to provide a field device with an analog output, in particular a transmitter for process instrumentation with a 4-20 mA interface as analog output, which is characterized by low power consumption and with which an analog output signal in high resolution and can be generated with great dynamics.
  • the invention is based on the recognition that the conflict between dynamics and accuracy of the analog output signal can be resolved by a stepwise digital / analog conversion.
  • a stepwise digital / analog conversion For this purpose, in a first stage, two first Analog signals generated with lower resolution, which are above and below the desired analog output signal. These are used in a downstream, second stage as a voltage level for generating a pulse width modulated signal whose pulse pause ratio only has to be set with an accuracy which corresponds to the resolution to be achieved compared to the coarse resolution.
  • the microcontroller can now be clocked at a lower frequency, so that the
  • Energy consumption of the microcontroller decreases and as a result more energy is available for the actual measuring task of a transmitter. This can be used to improve the measurement accuracy of the transmitter.
  • a microcontroller Since a microcontroller is present in most field devices anyway, a particularly simple implementation of the digital / analog converter can be achieved if, due to suitable programming, it divides the digital value into a digital coarse fraction and a digital fine fraction and controls it the pulse width modulators required time signals generated.
  • Realized digital / analog converter with passive components and are dimensioned such that their input resistance compared to the Schwarzwidertand the pulse width modulators is much higher.
  • the dynamics of the stages should be as equal as possible.
  • FIG. 1 shows a basic structure of a transmitter
  • FIG. 2 is a block diagram of a digital / analog converter
  • FIG. 3 shows a timing diagram for explaining its functional principle
  • FIG. 4 shows a circuit of a digital / analog converter.
  • a measuring transducer 1 for detecting a physical or chemical quantity X of a process has a pick-up 2, which converts this quantity into a measuring signal 3.
  • the measurement signal 3 is amplified and digitized.
  • the thus preprocessed measurement signal is supplied to a microcontroller 5 which, for example, carries out a compensation of non-linearities and temperature influences and calculates the measured value to be output.
  • a digital / analog converter 6 the digital measured value ascertained in the microcontroller 5 is converted into an analog
  • a microcontroller ⁇ C For digital / analog conversion, a microcontroller ⁇ C according to FIG. 2 generates three time signals PWM 1 , PWM 2 and PWM 3 .
  • the time signals PWMi and PWM 2 are determined according to a coarse fraction of the digital value, the time signal PWM 3 corresponding to a digital fine fraction.
  • a buffer BUFi which has the function of a pulse width modulator, generates a pulse width modulated signal corresponding to the time signal PWMi, the upper
  • Function of a pulse width modulator has. On the switch SWi the first analog signal Vi and the second analog signal V 2 are performed. By a low pass TP 3 , which is the switch SWi downstream, the pulse width modulated signal is again smoothed, so that finally the analog output signal V O u ⁇ is present.
  • the following is an example of 17-bit resolution digital-to-analog conversion.
  • the coarse fraction has a resolution of 9 bits, the fines also.
  • a resolution of one bit, which remains at a summation of the resolutions of coarse and fine fraction compared to the resolution of the digital value is, as explained later, needed to realize a hysteresis of the coarse fraction.
  • the first analog signal Vi can be calculated according to the formula N.
  • V i V ref
  • Ni essentially corresponds to the most significant bits of the digital value and has a value range between 0 and 2 9 -1.
  • the level of the second analog signal V 2 can be calculated according to the formula:
  • N 2 also largely corresponds to the most significant bits of the digital value and has the same value range as Ni.
  • a hysteresis is used to avoid noise in the analog output signal V O u ⁇ . For this it is determined
  • the value m corresponds to the fine fraction determined with the aid of the microcontroller .mu.C, which is used to set the timer for generating the time signal PWM 3 . . It also has a range of values between 0 and 2 9 -l Substituting in the last formula Ni by 2 N + 2 and N 2 through N, is obtained for the level of the analog output signal V O u ⁇ :
  • the digital values for the coarse fraction and the fine fraction which are determined in the microcontroller .mu.C, need not exactly correspond to the most significant bits or the least significant bits of the digital value at all times, but are set differently from them under certain conditions.
  • the analog output voltage is set as a function of the first analog signal Vi and of the second analog signal V2. If the value of the nine least significant bits is close to its limits, that is close to the value 0 or close to the value 2 9 -l, it might happen that the digital coarse fraction and thus the two analog signals when these limits are exceeded in the absence of hysteresis Vi and V 2 constantly switch back and forth. This would result in unnecessary noise of the analog output signal V O u ⁇ .
  • FIG. 3 shows a time diagram in which a profile 31 of an analogue output signal V O u ⁇ , a profile 32 of a first analogue signal Vi, a profile 33 of a second analogue signal V 2 and a profile 34 corresponding to the respective digital fine component corresponds, are plotted over time.
  • the digital coarse fraction is set to the value N.
  • the value N 2 for setting the time signal PWM 2 is equal to N
  • the value Ni for setting the time signal PWMi is N + 2.
  • This setting of the digital coarse fraction remains constant as long as the digital fines within its limits between 12.5% and 87 , 5% of the value range is located.
  • the digi- Valley value such that the digital fine fraction falls below the 12.5% limit and correspondingly the analog output signal 31 approaches the second analog signal 33.
  • the values Ni and N 2 are decremented by one.
  • the digital fine fraction is increased by about 50% of its value range, so that no switching jump can be detected in the course of the analogue output signal 31.
  • the new value m NEW of the digital fine fraction results according to the formula:
  • m NEW is about 62.5% and is below the 87.5% limit at which the values Ni and N 2 would again be increased by 1. It is thus realized a hysteresis, by which a noise is prevented at switching points.
  • the digital fine fraction corresponding to the curve 34 exceeds the 87.5% limit of its value range. This is followed immediately by an increment of the values Ni and N 2 by 1 and a reduction of the digital fine fraction by 2 8 . In the direct connection of the switchover, the value of the digital fine fraction is approximately 37.5% of its value range.
  • the division of the digital value, which corresponds to the analog output signal V 0U T, into the digital coarse fraction and the digital fines content with hysteresis of the coarse fraction is carried out in the microcontroller ⁇ C on the basis of its programming. An additional circuit complexity is advantageously not connected with it.
  • FIG. 4 shows a circuit 41 which is suitable for implementing the digital / analog converter.
  • the microcontroller used is an integrated module 42 of the type MSP430 which has three timer outputs 43, 44 and 45 which are used to realize pulse width modulated time signals PWMi, PWM 2 and PWM 3 are used.
  • the timing signals PWMi and PWM2 are at two Buffer 46 or 47 of the type 74LVC04 supplied, which are supplied by a diode 48 with a high-precision reference voltage.
  • the buffers 46 and 47 are each followed by a low pass, which consists of a resistor Ri and a capacitor Ci or of a resistor R2 and a capacitor C 2 .
  • the resistors each have 51 k ⁇ , the capacitors 33 nF each.
  • the analog signals smoothed in this manner are fed to two inputs of a Texas Instruments 3157 type switch 49.
  • the time signal PWM 3 is used to actuate the switch 49.
  • the switch 49 is again followed by a low-pass filter with a resistor R3 of 150 k ⁇ and a capacitor C 3 of 100 nF.
  • This low pass finally provides an analog output signal 50 corresponding to the predetermined digital value.
  • the low-pass filters are deliberately passive RC filters used and no circuits with active components, since they provide a very good accuracy. It is important that the output resistance of the buffers 46 and 47 and the output resistance of the switch 49 in comparison to the input impedance of the respective downstream low-pass filter is small.

Landscapes

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  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Feldgerät mit einem Analogausgang, insbesondere einen Messumformer (1) zur Prozessinstrumentierung mit einer 4-20 mA-Schnittstelle als Analogausgang (7). Zur Digital/Analog-Umsetzung wird ein Digitalwert in einen digitalen Grobanteil und einen digitalen Feinanteil aufgeteilt. Entsprechend dem digitalen Grobanteil werden ein erstes Analogsignal (V1) mit Hilfe eines Pulsweitenmodulators (BUF1) mit nachgeschalteten Tiefpass (TP1), das oberhalb des analogen Ausgangssignals (VOUT) liegt, und ein zweites Analogsignal (V2) durch einen Pulsweitenmodulator (BUF2) mit nachgeschalteten Tiefpass (TP2), das unterhalb des analogen Ausgangssignals (VOUT) liegt, erzeugt. Beide Analogsignale (V1, V2) sind auf einen dritten Pulsweitenmodulator (SW1) geführt, der entsprechend dem digitalen Feinanteil gesteuert wird und dem ein Tiefpass (TP3) nachgeschaltet ist. Somit steht ein analoges Ausgangssignal (VOUT) mit hoher Auflösung und guter Dynamik zur Verfügung. Das Feldgerät zeichnet sich weiterhin durch einen Digital/Analog-Umsetzer aus, der mit besonders geringem Herstellungsaufwand verbunden ist.

Description

Beschreibung
Feldgerät mit einem Analogausgang
Die Erfindung betrifft ein Feldgerät mit einem Analogausgang, insbesondere einen Messumformer zur Prozessinstrumentierung mit einer 4-20 mA-Schnittstelle als Analogausgang, nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Ein derartiges Feldgerät ist beispielsweise aus der
DE 199 30 661 Al bekannt. In der Prozessinstrumentierung werden Messumformer mit 4-20 mA-Schnittstelle vielfältig zur Messung physikalischer oder chemischer Größen, zum Beispiel eines Drucks, einer Temperatur oder eines pH-Werts, einge- setzt. Diese weisen üblicherweise einen Sensor auf, dessen Sensorsignal verstärkt, digitalisiert, und anschließend in einem MikroController ausgewertet und bezüglich Linearität und Temperaturverhalten korrigiert wird. Das so aufbereitete Sensorsignal wird in einer Ausgangsschaltung mit einem Digi- tal/Analog-Umsetzer in ein analoges Ausgangssignal, hier einen Ausgangsstrom im Bereich von 4-20 mA, umgeformt und über eine Zweidrahtleitung an eine Auswerteeinrichtung, beispielsweise eine speicherprogrammierbare Steuerung in einem Automatisierungsnetzwerk, übertragen.
Andererseits kann eine speicherprogrammierbare Steuerung als Feldgerät einen Analogausgang aufweisen, beispielsweise zur Übergabe einer Stellgröße an ein Regelventil als Stellglied mit entsprechendem Analogeingang.
Zur Erzeugung des analogen Ausgangssignals sind Digital/Ana- log-Umsetzer mit verschiedenen Arbeitsweisen bekannt. Beispielsweise sind als integrierte Bauelemente ausgeführte Di- gital/Analog-Umsetzer mit R2R-Netzwerk verfügbar. Nachteilig bei diesen Bauelementen sind jedoch die damit verbundenen Kosten und zudem ihre hohe Stromaufnahme. Insbesondere bei Feldgeräten, die über eine 4-20 mA-Schnittstelle mit ihrer zum Betrieb erforderlichen Energie versorgt werden, kann dies einen bedeutenden Nachteil darstellen, da die zur Verfügung stehende Energie sehr begrenzt ist. Eine weitere Möglichkeit zur Digital/Analog-Umsetzung kann darin gesehen werden, einen Timer-Ausgang des MikroControllers zur Ansteuerung eines Pulsweitenmodulators zu verwenden, auf welchen eine hochgenaue Referenzspannung geführt und dem zur Glättung des Ausgangssignals ein Tiefpassfilter nachgeschaltet ist. Dabei tritt jedoch das Problem auf, dass ein Kompromiss zwischen der erreichbaren Dynamik und der Einstellgenauigkeit des Ana- logsignals geschlossen werden muss. Die Frequenz des pulswei- tenmodulierten Signals, die sich direkt auf die Dynamik auswirkt, ergibt sich nämlich aus der Bitauflösung der Digital/Analog-Umsetzung und der Taktfrequenz des Mikrocontrol- lers und ist proportional dem Produkt dieser beiden Größen. Die Taktung des MikroControllers wirkt sich unmittelbar auf dessen Stromverbrauch aus und kann nicht beliebig erhöht werden. Andererseits kann die Frequenz des pulsweitenmodulierten Signals nicht beliebig verringert werden, um eine höhere Bitauflösung zu erreichen, da diese bestimmend für die Dynamik des erzeugten analogen Ausgangssignals ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Feldgerät mit einem Analogausgang, insbesondere einen Messumformer zur Prozessinstrumentierung mit einer 4-20 mA-Schnittstelle als Ana- logausgang, zu schaffen, das sich durch geringen Stromverbrauch auszeichnet und mit welchem ein analoges Ausgangssignal in hoher Auflösung und mit großer Dynamik erzeugbar ist .
Zur Lösung dieser Aufgabe weist das neue Feldgerät der eingangs genannten Art die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale auf. In den abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung beschrieben.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass der Konflikt zwischen Dynamik und Genauigkeit des analogen Ausgangssignals durch eine stufenweise Digital/Analog-Umsetzung aufgelöst werden kann. Dazu werden in einer ersten Stufe zunächst zwei Analogsignale mit geringerer Auflösung erzeugt, die ober- und unterhalb des gewünschten analogen Ausgangssignals liegen. Diese werden in einer nachgeschalteten, zweiten Stufe als Spannungspegel zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Sig- nals genutzt, dessen Pulspausenverhältnis lediglich mit einer Genauigkeit eingestellt werden muss, die der gegenüber der Grobauflösung noch zu erzielenden weiteren Auflösung entspricht .
Da jede Stufe einen Teil der Auflösung übernimmt, ist bei
Verwendung eines MikroControllers zur Erzeugung der Zeitsignale für die Pulsweitenmodulation bei gleicher Taktung eine wesentlich höhere Dynamik erreichbar. Andererseits kann zur Erzielung einer vorgegebenen Dynamik der MikroController nun mit einer geringeren Frequenz getaktet werden, so dass der
Energieverbrauch des MikroControllers sinkt und infolgedessen mehr Energie für die eigentliche Messaufgabe eines Messumformers zur Verfügung steht. Diese kann zur Verbesserung der Messgenauigkeit des Messumformers genutzt werden.
Da ein MikroController in den meisten Feldgeräten ohnehin vorhanden ist, kann eine besonders einfache Realisierung des Digital/Analog-Umsetzers erreicht werden, wenn dieser aufgrund einer geeigneten Programmierung die Aufteilung des Di- gitalwerts in einen digitalen Grobanteil und einen digitalen Feinanteil vornimmt und die zur Steuerung der Pulsweitenmodulatoren erforderlichen Zeitsignale erzeugt.
Eine besonders hohe Genauigkeit der Digital/Analog-Umsetzung ist in vorteilhafter Weise möglich, wenn die Tiefpässe des
Digital/Analog-Umsetzers mit passiven Bauelementen realisiert und derart bemessen sind, dass ihr Eingangswiderstand im Vergleich zum Ausgangswidertand der Pulsweitenmodulatoren wesentlich höher ist.
Damit sich eine schlechte Dynamik einer Stufe nicht ungünstig auf die Dynamik der gesamten Digital/Analog-Umsetzung auswirkt, sollte die Dynamik der Stufen möglichst gleich sein. Dies kann in einfacher Weise dadurch erreicht werden, dass die Auflösung des Grobanteils und die Auflösung des Feinanteils derselben Bitanzahl entspricht. Das heißt, der digitale Grobanteil entspricht im Wesentlichen den N-höchstwertigen Bits und der digitale Feinanteil im Wesentlichen dem m-nied- rigstwertigen Bits des Digitalwerts und N ist etwa gleich m. Ein Rauschen des analogen Ausgangssignals kann weitgehend vermieden werden, wenn die Erzeugung des Grobanteils mit Hysterese erfolgt.
Anhand der Zeichnungen, in denen ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt ist, werden im Folgenden die Erfindung sowie Ausgestaltungen und Vorteile näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 einen prinzipiellen Aufbau eines Messumformers,
Figur 2 ein Blockschaltbild eines Digital/Analog-Umsetzers,
Figur 3 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung seines Funktions- prinzips und
Figur 4 eine Schaltung eines Digital/Analog-Umsetzers.
Gemäß Figur 1 weist ein Messumformer 1 zur Erfassung einer physikalischen oder chemischen Größe X eines Prozesses einen Aufnehmer 2 auf, der diese Größe in ein Messsignal 3 wandelt. In einer Vorverarbeitung 4 wird das Messsignal 3 verstärkt und digitalisiert. In digitaler Form wird das so vorverarbeitete Messsignal einem MikroController 5 zugeführt, der beispielsweise eine Kompensation von Nichtlinearitäten und Temperatureinflüssen vornimmt und den auszugebenden Messwert berechnet. In einem Digital/Analog-Umsetzer 6 wird der im Mik- rocontroller 5 ermittelte digitale Messwert in ein analoges
Ausgangssignal gewandelt, das über eine 4-20 mA-Schnittstelle 7 zur weiteren Verwendung in einer prozesstechnischen Anlage, in welcher der Messumformer 1 eingesetzt ist, ausgegeben wird.
Zur Digital/Analog-Umsetzung generiert ein MikroController μC gemäß Figur 2 drei Zeitsignale PWM1, PWM2 und PWM3. Die Zeitsignale PWMi und PWM2 werden entsprechend einem Grobanteil des Digitalwerts ermittelt, das Zeitsignal PWM3 entsprechend einem digitalen Feinanteil. Ein Buffer BUFi, der die Funktion eines Pulsweitenmodulators hat, erzeugt ein entsprechend dem Zeitsignal PWMi pulsweitenmoduliertes Signal, dessen oberer
Pegel einer Referenzspannung Vref und dessen unterer Pegel die Bezugsmasse GND ist. Das Signal wird in einem Tiefpassfilter TPi geglättet, so dass ein erstes Analogsignal Vi vorliegt, das oberhalb des gewünschten analogen Ausgangssignals VOuτ liegt. In analoger Weise wird mit Hilfe des Zeitsignals PWM2, mit einem Buffer BUF2 und mit einem Tiefpass TP2 ein zweites Analogsignal V2 generiert, dessen Pegel niedriger als das gewünschte Ausgangssignal VOuτ ist. Mit dem Zeitsignal PWM3, welches dem digitalen Feinanteil des Digitalwerts entspricht, wird ein Umschalter SWi gesteuert, der somit ebenfalls die
Funktion eines Pulsweitenmodulators besitzt. Auf den Umschalter SWi sind das erste Analogsignal Vi und das zweite Analogsignal V2 geführt. Durch einen Tiefpass TP3, der dem Umschalter SWi nachgeschaltet ist, wird das pulsweitenmodulierte Signal wiederum geglättet, so dass schließlich das analoge Ausgangssignal VOuτ vorliegt.
Im Folgenden wird ein Beispiel einer Digital/Analog-Umsetzung mit 17 Bit-Auflösung beschrieben. Der Grobanteil besitzt eine Auflösung von 9 Bit, der Feinanteil ebenfalls. Eine Auflösung von einem Bit, die bei einer Summierung der Auflösungen von Grob- und Feinanteil gegenüber der Auflösung des Digitalwerts verbleibt, wird, wie später erläutert, zur Realisierung einer Hysterese des Grobanteils benötigt.
Das erste Analogsignal Vi kann berechnet werden nach der Formel N.
Vi = V ref
Ni entspricht im Wesentlichen den höchstwertigen Bits des Digitalwerts und hat einen Wertebereich zwischen 0 und 29-l.
Der Pegel des zweiten Analogsignals V2 kann berechnet werden nach der Formel:
N2 entspricht ebenfalls weitgehend den höchstwertigen Bits des Digitalwerts und hat denselben Wertebereich wie Ni. Wie später näher erläutert, wird zur Vermeidung eines Rauschens im analogen Ausgangssignal VOuτ eine Hysterese verwendet. Dazu wird festgelegt,
Ni = N2 + 2.
Mit Hilfe des Umschalters SWl wird entsprechend dem Zeitsig- nal PWM3 zwischen dem ersten Analogsignal Vi und dem zweiten Analogsignal V2 umgeschaltet. Der Pegel des analogen Ausgangssignals V0UT kann berechnet werden nach der Formel:
Der Wert m entspricht dem mit Hilfe des MikroControllers μC festgelegten Feinanteil, der zur Einstellung des Timers zur Erzeugung des Zeitsignals PWM3 verwendet wird. Er hat ebenfalls einen Wertebereich zwischen 0 und 29-l. Substituiert man in der letzten Formel Ni durch N2 + 2 und N2 durch N, so erhält man für den Pegel des analogen Ausgangssignals VOuτ :
V V ref
OUT 217 • (m + 28 • N) . Es ergibt sich somit eine Digital/Analog-Umsetzung mit 17- Bit-Auflösung, wobei der Wert m den niedrigstwertigen Bits und der Wert N den höchstwertigen Bits entspricht.
Die im MikroController μC ermittelten digitalen Werte für den Grobanteil und dem Feinanteil müssen nicht zu jedem Zeitpunkt den höchstwertigen Bits bzw. den niedrigstwertigen Bits des Digitalwerts exakt entsprechen, sondern werden unter bestimmten Bedingungen abweichend von diesen eingestellt. Mit Hilfe des Zeitsignals PWM3, das dem digitalen Feinanteil entspricht, wird die analoge Ausgangsspannung in Abhängigkeit des ersten Analogsignals Vi und des zweiten Analogsignals V2 eingestellt. Befindet sich der Wert der neun niedrigstwertigen Bits nahe an seinen Grenzen, das heißt nahe an dem Wert 0 oder nahe an dem Wert 29-l, könnte es bei Überschreiten dieser Grenzen bei fehlender Hysterese vorkommen, dass der digitale Grobanteil und damit die beiden Analogsignale Vi und V2 ständig hin und herschalten. Dadurch würde ein unnötiges Rauschen des analogen Ausgangssignals VOuτ entstehen.
Um dies zu verhindern werden nicht die Werte 0 und 29-l als Umschaltpunkte des digitalen Feinanteils herangezogen, sondern ein Wert bei 12,5% und ein Wert bei 87,5% des gesamten Wertebereichs des digitalen Feinanteils, also beispielsweise bei einem Wertebereich 512 die Werte 64 bzw. 448. Anhand Figur 3 wird dies im Folgenden näher erläutert. Bei Figur 3 handelt es sich um ein Zeitdiagramm, in welchem ein Verlauf 31 eines analogen Ausgangssignals VOuτ, ein Verlauf 32 eines ersten Analogsignals Vi, ein Verlauf 33 eines zweiten Analog- signals V2 und ein Verlauf 34, der dem jeweiligen digitalen Feinanteil entspricht, über der Zeit aufgetragen sind. Im linken Bereich für Zeiten t < ti ist der digitale Grobanteil auf den Wert N gesetzt. Der Wert N2 zur Einstellung des Zeitsignals PWM2 ist gleich N, der Wert Ni zur Einstellung des Zeitsignals PWMi beträgt N + 2. Diese Einstellung des digitalen Grobanteils bleibt konstant, solange sich der digitale Feinanteil innerhalb seiner Grenzen zwischen 12,5% und 87,5% des Wertebereichs befindet. Zum Zeitpunkt ti sinkt der Digi- talwert derart ab, dass der digitaler Feinanteil die 12,5%- Grenze unterschreitet und sich entsprechend das analoge Ausgangssignal 31 dem zweiten Analogsignal 33 nähert. Infolgedessen werden im Umschaltpunkt zum Zeitpunkt ti die Werte Ni und N2 um 1 dekrementiert . Gleichzeitig wird der digitale Feinanteil um etwa 50% seines Wertebereichs erhöht, so dass im Verlauf des analogen Ausgangssignals 31 keinerlei Umschaltsprung erkennbar ist. Der neue Wert mNEU des digitalen Feinanteils ergibt sich nach der Formel:
mNEÜ = mALT + 28 •
Damit beträgt mNEU etwa 62,5% und liegt unter der 87,5%-Gren- ze, bei welcher die Werte Ni und N2 wieder um 1 erhöht werden würden. Es ist somit eine Hysterese realisiert, durch welche ein Rauschen an Umschaltpunkten verhindert wird.
Beim zweiten Umschaltzeitpunkt t2 überschreitet der digitale Feinanteil entsprechend dem Verlauf 34 die 87,5%-Grenze sei- nes Wertebereichs. Darauf folgt unmittelbar eine Inkrementie- rung der Werte Ni und N2 um 1 und eine Reduktion des digitalen Feinanteils um 28. Im direkten Anschluss der Umschaltung beträgt der Wert des digitalen Feinanteils etwa 37,5% seines Wertebereichs .
Die Aufteilung des Digitalwerts, der dem analogen Ausgangsignal V0UT entspricht, in den digitalen Grobanteil und den digitalen Feinanteil mit Hysterese des Grobanteils wird im Mikro- controller μC aufgrund seiner Programmierung vorgenommen. Ein zusätzlicher schaltungstechnischer Aufwand ist in vorteilhafter Weise damit nicht verbunden.
Figur 4 zeigt eine zur Realisierung des Digital/Analog-Umset- zers geeignete Schaltung 41. Als MikroController wird ein in- tegrierter Baustein 42 des Typs MSP430 verwendet, der drei Timerausgänge 43, 44 und 45 aufweist, die zur Realisierung pulsweitenmodulierter Zeitsignale PWMi, PWM2 bzw. PWM3 eingesetzt werden. Die Zeitsignale PWMi und PWM2 sind auf zwei Buffer 46 bzw. 47 des Typs 74LVC04 geführt, die durch eine Diode 48 mit einer hochgenauen Referenzspannung versorgt werden. Den Buffern 46 und 47 ist jeweils ein Tiefpass nachgeschaltet, der aus einem Widerstand Ri und einem Kondensator Ci bzw. aus einem Widerstand R2 und einem Kondensator C2 besteht. Die Widerstände haben jeweils 51 kΩ, die Kondensatoren jeweils 33 nF. Die auf diese Weise geglätteten Analogsignale sind auf zwei Eingänge eines Umschalters 49 des Typs 3157 von Texas Instruments geführt. Das Zeitsignal PWM3 dient zur Be- tätigung des Umschalters 49. Dem Umschalter 49 ist wiederum ist ein Tiefpass nachgeschaltet mit einem Widerstand R3 von 150 kΩ und einem Kondensator C3 von 100 nF. Dieser Tiefpass stellt schließlich ein dem vorgegebenen Digitalwert entsprechendes analoges Ausgangssignal 50 bereit. Zur Realisierung der Tiefpässe werden absichtlich passive RC-Filter verwendet und keine Schaltungen mit aktiven Bauelementen, da diese eine sehr gute Genauigkeit bieten. Dabei ist wichtig, dass der Ausgangswiderstand der Buffer 46 und 47 sowie der Ausgangswiderstand des Umschalters 49 im Vergleich zur Eingangsimpedanz des jeweils nachgeschalteten Tiefpasses klein ist.
An der Schaltung gemäß Figur 4 wird besonders deutlich, dass der Digital/Analog-Umsetzer mit der gezeigten Schaltung 41 besonders preisgünstig hergestellt werden kann. Trotz der ho- hen Gesamtauflösung des Digital/Analog-Umsetzers können aufgrund der hintereinander geschalteten Stufen zur Erzeugung des analogen Ausgangssignals Zeitsignale PWMi, PWM2 und PWM3 mit vergleichsweise hoher Frequenz verwendet werden. Dies führt zu einer hohen Dynamik der Digital/Analog-Umsetzung.

Claims

Patentansprüche
1. Feldgerät mit einem Analogausgang, insbesondere Messumformer (1) zur Prozessinstrumentierung mit einer 4-20 mA- Schnittstelle als Analogausgang (7), und mit einem Digi- tal/Analog-Umsetzer (6) zur Erzeugung eines analogen Ausgangssignals am Analogausgang, dadurch gekennzeichnet, dass der Digital/Analog-Umsetzer folgende Komponenten umfasst:
- eine Einrichtung (μC) zur Aufteilung eines Digitalwerts in einem digitalen Grobanteil und einem digitalen Feinanteil,
- eine erste Schaltung mit einem in Abhängigkeit des Grobanteils einstellbaren ersten Pulsweitenmodulator (BUFi) , auf den eine Referenzspannung (Vref) geführt ist, mit nachgeschaltetem Tiefpass (TPi) zur Erzeugung eines ersten Ana- logsignals (Vi) , das oberhalb des analogen Ausgangssignals (VOUT) liegt,
- eine zweite Schaltung mit einem in Abhängigkeit des Grobanteils einstellbaren zweiten Pulsweitenmodulator (BUF2) , auf den die Referenzspannung (Vref) geführt ist, mit nachge- schaltetem Tiefpass (TP2) zur Erzeugung eines zweiten Analogsignals (V2) , das unterhalb des analogen Ausgangssignals (VOUT) liegt,
- eine dritte Schaltung mit einem in Abhängigkeit des Feinanteils einstellbaren dritten Pulsweitenmodulator (SWi) auf den das erste Analogsignal (Vi) und das zweite Analogsignal (V2) geführt sind und wobei der obere Pegel des Ausgangssignals des dritten Pulsweitenmodulators (SWi) dem ersten Analogsignal (Vi) und der untere Pegel des Ausgangssignals des dritten Pulsweitenmodulators (SWi) dem zweiten Analog- signal (V2) entspricht und dem dritten Pulsweitenmodulator (SWi) ein Tiefpass (TP3) zur Erzeugung des analogen Ausgangssignals (VOUT) nachgeschaltet ist.
2. Feldgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zur Aufteilung des Digitalwerts ein Mikro- controller (μC) ist, durch welchen Zeitsignale (PWMi, PWM2, PWM3) zur Steuerung der Pulsweitenmodulatoren (BUFi, BUF2, SWi) erzeugbar sind.
3. Feldgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpässe (TPi, TP2, TP3) mit passiven Bauelementen realisiert sind derart, dass der Eingangswiderstand der Tief- passe groß ist im Vergleich zum Ausgangswiderstand der Pulsweitenmodulatoren (BUFi, BUF2, SWi) .
4. Feldgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zur Aufteilung des Digi- talwerts derart ausgebildet ist, dass der digitale Grobanteil im Wesentlichen den höchstwertigen Bits und der digitale Feinanteil im Wesentlichen den niedrigstwertigen Bits des Digitalwerts entspricht, wobei ihre Anzahl etwa gleich ist, und dass die Erzeugung des Grobanteils eine Hysterese aufweist.
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