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EP1417748A2 - Procede de modulation de l'amplitude d'un signal radiofrequence, et dispositif pour sa mise en oeuvre - Google Patents

Procede de modulation de l'amplitude d'un signal radiofrequence, et dispositif pour sa mise en oeuvre

Info

Publication number
EP1417748A2
EP1417748A2 EP02748935A EP02748935A EP1417748A2 EP 1417748 A2 EP1417748 A2 EP 1417748A2 EP 02748935 A EP02748935 A EP 02748935A EP 02748935 A EP02748935 A EP 02748935A EP 1417748 A2 EP1417748 A2 EP 1417748A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
amplifier
amplitude modulation
amplitude
modulation signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02748935A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Gérard Marque-Pucheu
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nortel Networks France SAS
Original Assignee
Nortel Networks France SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nortel Networks France SAS filed Critical Nortel Networks France SAS
Publication of EP1417748A2 publication Critical patent/EP1417748A2/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C5/00—Amplitude modulation and angle modulation produced simultaneously or at will by the same modulating signal

Definitions

  • the present invention relates to a method for amplifying and modulating the amplitude of a radiofrequency signal, a device for implementing the method, as well as a generator comprising such a device for generating a radiofrequency signal comprising a phase or frequency modulation component and an amplitude modulation component, a radiofrequency transmitter incorporating such a generator, as well as a mobile station and a fixed station of a radiocommunication system comprising such a transmitter.
  • It relates to the field of techniques for amplifying radio frequency signals comprising, on the one hand, a phase or frequency modulation component, and, on the other hand, an amplitude modulation component, and suitable for radio transmission via antenna or cable.
  • the invention finds applications in radiofrequency transmitters, in particular of mobile stations or fixed stations of a radiocommunication system, for example a private professional radiocommunication system (PMR system, from the English “Private Mobile Radiocommunication”).
  • PMR system from the English “Private Mobile Radiocommunication”
  • radiofrequency signal emitted comprises both a phase or frequency modulation component, and an amplitude modulation component.
  • the addition of an amplitude modulation component generally improves the bit rate characteristics for a given channel width.
  • the output stage of the transmitter includes a radio frequency power amplifier which, in order to obtain a high power output (which is particularly required when using the transmitter in a portable radio equipment), must operate in an operating area close to saturation.
  • a power amplifier present in such an operating zone amplification non-linearities comprising non-linearities in amplitude and non-linearities in phase.
  • these non-linearities are often designated by amplitude / amplitude conversions (or AM / AM conversions) or amplitude / phase conversions (or AM / PM conversions) respectively.
  • These non-linearities generate a distortion of the transmitted signal, which degrades the performance of the transmitter in terms of quality of the emission, this loss of quality generally leading to a harmful broadening of the spectrum.
  • the EER technique is very old since it was applied in the 1950s for the amplification of single sideband (SSB) radio frequency signals.
  • SSB single sideband
  • FIG. 1 gives the simplified diagram of a generator of a radiofrequency signal based on this technique.
  • the modulation of the radiofrequency signal G at the output of the generator is broken down into a phase or frequency modulation component on the one hand, and an amplitude modulation component on the other hand. These two components are generated in baseband.
  • a phase modulation component B is supplied, as a phase or frequency modulation signal, at the input of phase or frequency modulation means MOD, comprising for example a phase modulator, which ensure the transposition towards the field of radio frequencies.
  • the MOD means include a phase locked loop (phase feedback loop).
  • phase modulation means exhibit extremely low broadband noise characteristics due to the high spectral purity that the phase feedback loop achieves.
  • the signal E at the output of the MOD modulation means is a signal of substantially constant amplitude modulated in phase. This signal is then amplified using a PA radio frequency amplifier.
  • An amplitude modulation component C is supplied, as amplitude modulation signal, via circuits not shown in FIG. 1, on a gain control input of the amplifier PA, to control the gain of this amplifier. amplifier.
  • This mechanism allows the amplitude modulation component to be reintroduced into the amplified radio frequency signal, without additional injection of noise.
  • the PA amplifier can be a component comprising a gain control input or an assembly of components comprising a gain control input.
  • the amplitude modulation component is superimposed on the phase modulation component to obtain the desired radiofrequency signal G at the output of the PA amplifier, these two components using different paths to reach the output of the PA amplifier.
  • a radiofrequency transmitter based on the OPLEER technique is described, for example, in French patent application FR 2 716 589. This transmitter comprises means for correcting AM / AM conversions and means for correcting AM / PM conversions of the radiofrequency power amplifier PA, in the form, respectively, of an amplitude control loop and of a phase control loop of the output signal which are nested.
  • FIG. 2 shows means for correcting the AM / AM conversions of the radiofrequency power amplifier PA, for a generator of the type represented in FIG. 1, which are described in the document FR 2 716 589 cited above.
  • the analog servo loop comprises a COMP comparator amplifier whose first input receives the amplitude modulation signal C, whose second input receives a signal L, and whose output delivers an amplitude control signal F. The latter is applied to a control input PA amplifier gain.
  • the output of the amplifier COMP is looped to its second input via an impedance such as a capacitor C in order to avoid parasitic oscillations of the signal F.
  • the signal L is an analog signal representative of the power of the output signal G.
  • the analog servo loop further comprises coupling means, such as a radio frequency coupler 4, making it possible to take part of the energy from the output signal G and delivering an image signal H image of the output signal G.
  • coupling means such as a radio frequency coupler 4
  • the DET detector makes it possible to extract from the signal H the amplitude modulation component of the output signal G, by applying rectification and low-pass filtering to the signal H so that the voltage amplitude of the signal L, conventionally expressed in decibel-Volt (dBV), which is a function of the instantaneous power of the signal H, conventionally expressed in decibel (dBm).
  • dBV decibel-Volt
  • the signal L is therefore representative of the amplitude modulation component actually present in the output signal G.
  • the L signal and the amplitude modulation signal C are very close to each other, and differ only by the effect of AM / AM conversions in the PA amplifier.
  • the signal L is compared to the amplitude modulation signal C by the comparator amplifier COMP, which produces the amplitude control signal F as a function of their difference.
  • the operating point can move towards the saturation zone of l power amplifier.
  • the analog servo loop may no longer allow an excursion of the control signal of amplitude F sufficient to obtain an output signal G having the required amplitude variation.
  • the corresponding spectrum is shown on the graph in Figure 3d. As can be seen by comparing these figures with Figures 3a and 3b, the clipping distortion of the amplitude then leads to a widening of the spectrum of the output signal G.
  • the invention aims to overcome the aforementioned drawback of the prior art, and for this purpose proposes a method of modulating the amplitude of a radiofrequency signal using a radiofrequency power amplifier with variable gain, which allows the saturation of the PA amplifier to be detected and the operating point of the amplifier to be lowered so as to decrease the average power at the amplifier output when the latter saturates.
  • the invention provides a method of modulating the amplitude of a radiofrequency signal using a radiofrequency power amplifier, comprising the steps consisting in: a) controlling the power of the output signal of the amplifier by generating an error signal between an amplitude modulation signal and a signal representative of the power of the amplifier output signal, from which an amplifier gain control signal is generated; b) monitoring any saturation of the amplifier by comparing the relative phases of the error signal and the amplitude modulation signal; c) in the event of saturation of the amplifier, generate a correction signal enabling the operating point of the amplifier to be lowered.
  • the invention further provides a device for implementing the method, comprising:
  • the invention applies in particular to the restitution of the amplitude modulation component by controlling the gain of a radiofrequency power amplifier in a generator based on the EER technique or on the OPLEER technique, without however its scope is limited to this application.
  • the invention indeed provides a generator of a radiofrequency signal having a phase modulation component and an amplitude modulation component, comprising:
  • phase or frequency modulation means comprising an input which receives the phase or frequency modulation signal, and an output which delivers a radiofrequency signal of substantially constant amplitude modulated in phase or frequency;
  • the invention also proposes a radiofrequency transmitter, for example a mobile station or fixed station transmitter of a PMR system, comprising such a generator.
  • a mobile station and a fixed station of a radiocommunication system for example a PMR system, which include such a transmitter, as well as a radiocommunication system, for example a PMR system, comprising at least one such mobile station. and at least one such fixed station.
  • - in Figure 6 the diagram of a generator of a radio frequency signal comprising a device according to the invention
  • - in Figure 7 a graph illustrating the effects of a displacement of the operating point of the radiofrequency power amplifier of a device according to the invention
  • - in Figures 8a to 8f graphs illustrating the comparison of the relative phases of the error signals and of the phase modulation signal according to the invention
  • the device according to the invention is shown diagrammatically in FIG. 6, in its application to a generator of a radiofrequency signal comprising a phase or frequency modulation component and an amplitude modulation component and suitable for transmission radioelectric via antenna or cable, which is based on the OPLEER technique.
  • the device according to the invention is indeed incorporated advantageously, but not necessarily, into such a generator.
  • the OPLEER technique which was presented in the introduction with reference to the diagram in FIG. 2, is particularly suitable for transposition to radio frequencies and the amplification of power of baseband signals having a low amplitude modulation depth, that is to say a small variation in amplitude.
  • FIG. 4a An example of such a baseband signal is shown in the graphs of Figures 4a, 4b and 4c. These figures respectively give the constellation, the spectrum, and the amplitude variation (centered around a zero mean value) of the signal.
  • This signal is for example obtained by phase and quadrature filtering (I and Q filtering) of a width modulated signal pulse (modulation called CPM, from the English “Codeutere Modulation”). It is a good compromise between spectral occupancy and sensitivity to noise.
  • the total amplitude variation does not exceed ⁇ 1 dB, with a ratio between peak power and rms power (from the English "Root-Mean-Square") less than 1 dB.
  • the generator comprises means for generating a phase or frequency modulation signal B and an amplitude modulation signal C.
  • phase modulation component which is obtained by frequency conversion from the I and Q components of the corresponding baseband signal.
  • This component is thus determined by the phase or frequency modulation signal B, which is an analog signal.
  • the phase modulation component can also be obtained by direct digital generation, in which case signal B would be a digital signal.
  • amplitude modulation component which is obtained by rectifying the corresponding signal in baseband. This component is then determined by the amplitude modulation signal C, which is an analog signal. Note however that this component can also be obtained by direct digital generation in which case the signal C would be a digital signal.
  • the signals B and C are supplied to the generator by upstream coding means.
  • phase or frequency modulation means MOD the generator comprises a phase locked loop (phase feedback loop), as described in the document FR 2 716 589 cited in the introduction.
  • the device advantageously comprises a FET transistor (from the English "Field Effect Transistor", which means field effect transistor) having characteristics such as those represented on the graph of FIG. 5.
  • An amplifier of this type has the advantage, on the one hand, of having a curve of the output power Po which is linear over a wide interval of the voltage gain control, and, on the other hand, to have a total efficiency Rt which reaches its maximum value for a control voltage corresponding to an operating point sufficiently set back with respect to saturation. In this way the amplification of a signal of the type illustrated in FIGS. 4a, 4b and 4c can be done without the general efficiency of the amplification being reduced compared to the amplification of a signal with constant amplitude. at or beyond saturation point.
  • the device according to the invention further comprises a comparator amplifier COMP, operating as an error amplifier. It is for example an operational amplifier.
  • the amplifier COMP produces an error signal U between the amplitude modulation signal C and a signal L which is representative of the power of the output signal G of the amplifier PA.
  • the signal L is produced by a detector DET from a signal H taken at the output of the amplifier PA by a coupler 4.
  • the inverting input of the amplifier COMP which receives the signal L (here via a summing amplifier 7 to which we will return later), is connected to its output by means of two capacitors C2 and C3 in series. These capacitors make it possible to avoid parasitic oscillations of the output of the amplifier COMP.
  • the signal U can be applied to a gain control input of the amplifier PA.
  • the aforementioned elements of the device according to the invention then form means for controlling the power of the output signal G of the amplifier PA, known per se, and comparable to the corresponding elements of the generator shown in FIG. 2.
  • means for controlling the power of the output signal G of the device according to the invention further comprise a summing amplifier 5, operating as an analog adder.
  • the amplifier 5 produces a control signal F of the gain of the amplifier PA which is carried on the gain control input of the amplifier PA.
  • the signal F is produced by the amplifier 5 by adding the error signal U on the one hand, and the amplitude modulation signal C or a signal P on the other hand, which signal P being obtained from said signal C by applying to the latter a pre-distortion by means of a predistortion module PD.
  • the advantage of the PD pre-distortion module is as follows.
  • the signal P at the output of the pre-distortion module PD is a signal which is in phase with the signal C. It corresponds to the voltage control which must be applied to the gain control input of the amplifier PA under nominal conditions so that the power of the output signal G corresponds to the desired value.
  • the graph in FIG. 7 shows the characteristic of the amplifier PA, that is to say the curve of the output power Po as a function of the control voltage Vp applied to the gain control input. This graph illustrates the role of the means for controlling the amplitude of the output signal G.
  • the aforementioned nominal conditions correspond to an operating point FPO. Under these nominal conditions, to obtain an output signal G with a given amplitude variation, represented in FIG. 7 by a curve 20, it is necessary to apply to the gain control input of the amplifier PA a control signal F having a given amplitude variation, represented in FIG. 7 by a curve 10.
  • the following remarks can be made, by observing the relative phases of the error signal U on the one hand and of the amplitude modulation signal with pre-distortion (signal P ) or without pre-distortion (signal C) on the other hand.
  • the amplitude variation of the amplitude modulation signal is greater than the value normally required at the PFO operating point.
  • the error signal U then has the effect of reducing the amplitude control signal F, ensuring a power of the output signal G conforms to the desired value.
  • the effective operating point is in a lower position than that of the PFO operating point under nominal conditions.
  • the error signal U on the one hand and the amplitude modulation signal with pre-distortion (signal P) or without pre-distortion (signal C) on the other hand are in phase, the variation d amplitude of the amplitude modulation signal is greater than the value normally required at the PFO operating point.
  • the error signal U then tends to increase the amplitude control signal F.
  • the effective operating point is in this case in a higher position than that of the PFO operating point under nominal conditions.
  • the error signal U may not possibly be able to reach a sufficient excursion to ensure the amplitude variation of the control signal F to be applied to the 'order entry gain of the power amplifier.
  • the effective operating point is then in the saturation zone. In other words, the PA amplifier is saturated.
  • the invention suggests to compare the relative phases of the error signal U and of the phase modulation signal C or of the phase modulation signal with pre-distortion P, in order to deduce therefrom a possible saturation of the PA amplifier.
  • the device further comprises means for comparing the relative phases of the error signal U and of the amplitude modulation signal C.
  • These means comprise means for synchronous detection of the alternative component Vy ⁇ of the error signal U with respect to the AC component Vc ⁇ of the amplitude modulation signal C, which produce a signal J.
  • They further comprise means for comparing the signal J to a threshold, which comparison means, in if the PA amplifier is saturated, determined by exceeding the threshold, generate a correction signal W making it possible to lower the operating point of the PA amplifier.
  • the synchronous detection means comprise a synchronous detector SD having at least two inputs and one output. A first of these inputs receives the alternating component Vy ⁇ of the error signal U which is taken by the capacitor C2. A second of these inputs receives the AC component VQ ⁇ of the amplitude modulation signal C via a capacitor C1. The output delivers the aforementioned signal J.
  • the graphs in FIGS. 8a, 8b and 8c give a representation respectively of the AC component VQ ⁇ of the amplitude modulation signal C, the AC component ⁇ / ⁇ ⁇ of the error signal U, and of the signal
  • the signal J at the output of the synchronous detector SD corresponds to the error signal U during the positive half-waves of the amplitude modulation signal C, and conversely to the signal of error U during the negative half-waves of the amplitude modulation signal C.
  • a saturation of the amplifier PA is determined when the signal J is positive by exceeding a certain threshold.
  • the means for comparing the signal J with a threshold comprise for example a comparator 6, or a Schmitt trigger or the like.
  • the signal at the output of comparator 6 is filtered by a smoothing capacitor C4, or an integrating assembly or the like.
  • the correction signal W is the signal at the terminals of this smoothing capacitor C4.
  • the device further comprises means, such as the summing amplifier 7 presented above operating as an analog adder, for adding the correction signal W to the signal L representative of the power of the output signal G of the amplifier PA.
  • the correction signal W which is a continuous signal, has the effect of simulating an increase in the continuous component of the output signal G, so that the means for controlling the amplitude of the output signal G intervene to lower the operating point of this amplifier.
  • FIG. 9 an exemplary embodiment of the synchronous detector SD has been shown.
  • the detector comprises a switch 90 with two positions.
  • the switch 90 delivers on the output 98 of the detector the alternative component V
  • the switch 90 delivers on the output 98 this alternative component Vy ⁇ after inversion thereof by means of an inverting amplifier 93.
  • the inverting amplifier 93 is for example an assembly comprising an operational amplifier, whose gain is equal to -1. Switching of the switch 90 from one to the other of the positions 91 and
  • the diagram in FIG. 10 shows another embodiment of the synchronous detector SD.
  • the synchronous detector SD comprises a symmetrical multiplier 100 with two Gilbert cells.
  • One and the multiplier comprises four inputs 105, 106, 107 and 108 and one output 109.
  • the output 109 of the symmetrical multiplier delivers the signal J.
  • the symmetrical multiplier 100 is preceded by an adaptation stage (not shown) similar to that used in quadrature detectors for demodulation of frequency modulation.
  • the alternative component Vy ⁇ of the error signal U, received on a first input 103 of the detector SD, is carried on the input 105 and, via an inverting amplifier 101, on the input 106 of the symmetrical multiplier 100.
  • the AC component VQ ⁇ of the amplitude modulation signal C, received on a second input 104 of the detector SD is carried on the input 107 and, via another inverting amplifier 102, on the input 108 of the symmetrical multiplier 100.
  • the inverting amplifiers 101 and 102 are for example produced by respective assemblies each comprising an operational amplifier, and the gain of which is equal to -1.
  • the means for controlling the power of the output signal G of the amplifier PA are arranged to produce the control signal F of the gain of the amplifier PA by adding to the amplitude modulation signal C (or the signal P corresponding to the amplitude modulation signal C with predistortion) the error signal U after weighting of the latter by a weighting parameter k, for example a multiplicative parameter.
  • a weighting parameter k for example a multiplicative parameter.
  • the value of the parameter k increases so as to compensate for the loss of gain of the PA amplifier (reflected by the decrease in the slope of the characteristic of the PA amplifier shown in FIG. 7). In this way, a constant loop gain is ensured, facilitating the production of the low-pass loop filter (not shown), the cut-off frequency of which would otherwise be variable as a function of the average power of the output signal G.
  • DET is not used in an area where the detector could have linearity faults and where the PA amplifier does not. It is thus possible to use only one detector for which the detection linearity area is reduced, the predistortion alone ensuring the necessary corrections in the area where the power amplifier is practically linear.
  • a step 73 the power of the output signal G of the amplifier PA is controlled by generating, in a sub-step 71 of l step 73, the error signal U between the amplitude modulation signal C and the signal L representative of the power of the output signal G of the amplifier PA.
  • a control signal F of the gain of the amplifier PA is then generated from the error signal U.
  • the control signal F is generated by adding the error signal U and the amplitude modulation signal C.
  • the error signal U is added with the amplitude modulation signal C after a pre-distortion of the latter, that is to say, it is actually added with the signal P delivered by the predistortion module PD.
  • a possible saturation of the amplifier PA is monitored by comparing the relative phases of the error signal U and of the amplitude modulation signal C.
  • a correction signal W making it possible to lower the operating point of the amplifier PA.
  • the saturation of the amplifier PA is monitored, by a substep 74 of step 76 consisting in performing synchronous detection of the AC component Vy ⁇ of the error signal U with respect to the AC component Vç ; ⁇ the amplitude modulation signal C, and by a substep 73 of step 76 consisting in comparing the signal produced by this detection (signal shown in FIGS. 8c and 8f) with a threshold, in order to generate, at step 77, the correction signal W when this threshold is exceeded.
  • the correction signal W is added to the signal L representative of the power of the output signal G of the amplifier PA, in order to involve the means for controlling the amplitude of the output signal G to lower the operating point of the PA amplifier and thus leave the saturation zone thereof.
  • FIG. 13 gives the diagram of a radiofrequency transmitter according to the invention.
  • the transmitter 60 includes a data input 100 for receiving a digital message A containing data to be transmitted.
  • the input 100 can be connected to the output of a speech coder or a channel coder.
  • the transmitter also comprises composite coding means such as an encoder 200 for generating, from digital message A, a first series of digital values constituting the phase modulation signal B, and a second series of digital values constituting the amplitude modulation signal C.
  • signal B and signal C are therefore digital signals.
  • the transmitter further comprises, downstream of the encoder 200, a generator 300 of a radiofrequency signal comprising a phase modulation component and an amplitude modulation component, as described above with reference to FIG. 6.
  • the transmitter finally comprises a radiofrequency antenna 400, connected to the output of the generator 300.
  • This antenna allows the emission of the radiofrequency signal modulated in phase and in amplitude G on the transmission channel.
  • the antenna 400 can be replaced by a cable.
  • the system 70 comprises a network subsystem, symbolically represented by a cloud 73. It also includes a radio subsystem, comprising mobile stations 71 and / or fixed stations 72.
  • the mobile stations 71 are for example portable terminals or Portable.
  • the fixed stations 72 are for example base stations, ensuring the radio interface with the mobile stations which are located inside their radio coverage area. As a variant, they may be fixed terminals.
  • At least one fixed station 71 and / or at least one mobile station 72 of the system 70 are equipped with a radiofrequency transmitter 60 in accordance with the diagram in FIG. 12.

Landscapes

  • Transmitters (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

L'invention propose un procédé et un dispositif de modulation de l'amplitude d'un signal radiofréquence à l'aide d'un amplificateur de puissance radiofréquence à gain variable (PA), permettant d'asservir la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA) en générant un signal d'erreur (U) entre un signal de modulation d'amplitude (C) et un signal (L) représentatif de la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA), à partir duquel un signal de commande (F) du gain de l'amplificateur (PA) est généré, de surveiller une éventuelle saturation de l'amplificateur (PA) en comparant les phases relatives du signal d'erreur (U) et du signal de modulation d'amplitude (C), et, en cas de saturation de l'amplificateur (PA), générer un signal de correction (W) permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur (PA). Application à un émetteur de station mobile ou de station fixe d'un système de radiocommunications.

Description

PROCEDE DE MODULATION DE L'AMPLITUDE D'UN SIGNAL RADIOFREQUENCE. ET DISPOSITIF POUR SA MISE EN OEUVRE
La présente invention concerne un procédé d'amplification et de modulation de l'amplitude d'un signal radiofréquence, un dispositif pour la mise en œuvre du procédé, ainsi qu'un générateur comprenant un tel dispositif pour la génération d'un signal radiofréquence comprenant une composante de modulation de phase ou fréquence et une composante de modulation d'amplitude, un émetteur radiofréquence incorporant un tel générateur, ainsi qu'une station mobile et une station fixe d'un système de radiocommunication comprenant un tel émetteur.
Elle se rapporte au domaine des techniques pour l'amplification de signaux radiofréquences comprenant, d'une part, une composante de modulation de phase ou fréquence, et, d'autre part, une composante de modulation d'amplitude, et convenant pour l'émission radioélectrique via une antenne ou un câble.
L'invention trouve des applications dans des émetteurs radiofréquences, notamment de stations mobiles ou de stations fixes d'un système de radiocommunications, par exemple un système privé de radiocommunications professionnelles (système PMR, de l'anglais « Private Mobile Radiocommunication »).
Dans les systèmes de radiocommunications de ce type, des données numériques codant un signal audio ou, plus généralement, des informations de toute nature, sont transmises au moyen d'une modulation d'amplitude venant en plus d'une modulation de phase ou de fréquence du signal radiofréquence émis. Ainsi, le signal radiofréquence émis comporte à la fois une composante de modulation de phase ou fréquence, et une composante de modulation d'amplitude. L'adjonction d'une composante de modulation d'amplitude permet en général d'améliorer les caractéristiques de débit binaire pour une largeur de canal donnée.
L'étage de sortie de l'émetteur comporte un amplificateur de puissance radiofréquence qui, afin d'obtenir un rendement en puissance important (ce qui est particulièrement requis dans le cadre d'une utilisation de l'émetteur dans un équipement de radiocommunication portatif), doit fonctionner dans une zone de fonctionnement proche de la saturation.
Or, comme on le sait, un amplificateur de puissance présente dans une telle zone de fonctionnement des non-linéarités d'amplification comprenant des non-linéarités en amplitude et des non-linéarités en phase. Dans la littérature, on désigne souvent ces non-linéarités par conversions amplitude / amplitude (ou conversions AM / AM) ou conversions amplitude / phase (ou conversions AM / PM) respectivement. Ces non-linéarités engendrent une distorsion du signal émis, qui dégrade les performances de l'émetteur en termes de qualité de l'émission, cette perte de qualité conduisant en général à un élargissement nuisible du spectre.
Diverses techniques ont été proposées afin d'annuler les effets des non- linéarités d'amplification de l'amplificateur de puissance radiofréquence. Ces techniques sont appelées techniques de linéarisation de l'amplificateur de puissance radiofréquence. On peut citer, en particulier, la technique CLLT (de l'anglais "Cartesian Loop Linear Transmitter"), la technique ABP (de l'anglais "Adaptative Baseband Predistortion"), la technique EER (de l'anglais "Envelope Elimination and Restoration"), etc.
La technique EER est très ancienne puisqu'elle a été appliquée dès les années 50 pour l'amplification de signaux radiofréquences en bande latérale unique (BLU).
Le principe de la technique EER est illustré à la figure 1 qui donne le schéma simplifié d'un générateur d'un signal radiofréquence reposant sur cette technique. La modulation du signal radiofréquence G en sortie du générateur est décomposée en une composante de modulation de phase ou de fréquence d'une part, et une composante de modulation d'amplitude d'autre part. Ces deux composantes sont générées en bande de base.
Dans l'exemple représenté, une composante de modulation de phase B est fournie, en tant que signal de modulation de phase ou de fréquence, en entrée de moyens de modulation de phase ou de fréquence MOD, comprenant par exemple un modulateur de phase, qui assurent la transposition vers le domaine des radiofréquences. Dans une variante de la technique EER, connue sous le nom de technique OPLEER (de l'anglais "Open Phase Loop EER"), les moyens MOD comprennent une boucle à verrouillage de phase (boucle de recopie de phase). De tels moyens de modulation de phase présentent des caractéristiques de bruit large bande extrêmement faible en raison de la pureté spectrale élevée que la boucle de recopie de phase permet d'atteindre. Le signal E en sortie des moyens de modulation MOD est un signal d'amplitude sensiblement constante modulé en phase. Ce signal est ensuite amplifié à l'aide d'un amplificateur de puissance radiofréquence PA.
Une composante de modulation d'amplitude C est fournie, en tant que signal de modulation d'amplitude, via des circuits non représentés à la figure 1 , sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur PA, pour commander le gain de cet amplificateur. Ce mécanisme permet de réintroduire la composante de modulation d'amplitude dans le signal radiofréquence amplifié, sans injection supplémentaire de bruit. L'amplificateur PA peut être un composant comprenant une entrée de commande de gain ou un assemblage de composants comprenant une entrée de commande de gain.
Ainsi, la composante de modulation d'amplitude est superposée à la composante de modulation de phase pour obtenir le signal radiofréquence G désiré en sortie de l'amplificateur PA, ces deux composantes utilisant des chemins différents pour atteindre la sortie de l'amplificateur PA. Un émetteur radiofréquence reposant sur la technique OPLEER est décrit, par exemple, dans la demande de brevet français FR 2 716 589. Cet émetteur comprend des moyens de correction des conversions AM/AM et des moyens de correction des conversions AM/PM de l'amplificateur de puissance radiofréquence PA, sous la forme, respectivement, d'une boucle d'asservissement de l'amplitude et d'une boucle d'asservissement de la phase du signal de sortie qui sont imbriquées.
Le schéma de la figure 2 montre des moyens de correction des conversions AM/AM de l'amplificateur de puissance radiofréquence PA, pour un générateur du type représenté à la figure 1 , qui sont décrits dans le document FR 2 716 589 précité.
Ces moyens comprennent par exemple une boucle analogique d'asservissement pour asservir le signal de sortie G au signal de modulation d'amplitude C. La boucle analogique d'asservissement comprend un amplificateur comparateur COMP dont une première entrée reçoit le signal de modulation d'amplitude C, dont une seconde entrée reçoit un signal L, et dont la sortie délivre un signal de commande d'amplitude F. Ce dernier est appliqué sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur PA. La sortie de l'amplificateur COMP est bouclée sur sa seconde entrée via une impédance telle qu'un condensateur C afin d'éviter les oscillations parasites du signal F. Le signal L est un signal analogique représentatif de la puissance du signal de sortie G.
La boucle analogique d'asservissement comprend en outre des moyens de couplage, tels qu'un coupleur radiofréquence 4, permettant de prélever une partie de l'énergie du signal de sortie G et délivrant un signal H image du signal de sortie G.
Elle comprend enfin un détecteur DET dont l'entrée reçoit le signal H et dont la sortie délivre le signal L précité. Le détecteur DET permet d'extraire du signal H la composante de modulation d'amplitude du signal de sortie G, en appliquant un redressement et un filtrage passe-bas au signal H de manière que l'amplitude en tension du signal L, classiquement exprimée en décibel-Volt (dBV), soit fonction de la puissance instantanée du signal H, classiquement exprimée en décibel (dBm). Le signal L est donc représentatif de la composante de modulation d'amplitude réellement présente dans le signal de sortie G.
Le signal L et le signal de modulation d'amplitude C sont très proches l'un de l'autre, et ne diffèrent que par l'effet des conversions AM/AM dans l'amplificateur PA. Le signal L est comparé au signal de modulation d'amplitude C par l'amplificateur comparateur COMP, qui produit le signal de commande d'amplitude F en fonction de leur différence.
Ces moyens de correction des conversions AM/AM présentent l'inconvénient de ne pas maîtriser le point de fonctionnement de l'amplificateur PA. Or, en cas de variation de la tension d'alimentation ou de la température, notamment, le point de fonctionnement de l'amplificateur PA peut se déplacer vers la zone de saturation de l'amplificateur PA. La saturation de l'amplificateur PA génère une distorsion du signal de sortie, sans que cette distorsion soit détectée, ni a fortiori corrigée. Sur le graphe de la figure 3a, on a représenté la variation de l'amplitude du signal de sortie G dans un cas de fonctionnement normal, c'est-à-dire lorsque le point de fonctionnement de l'amplificateur PA est tel que, en dépit de la modulation d'amplitude requise, l'ensemble de la variation d'amplitude reste en deçà du point de saturation. Le graphe de la figure 3b donne le spectre correspondant du signal de sortie G. Par suite d'une variation de température ou d'une variation de la tension d'alimentation, le point de fonctionnement peut se déplacer vers la zone de saturation de l'amplificateur de puissance. Dans certains cas, la boucle analogique d'asservissement peut ne plus permettre d'avoir une excursion du signal de commande d'amplitude F suffisante pour obtenir un signal de sortie G présentant la variation d'amplitude requise. On obtient alors la variation d'amplitude représentée sur le graphe de la figure 3c. Le spectre correspondant est représenté sur le graphe de la figure 3d. Comme on le voit en comparant ces figures avec les figures 3a et 3b, la distorsion par ecrêtage de l'amplitude conduit alors à un élargissement du spectre du signal de sortie G.
L'invention vise à pallier l'inconvénient précité de l'art antérieur, et propose à cet effet une méthode de modulation de l'amplitude d'un signal radiofréquence à l'aide d'un amplificateur de puissance radiofréquence à gain variable, qui permette de détecter la saturation de l'amplificateur PA et d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur de manière à diminuer la puissance moyenne en sortie de l'amplificateur lorsque celui-ci sature.
Plus particulièrement, l'invention propose un procédé de modulation de l'amplitude d'un signal radiofréquence à l'aide d'un amplificateur de puissance radiofréquence, comprenant les étapes consistant à : a) asservir la puissance du signal de sortie de l'amplificateur en générant un signal d'erreur entre un signal de modulation d'amplitude et un signal représentatif de la puissance du signal de sortie de l'amplificateur, à partir duquel un signal de commande du gain de l'amplificateur est généré ; b) surveiller une éventuelle saturation de l'amplificateur en comparant les phases relatives du signal d'erreur et du signal de modulation d'amplitude ; c) en cas de saturation de l'amplificateur, générer un signal de correction permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur. L'invention propose en outre un dispositif pour la mise en œuvre du procédé, comprenant :
- un amplificateur de puissance radiofréquence à gain variable ;
- des moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie de l'amplificateur, qui génèrent un signal de commande du gain de l'amplificateur à partir d'un signal d'erreur entre un signal de modulation d'amplitude et un signal représentatif de la puissance du signal de sortie de l'amplificateur ;
- des moyens pour comparer les phases relatives du signal d'erreur et du signal de modulation de phase afin d'en déduire une éventuelle saturation de l'amplificateur ; et,
- des moyens pour, en cas de saturation de l'amplificateur, générer un signal de correction permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur.
L'invention s'applique en particulier à la restitution de la composante de modulation d'amplitude par commande du gain d'un amplificateur de puissance radiofréquence dans un générateur reposant sur la technique EER ou sur la technique OPLEER, sans toutefois que sa portée ne se limite à cette application.
L'invention propose en effet un générateur d'un signal radiofréquence ayant une composante de modulation de phase et une composante de modulation d'amplitude, comprenant :
- des moyens de génération d'un signal de modulation de phase ou de fréquence et d'un signal de modulation d'amplitude ;
- des moyens de modulation de phase ou de fréquence comprenant une entrée qui reçoit le signal de modulation de phase ou de fréquence, et une sortie qui délivre un signal radiofréquence d'amplitude sensiblement constante modulé en phase ou fréquence ;
- un dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 à 18, pour la modulation de l'amplitude du signal radiofréquence délivré par les moyens de modulation de phase ou de fréquence, à partir du signal de modulation d'amplitude. L'invention propose encore un émetteur radiofréquence, par exemple un émetteur de station mobile ou de station fixe d'un système PMR, comprenant un tel générateur.
Elle propose enfin une station mobile et une station fixe d'un système de radiocommunications, par exemple un système PMR, qui comprennent un tel émetteur, ainsi qu'un système de radiocommunications, par exemple un système PMR, comprenant au moins une telle station mobile et au moins une telle station fixe.D
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels on a représenté :
- à la figure 1 , déjà analysée : un schéma illustrant le principe des techniques EER ou OPLEER ;
- à la figure 2, également déjà analysée : un schéma montrant une boucle analogique d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur de puissance radiofréquence ;
- aux figures 3a et 3b d'une part, et aux figures 3c et 3d d'autre part, également déjà analysées : des graphes montrant la variation d'amplitude et le spectre du signal de sortie respectivement en l'absence de saturation et en cas de saturation de l'amplificateur ;
- aux figures 4a à 4c : des graphes montrant respectivement la constellation, la spectre et la variation d'amplitude d'un signal radiofréquence comportant une composante de modulation de phase ou fréquence et une composante de modulation d'amplitude ; - à la figure 5 : la courbe de la puissance de sortie en fonction d'un signal de commande de gain d'un amplificateur de puissance radiofréquence utilisé dans le dispositif selon l'invention ;
- à la figure 6 : le schéma d'un générateur d'un signal radiofréquence comprenant un dispositif selon l'invention ; - à la figure 7 : un graphe illustrant les effets d'un déplacement du point de fonctionnement de l'amplificateur de puissance radiofréquence d'un dispositif selon l'invention ; - aux figures 8a à 8f : des graphes illustrant la comparaison des phases relatives des signaux d'erreur et du signal de modulation de phase selon l'invention ;
- à la figure 9 : le schéma d'un premier exemple de réalisation d'un détecteur synchrone selon l'invention ;
- à la figure 10 : le schéma d'un second exemple de réalisation d'un détecteur synchrone selon l'invention ;
- à la figure 11 : le graphe de la variation d'un paramètre de pondération utilisé selon l'invention ; - à la figure 12 : un organigramme des étapes du procédé selon l'invention ;
- à la figure 13 : 1e schéma d'un émetteur radiofréquence selon l'invention ; et,
- à la figure 14 : le schéma d'un système de radiocommunications selon l'invention.
Le dispositif selon l'invention est représenté de façon schématique à la figure 6, dans son application à un générateur d'un signal radiofréquence comprenant une composante de modulation de phase ou fréquence et une composante de modulation d'amplitude et convenant pour l'émission radioélectrique via une antenne ou un câble, qui est basé sur la technique OPLEER.
Le dispositif selon l'invention s'incorpore en effet avantageusement, mais non nécessairement, dans un tel générateur. La technique OPLEER, qui a été présentée en introduction en regard du schéma de la figure 2, est particulièrement adaptée pour la transposition vers les radiofréquences et l'amplification de puissance de signaux en bande de base présentant une faible profondeur de modulation d'amplitude, c'est-à-dire une faible variation d'amplitude.
Un exemple de tel signal en bande de base est représenté sur les graphes des figures 4a, 4b et 4c. Ces figures donnent respectivement la constellation, le spectre, et la variation d'amplitude (centrée autour d'une valeur moyenne nulle) du signal. Ce signal, est par exemple obtenu par filtrage en phase et en quadrature (filtrage I et Q) d'un signal modulé en largeur d'impulsion (modulation dite CPM, de l'anglais "Code Puise Modulation"). Il constitue un bon compromis entre occupation spectrale et sensibilité par rapport au bruit. La variation totale d'amplitude ne dépasse ± 1 dB, avec un rapport entre la puissance crête et la puissance rms (de l'anglais "Root-Mean- Square") inférieur à 1 dB.
Le générateur comprend des moyens pour générer un signal de modulation de phase ou de fréquence B et un signal de modulation d'amplitude C.
Dans l'exemple décrit dans la suite, on envisage une composante de modulation de phase qui est obtenue par conversion de fréquence à partir des composantes I et Q du signal correspondant en bande de base. Cette composante est ainsi déterminée par le signal de modulation de phase ou de fréquence B, qui est un signal analogique. On notera toutefois que la composante de modulation de phase peut également être obtenue par génération numérique directe, auquel cas le signal B serait un signal numérique. De même, on envisage l'exemple d'une composante de modulation d'amplitude qui est obtenue par redressement du signal correspondant en bande de base. Cette composante est alors déterminée par le signal de modulation d'amplitude C, qui est un signal analogique. On notera toutefois que cette composante peut également être obtenue par génération numérique directe auquel cas le signal C serait un signal numérique. En pratique, les signaux B et C sont fournis au générateur par des moyens de codage amont.
Le signal de modulation d'amplitude C contient une composante continue VQ= qui permet de définir le niveau de puissance moyen en sortie de l'amplificateur PA, et une composante alternative VQ~ qui définit la modulation d'amplitude proprement dite.
Pour la réalisation des moyens de modulation de phase ou de fréquence MOD, le générateur comprend une boucle à verrouillage de phase (boucle de recopie de phase), comme décrit dans le document FR 2 716 589 cité en introduction.
Pour la réalisation de l'amplificateur de puissance radiofréquence PA, le dispositif comprend avantageusement un transistor FET (de l'anglais "Field Effect Transistor", qui signifie transistor à effet de champ) ayant des caractéristiques telles que celles représentées sur le graphe de la figure 5. Un amplificateur de ce type présente l'avantage, d'une part, d'avoir une courbe de la puissance de sortie Po qui est linéaire sur un large intervalle de la tension de commande de gain, et, d'autre part, d'avoir un rendement total Rt qui atteint sa valeur maximale pour une tension de commande correspondant à un point de fonctionnement suffisamment en retrait par rapport à la saturation. De cette manière l'amplification d'un signal du type de celui illustré aux figures 4a, 4b et 4c peut se faire sans que le rendement général de l'amplification ne soit réduit par rapport à l'amplification d'un signal à amplitude constante au point de saturation ou au-delà.
Le dispositif selon l'invention comprend en outre un amplificateur comparateur COMP, fonctionnant en amplificateur d'erreur. Il s'agit par exemple d'un amplificateur opérationnel. L'amplificateur COMP produit un signal d'erreur U entre le signal de modulation d'amplitude C et un signal L qui est représentatif de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA. Le signal L est produit par un détecteur DET à partir d'un signal H prélevé en sortie de l'amplificateur PA par un coupleur 4. L'entrée inverseuse de l'amplificateur COMP, qui reçoit le signal L (ici via un amplificateur sommateur 7 sur lequel on reviendra plus loin), est reliée à sa sortie par l'intermédiaire de deux condensateurs C2 et C3 en série. Ces condensateurs permettent d'éviter les oscillations parasites de la sortie de l'amplificateur COMP.
Le signal U peut être appliqué sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur PA. Les éléments précités du dispositif selon l'invention forment alors des moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA, connus en soi, et comparables à aux éléments correspondant du générateur représenté à la figure 2.
Dans une variante représentée, toutefois, des moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie G du dispositif selon l'invention, comprennent en outre un amplificateur sommateur 5, fonctionnant en additionneur analogique. L'amplificateur 5 produit un signal de commande F du gain de l'amplificateur PA qui est porté sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA. Le signal F est produit par l'amplificateur 5 en additionnant le signal d'erreur U d'une part, et le signal de modulation d'amplitude C ou un signal P d'autre part, lequel signal P étant obtenu à partir dudit signal C en appliquant à ce dernier une pré-distorsion au moyen d'un module de prédistorsion PD. L'intérêt du module de pré-distorsion PD est le suivant. Lorsqu'un signal de modulation d'amplitude est appliqué sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA, celui-ci créé une distorsion par non- linéarité. Cette distorsion peut être au moins partiellement compensée en appliquant une pré-distorsion au signal de modulation d'amplitude qui compense ces non-linéarités.
Le signal P en sortie du module de pré-distorsion PD, c'est-à-dire le signal de modulation d'amplitude C avec pré-distorsion, est un signal qui est en phase avec le signal C. Il correspond à la tension de commande qui doit être appliquée sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA dans des conditions nominales pour que la puissance du signal de sortie G corresponde à la valeur voulue. Le graphe de la figure 7 montre la caractéristique de l'amplificateur PA c'est-à-dire la courbe de la puissance de sortie Po en fonction de la tension de commande Vp appliquée sur l'entrée de commande de gain. Ce graphe permet d'illustrer le rôle des moyens d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie G. Les conditions nominales précitées correspondent à un point de fonctionnement FPO. Dans ces conditions nominales, pour obtenir un signal de sortie G avec une variation d'amplitude donnée, représentée à la figure 7 par une courbe 20, il est nécessaire d'appliquer sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA un signal de commande F ayant une variation d'amplitude donnée, représentée à la figure 7 par une courbe 10.
Si toutefois, en raison par exemple d'une variation de la tension d'alimentation ou de la température, le point de fonctionnement de l'amplificateur PA se déplace vers le haut de la caractéristique, la pente de la fonction Po = f(Vp) diminue. Ainsi par exemple, au point de fonctionnement référencé PF2 sur le graphe de la figure 7, il est nécessaire d'appliquer sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA un signal de commande F ayant la variation d'amplitude représentée par la courbe 12, qui est supérieure à celle représentée par la courbe 10. Inversement, si le point de fonctionnement de l'amplificateur PA se déplace vers le bas de la caractéristique, la pente de la fonction Po = f(Vp) augmente. Il en résulte que, par exemple au point de fonctionnement référencé PF1 sur le graphe de la figure 7, il est nécessaire d'appliquer sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA un signal de commande F ayant la variation d'amplitude représentée par la courbe 11 , qui est inférieure à celle représentée par la courbe 10. Les moyens d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie G permettent normalement de générer le signal de commande d'amplitude F qui doit être appliqué sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA pour obtenir la variation d'amplitude désirée du signal de sortie G.
Selon une constatation qui est à la base de l'invention, on peut faire les remarques suivantes, en observant les phases relatives du signal d'erreur U d'une part et du signal de modulation d'amplitude avec pré-distorsion (signal P) ou sans pré-distorsion (signal C) d'autre part. Lorsque ces deux signaux sont en opposition de phase, la variation d'amplitude du signal de modulation d'amplitude est supérieure à la valeur normalement requise au point de fonctionnement PFO. En effet, le signal d'erreur U a alors pour effet de réduire le signal de commande d'amplitude F, assurant une puissance du signal de sortie G conforme à la valeur voulue. Le point de fonctionnement effectif est dans ce cas dans une position plus basse que celle du point de fonctionnement PFO dans les conditions nominales. Inversement, si le signal d'erreur U d'une part et le signal de modulation d'amplitude avec pré-distorsion (signal P) ou sans pré-distorsion (signal C) d'autre part, sont en phase, la variation d'amplitude du signal de modulation d'amplitude est supérieure à la valeur normalement requise au point de fonctionnement PFO. En effet, le signal d'erreur U tend alors à augmenter le signal de commande d'amplitude F. Le point de fonctionnement effectif est dans ce cas dans une position plus haute que celle du point de fonctionnement PFO dans les conditions nominales.
Si le point de fonctionnement effectif est situé trop haut sur la caractéristique de l'amplificateur PA, le signal d'erreur U peut potentiellement ne pas pouvoir atteindre une excursion suffisante pour assurer la variation d'amplitude du signal de commande F à appliquer sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur de puissance. Le point de fonctionnement effectif est alors dans la zone de saturation. Dit autrement, l'amplificateur PA est saturé.
En conséquence des constatations qui précèdent, l'invention suggère de comparer les phases relatives du signal d'erreur U et du signal de modulation de phase C ou du signal de modulation de phase avec pré-distorsion P, afin d'en déduire une éventuelle saturation de l'amplificateur PA.
A cet effet, le dispositif selon l'invention comprend en outre des moyens pour comparer les phases relatives du signal d'erreur U et du signal de modulation d'amplitude C. Ces moyens comprennent des moyens de détection synchrone de la composante alternative Vy~ du signal d'erreur U par rapport à la composante alternative Vc~ du signal de modulation d'amplitude C, qui produisent un signal J. Ils comprennent en outre des moyens de comparaison du signal J à un seuil, lesquels moyens de comparaison, en cas de saturation de l'amplificateur PA déterminée par le dépassement du seuil, génèrent un signal de correction W permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur PA.
Les moyens de détection synchrone comprennent un détecteur synchrone SD ayant au moins deux entrées et une sortie. Une première de ces entrées reçoit la composante alternative Vy~ du signal d'erreur U qui est prélevée par le condensateur C2. Une deuxième de ces entrées reçoit la composante alternative VQ~ du signal de modulation d'amplitude C par l'intermédiaire d'un condensateur C1. La sortie délivre le signal J précité.
Les graphes des figures 8a, 8b et 8c donnent une représentation respectivement de la composante alternative VQ~ du signal de modulation d'amplitude C, la composante alternative \/\ ~ du signal d'erreur U, et du signal
J en sortie du détecteur synchrone SD dans le cas où les deux composantes alternatives précitées sont en opposition de phase. Les graphes des figures 8d, 8e et 8f donnent une représentation équivalente dans le cas inverse où les deux composantes alternatives précitées sont en phase. Comme on le voit sur ces graphes, le signal J en sortie du détecteur synchrone SD correspond au signal d'erreur U pendant les alternances positives du signal de modulation d'amplitude C, et à l'inverse du signal d'erreur U pendant les alternances négatives du signal de modulation d'amplitude C. Comme on l'aura compris, une saturation de l'amplificateur PA est déterminée lorsque le signal J est positif en dépassant un certain seuil.
Les moyens de comparaison du signal J à un seuil, qui sont utilisés pour cette détermination, comprennent par exemple un comparateur 6, ou un trigger de Schmitt ou autre. Le signal en sortie du comparateur 6 est filtré par un condensateur de lissage C4, ou un montage intégrateur ou autre. Le signal de correction W est le signal aux bornes de ce condensateur de lissage C4.
Le seuil du comparateur 6 dépend du point de fonctionnement nominal PFO de l'amplificateur PA, qui est déterminé par la composante continue VQ= signal de modulation d'amplitude C.
Le dispositif comprend en outre des moyens, tels que l'amplificateur sommateur 7 présenté plus haut fonctionnant en additionneur analogique, pour ajouter le signal de correction W au signal L représentatif de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA. Ainsi, le signal de correction W, qui est un signal continu, a pour effet de simuler une augmentation de la composante continue du signal de sortie G, en sorte que les moyens d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie G interviennent pour abaisser le point de fonctionnement de cet amplificateur. Sur le schéma de la figure 9, on a représenté un exemple de réalisation du détecteur synchrone SD.
Dans cet exemple, le détecteur comprend un interrupteur 90 à deux positions. Dans première position 91 , l'interrupteur 90 délivre sur la sortie 98 du détecteur la composante alternative V|j~ du signal d'erreur U reçue sur une première entrée 95 du détecteur. Dans la seconde position 92, l'interrupteur 90 délivre sur la sortie 98 cette composante alternative Vy~ après inversion de celle-ci au moyen d'un amplificateur inverseur 93. L'amplificateur inverseur 93 est par exemple un montage comprenant un amplificateur opérationnel, dont le gain est égal à -1. Le basculement de l'interrupteur 90 de l'une à l'autre des positions 91 et
92 est commandé par un signal d'activation délivré par une amplificateur comparateur 94 recevant en entrée la composante continue VQ= et la composante alternative Vc~ du signal de modulation d'amplitude C, respectivement reçues sur une deuxième entrée 96 et une troisième entrée 97 du détecteur.
On notera que la composante continue VQ= du signal de modulation d'amplitude C s'obtient facilement, par exemple en faisant la soustraction de la composante alternative Vç~ et du signal de modulation d'amplitude C, par des moyens non représentés mais qui sont à la portée de l'homme du métier.
Le schéma de la figure 10 montre un autre exemple de réalisation du détecteur synchrone SD. Dans cet exemple, le détecteur synchrone SD comprend un multiplieur symétrique 100 à deux cellules de Gilbert. Un et le multiplieur comprend quatre entrées 105, 106, 107 et 108 et une sortie 109. La sortie 109 du multiplieur symétrique délivre le signal J. Le multiplieur symétrique 100 est précédé d'un étage d'adaptation (non représenté) similaire à celui utilisé dans les détecteurs en quadrature servant à la démodulation de la modulation de fréquence.
La composante alternative Vy~ du signal d'erreur U, reçue sur une première entrée 103 du détecteur SD, est portée sur l'entrée 105 et, via un amplificateur inverseur 101 , sur l'entrée 106 du multiplieur symétrique 100. De plus, la composante alternative VQ~ du signal de modulation d'amplitude C, reçue sur une seconde entrée 104 du détecteur SD, est portée sur l'entrée 107 et, via un autre amplificateur inverseur 102, sur l'entrée 108 du multiplieur symétrique 100.
Les amplificateurs inverseurs 101 et 102 sont par exemple réalisés par des montages respectifs comprenant chacun un amplificateur opérationnel, et dont le gain est égal à -1.
Dans un mode de réalisation avantageux, les moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA sont agencés pour produire le signal de commande F du gain de l'amplificateur PA en ajoutant au signal de modulation d'amplitude C (ou au signal P correspondant au signal de modulation d'amplitude C avec pré-distorsion) le signal d'erreur U après pondération de celui-ci par un paramètre de pondération k, par exemple un paramètre multiplicatif. Ceci est obtenu en adaptant l'amplificateur additionneur 5 de telle sorte qu'il réalise la fonction C + k.U (ou P + k.U). Le paramètre de pondération k dépend du point de fonctionnement nominal de l'amplificateur PA, tel que déterminé par la composante continue Vc= du signal de modulation d'amplitude C. La variation typique de la valeur du paramètre de pondération k en fonction de la composante continue VQ= du signal de modulation d'amplitude C est donnée par le graphe de la figure 11.
Au sens de la présente invention et dans la suite, on entend par valeurs faibles de la composante continue VQ= du signal de modulation d'amplitude C, les valeurs inférieures à une seconde valeur déterminée V1 en dessous de laquelle le détecteur DET n'est pas linéaire. De plus, on entend par valeur élevée de la composante continue VQ= du signal de modulation d'amplitude C, des valeurs supérieures à une seconde valeur déterminée V2 à partir de laquelle le gain de l'amplificateur PA commence à diminuer. Pour les valeurs de VQ= comprises entre les valeurs V1 et V2, le paramètre k est de préférence égal à l'unité (k=1 ), en sorte que le signal U et le signal C (ou le signal P) sont additionnés sans pondération.
Pour les valeurs élevées de VQ≈, c'est-à-dire pour les valeurs de la puissance moyenne du signal de sortie G proches de la saturation de l'amplificateur de puissance PA, la valeur du paramètre k augmente de manière à compenser la perte de gain de l'amplificateur PA (que traduit la diminution de la pente de la caractéristique de l'amplificateur PA montrée à la figure 7). De cette manière, on assure une constance du gain de boucle facilitant la réalisation du filtre de boucle passe-bas (non représenté) dont la fréquence de coupure serait sinon variable en fonction de la puissance moyenne du signal de sortie G.
Pour les faibles valeurs de Vc=, la valeur de k diminue et s'annule.
Ainsi, la contre-réaction par la boucle comprenant le coupleur 4, et le détecteur
DET n'est pas utilisée dans une zone où le détecteur pourrait présenter des défauts de linéarité et où l'amplificateur PA n'en présente pas. On peut ainsi n'utiliser qu'un détecteur dont la zone de linéarité de la détection est réduite, la pré-distorsion assurant à elle seule les corrections nécessaires dans la zone où l'amplificateur de puissance est pratiquement linéaire.
Les étapes du procédé selon l'invention sont résumées et illustrées par l'organigramme de la figure 12. Dans une étape 73 on asservit la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA en générant, dans une sous-étape 71 de l'étape 73, le signal d'erreur U entre le signal de modulation d'amplitude C et le signal L représentatif de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA. Dans une sous-étape 72 de l'étape 73, on génère alors un signal de commande F du gain de l'amplificateur PA à partir du signal d'erreur U. Dans un premier exemple, le signal de commande F est généré en additionnant le signal d'erreur U et le signal de modulation d'amplitude C. Dans une variante de cet exemple, le signal d'erreur U est additionné avec le signal de modulation d'amplitude C après une pré-distorsion de celui-ci, c'est-à-dire qu'il est en réalité additionné avec le signal P délivré par le module de pré-distorsion PD.
Dans une étape 76, on surveille une éventuelle saturation de l'amplificateur PA en comparant les phases relatives du signal d'erreur U et du signal de modulation d'amplitude C. En cas de saturation de l'amplificateur PA, on génère, dans une étape 77, un signal de correction W permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur PA.
Dans un exemple, la saturation de l'amplificateur PA est surveillée, par une sous-étape 74 de l'étape 76 consistant à effectuer une détection synchrone de la composante alternative Vy~ du signal d'erreur U par rapport à la composante alternative Vç;~ du signal de modulation d'amplitude C, et par une sous-étape 73 de l'étape 76 consistant à comparer le signal produit par cette détection (signal montré aux figures 8c et 8f) à un seuil, afin de générer, à l'étape 77, le signal de correction W lorsque ce seuil est dépassé.
Typiquement, le seuil dépend de la composante continue Vç= du signal de modulation d'amplitude C. De façon avantageuse, le signal de correction W est ajouté au signal L représentatif de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA, afin de faire intervenir les moyens d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie G pour à abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur PA et sortir ainsi de la zone de saturation de celui-ci.
Avant d'être ajouté au signal de modulation d'amplitude C, le signal d'erreur U peut être pondéré par un paramètre de pondération k, qui dépend de la composante continue VQ= du signal de modulation d'amplitude C.
La figure 13 donne le schéma d'un émetteur radiofréquence selon l'invention.
L'émetteur 60 comprend une entrée de données 100 pour recevoir un message numérique A contenant des données à émettre. Lorsque l'émetteur est utilisé dans une station mobile ou une station fixe d'un système de radiocommunications, l'entrée 100 peut être reliée à la sortie d'un codeur de parole ou d'un codeur de canal.
L'émetteur comprend également des moyens de codage composites tels qu'un codeur 200 pour générer, à partir du message numérique A, une première suite de valeurs numériques constituant le signal de modulation de phase B, et une seconde suite de valeurs numériques constituant le signal de modulation d'amplitude C. Dans cet exemple, le signal B et le signal C sont donc des signaux numériques.
L'émetteur comprend en outre, en aval du codeur 200, un générateur 300 d'un signal radiofréquence comprenant une composante de modulation de phase et une composante de modulation d'amplitude, tel que décrit ci-dessus en regard de la figure 6.
L'émetteur comprend enfin une antenne radiofréquence 400, reliée à la sortie du générateur 300. Cette antenne permet l'émission du signal radiofréquence modulé en phase et en amplitude G sur le canal de transmission. En variante, l'antenne 400 peut être remplacée par un câble.
A la figure 14, on a représenté de façon schématique un système de radiocommunications selon l'invention. Le système 70 comprend un sous- système réseau, représenté symboliquement par un nuage 73. Il comprend aussi un sous-système radio, comprenant des stations mobiles 71 et/ou des stations fixes 72. Les stations mobiles 71 sont par exemple des terminaux portables ou portatifs. Les stations fixes 72 sont par exemple des stations de base, assurant l'interface radio avec les stations mobiles qui se trouvent à l'intérieur de leur zone de couverture radio. En variante, il peut s'agir de terminaux fixes.
Selon l'invention, au moins une station fixe 71 et/ou au moins une station mobile 72 du système 70 sont équipées d'un émetteur radiofréquence 60 conforme au schéma de la figure 12.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de modulation de l'amplitude d'un signal radiofréquence à l'aide d'un amplificateur de puissance radiofréquence (PA), comprenant les étapes consistant à : a) asservir (73) la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA) en générant (71 ) un signal d'erreur (U) entre un signal de modulation d'amplitude (C) et un signal (L) représentatif de la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA), à partir duquel un signal de commande (F) du gain de l'amplificateur (PA) est généré (72) ; b) surveiller (76) une éventuelle saturation de l'amplificateur (PA) en comparant les phases relatives du signal d'erreur (U) et du signal de modulation d'amplitude (C) ; c) en cas de saturation de l'amplificateur (PA), générer (77) un signal de correction (W) permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur (PA).
2. Procédé selon la revendication 1 , suivant lequel la saturation de l'amplificateur (PA) est surveillée (76) par détection synchrone (74) de la composante alternative (Vjj~) du signal d'erreur (U) par rapport à la composante alternative (V ~) du signal de modulation d'amplitude (C), et comparaison (75) du signal ainsi détecté à un seuil pour générer (77) le signal de correction (W) lorsque le seuil est dépassé.
3. Procédé selon la revendication 2, suivant lequel le seuil dépend de la composante continue (VQ=) du signal de modulation d'amplitude (C).
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, suivant lequel le signal de correction (W) est ajouté au signal (L) représentatif de la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA).
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, suivant lequel le signal de commande (F) du gain de l'amplificateur de puissance (PA) est généré (72) en additionnant le signal d'erreur (U) et le signal de modulation d'amplitude (C).
6. Procédé selon la revendication 5, suivant lequel le signal d'erreur (U) est additionné avec le signal de modulation d'amplitude (C) après une prédistorsion de celui-ci.
7. Procédé selon la revendication 5 ou la revendication 6, suivant lequel le signal d'erreur (U) est pondéré par un paramètre de pondération (k) avant d'être ajouté au signal de modulation d'amplitude (C), ledit paramètre de pondération (k) dépendant de la composante continue (VQ=) du signal de modulation d'amplitude (C).
8. Procédé selon la revendication 7, suivant lequel le paramètre de pondération (k) est un paramètre multiplicatif qui tend vers zéro pour les faibles valeurs de la composante continue (Vc=) du signal de modulation d'amplitude
(C).
9. Procédé selon la revendication 7 ou la revendication 8, suivant lequel le paramètre de pondération (k) est un paramètre multiplicatif qui augmente pour les fortes valeurs de la composante continue (VQ=) du signal de modulation d'amplitude (C), de manière à compenser la perte de gain de l'amplificateur (PA).
10. Dispositif pour la mise en œuvre d'un procédé de modulation de l'amplitude d'un signal radiofréquence selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, comprenant :
- un amplificateur de puissance radiofréquence à gain variable (PA) ;
- des moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA), qui génèrent un signal de commande (F) du gain de l'amplificateur (PA) à partir d'un signal d'erreur (U) entre un signal de modulation d'amplitude (C) et un signal (L) représentatif de la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA) ; - des moyens pour comparer les phases relatives du signal d'erreur (U) et du signal de modulation d'amplitude (C) afin d'en déduire une éventuelle saturation de l'amplificateur (PA) ; et,
- des moyens pour, en cas de saturation de l'amplificateur (PA), générer un signal de correction (W) permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur (PA).
11. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel lesdits moyens pour comparer les phases relatives du signal d'erreur (U) et du signal de modulation d'amplitude (C) comprennent des moyens de détection synchrone de la composante alternative (Vu~) du signal d'erreur (U) par rapport à la composante alternative (Vc~) du signal de modulation d'amplitude (C), et des moyens de comparaison du signal produit par ces moyens de détection à un seuil, qui génèrent le signal de correction (W) lorsque le seuil est dépassé.
12. Dispositif selon la revendication 11 , dans lequel le seuil dépend de la composante continue du signal de modulation d'amplitude (C).
13. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 à 12, comprenant en outre des moyens (7) pour additionner le signal de correction
(W) et le signal (L) représentatif de la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA).
14. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 à 13, comprenant en outre des moyens (5) pour générer le signal de commande (F) du gain de l'amplificateur (PA) en additionnant le signal d'erreur (U) et le signal de modulation d'amplitude (C).
15. Dispositif selon la revendication 14, comprenant des moyens de pré- distorsion du signal de modulation d'amplitude (C) qui est additionné avec le signal d'erreur (U).
16. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 à 15, dans lequel les moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie (G) de l'amplificateur (PA) sont agencés pour produire le signal de commande (F) du gain de l'amplificateur (PA) en ajoutant au signal de modulation d'amplitude (C) le signal d'erreur (U) après pondération de celui-ci par un paramètre multiplicatif (k), ledit paramètre de pondération (k) dépendant de la composante continue (VQ=) du signal de modulation d'amplitude (C).
17. Dispositif selon la revendication 16, dans lequel le paramètre de pondération (k) est un paramètre multiplicatif qui tend vers zéro pour les faibles valeurs de la composante continue (VQ=) du signal de modulation d'amplitude
(C).
18. Dispositif selon la revendication 16 ou la revendication 17, dans lequel le paramètre de pondération (k) est un paramètre multiplicatif qui augmente pour les fortes valeurs de la composante continue (Vc=) du signal de modulation d'amplitude (C), de manière à compenser la perte de gain de l'amplificateur (PA).
19. Générateur d'un signal radiofréquence ayant une composante de modulation de phase et une composante de modulation d'amplitude, comprenant :
- des moyens de génération d'un signal de modulation de phase ou de fréquence (B) et d'un signal de modulation d'amplitude (C) ; - des moyens de modulation de phase ou de fréquence (MOD) comprenant une entrée qui reçoit le signal de modulation de phase ou de fréquence (B), et une sortie qui délivre un signal radiofréquence d'amplitude sensiblement constante modulé en phase ou fréquence (E) ;
- un dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 à 18, pour la modulation de l'amplitude du signal radiofréquence (E) délivré par les moyens de modulation de phase ou de fréquence (MOD), à partir du signal de modulation d'amplitude (C).
20. Emetteur radiofréquence (60), comprenant un générateur selon la revendication 19.
21. Station mobile (71 ) d'un système de radiocommunications (70), comprenant un émetteur (60) selon la revendication 20.
22. Station fixe (72) d'un système de radiocommunications (70), comprenant un émetteur (60) selon la revendication 20.
23. Système de radiocommunications (70), notamment système privé de radiocommunications professionnelles, comprenant au moins une station mobile (71 ) selon la revendication 21 , et/ou au moins une station fixe (72) selon la revendication 22.
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