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EP1354254A1 - Commande d' un convertisseur de puissance pour une recherche automatique du point de puissance maximale - Google Patents

Commande d' un convertisseur de puissance pour une recherche automatique du point de puissance maximale

Info

Publication number
EP1354254A1
EP1354254A1 EP02711976A EP02711976A EP1354254A1 EP 1354254 A1 EP1354254 A1 EP 1354254A1 EP 02711976 A EP02711976 A EP 02711976A EP 02711976 A EP02711976 A EP 02711976A EP 1354254 A1 EP1354254 A1 EP 1354254A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
power
signal
delay
circuit according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02711976A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Corinne Alonso
Mohamed-Firas Shraif
Augustin Martinez
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Original Assignee
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Centre National de la Recherche Scientifique CNRS filed Critical Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Publication of EP1354254A1 publication Critical patent/EP1354254A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/66—Regulating electric power
    • G05F1/67—Regulating electric power to the maximum power available from a generator, e.g. from solar cell

Definitions

  • the present invention relates to the field of energy converters and, more particularly, converters equipped with a control circuit in search of the point of maximum power.
  • Such converters are generally applied to the conversion of energy supplied by an irregular source.
  • the term “irregular energy source” is understood to mean an energy source whose power supplied is liable to undergo sudden variations, in contrast to energy sources whose power supplied is stable and / or varies slowly, as is the case for a battery or for the AC supply network.
  • These are, for example, photovoltaic panels whose power supplied varies according to the illumination, wind turbines whose power supplied varies according to the wind speed, elements for exploiting tidal energy whose power supplied varies with the intensity of the waves, etc.
  • the present invention will be described later in relation to panels of photovoltaic elements. However, the invention more generally applies to the different energy sources for which a automatic search for the maximum power point to optimize efficiency in the event of energy production.
  • An energy converter of the type to which the present invention applies is of the static converter type, the semiconductor components of which work in switching mode (on state - blocked state).
  • the input and output voltages can be indifferently continuous, alternating or other (for example, pulse). It can therefore be a DC / DC, DC / AC, AC / DC converter, etc.
  • a control technique commonly used for switching the semiconductor component or components of the converter is control by modulation of the width of control pulses at the opening and at the closing of a power transistor (PW).
  • PW power transistor
  • the width of the control pulses in closing of the power transistor is regulated as a function of the load and the power required by the latter.
  • FIG. 1 shows, very schematically and in the form of blocks, a conventional example of an energy converter of the type to which the present invention applies.
  • it is a DC step-up converter.
  • an energy source 1 made up of photovoltaic elements PV whose voltage V supplied is applied across an inductive element L in series with a power switch 2 controlled by pulse width modulation.
  • the power switch 2 consists of a MOS transistor whose gate receives a CTRL signal consisting of a train of pulses of variable width as a function of the control instructions.
  • the midpoint 3 between the inductive element L and the switch 2 is connected to the anode of a freewheeling diode D the cathode of which is connected to a first electrode 4 (positive) of a storage capacitor C.
  • the capacitor C supplies, between its electrodes 4 and 5, a voltage Vout or a regulated current Iout of direct, alternating or other type depending on the nature of the charge connected between the electrodes 4 and 5.
  • the electrode 5 of the capacitor C corresponds to a reference potential, for example the ground, for the voltage V of the panel 1, for the power switch 2 and for the output voltage.
  • a control circuit 10 in search of the maximum power point (MPPT) is generally used.
  • the role of such a circuit is to modify the width of the closing pulses of the switch 2 as a function of variations in the power supplied by the energy source 1.
  • the circuit 10 therefore receives a signal (for example, a voltage) proportional to the power P supplied by the source 1.
  • the power P is obtained by means of a multiplier 7 of a measurement of the current I in the photovoltaic elements by a measurement of the voltage V across the terminals of panel 1.
  • Circuit 10 provides a two-state signal Q intended to increase, respectively decrease, the width of the control pulses of switch 2.
  • the signal CTRL for controlling the switch 2 is supplied by a comparator 11 (COMP) of the converter controlled by the circuit 10.
  • This comparator receives, on a first input, a periodic signal from a generator 12, for example, a constant high frequency sawtooth.
  • a second input of the comparator 11 receives the output of a ramp generator 13 (RAMP) whose reversal of direction (rising ramp, falling ramp) is conditioned by the state of the signal Q.
  • the frequency of the sawtooth conditions the generally constant frequency of the pulse train of the CTRL signal.
  • the instantaneous level supplied by the generator 13, consisting for example of an RC circuit fixes the comparison reference, therefore the duty cycle of the pulses.
  • the circuit 10 comprises two resistive and capacitive circuits 14, 15 (RCF and RCS) constituting delay lines of the power signal P having different time constants.
  • the circuit 14 is, for example, a fast circuit with respect to the circuit 15 whose time constant is longer.
  • the respective outputs of circuits 14 and 15 are connected to the inputs of a comparator 16 (COMP), the output of which controls a flip-flop 17 (T) supplying the signal Q. Subsequently, the direct output terminal ( non-inverted) of flip-flop 17 or the signal present on this terminal.
  • the flip-flop 17 is a flip-flop without clock signal. It is, for example, a JK type rocker mounted on a so-called T type rocker.
  • the power P will increase to a maximum then begin to decrease with the increase in the voltage V.
  • the output of the comparator 16 switches which causes a switching of the output signal Q of the flip-flop 17. This then goes to the low state which causes the discharge of the RC circuit of the ramp generator 13 and a reduction in the duty cycle.
  • the output voltage then starts to increase again.
  • the circuit converges to a point of maximum power and oscillates around this point.
  • FIG. 2 represents two examples of the shape of the power P as a function of the voltage V for two quantities of illumination received by the panel 1.
  • a first curve 21 illustrates, for example, the case of maximum illumination. As has just been described, at constant load, the system will oscillate around the point PMM1 of maximum power.
  • This curve also has a maximum power point PMM2.
  • a first known solution is to choose very different time constants of the retarders 14 and 15. However, this harms the performance by the large oscillations generated.
  • FIG. 3 illustrates an example of the shape of the current I supplied by the photovoltaic panel as a function of time during a change in the power curve of the panel.
  • the amplitude of the oscillations around the values Imax and Iomb obviously depends on the time constants of the RC circuits 14 and 15. The greater the difference between the time constants, the greater the oscillations at the output of the comparator 16. The faster we converge towards the maximum power point (duration between times t2 and t3), the greater the amplitude of the oscillations. However, the larger the oscillations, the more it affects the performance of the system. We are therefore forced to make a compromise between efficiency, speed and stability.
  • the present invention aims to overcome the drawbacks of known circuits for finding the maximum power point of a static converter of the switching power supply type.
  • the invention more particularly aims to optimize the efficiency of the converter without adversely affecting its speed of reaction.
  • the invention also aims to allow the control circuit to reconverge to a new point of maximum power in the event of variation of the energy source by means of a simple analog type circuit.
  • the invention also aims to preserve the enslavement operated by the circuit in the event of variation of the load connected at the output.
  • the invention further aims to propose a solution that can be integrated and is compatible with high-frequency operation of the switching power supply.
  • the present invention provides a circuit for finding the point of maximum power of a variable energy source from a comparison of an image of the power supplied by the energy source, the circuit comprising : two elements providing different propagation delays at a magnitude proportional to the image of the power; a comparator of the outputs of the delay elements for controlling a flip-flop supplying a signal with two servo states of a static power converter; means for detecting a transient regime from variations in oscillations of an established regime; and means for modifying the delay provided by the slowest retarding element.
  • said means for modifying the delay consist of a switching element suitable for, in transient state, inhibiting the operation of the slowest delay element.
  • said detection means compare the duration of an active state on each output signal of the flip-flop with respect to a predetermined threshold.
  • the detection means compare, independently of one another, the direct and reverse outputs of the flip-flop and combine the result of these comparisons to provide a control pulse to the means for rendering the variable delay.
  • the duration of the transient regime is chosen as a function of the amplitude of oscillation desired around a nominal power setpoint.
  • the various elements for measuring voltage, current, and time are analog.
  • the circuit includes means for resetting the flip-flop on the appearance of a transient state.
  • the circuit comprises means for, on the appearance of a transient regime, reinitializing a ramp generator conditioning the duty cycle of a pulse width modulation control signal of the power converter.
  • the invention also provides a method for controlling a circuit for finding the point of maximum power of a variable energy source of the type applying two delays of different value to an image of the power supplied by the energy source, which consists of inhibiting or shortening the shortest delay during a transient regime.
  • the existence of a transient regime is determined from a measurement of the frequency of oscillations around a nominal operating point of the maximum power point detector.
  • FIG. 2 represents two examples of power shape as a function of the voltage in a photovoltaic panel constituting an energy source of a converter according to the invention
  • FIG. 3 represents the variation of the current as a function of time in the event of a change in the illumination of a photovoltaic panel of the converter of FIG. 1
  • FIG. 4 very schematically shows in the form of blocks an embodiment of a circuit for finding the point of maximum power according to the present invention
  • FIG. 5 represents a functional block diagram of a transient state detector of the circuit of FIG. 4
  • FIG. 6 is a more detailed electrical diagram of a control circuit according to the invention
  • FIG. 7 represents another example of converter controllable by a circuit according to the invention.
  • the same elements have been designated by the same references in the different figures. For reasons of clarity, only the elements which are necessary for understanding the invention have been shown in the figures and will be described later. In particular, the constitution of a source of energy used by a converter of the invention has not been detailed and is not the subject of the invention
  • a feature of the present invention is to make controllable one of the two delay elements exploiting the power information provided by the energy source.
  • the slowest retarding element brings stability to the system while the fastest retarding element accelerates convergence towards the point of maximum power in case of drift. Consequently, by making the slower retarder element faster or, preferably, by inhibiting it during a transient regime corresponding to periods of start-up or disturbance linked to a regime change, the convergence of the system is accelerated towards the maximum power point.
  • the slowest retarding element is put back into service or its time constant is extended. Thus, the steady state oscillations are minimized.
  • the minimum duration of a transitional regime according to
  • the duration range of a transient regime depends on the converter, on the load curve of its input impedance, as well as on the authorized load overshoot, that is to say the oscillation amplitude. that one authorizes oneself under established regime, etc.
  • the duration of transient regime provided by the invention essentially depends on the time constant fixed by the equivalent resistance of the panel and by an input capacity of the converter. This input capacity is generally provided at the terminals of the panel to prevent the propagation of switch switching noises.
  • the slowest delay element has a time constant of the order of ms while the delay element faster at a time constant of 1 order of about ten ⁇ s
  • Another characteristic of the present invention is to provide a detection of the transient regimes, that is to say the need to switch to an operation with accelerated time constant, from the frequency of the oscillations of the established regime. Indeed, a change of state of the system, for example a change of point of maximum power of the energy source, results in a change in the frequency of the oscillations of the established regime, or even in a disappearance of these oscillations.
  • a range of oscillation frequencies corresponding to an established regime is defined and the system is switched to a transient operating mode when it is detected that it deviates from this frequency range.
  • the minimum and maximum oscillation frequencies are determined from the oscillation rates that one is ready to accept for the system.
  • a maximum oscillation rate corresponds to a minimum frequency of these oscillations and corresponds to the maximum power regime supplied by the energy source.
  • a minimum oscillation rate corresponds to a maximum frequency and a minimum power regime of the energy source (for example, operation in the shade of a photovoltaic panel).
  • the time constant of the ramp generator controlled by the maximum power point search circuit is greater than the maximum time input time of the system.
  • This maximum time constant corresponds, for a photovoltaic panel, to the time constant under minimum illumination.
  • FIG. 4 represents, by a very schematic view and in the form of blocks, an embodiment of a circuit for searching for a point of maximum power according to the invention.
  • the circuit 30 receiving the power information P and supplying a signal Q for controlling a ramp generator of the type illustrated in FIG. 1 has been shown.
  • the other elements of the power converter and of the energy source, whether these are the means for obtaining the power information or the exploitation of the control signal Q are conventional and it is possible, by example, use a circuit like the one illustrated in figure 1.
  • the control circuit 30 uses a comparator 16 (COMP) for controlling a flip-flop 17 (T) whose direct output Q provides the control signal for the ramp generator (13, FIG. 1). Still conventionally, the two inputs of comparator 16 receive a signal representative of the power information supplied by the energy source with a time offset supplied by two delay elements 14 and 31 respectively.
  • the delay element 14 is, as previously relatively fast (RCF).
  • the retarder element 31 has a relatively slow nominal speed (RCS) and is controllable, either for a reduction of its time constant during a transient regime, or to be inhibited during this transient regime.
  • a signal CT31 for controlling the retarder element 31 is a pulse signal having an inhibition or acceleration pulse each time a transient state is detected.
  • This signal CT31 is, for example, supplied by a circuit 32 (TIMER) functionally constituting a generator of isolated pulses, of predetermined durations.
  • the circuit 32 is controlled by a signal DEM triggering the appearance of a pulse.
  • This signal DEM is supplied by a circuit 33 (OSC-DET) for detecting variation in oscillations in the output signal Q supplied by the flip-flop.
  • the circuit 33 takes the signal at the output of the flip-flop 17 to detect a variation in the frequency of the oscillations such that this frequency deviates from a range of predetermined nominal operating values.
  • the oscillation detector of the invention may take a signal from any other place on the control circuit 30 having oscillations in steady state, that is to say the signal shape of which indicates the regulation of the regime established. For example, we could take the output signal from comparator 16.
  • the detection of a loss of instability can be obtained from images of the current, the voltage, or the power supplied by the energy source, all of these signals having the same frequency.
  • a loss or a variation in frequency relative to a predetermined range of the frequency of the oscillations of the steady state is always detected. Reference is made to a loss of instability because it detects a disappearance of oscillations resulting in an unwanted stability of the power converter.
  • FIG. 5 very schematically shows in the form of blocks an embodiment of an instability detection circuit 33 according to the invention.
  • the circuit 33 uses the two direct Q and reverse Q outputs of the flip-flop 17 to detect a variation in the two directions of the stability of the system.
  • the outputs Q and Q are respectively connected to the inputs of two time comparators 34 and 35 (CPT), the second respective inputs of which receive time thresholds TH1 and TH2.
  • CPT time comparators 34 and 35
  • each comparator 34 or 35 compares the duration in which the signal Q or Q which is associated with it remains in an active state stable with respect to a predetermined duration. As soon as this time is exceeded, the comparator output switches to trigger a transient pulse thanks to the signal
  • Thresholds TH1 and TH2 are chosen according to the longest period of oscillation of the system in steady state. This period is a function, among other things, of the maximum and minimum illuminations that the panel can receive, of the converter and of the load for which the system is intended, and depends on the stability which it is desired to give to the system. For example, the thresholds TH1 and TH2 are adjusted so that they generate a pulse when, for a given time between 2 and 5 times the maximum oscillation period, there has been no oscillation, c ie change of state of outputs Q and Q.
  • the two time comparators 34 and 35 make it possible to detect a stable state of the oscillation of the signal supplied by the energy source (for example, the current of FIG. 3), whether this stable state is at the low level or at the level high oscillation allowed.
  • the presentation of FIG. 5 corresponds to a functional presentation of the instability detector of the invention. In practice, it will be ensured that the output of the comparators 34 and 35 remains stable for a period corresponding, preferably, to between two and five times the greatest oscillation period that the control can generate, depending on the sensitivity to variations. desired. This avoids inadvertent triggering of the system when it is in steady state.
  • An advantage of the present invention is that it allows the detection of a loss of the established speed of the point of maximum power on which the system is stalled without knowing where this loss comes from. In particular, it is not necessary to provide other sensors than the sensors commonly used for determining the point of maximum power.
  • FIG. 6 represents a more detailed embodiment of a circuit 30 according to the invention.
  • the purpose of the example in FIG. 6 is to illustrate, in particular, the integrable nature of the invention.
  • FIG. 6 a classic example of the exploitation of signals I and V (FIG. 1) of the energy source has also been illustrated.
  • a measurement of the voltage V, applied to a terminal 41 of the circuit 30, is applied to a first input of the multiplier 7, the output of which supplies the power signal P used by the control circuit.
  • On the current detection side I its measurement is applied to a terminal 42 and passes through a scaling circuit 43 before arriving at the second input of the multiplier 7.
  • the optional use of a scaling circuit 43 depends on the amplitude of the variations measured at the level of the energy source.
  • the scale factor circuit is classic.
  • the output of the multiplier 7 supplying the signal P is connected to the respective inputs of the two delay elements 14 and 31.
  • these delay elements have the simplest possible form, namely, a resistive and capacitive circuit.
  • the output of the multiplier 7 is connected to a first terminal of a resistor R14 of the element 14, a second terminal of which is connected to the inverting input of the comparator 16 and, via a capacitor C14, to ground.
  • the output of the multiplier 7 is also connected to a first terminal of a resistor R31 of the delay element 31, the second terminal of the resistor R31 being connected to the positive input of comparator 16 and, by a capacitor C31, to the mass.
  • the components of the RC circuits 14 and 31 are of course different in order to introduce the difference in time constant necessary for the operation of the invention.
  • resistors of the same value and to differentiate the time constants of the two retarding elements by means of capacitors C14 and C31 of different values.
  • the output of comparator 16 passes through an inverter 45, the output of which is connected, in the example shown, to the clock input CLK of flip-flop 17 formed from a flip-flop of type JK.
  • the inputs J and K of the flip-flop are connected to a terminal for applying the positive supply potential Vcc, as well as the terminal R for resetting the flip-flop.
  • the direct output Q of the flip-flop is connected to the input of a ramp generator 13 'intended to fix the duty cycle of the power supply switching pulses (signal CTRL).
  • the output of the generator 13 ' is connected to a first input of the comparator 11, the second input of which receives a periodic signal supplied by the generator 12.
  • This signal for example in a sawtooth fashion, is preferably a high frequency signal fixed by an HCLK clock. All that has just been described corresponds approximately to a conventional circuit.
  • the non-inverting input of comparator 16 that is to say the output of the delay element 31, is connected to ground by a switch 321 of circuit 32. Functionally, this corresponds to the control signal CT31 exposed in relation to FIG. 4.
  • switch 321 When the switch 321 is open, a normal operation corresponding to an established speed and to that of a conventional circuit is reproduced.
  • switch 321 When switch 321 is closed, the corresponding input of comparator 16 is, according to the invention, brought to ground which inhibits the operation of the slow retarder element 31.
  • the circuit 32 supplying a timed control pulse to the element 31 comprises, for example, a timer circuit 322, for example a monostable circuit (MONOST), the output of which controls the switch 321 (for example, a MOS transistor).
  • the control input of circuit 322 is connected to the midpoint of a series association of two resistors R323 and R324 at the terminals of which the supply voltage Vcc is applied.
  • the control input of circuit 322 is also connected to ground by means of a capacitor C325.
  • the object of circuit 322 is to form a control pulse, the duration of which is fixed by the resistive and capacitive components placed at the input.
  • the values of resistors R323 and R324 condition the charging time of the capacitor C325 and, consequently, the duration of the pulse.
  • the input of circuit 322 is preferably connected to ground by means of a switch 326 controlled by the signal DEM detecting a transient state. In steady state, the switch 326 is open, the input of the circuit 322 is therefore in the high state (substantially at the potential Vcc while neglecting the voltage drop in the resistor 323 of relatively low value). Switch 321 is therefore open. When the signal DEM causes the closure of the switch 326, this causes the discharge of the capacitor 325 and the switching of the input of the circuit 322 to the low state. This therefore causes a switching of the output of the monostable circuit 322 which closes the switch 321.
  • the signal DEM is of impulse shape, the connection to the ground of the input of the circuit 322 quickly disappears by opening the switch 326.
  • the capacitor C325 can then be charged again by the resistive divider bridge R323-R324 which conditions the duration of the pulse.
  • the signal DEM is also used to reset the ramp generator 13 'consisting, in this example, of an RC cell (resistor R13 and capacitor C13). A first terminal of the resistor R13 is connected to the terminal Q of the flip-flop 17.
  • the other terminal of the resistor R13 is connected to a first input of the comparator 11 and, by the capacitor C13 to ground.
  • a switch 131 short-circuits the capacitor C13 to force the discharge thereof when the signal DEM is active. This guarantees a restart of the ramp conditioning the duty cycle to a value always identical to each transitional period. In the example shown, this is a restart from zero. Alternatively, a predetermined preload level may be provided for this restart.
  • the slow time constant here R31 * C31
  • R31 * C31 is chosen to be between 1/20 and 1/2 of the time constant of the ramp generator 13 •, here R13 * C13.
  • R14 * C14 is chosen according to the dynamics sought for the system. For example, we could provide a constant R14 * C14 between 1/10 and 1/2 of the slow time constant (R31 * C31).
  • the signal DEM is also used according to the invention to reset the flip-flop 17.
  • the input S of the flip-flop 17 is connected to a circuit 46 applying a calibrated reset pulse.
  • the circuit 46 is, for example, made up of a resistive divider bridge R461, R462 supplied by the voltage Vcc and serving to charge a capacitor C463 connected between the midpoint and the ground.
  • the terminal S of the flip-flop 17 is connected to this midpoint.
  • a switch 464 controllable by the signal DEM is used to force the discharge of the capacitor C463. In steady state, the switch 464 is open, the capacitor C463 is charged and the input S of the flip-flop 17 is in the high state.
  • a closing of the switch 464 by the signal DEM following a detection of a transient regime causes the discharge of the capacitor C463 and the passage of the input S to zero, therefore the reset of the flip-flop 17.
  • the switch 464 opens, which allows the progressive charging of the capacitor C463 by the divider bridge R461, R462.
  • the role of circuit 46 is to provide a pulse of sufficient duration to reset flip-flop 17.
  • the outputs Q and Q of the flip-flop 17 are also sent as input to the two circuits 34 and 35 for detecting loss of instability according to the invention.
  • Each circuit 34, 35 is, in the example shown, based on a timing circuit, respectively 341, 351, of the type known under the trade name LM555, mounted as a monostable.
  • Each circuit 341 or 351 has its output connected to one of the inputs of gate 36 of the NON-OR-Exclusive type. In the example shown, the output of door 36 passes through a monostable circuit 37 to form the DEM pulse. This circuit is optional.
  • the circuits 341 and 351 have their supply terminals Vcc and GND connected respectively to the terminals for applying the supply voltage of the circuit.
  • the control voltage terminals CTR of circuits LM555 are left in the air. Their reset terminals RST are brought to the potential Vcc. Their respective trigger terminals TRIG are connected to the outputs Q and Q of the flip-flop 17.
  • the outputs Q and Q are also respectively connected to first resistance terminals R342 and R352, the respective second terminals of which are connected to the base of transistors T343 and PN35 type T353.
  • the collectors of transistors T343 and T353 are connected to ground.
  • Their respective transmitters are connected to the threshold (THR) and discharge (DSCH) terminals of the corresponding circuits 341 and 351.
  • each THR terminal is connected to the midpoint of an association in series of a resistor R344, respectively R354, and a capacitor C345, respectively C355.
  • the disappearance or reduction of oscillations in the low state can be akin to the case where the system stabilizes in open circuit.
  • the disappearance of oscillations in the high state can be akin to the case of a short-circuited system.
  • Stage 34 corresponds to the detection of the open circuit while stage 35 corresponds to the detection of the short circuit.
  • the THR thresholds of the timer circuits LM555 correspond to a high state (voltage Vcc minus the voltage drop in the resistors R344 and 354, respectively) when the corresponding transistor T343 or T353 is blocked.
  • the transistor T343, respectively T353 is on, the corresponding capacitor C345 or C355 is short-circuited and the threshold input THR of the corresponding circuit LM555 is at 1 low state.
  • the circuit's TRIG trigger input is also low, its OUT output remains low.
  • the transistor T343 or T353 which is associated with it is blocked.
  • the corresponding C345 or C355 capacitor is charged via the resistor R344 or R354. It follows that after a predetermined time depending on the dimensions of the resistor R344 (or R354) and of the capacitor C345 (or C354), the threshold THR of the circuit 341 (or 351) becomes approximately equal to the voltage Vcc ( neglecting the voltage drop across resistor R344 or R354).
  • the output OUT of circuit 341 (or 351) is likely to switch if the THR threshold goes to the high state before the terminal Q (or Q) switches back down.
  • circuit 341 (or 351) will remain low. It can therefore be seen that when one of the outputs of the flip-flop 17 remains in a stable active state, an input of the logic gate 36 is switched to trigger a command pulse of the DEM signal.
  • An advantage is that the present invention is particularly suitable for high frequency operation of the switching power supply. In particular, unlike a digital circuit, no computation or processing time is necessary for the implementation of the invention.
  • Another advantage of the invention is that the particularly economical solution which it constitutes makes it possible to provide a circuit per panel in the case of a multi-panel system. The problems of inhomogeneity of the illumination (for example, when a shadow appears on the scale of a panel or of a cell) are then resolved at lower cost.
  • FIG. 7 shows another embodiment of the present invention to illustrate an assembly on a step-down DC-DC converter.
  • a photovoltaic panel 1 is assumed, the two terminals of which are respectively connected to a first terminal of the power switch 2 and, by a resistance R of very low value, to ground 5.
  • the other terminal of the switch 2 is connected to a first terminal of an inductive element L, the second terminal of which constitutes terminal 4 supplying the output voltage to an energy storage element, for example, a battery not shown.
  • a freewheeling diode D connects the first terminal of the inductor L to ground 5.
  • a capacitor Ce connects the positive output terminal of the photovoltaic panel to ground to stabilize the voltage across the terminals of panel 1 and make it insensitive noises ccmutati ⁇ n of 1 switch 2.
  • the terminal 41 of voltage measurement is connected to the midpoint of a resistive divider bridge consisting of a resistor R411 in series with a resistor R412 between the positive terminal of the panel 1 and the mass.
  • the current measurement applied to terminal 42 (figure 6) is taken on terminal negative of the photovoltaic panel. Resistor R participates in the measurement of the current.
  • the invention applies to any type of converter, whether it is a step-down, step-up or step-down converter.
  • the energy source can be arbitrary, provided that information relating to its power can be extracted therefrom.
  • the present invention is susceptible of various variants and modifications which will appear to those skilled in the art.
  • other analog arrangements than that illustrated in FIG. 6 could be envisaged provided that the functionalities described are respected.
  • the retarder element 31 may consist of a capacitor, the capacity of which varies as a function of the voltage applied to its terminals, of a network of resistors and of switchable capacitors, etc.
  • the dimensioning of the different time constants and resistive and capacitive elements is within the reach of those skilled in the art from the functional indications given above and from the application.
  • the above description refers to a measurement of the power as being the product of a voltage by a current
  • the image of the power may come from other quantities such as, for example, a measurement of impedance, a quantity proportional to the current assuming constant voltage, a measure proportional to voltage assuming constant current, etc.

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Abstract

L'invention concerne un procédé et un circuit de recherche du point de puissance maximale d'une source d'énergie variable à partir d'une comparaison d'une image de la puissance (P) fournie par la source d'énergie, le circuit comprenant deux éléments (14, 31) apportant des retards de propagation différents à une grandeur proportionnelle à l'image de la puissance, un comparateur (16) des sorties des éléments retardateurs pour commander une bascule (17) fournissant un signal (Q) à deux états d'asservissement d'un convertisseur de puissance statique, ainsi que des moyens (33) pour détecter un régime transitoire à partir de variations d'oscillations d'un régime établi et des moyens (32) pour modifier le retard apporté par l'élément retardateur le plus lent (31).

Description

COMMANDE D'UN CONVERTISSEUR DE PUISSANCE POUR UNE RECHERCHE AUTOMATIQUE DU POINT DE PUISSANCE MAXIMALE
La présente invention concerne le domaine des convertisseurs d'énergie et, plus particulièrement, les convertisseurs équipés d'un circuit de commande à recherche du point de puissance maximale. De tels convertisseurs sont généralement appliqués à la conversion d'énergie fournie par une source irrégulière. Au sens de la présente invention, on entend par source d'énergie irrégulière, une source d'énergie dont la puissance fournie est susceptible de subir de brusques variations, par opposition à des sources d'énergie dont la puissance fournie est stable et/ou varie lentement, comme c'est le cas pour une batterie ou pour le réseau alternatif d'alimentation. Il s'agit, par exemple, de panneaux photovoltaiques dont la puissance fournie varie en fonction de 1 'éclairement, d'éoliennes dont la puissance fournie varie en fonction de la vitesse du vent, d'éléments d'exploitation d'une énergie marémotrice dont la puissance fournie varie en fonction de l'intensité des vagues, etc.
La présente invention sera décrite par la suite en relation avec des panneaux d'éléments photovoltaiques. Toutefois, l'invention s'applique plus généralement aux différentes sources d'énergie pour lesquelles on a besoin d'une recherche automatique du point de puissance maximale pour optimiser le rendement en cas de production d'énergie.
Un convertisseur d'énergie du type auquel s'applique la présente invention est de type convertisseur statique dont les composants semiconducteurs travaillent en commutation (état passant - état bloqué) . Les tensions d'entrée et de sortie peuvent être indifféremment continues, alternatives ou autre (par exemple, impulsionnelles) . Il peut donc s'agir d'un convertisseur DC/DC, DC/AC, AC/DC, etc. Une technique de commande couramment utilisée pour la commutation du ou des composants semiconducteurs du convertisseur est la commande par modulation de largeur d'impulsions de commande à l'ouverture et à la fermeture d'un transistor de puissance (PW ) . La largeur des impulsions de commande en fermeture du transistor de puissance est régulée en fonction de la charge et de la puissance requise par celle-ci. Dans les applications de l'invention, la largeur des impulsions est en outre régulée en fonction de la puissance fournie par la source d'énergie en recherchant, pour une question de rendement, le point de puissance maximale. La figure 1 représente, de façon très schématique et sous forme de blocs, un exemple classique de convertisseur d'énergie du type auquel s'applique la présente invention. Dans cet exemple, il s'agit d'un convertisseur continu-continu élévateur de tension. On suppose une source d'énergie 1 constituée d'éléments photovoltaiques PV dont la tension V fournie est appliquée aux bornes d'un élément inductif L en série avec un interrupteur de puissance 2 commandé en modulation de largeur d'impulsions. Dans l'exemple représenté, l'interrupteur de puissance 2 est constitué d'un transistor MOS dont la grille reçoit un signal CTRL constitué d'un train d'impulsions de largeur variable en fonction des consignes d'asservissement. Le point milieu 3 entre 1 ' élément inductif L et 1 ' interrupteur 2 est connecté à l'anode d'une diode D de roue libre dont la cathode est connectée à une première électrode 4 (positive) d'un condensateur de stockage C. Le condensateur C fournit, entre ses électrodes 4 et 5, une tension Vout ou un courant Iout régulés de type continu, alternatif ou autre selon la nature de la charge connectée entre les électrodes 4 et 5. L ' électrode 5 du condensateur C correspond à un potentiel de référence, par exemple la masse, pour la tension V du panneau 1, pour 1 ' interrupteur de puissance 2 et pour la tension de sortie .
Quand 1 ' interrupteur 2 est passant (pour un transistor MOS, cela correspond à un fonctionnement en régime ohmique) , la diode D est polarisée en inverse. Le condensateur C alimente la charge connectée aux bornes 4 et 5. De 1 ' énergie est accumulée dans 1 'élément inductif L aux bornes duquel est appliquée la tension V issue du panneau photovoltalque 1. Quand le transistor 2 est ouvert, l'énergie accumulée dans l'inductance L est trans- férée au condensateur C par la diode D. Le fonctionnement d'un convertisseur de puissance à modulation de largeur d'impulsions est parfaitement connu et ne sera pas plus détaillé. On connaît divers types de montage à interrupteur de puissance selon que le convertisseur est un convertisseur abaisseur de tension, éléva- teur de tension ou abaisseur-élévateur.
Quand la source d'énergie fournissant la tension V est irrégulière, on utilise généralement un circuit 10 de commande à recherche du point de puissance maximale (MPPT) . Un tel circuit a pour rôle de modifier la largeur des impulsions de fermeture de l'interrupteur 2 en fonction des variations de la puissance fournie par la source d'énergie 1. En entrée, le circuit 10 reçoit donc un signal (par exemple, une tension) proportionnel à la puissance P fournie par la source 1. Dans l'exemple de la figure 1, la puissance P est obtenue au moyen d'un multiplieur 7 d'une mesure du courant I dans les éléments photovoltaiques par une mesure de la tension V aux bornes du panneau 1. Le circuit 10 fournit un signal Q à deux états destiné à accroître, respectivement diminuer, la largeur des impulsions de commande de 1 ' interrupteur 2. Le signal CTRL de commande de 1 ' interrupteur 2 est fourni par un comparateur 11 (COMP) du convertisseur commandé par le circuit 10. Ce comparateur reçoit, sur une première entrée, un signal périodique issu d'un générateur 12, par exemple, une dent de scie à haute fréquence constante. Une deuxième entrée du comparateur 11 reçoit la sortie d'un générateur de rampe 13 (RAMP) dont l'inversion de sens (rampe montante, rampe descendante) est conditionnée par l'état du signal Q. La fréquence de la dent de scie conditionne la fréquence, généralement constante, du train d'impulsions du signal CTRL. Le niveau instantané fourni par le générateur 13, constitué par exemple d'un circuit RC, fixe la référence de comparaison, donc le rapport cyclique des impulsions.
Pour générer le signal Q, le circuit 10 comporte deux circuits résistifs et capacitifs 14, 15 (RCF et RCS) constituant des lignes à retard du signal de puissance P ayant des constantes de temps différentes. Le circuit 14 est, par exemple, un circuit rapide par rapport au circuit 15 dont la constante de temps est plus longue. Les sorties respectives des circuits 14 et 15 sont reliées aux entrées d'un comparateur 16 (COMP) dont la sortie commande une bascule 17 (T) fournissant le signal Q. Par la suite, on désignera indifféremment par Q la borne de sortie directe (non-inversée) de la bascule 17 ou le signal présent sur cette borne. La bascule 17 est une bascule sans signal d'horloge. Il s'agit, par exemple, d'une bascule de type JK montée en bascule dite de type T.
La structure et le fonctionnement d'un circuit tel que représenté en figure 1 est parfaitement connu. Un exemple d'un tel circuit est décrit dans l'article "Step-Up Maximum Power Point Tracker for Photovoltaic Arrays" de Ziyad Salameh, paru dans le recueil de la conférence des 20 au 24 juin 1988 de l 'American Solar Energy Society, pages 409-414. Son fonctionnement sera brièvement rappelé ci-après.
En examinant les variations lentes et rapides de la puissance P, on obtient une image de la dérivée de cette puis- sance. Grâce à la différence de constante de temps des circuits RC 14 et 15, la sortie du comparateur 16 oscille. La fréquence et l'amplitude de ces oscillations dépendent des constantes de temps des circuits RC. En fait, le comparateur 16 indique, selon son état (haut ou bas) de sortie, le signe de la dérivée de la puissance. Tant que la sortie du comparateur 16 reste dans un même état, la sortie de la bascule 17 ne change pas d'état. En supposant un état 1 en entrée et en sortie de la bascule 17, le circuit résistif et capacitif constitutif du générateur de rampe 13 accumule de l'énergie. Cela accroît le niveau d'entrée correspondant du comparateur 11 et augmente le rapport cyclique du signal CTRL. En supposant la charge recevant la tension Vout constante, la puissance P va croître jusqu'à un maximum puis se mettre à diminuer avec l'augmentation de la tension V. Quand la puissance se met à diminuer, la sortie du comparateur 16 commute ce qui entraîne une commutation du signal Q de sortie de la bascule 17. Celui-ci passe alors à l'état bas ce qui provoque la décharge du circuit RC du générateur de rampe 13 et une diminution du rapport cyclique. La tension de sortie se remet alors à augmenter. A charge constante, le circuit converge vers un point de puissance maximale et oscille autour de ce point .
Ce fonctionnement est illustré par la figure 2 qui représente deux exemples d'allure de la puissance P en fonction de la tension V pour deux quantités d'éclairement reçues par le panneau 1. Une première courbe 21 illustre, par exemple, le cas d'un éclairement maximal. Comme cela vient d'être décrit, à charge constante, le système va osciller autour du point PMM1 de puissance maximale.
Si 1 'éclairement du panneau 1 change (par exemple, par une arrivé d'ombre), la caractéristique P=f (V) du panneau 1 devient une courbe 22 de niveau inférieur. Cette courbe présente également un point de puissance maximale PMM2. Toutefois, le système d'asservissement représenté en figure 1 ne peut différencier un changement d'éclairement d'une variation brusque de la charge connectée en sortie du convertisseur ou d'un simple écart autour du point de puissance maximale de la courbe P=f (V) sur laquelle se trouve son point de fonctionnement. Le système d'asservissement est alors perdu et peut même se retrouver dans un état stable ne correspondant plus au point de puissance maximale. En fait, le circuit diverge vers un état de charge minimale ou de charge maximale selon l'état de la bascule précédant le changement de courbe P=f (V) . Le même problème se pose en cas de variation brusque de la charge alimentée.
Une première solution connue est de choisir des cons- tantes de temps des retardateurs 14 et 15 très différentes. Toutefois, cela nuit au rendement par les oscillations importantes engendrées.
Une autre solution connue consiste à forcer le système à repartir de l'origine des courbes P=f (V) . On démarre alors d'un rapport cyclique très faible que l'on fait croître pour reconverger vers le point de puissance maximale de la courbe d'éclairement courante. Un inconvénient d'une telle solution est qu'elle ralentit considérablement l'asservissement à 1 'éclairement du panneau photovoltaïque ou aux variations brusques d'une source d'énergie quelconque connectée en amont du système. De plus, la différenciation entre un changement de point de puissance maximale (changement de courbe) et une variation normale pose également problème en termes de durée de détection et de fiabilité. La figure 3 illustre un exemple d'allure du courant I fourni par le panneau photovoltaïque en fonction du temps lors d'un changement de courbe de puissance du panneau. On suppose qu'on est initialement (instants to à tl) sur une courbe d'éclairement maximal (21, figure 2) . Le courant I oscille alors légèrement autour d'une valeur Imax en supposant une charge constante. Un changement d' éclairement à l'instant tl entraîne une perte de référence pour le système d'asservissement. Dans l'exemple représenté à la figure 3, on suppose que l'on fait alors redémarrer le système à un instant t2 postérieur à 1 ' ins- tant tl après s'être aperçu de la perte de référence du système. On converge alors jusqu'à un instant t3 vers un nouveau point de puissance maximale correspondant à un courant Iomb autour duquel se met alors à osciller légèrement le système.
L'amplitude des oscillations autour des valeurs Imax et Iomb dépend bien entendu des constantes de temps des circuits RC 14 et 15. Plus la différence entre les constantes de temps est importante, plus les oscillations en sortie du comparateur 16 sont d'amplitude importante. Plus on converge vite vers le point de puissance maximale (durée entre les instants t2 et t3) , plus l'amplitude des oscillations sera importante. Toutefois, plus les oscillations sont importantes, plus cela nuit au rendement du système. On est donc contraint de faire un compromis entre rendement, vitesse et stabilité.
Les problèmes de convergence du système suite à des changements de point de puissance maximale se posent surtout en cas de source d'énergie variable. Toutefois, même si la source d'énergie d'entrée est a priori stable comme cela devrait être le cas, par exemple, de panneaux photovoltaiques utilisés dans l'espace (sans nuages), on peut rencontrer ces problèmes de convergence. En effet, les infrastructures spatiales étant de plus en plus complexes en géométrie, des zones d'ombre liées à la structure même des satellites peuvent apparaître. De plus, des capteurs peuvent être partiellement détériorés par impact de poussières, ce qui conduit au même résultat. Une autre solution connue pour pallier les inconvénients liés aux variations brusques de la source d'énergie est d'utiliser un circuit numérique. On mémorise successivement les différents points de fonctionnement afin de s'apercevoir d'une dérive. Un système numérique reste cependant lent à isoler une dérive d'un écart normal de fonctionnement. A cet égard, plus
1 'amplitude des oscillations acceptées en régime établi est importante, plus le système sera lent à s'apercevoir d'un changement de régime dû à un changement de la source d' énergie . Un autre inconvénient d'un circuit numérique est qu'il est en pratique limité à des fréquences de train d'impulsions de commande de l'interrupteur 2 d'une centaine de kHz. A cet égard, un circuit analogique de commande tel que celui illustré par la figure 1 présente 1 ' avantage de pouvoir fonctionner à des fréquences de découpage plus élevées (de l'ordre du MHz). Cela facilite l'intégration du convertisseur.
La présente invention vise à pallier les inconvénients des circuits connus de recherche du point de puissance maximale d'un convertisseur statique de type alimentation à découpage.
L'invention vise plus particulièrement à optimiser le rendement du convertisseur sans nuire à sa rapidité de réaction.
L'invention vise également à permettre au circuit de commande de reconverger vers un nouveau point de puissance maximale en cas de variation de la source d'énergie grâce à un circuit simple de type analogique. L'invention vise également à préserver l'asservissement opéré par le circuit en cas de variation de la charge connectée en sortie.
L'invention vise en outre à proposer une solution intégrable et compatible avec un fonctionnement à haute fréquence de 1 ' alimentation à découpage .
Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un circuit de recherche du point de puissance maximale d'une source d'énergie variable à partir d'une comparaison d'une image de la puissance fournie par la source d'énergie, le circuit comprenant : deux éléments apportant des retards de propagation différents à une grandeur proportionnelle à 1 ' image de la puissance ; un comparateur des sorties des éléments retardateurs pour commander une bascule fournissant un signal à deux états d'asservissement d'un convertisseur de puissance statique ; des moyens pour détecter un régime transitoire à partir de variations d'oscillations d'un régime établi ; et des moyens pour modifier le retard apporté par l'élé- ment retardateur le plus lent. Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdits moyens pour modifier le retard sont constitués d'un élément de commutation propre à, en régime transitoire, inhiber le fonctionnement de 1 ' élément retardateur le plus lent . Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdits moyens de détection comparent la durée d'un état actif sur chaque signal de sortie de la bascule par rapport à un seuil prédéterminé .
Selon un mode de réalisation de la présente invention, les moyens de détection comparent, indépendamment l'une de l'autre, les sorties directe et inverse de la bascule et combinent le résultat de ces comparaisons pour fournir une impulsion de commande aux moyens pour rendre le retard variable.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, la durée du régime transitoire est choisie en fonction de l'amplitude d'oscillation souhaitée autour d'une consigne de puissance nominale .
Selon un mode de réalisation de la présente invention, les différents éléments de mesure de tension, de courant, et de temps sont analogiques.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comporte des moyens pour réinitialiser la bascule à l'apparition d'un régime transitoire.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comporte des moyens pour, à l'apparition d'un régime transitoire, réinitialiser un générateur de rampe conditionnant le rapport cyclique d'un signal de commande à modulation de largeur d'impulsions du convertisseur de puissance.
L'invention prévoit également un procédé de commande d'un circuit de recherche du point de puissance maximale d'une source d'énergie variable du type appliquant deux retards de valeur différente à une image de la puissance fournie par la source d'énergie, qui consiste à inhiber ou raccourcir le retard le plus court pendant un régime transitoire. Selon un mode de réalisation de la présente invention, on détermine l'existence d'un régime transitoire à partir d'une mesure de la fréquence d'oscillations autour d'un point de fonctionnement nominal du détecteur de point de puissance maximale. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 décrite précédemment représente un exemple classique de convertisseur de puissance du type auquel s ' applique la présente invention ; la figure 2 représente deux exemples d'allure de puissance en fonction de la tension dans un panneau photovoltaïque constituant une source d'énergie d'un convertisseur selon l'invention ; la figure 3 représente la variation du courant en fonction du temps en cas de changement d' éclairement d'un panneau photovoltaïque du convertisseur de la figure 1 ; la figure 4 représente, de façon très schématique et sous forme de blocs, un mode de réalisation d'un circuit de recherche du point de puissance maximale selon la présente invention ; la figure 5 représente un schéma bloc fonctionnel d'un détecteur de régime transitoire du circuit de la figure 4 ; la figure 6 est un schéma électrique plus détaillé d'un circuit de commande selon 1 ' invention ; et la figure 7 représente un autre exemple de convertisseur commandable par un circuit selon 1 ' invention. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension de 1 ' invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, la constitution d'une source d'énergie exploitée par un convertisseur de l'invention n'a pas été détaillé et ne fait pas l'objet de l'invention.
Une caractéristique de la présente invention est de rendre commandable 1 'un des deux éléments retardateurs exploitant 1 ' information de puissance fournie par la source d'énergie. On tire alors pleinement profit des rôles différents des constantes de temps respectives des éléments retardateurs. En effet, l'élément retardateur le plus lent apporte la stabilité au système tandis que l'élément retardateur le plus rapide accélère la convergence vers le point de puissance maximale en cas de dérive. Par conséquent, en rendant plus rapide l'élément retardateur le plus lent ou, de préférence, en 1 ' inhibant pendant un régime transitoire correspondant à des périodes de démarrage ou de perturbation liées à un changement de régime, on accélère la convergence du système vers le point de puissance maximale. Selon l'invention, quand ce point est atteint, on remet en service l'élément retardateur le plus lent ou on allonge sa constante de temps. Ainsi, on minimise les oscillations en régime établi. La durée minimale d'un régime transitoire selon
1 ' invention dépend du régime transitoire du convertisseur et de la source d'énergie. Plus précisément, la plage de durées d'un régime transitoire dépend du convertisseur, de la courbe de charge de son impédance d'entrée, ainsi que du dépassement de charge autorisé, c'est-à-dire de l'amplitude d'oscillation que l'on s'autorise en régime établi, etc. Dans l'application aux panneaux photovoltaiques, la durée de régime transitoire prévue par 1 ' invention dépend essentiellement de la constante de temps fixée par la résistance équivalente du panneau et par une capa- cité d'entrée du convertisseur. Cette capacité d'entrée est généralement prévue aux bornes du panneau pour empêcher la propagation des bruits de commutation de l'interrupteur.
A titre d'exemple particulier de réalisation, dans un système où 1 ' élément retardateur le plus lent a une constante de temps de 1 'ordre de la ms tandis que 1 ' élément retardateur le plus rapide a une constante de temps de 1 ' ordre de la dizaine de μs, on prévoit de passer transitoirement sur une constante de temps de l'ordre 10 μs pendant une phase de convergence durant de 10 à 50 ms. Une autre caractéristique de la présente invention est de prévoir une détection des régimes transitoires, c'est-à-dire du besoin de passer dans un fonctionnement à constante de temps accélérée, à partir de la fréquence des oscillations du régime établi. En effet, un changement d'état du système, par exemple un changement de point de puissance maximale de la source d'énergie, se traduit par un changement de la fréquence des oscillations du régime établi, voire par une disparition de ces oscillations. Ainsi, selon la présente invention, on définit une plage de fréquences d'oscillations correspondant à un régime établi et on provoque un basculement du système dans un mode de fonctionnement transitoire quand on détecte qu' il s 'écarte de cette plage de fréquences. Les fréquences d'oscillation minimale et maximale sont déterminées à partir des taux d'oscillation que 1 'on est prêt à accepter pour le système . En pratique, un taux d'oscillation maximal correspond à une fréquence minimale de ces oscillations et correspond au régime de puissance maximale fourni par la source d'énergie. A l'inverse, un taux d'oscillation minimal correspond à une fréquence maximale et à un régime de puissance minimal de la source d'énergie (par exemple, un fonctionnement sous ombre d'un panneau photovoltaïque) .
De préférence, pour des raisons de stabilité, la constante de temps du générateur de rampe commandé par le circuit de recherche de point de puissance maximale est supérieure à la constante de temps maximale d'entrée du système. Cette constante de temps maximale correspond, pour un panneau photovoltaïque, à la constante de temps sous éclairement minimal .
La figure 4 représente, par une vue très schématique et sous forme de blocs, un mode de réalisation d'un circuit de recherche d'un point de puissance maximale selon l'invention. En figure 4, seul le circuit 30 recevant l'information de puissance P et fournissant un signal Q de commande d'un générateur de rampe du type de celui illustré par la figure 1 a été représenté. Les autres éléments du convertisseur de puissance et de la source d'énergie, qu'il s'agisse des moyens d'obtention de 1 ' information de puissance ou de 1 ' exploitation du signal d'asservissement Q sont classiques et on pourra, par exemple, utiliser un circuit tel que celui illustré par la figure 1.
Comme précédemment, le circuit de commande 30 utilise un comparateur 16 (COMP) de commande d'une bascule 17 (T) dont la sortie directe Q fournit le signal de commande du générateur de rampe (13, figure 1) . Toujours de façon classique, les deux entrées du comparateur 16 reçoivent un signal représentatif de l'information de puissance fournie par la source d'énergie avec un décalage temporel fourni par deux éléments retardateurs respectivement 14 et 31. L'élément retardateur 14 est, comme précédemment, relativement rapide (RCF) . Selon l'invention, l'élément retardateur 31 présente un régime nominal relativement lent (RCS) et est commandable, soit pour une diminution de sa cons- tante de temps pendant un régime transitoire, soit pour être inhibé pendant ce régime transitoire. Un signal CT31 de commande de l'élément retardateur 31 est un signal impulsionnel présentant une impulsion d'inhibition ou d'accélération à chaque fois qu'un régime transitoire est détecté. Ce signal CT31 est, par exemple, fournit par un circuit 32 (TIMER) constituant fonctionnellement un générateur d'impulsions isolées, de durées prédéterminées. Le circuit 32 est commandé par un signal DEM déclenchant l'apparition d'une impulsion. Ce signal DEM est fourni par un circuit 33 (OSC-DET) de détection de variation d'oscillations dans le signal de sortie Q fourni par la bascule
17. Le circuit 33 prélève le signal en sortie de la bascule 17 pour détecter une variation de la fréquence des oscillations telle que cette fréquence s'écarte d'une plage de valeurs prédéterminées de fonctionnement nominal . En variante, le détecteur d'oscillation de l'invention pourra prélever un signal à tout autre endroit du circuit de commande 30 présentant des oscillations en régime établi, c'est- à-dire dont l'allure du signal traduit la régulation du régime établi. Par exemple, on pourra prélever le signal de sortie du comparateur 16.
Selon une autre variante de réalisation, la détection d'une perte d'instabilité peut être obtenue à partir d'images du courant, de la tension, ou de la puissance fournie par la source d'énergie, tous ces signaux ayant la même fréquence. On détecte cependant toujours selon 1 ' invention une perte ou une variation de fréquence par rapport à une plage prédéterminée de la fréquence des oscillations du régime établi. On fait référence à une perte d'instabilité car on détecte une disparition d'oscillations se traduisant par une stabilité non désirée du convertisseur de puissance.
La figure 5 représente, de façon très schématique et sous forme de blocs, un mode de réalisation d'un circuit 33 de détection d'instabilité selon l'invention. Selon ce mode de réalisation, le circuit 33 exploite les deux sorties directe Q et inverse Q de la bascule 17 pour détecter une variation dans les deux sens de la stabilité du système. Les sorties Q et Q sont respectivement reliées aux entrées de deux comparateurs temporels 34 et 35 (CPT) dont les deuxièmes entrées respectives reçoivent des seuils temporels TH1 et TH2. En d'autres termes, chaque comparateur 34 ou 35 compare la durée dans laquelle le signal Q ou Q qui lui est associé reste dans un état actif stable par rapport à une durée prédéterminée. Dès que cette durée est dépassée, la sortie du comparateur commute pour déclencher une impulsion de régime transitoire grâce au signal
DEM. Les sorties respectives des comparateurs 34 et 35 sont combinées par une porte 36 de type NON-OU-Exclusif dont le rôle est d'éliminer les états non significatifs du point de vue de la détection. Les seuils TH1 et TH2 sont choisis en fonction de la période d'oscillation la plus grande du système en régime établi. Cette période est fonction, entre autres, des éclairements maximal et minimal que peut recevoir le panneau, du convertisseur et de la charge pour lesquels est prévu le système, et dépend de la stabilité que l'on souhaite donner au système. Par exemple, les seuils TH1 et TH2 sont réglés de telle sorte qu'ils génèrent une impulsion lorsque, pendant un temps donné compris entre 2 et 5 fois la période d'oscillation maximale, il n'y a pas eu d'oscillation, c'est-à-dire de changement d'état des sorties Q et Q .
Les deux comparateurs temporels 34 et 35 permettent de détecter un état stable de l'oscillation du signal fourni par la source d'énergie (par exemple, le courant de la figure 3), que cet état stable se trouve au niveau bas ou au niveau haut d'oscillation permise. L'exposé de la figure 5 correspond à un exposé fonctionnel du détecteur d'instabilité de l'invention. En pratique, on veillera à ce que la sortie des comparateurs 34 et 35 reste stable pendant une durée correspondant, de préférence, à entre deux et cinq fois la période d'oscillation la plus grande que la commande peut générer, selon la sensibilité aux variations souhaitée. On évite ainsi un déclenchement intempestif du système quand il est en régime établi.
Un avantage de la présente invention est qu'elle permet la détection d'une perte du régime établi du point de puissance maximale sur lequel est calé le système sans savoir d'où provient cette perte. En particulier, il n'est pas nécessaire de prévoir d'autres capteurs que les capteurs couramment utilisés pour la détermination du point de puissance maximale .
Un autre avantage de la présente invention est qu'elle permet une reconvergence rapide du système en cas de changement du point de puissance maximale. Un autre avantage de la présente invention est qu'elle constitue un système particulièrement fiable en raison des moyens utilisés.
La figure 6 représente un mode de réalisation plus détaillé d'un circuit 30 selon l'invention. L'exemple de la figure 6 a pour objet d'illustrer, notamment, le caractère intégrable de l'invention.
Dans la représentation de la figure 6, on a par ailleurs illustré un exemple classique d'exploitation de signaux I et V (figure 1) de la source d'énergie. Une mesure de la tension V, appliquée sur une borne 41 du circuit 30, est appliquée sur une première entrée du multiplieur 7 dont la sortie fournit le signal P de puissance exploité par le circuit de commande. Côté détection du courant I, sa mesure est appliquée sur une borne 42 et traverse un circuit de mise à l'échelle 43 avant d'arriver sur la deuxième entrée du multiplieur 7. Le recours optionnel à un circuit 43 de mise à l'échelle dépend de l'amplitude des variations mesurées au niveau de la source d'énergie. Le circuit de facteur d'échelle est classique. Il est, par exemple, constitué d'un amplificateur opérationnel 431 dont l'entrée inverseuse est reliée, par une résistance R432, à la borne 42 et, par une résistance R433, à une borne 44 de sortie correspondant à la deuxième entrée du multiplieur 7. L ' entrée non-inverseuse de l'amplificateur 431 est reliée à la masse par une résistance R434. Les dimensionnements des résistances d'un circuit de conversion de facteur d'échelle sont à la portée de 1 'homme du métier et ne font pas 1 ' objet de la présente invention.
La sortie du multiplieur 7 fournissant le signal P est reliée aux entrées respectives des deux éléments retardateurs 14 et 31. Dans l'exemple représenté, ces éléments retardateurs ont la forme la plus simple possible, à savoir, un circuit résistif et capacitif. Ainsi, la sortie du multiplieur 7 est reliée à une première borne d'une résistance R14 de l'élément 14 dont une deuxième borne est connectée à l'entrée inverseuse du comparateur 16 et, par un condensateur C14, à la masse. La sortie du multiplieur 7 est également reliée à une première borne d'une résistance R31 de l'élément retardateur 31, la deuxième borne de la résistance R31 étant reliée à l'entrée positive du comparateur 16 et, par un condensateur C31, à la masse. Les constituants des circuits RC 14 et 31 sont bien entendu différents pour introduire la différence de constante de temps nécessaire au fonctionnement de l'invention. Par exemple, on pourra avoir recours à des résistances d'une même valeur et différencier les constantes de temps des deux éléments retardateurs au moyen de condensateurs C14 et C31 de valeurs différentes. La sortie du comparateur 16 traverse un inverseur 45 dont la sortie est reliée, dans l'exemple représenté, à l'entrée d'horloge CLK de la bascule 17 formée à partir d'une bascule de type JK. Les entrées J et K de la bascule sont reliées à une borne d'application du potentiel positif d'alimentation Vcc, de même que la borne R de réinitialisation de la bascule. La sortie directe Q de la bascule est reliée à l'entrée d'un générateur de rampe 13' destiné à fixer le rapport cyclique des impulsions de découpage de l'alimentation (signal CTRL). La sortie du générateur 13 ' est reliée à une première entrée du comparateur 11 dont la deuxième entrée reçoit un signal périodique fourni par le générateur 12. Ce signal, par exemple, en dent de scie est, de préférence, un signal haute fréquence fixée par une horloge HCLK. Tout ce qui vient d'être décrit correspond approximativement à un circuit classique.
Selon l'invention, l'entrée non-inverseuse du comparateur 16, c'est-à-dire la sortie de l'élément retardateur 31, est reliée à la masse par un interrupteur 321 du circuit 32. Fonc- tionnellement, cela correspond au signal de commande CT31 exposé en relation avec la figure 4. Quand le commutateur 321 est ouvert, on reproduit un fonctionnement normal correspondant à un régime établi et à celui d'un circuit classique. Quand l'interrupteur 321 est fermé, l'entrée correspondant du comparateur 16 est, selon l'invention, portée à la masse ce qui inhibe le fonctionnement de l'élément retardateur lent 31.
Le circuit 32 fournissant une impulsion de commande temporisée à l'élément 31 comporte, par exemple, un circuit temporisateur 322 , par exemple un circuit monostable (MONOST) , dont la sortie commande l'interrupteur 321 (par exemple, un transistor MOS) . L'entrée de commande du circuit 322 est reliée au point milieu d'une association en série de deux résistances R323 et R324 aux bornes de laquelle est appliquée la tension d'alimentation Vcc. L'entrée de commande du circuit 322 est en outre reliée à la masse au moyen d'un condensateur C325. Le circuit 322 a pour objet de mettre en forme une impulsion de commande dont la durée est fixée par les composants résistifs et capacitif placés en entrée. En particulier, les valeurs des résistances R323 et R324 conditionnent le temps de chargement du condensateur C325 et, par voie de conséquence, la durée de l'impulsion. L'entrée du circuit 322 est, de préférence, reliée à la masse au moyen d'un interrupteur 326 commandé par le signal DEM détectant un régime transitoire. En régime établi, l'interrupteur 326 est ouvert, l'entrée du circuit 322 est donc à l'état haut (sensiblement au potentiel Vcc en négligeant la chute de tension dans la résistance 323 de valeur relativement faible). L'interrupteur 321 est par conséquent ouvert. Lorsque le signal DEM provoque la ferme- ture de l'interrupteur 326, cela provoque la décharge du condensateur 325 et le basculement de l'entrée du circuit 322 vers 1 ' état bas . Cela provoque donc une commutation de la sortie du circuit monostable 322 qui ferme l'interrupteur 321. Comme le signal DEM est de forme impulsionnelle, la connexion à la masse de l'entrée du circuit 322 disparaît rapidement par l'ouverture de l'interrupteur 326. Le condensateur C325 peut alors de nouveau être chargé par le pont diviseur résistif R323-R324 qui conditionne la durée de l'impulsion. Dès que le seuil du circuit 322 est atteint, sa sortie bascule de nouveau et l'interrupteur 321 s'ouvre pour replacer le système en régime établi. Selon un mode de réalisation préféré de la présente invention, le signal DEM est également utilisé pour réinitialiser le générateur de rampe 13' constitué, dans cet exemple, d'une cellule RC (résistance R13 et condensateur C13) . Une première borne de la résistance R13 est reliée à la borne Q de la bascule 17. L'autre borne de la résistance R13 est reliée à une première entrée du comparateur 11 et, par le condensateur C13 à la masse. Selon le mode de réalisation préféré de l'invention, un interrupteur 131 court-circuite le condensateur C13 pour en forcer la décharge lorsque le signal DEM est actif. On garantit ainsi un redémarrage de la rampe conditionnant le rapport cyclique à une valeur toujours identique à chaque période transitoire. Dans l'exemple représenté il s'agit d'un redémarrage à zéro. En variante, on pourra prévoir un niveau de précharge prédéterminé pour ce redémarrage.
De préférence, pour des raisons de stabilité, la constante de temps lente, ici R31*C31, est choisie pour être comprise entre 1/20 et 1/2 de la constante de temps du générateur de rampe 13 • , ici R13*C13. Côté élément rapide 14, sa constante de temps, ici R14*C14, est choisie selon la dynamique recherchée pour le système. Par exemple, on pourra prévoir une constante R14*C14 comprise entre 1/10 et 1/2 de la constante de temps lente (R31*C31) .
Toujours selon un mode de réalisation préféré, le signal DEM est également utilisé selon l'invention pour réinitialiser la bascule 17. Pour cela, l'entrée S de la bascule 17 est reliée à un circuit 46 appliquant une impulsion de réinitialisation calibrée. Le circuit 46 est, par exemple, constitué d'un pont diviseur résistif R461, R462 alimenté par la tension Vcc et servant à charger un condensateur C463 connecté entre le point milieu et la masse. La borne S de la bascule 17 est connectée à ce point milieu. Un interrupteur 464 commandable par le signal DEM sert à forcer la décharge du condensateur C463. En régime établi, l'interrupteur 464 est ouvert, le condensateur C463 est chargé et l'entrée S de la bascule 17 est à l'état haut. Une fermeture de l'interrupteur 464 par le signal DEM suite à une détection d'un régime transitoire provoque la décharge du condensateur C463 et le passage de l'entrée S à zéro, donc la réinitialisation de la bascule 17. Dès que le signal DEM dispa- raît, l'interrupteur 464 s'ouvre, ce qui permet la charge progressive du condensateur C463 par le pont diviseur R461, R462. Le rôle du circuit 46 est de fournir une impulsion de durée suffisante à la réinitialisation de la bascule 17. En réinitialisant la bascule 17 à chaque régime transitoire, on optimise la fiabilité du système en fixant l'état initial de tout régime transitoire (démarrage ou changement d' éclairement) .
Les sorties Q et Q de la bascule 17 sont également envoyées en entrée des deux circuits 34 et 35 de détection de perte d'instabilité selon l'invention. Chaque circuit 34, 35 est, dans l'exemple représenté, basé sur un circuit de temporisation, respectivement 341, 351, de type connu sous la dénomination commerciale LM555, monté en monostable. Chaque circuit 341 ou 351 a sa sortie reliée à une des entrées de la porte 36 de type NON-OU-Exclusif . Dans l'exemple représenté, la sortie de la porte 36 traverse un circuit monostable 37 pour mettre en forme l'impulsion DEM. Ce circuit est optionnel. Les circuits 341 et 351 ont leurs bornes d'alimentation Vcc et GND reliées respectivement aux bornes d'application de la tension d'alimentation du circuit. Les bornes de tension de commande CTR des circuits LM555 sont laissées en l'air. Leurs bornes de réinitialisation RST sont portées au potentiel Vcc. Leurs bornes de déclenchement TRIG respectives sont reliées aux sorties Q et Q de la bascule 17. Les sorties Q et Q sont également respectivement reliées à des premières bornes de résistance R342 et R352 dont les deuxièmes bornes respectives sont reliées à la base de transistors T343 et T353 de type PNP. Les collecteurs des transistors T343 et T353 sont reliés à la masse. Leurs émetteurs respectifs sont reliés aux bornes de seuil (THR) et de décharge (DSCH) des circuits 341 et 351 correspondants . De plus, chaque borne THR est reliée au point milieu d'une association en série d'une résistance R344, respectivement R354, et d'un condensateur C345, respectivement C355.
Fonctionnellement, la disparition ou la diminution des oscillations à l'état bas peut s'apparenter au cas où le système se stabilise en circuit ouvert. A l'inverse, la disparition des oscillations à l'état haut peut s'apparenter au cas d'un système en court-circuit. L'étage 34 correspond à la détection du circuit ouvert tandis que l'étage 35 correspond à la détection du court-circuit. Les seuils THR des circuits temporisateurs LM555 correspondent à un état haut (tension Vcc minorée de la chute de tension dans les résistances R344 et 354, respectivement) quand le transistor T343 ou T353 correspondant est bloqué. En d'autres termes, quand la borne Q respectivement Q est à l'état bas, le transistor T343, respectivement T353 est passant, le condensateur correspondant C345 ou C355 est court-circuite et 1 'entrée seuil THR du circuit LM555 correspondant est à 1 'état bas. Comme dans le même temps l'entrée de déclenchement TRIG du circuit est également à l'état bas, sa sortie OUT reste à l'état bas .
Quand une des bornes Q ou Q est à 1 ' état haut, le transistor T343 ou T353 qui y est associé se bloque. Le condensateur C345 ou C355 correspondant est chargé par l'intermédiaire de la résistance R344 ou R354. Il en découle qu'au bout d'un temps prédéterminé fonction des dimensionnements de la résistance R344 (ou R354) et du condensateur C345 (ou C354) , le seuil THR du circuit 341 (ou 351) devient approximativement égal à la tension Vcc (en négligeant la chute de tension dans la résistance R344 ou R354) . Comme l'entrée de déclenchement TRIG est alors à l'état haut, la sortie OUT du circuit 341 (ou 351) est susceptible de commuter si le seuil THR passe à l'état haut avant que la borne Q (ou Q) ne rebascule vers l'état bas. Dans le cas contraire, la sortie du circuit 341 (ou 351) restera à l'état bas. On voit donc que lorsqu'une des sorties de la bascule 17 reste dans un état actif stable, on provoque une commutation d'une entrée de la porte logique 36 pour déclencher une impulsion de commande du signal DEM. Un avantage est que la présente invention est particulièrement adaptée à un fonctionnement à haute fréquence de l'alimentation à découpage. En particulier, contrairement à un circuit numérique, aucun temps de calcul ou de traitement n'est nécessaire pour la mise en oeuvre de l'invention. Un autre avantage de l'invention est que la solution particulièrement économique qu'elle constitue permet de prévoir un circuit par panneau dans le cas d'un système multi-panneaux. On résout alors en outre les problèmes d' inhomogénéité de 1 ' éclairement (par exemple, à l'apparition d'une ombre à l'échelle d'un panneau ou d'une cellule) à moindre coût.
La figure 7 représente un autre mode de réalisation de la présente invention pour illustrer un montage sur un convertisseur continu-continu abaisseur. On suppose un panneau photovoltaïque 1 dont les deux bornes sont respectivement reliées à une première borne de 1 ' interrupteur de puissance 2 et, par une résistance R de très faible valeur, à la masse 5. L ' autre borne de 1 ' interrupteur 2 est reliée à une première borne d'un élément inductif L dont la deuxième borne constitue la borne 4 fournissant la tension de sortie à un élément de stockage d'énergie, par exemple, une batterie non représentée. Une diode de roue libre D relie la première borne de l'inductance L à la masse 5. Généralement, un condensateur Ce relie la borne positive de sortie du panneau photovoltaïque à la masse pour stabiliser la tension aux bornes du panneau 1 et le rendre insensible aux bruits de ccmutatiσn de 1 ' interrupteur 2. Le plus souvent, la borne 41 de mesure de tension est reliée au point milieu d'un pont diviseur résistif constitué d'une résistance R411 en série avec une résistance R412 entre la borne positive du panneau 1 et la masse. La mesure du courant appliquée sur la borne 42 (figure 6) est prise sur la borne négative du panneau photovoltaïque. La résistance R participe à la mesure du courant.
Comme il ressort de ce qui précède, l'invention s'applique à tout type de convertisseur qu'il s'agisse d'un convertisseur abaisseur, élévateur ou abaisseur-élévateur. De même, la source d'énergie peut être quelconque, pourvu que l'on puisse en extraire une information relative à sa puissance.
Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, d'autres montages analogiques que celui illustré par la figure 6 pourront être envisagés pourvu de respecter les fonctionnalités décrites. Par exemple, l'élément retardateur 31 pourra être constitué d'un condensateur dont la capacité varie en fonction de la tension appliquée à ses bornes, d'un réseau de résistances et de condensateurs commutables, etc. De plus, le dimensionnement des différentes constantes de temps et éléments résistifs et capacitifs est à la portée de l'homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci- dessus et de l'application. En outre, bien que la description qui précède fasse référence à une mesure de la puissance comme étant le produit d'une tension par un courant, l'image de la puissance pourra provenir d'autres grandeurs comme, par exemple, une mesure d'impédance, une grandeur proportionnelle au courant en supposant la tension constante, une mesure proportionnelle à la tension en supposant le courant constant, etc.

Claims

REVENDICATIONS
1. Circuit de recherche du point de puissance maximale d'une source d'énergie variable (1) à partir d'une comparaison d'une image de la puissance (P) fournie par la source d'énergie, le circuit comprenant : deux éléments (14, 31) apportant des retards de propagation différents à une grandeur proportionnelle à 1 ' image de la puissance ; et un comparateur (16) des sorties des éléments retardateurs pour commander une bascule (17) fournissant un signal (Q) à deux états d'asservissement d'un convertisseur de puissance statique, caractérisé en ce qu' il comporte : des moyens (33) pour détecter un régime transitoire à partir de variations d'oscillations d'un régime établi ; et des moyens (32) pour modifier le retard apporté par l'élément retardateur le plus lent (31).
2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens (32) pour modifier le retard sont constitués d'un élément de commutation (321) propre à, en régime transi- toire, inhiber le fonctionnement de l'élément retardateur le plus lent (31) .
3. Circuit selon la revendication 1 ou 2 , caractérisé en ce que lesdits moyens de détection (33) comparent la durée d'un état actif sur chaque signal de sortie (Q, Q) de la bascule (17) par rapport à un seuil prédéterminé (TH1, TH2) .
4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de détection (33) comparent, indépendamment l'une de l'autre, les sorties directe (Q) et inverse (Q) de la bascule (17) et combinent (36) le résultat de ces comparaisons pour fournir une impulsion (DEM) de commande aux moyens (32) pour rendre le retard variable.
5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la durée du régime transitoire est choisie en fonction de l'amplitude d'oscillation souhaitée autour d'une consigne de puissance nominale.
6. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les différents éléments de mesure de tension, de courant, et de temps sont analogiques.
7. Circuit selon 1 'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour réinitialiser la bascule (17) à l'apparition d'un régime transitoire.
8. Circuit selon 1 'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour, à l'apparition d'un régime transitoire, réinitialiser un générateur de rampe (13') conditionnant le rapport cyclique d'un signal de commande à modulation de largeur d'impulsions du convertisseur de puissance.
9. Procédé de commande d'un circuit de recherche du point de puissance maximale d'une source d'énergie variable (1) du type appliquant deux retards de valeur différente à une image de la puissance (P) fournie par la source d'énergie, caractérisé en ce qu'il consiste à inhiber ou raccourcir le retard le plus court pendant un régime transitoire.
10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il consiste à déterminer l'existence d'un régime transitoire à partir d'une mesure de la fréquence d'oscillations autour d'un point de fonctionnement nominal du détecteur de point de puis- sance maximale.
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