DK174526B1 - Høreapparat med klasse D forstærker - Google Patents

Description

DK 174526 B1

Opfindelsen angår et høreapparat med en mikrofon, en effektforstærker af impulsbredde-modulationstypen og en udgangs-modtagertransducer, hvilken effektforstærker har en positiv og en negativ forsyningsterminal, der kan forbindes til et batteri med en given indre impedans, hvilken forstærker er koblet til at modtage audio-indgangssignaler 5 frembragt ved hjælp af mikrofonen til at drive transduceren fra forstærkerens udgangsterminaler i afhængighed af indgangssignalet til mikrofonen.

1 de senere år er høreapparater med dertil hørende batteriforsyninger og forstærkere blevet miniaturiseret i en sådan grad, at de kan føres helt ind i øret. Et problem i forbindelse med de kendte høreapparater af denne type er, at de har en forholdsvis stor for-10 vrængning. Apparater, der drives som klasse A forstærkere, kan dimensioneres til at give en passende lav forvrængning, især ved lave niveauer. Eftersom klasse A forstærkere har en meget lav virkningsgrad, er belastningen afbatteriet forholdvis stor, hvilket nødvendiggør en hyppig udskiftning afbatteriet. For at forbedre virkningsgraden har man i stedet gjort brug af klasse B forstærkere i udgangstrinnet. Eftersom klasse B forstærkere i 15 tomgang drives i afskæringstilstand, er det almindeligt, at man ved lave signalniveauer får forvrængninger, der påvirker signalkvaliteten.

Dette kan afhjælpes ved hjælp af afbalanceringskredsløb, der modforvrænger de to halvdele af klasse B forstærkeren ved både høje og lave niveauer og tilvejebringer ensartede krydstalekarakteristikker. Dette kræver imidlertid en kraftig tilbagekobling, hvilket 20 nødvendiggør forstærkerkredsløb med en høj negativ tilbagekobling. Der er derfor risiko for, at kredsløbet går i sving, med mindre der indsættes forholdsvis store tilbagekoblingseller afkoblingskondensatorer.

Alternativt vil der kunne anvendes et pulsbreddemoduleret klasse D forstærkersystem, hvori udnyttelsesgraden af en ultralydimpulsgenerator, der genererer rektangulære impul-25 ser, justeres i afhængighed af den øjeblikkelige amplitude af audiosignalet fra høreapparatets modtager. Det resulterende udgangssignal indeholder da det oprindelige intelligente signal ved audiofrekvens tilligemed omskiftermodulationskomponenter i ultraly- 2 DK 174526 B1 dområdet. Selv om sådanne systemer er karakteriseret ved en lav forvrængning og en høj virkningsgrad, er der alligevel betydelige tab i ultralyd-omskifterkomponenteme. Sådanne systemer er desuden mere komplekse end de regulære klasse A eller klasse B systemer som følge af, at der kræves en oscillator, en omskiftermodulator og et antal justerbare 5 kom ponenter til at sikre en passende afbalancering af kredsløbet.

Der er endnu ikke lykkedes at fremstille et laveffekt klasse D forstærkersystem med lav forvrængning, der tilfredsstiller de nævnte krav, og som kan fremstilles i så små dimensioner, at det kan indgå i et høreapparat, der skal passe ind i et øre.

Formålet med opfindelsen er at tilvejebringe et høreapparat af den indledningsvis nævnte 10 art med en forstærker med en lav forvrængning, og som fylder mindre og samtidigt har et lavere strømforbrug.

Høreapparatet ifølge opfindelsen er ejendommeligt ved, at effektforstærkeren omfatter et oscillatorkredsløb for frembringelse af en trekantbølgeform af ultralydfrekvens symmetrisk med hensyn til et middelsignalniveau, et komparatorkredsløb koblet til 15 oscillatorkredsløbet til frembringelse af en første og en anden komparatorudgangssignal-tilstand, når trekantbølgeformen er over eller under komparatorens tærskelværdi, hvilken tærskelværdispænding udledes fra spændingen mellem forsyningsterminaleme og varierer med ændringer heraf, organer til variation af differensen mellem middelsignalni-veauet og tærskelværdiniveauet i afhængighed af amplituden af audiofrekvenssignalet, et 20 omskifterkredsløb, der er operativt mellem en første og en anden omskiftertilstand for forbindelse af forsyningsterminaleme til udgangsterminaleme, og som er koblet til at kunne reagere på komparatorkredsløbets udgangstilstande ved at reversere omskiftertilstandene på hver af komparatorkredsløbets tilstandsovergange for derved at tilvejebringe en audio gengivelse af indgangssignalet ved at styre varigheden af omskiftertilstanden, 25 idet forskydningen induceret mellem trekantbølgeformen og komparatorens udgangsspænding ved hjælp af forsyningsterminalens spændingsvariation giver en forvrængning i den nævnte gengivelse, og mindst et kompensationsnetværk forbundet til at koble en DK 174526 B1 3 gengivelse af variationer af forsyningsterminalens spænding fremkommet over den indre impedans af batteriet til energiforsyning af transduceren for derigennem til dels at udbalancere forskydningen og reducere den nævnte forvrængning. Ultralydfirkantbølgen er tilvejebragt ved, at oscillatorens udgangssignal føres gennem en forspændt integrator til 5 ved udgangen af denne, at frembringe en trekantbølgeform, idet skæringerne af aksen er styret af forspændingen tilført til integratoren, hvilken forspænding fastlægges i afhængighed af indgangsbølgeformen fra mikrofonen. Virkningen af at tilføre audiofrekvens-signalet fra mikrofonen til integratoren er, at der sker en forskydning af trekantbølgeformens skæringer af aksen fra en symmetrisk hviletilstand til en ubalanceret tilstand, 10 idet fortegnet og størrelsen af ubalancen er en kontinuert varierende funktion af ampi itu-den af audiobølgeformen. Skæringerne af integratorens bølgeform med aksen kan med fordel anvendes til at styre både tiden og polariteten af udgangssignalet af en polaritetsreverserende balanceret CMOS omskifterdriver, der er forbundet til at drive øremikrofonens transducer. Varigheden af de positive og negative omskifterimpulser frembragt ved 15 hjælp af driveren varierer i overensstemmelse med tidsforsinkelsen imellem skæringerne ved integratorens udgangssignal. Derved frembringes et impulsmoduleret signal til øremikrofonens belastning med et frekvensspektrum i audiobåndet, der repræsenterer bølgeformen frembragt ved hjælp af mikrofonen.

Endvidere kan ifølge opfindelsen omskifterdriverens udgangssignal afbalanceres ved at 20 styre værdien af den enkelte modstand i et yderligere DC-forspændingsnetværk til tilvejebringelse afen DC-udgangsstrømpå nul under audiosignaltilstande på nul. Øremikrofonens belastning kan derved kobles direkte til udgangsterminaleme af omskifterdriveren uden indskydelse af en blokeringskondensator derimellem.Den væddeløbs instabilitet, som impulsbredde modulerede forstærkere (klasse D) normalt er udsat for, kan ifølge 25 opfindelsen reduceres ved at indføre transiente korrektionssignaler i både mikrosekund-og millisekundområdet, hvilke signaler tilbageføres til kompensation for den forskydning i komparatorens tærskelspænding, der hidrører fra variationer i den batterispænding, der tilføres til energiforsyningsterminalerne af forstærkeren, og som følger med omskiftningen af udgangsdriveren. Disse transienter hidrører fra transiente spændingsfald over 4 DK 174526 B1 indgangsimpedansen af batteri forsyningen til forstærkeren. I en foretrukken udførelses-form er den højfrekvente transientkorrektion opnået ved en symmetrisk forbindelse af en integrationskondensator, der anvendes til at generere trekantbølgeformen ud fra oscillatorens firkantbølgeform. I det lave frekvensområde er transientkorrektionen 5 opnået ved i serie med en af batteriets ledere at indføre en modstand af en værdi, der i hovedsagen er lig med den indre modstand af batteriet, og ved at tilføre en kopi af det strøminducerede spændingsfald i denne modstand til komparatorens indgang som et fasestyret korrektionssignal.

Opfindelsen skal nærmere forklares i det følgende under henvisning til tegningen, hvor 10 fig. I viser et blokdiagram over et høreapparat ifølge opfindelsen omfattende en forstærker bestående af at oscillatorkredsløb, en forspændt integrator, en omskifterdriver og et udgangsfilter, fig. 2 en udformning af oscillatorkredsløbet, fig. 3 en alternativ udformning af oscillatorkredsløbet, 15 fig. 4 den forspændte integrator, omskifterdriveren og udgangsfilteret, fig. 5 et modificeret forspændingskredsløb til brug i et oscillatorkredsløb, der er spændingsstyret, fig. 6 et høreapparat, der kan indføres i et øre, og som indeholder en mikrofon, et batteri, en forforstærker, en effektforstærker og en modtagertransducer, der via et rør er koblet 20 til en port, der passer ind i ørekanalen, fig. 7 en miniature klasse B effektforstærker, DK 174526 B1 5 fig. 8 den i fig. 7 viste forstærker set fra siden, fig. 9 en modtager, der passer til høreapparatet i fig. 5, idet en transducermotor med en dertil hørende armatur er vist stiplet, fig. 10 den i fig. 9 viste modtager set fra siden, idet man ser en indre skillevæg, der 5 adskiller et nedre motorkammer fra et øvre udgangskammer, der tjener til at føre akustisk energi til en udgangsport, fig. 11 den samlede effektforstærker i form af en chip monteret på en bærer og med perifere områder for tilslutning af forbindelsesledere, fig. 12 den i fig. 11 viste effektforstærker set fra siden, 10 fig. 13 en miniatureinduktor anvendt i forbindelse med effektforstærkeren i fig. 11 og 12, fig. 14 den i fig. 13 viste induktor set fra siden.

fig. 15 modtageren i fig. 9, idet forstærkeren i fig. 11 og 12 og induktoren i fig. 13 og 14 er anbragt deri, og de nye komponenter er vist stiplet, 15 fig. 16 den i fig. 15 viste modtager set fra siden, fig. 17 et diagram over de vigtigste komponenter i fig. 1 og 4, idet der desuden er vist kredsløb til undertrykkelse af forvrængning (vist stiplet), fig. 18A en trekantbølgeform, der tilføres til indgangen af en i fig. 17 vist komparator under audiosignaltilstande på nul, 6 DK 174526 B1 fig. 18B transienter i forbindelse med en tilstandsændring af komparatoren indikeret ved akseskæringeme i fig. 18A, fig. 18C en høj audiomodulation, idet målestoksforholdet er reduceret i tid og amplitude i forhold til fig. 18A, 5 fig. 18D opbygningen af en audio-strømkomponent under den i fig. 18C viste modulation, fig. 18E transientvariationen afbatterispændingen under opbygningen afaudiostrømkom-ponenten i fig. 18D, fig. 19 A komparatorens indgangsspænding under en audiomodulation på nul, idet man desuden ser den positive tilbagekoblings indvirkning på indgangsspændingen, der tilføres 10 til komparatorens indgang, fig. 19B en pulspositionsforvrængning frembragt ved hjælp af en tilbagekoblingslås, fig. 19C den af pulspositionsforvrængningen i fig. 19B frembragte audioforvrængning, fig. 20 variationen af en låsespænding tilvejebragt ved hjælp af den positive tilbagekobling, der tjener til at forskyde komparatorens indgangsspænding, der er vist i fig. 19A og 15 19B, fig. 21 fasestyringen af spændingen fra firkantbølgeoscillatoren anvendt til at kompensere for pulsbreddeforvrængningen introduceret ved hjælp af komparatorens tilbagekoblingslås, og fig. 22 de kombinerede virkninger på komparatorens indgangsspænding med både tilbage-20 koblingslåsen og en firkantbølgespænding, idet kombinationen genskaber de korrekte akseskæringer svarende til den tilførte trekantbølge, der er vist i fig. 19.

DK 174526 B1 7

Opfindelsen har relation til en effektforstærker til et høreapparat. Effektforstærkeren tjener til at forstærke signalerne fra en mikrofonforforstærker og afgive de forstærkede signaler til en øremikrofon. I fig. 1 er der vist et blokdiagram over den samlede forstærker, idet effektforstærkeren ifølge opfindelsen ligger i rektanglet PA. Audiosignalet 5 modtaget ved hjælp af en mikrofon M og forstærket ved hjælp af en forforstærker PR føres til effektforstærkerens indgangsterminal "f'1 med henblik på forstærkning og afgivelse af et forstærket signal til øremikrofonen E, der eventuelt via et filter F er forbundet til udgangsterminaleme "eM og "d" af effektforstærkeren. Øremikrofonen E omfatter en transducermotor anbragt i et transducerhus, der kan kommunikere med ørekanalen.

10 Udtrykkene "øremikrofon", "transducer" og "modtager" vil blive anvendt i flæng, medmindre der specielt refereres til øremikrofonen E.

Et batteri B på 1,2-1,5 volt forsyner en positiv leder BP og en negativ leder BN. En oscillator O, der også er vist i fig. 2 og 3, trækker strøm fra lederne BP og BN og frembringer ved sin udgangsterminal "a" en symmetrisk firkantbølge ved en ultralydffekvens 15 og har et spændingsudsving, der går fra potentialet af den negative leder BN til potentialet af den positive leder BP. Et spændingsudsving på tilnærmelsesvis 1,2-1,5 volt er således repræsenteret i bølgetoget ved "a". En forspændt integrator I, som vil blive diskuteret i det følgende, signalbehandler bølgetoget fra "a" til tilvejebringelse af en trekantbølgeform ved udgangen "c".

20 Et audioforspændingssignal, der repræsenterer audio-spændingen fra mikrofonen M, føres via en kondensator C1 til forspændingsterminalen "b" af integratoren 11 og giver en additiv forskydning af trekantbølgeformen tilvejebragt ved udgangen "c" af integratoren

Il. Kredsløbet til opnåelse af dette er vist mere detaljeret i fig. 4 og vil blive beskrevet i det følgende. I mangel af et signal fra mikrofonen M er trekantbølgeformen fra den 25 forspændte integrator 11 ved udgangen "c" symmetrisk i amplitude med hensyn til "akse skæringer". Ved "akseskæringer" menes skæringer i forbindelse med udsving i forhold til en tærskelværdi midt imellem potentialet af de to ledere BP og BN, dvs. tilnærmelsesvis 0,6 volt positivt i forhold til den negative leder BN. Et audioforspændingssignal fra 8 DK 174526 B1 forstærkeren PR bevirker, at trekantbølgeformen ved udgangen "c" forskydes i op- og nedadgående retning i afhængighed deraf og derved forskyder tidsintervallet imellem akseskæringeme.

En omskifterdriver D er koblet over lederne BP og BN og udleder effekt derfra. Denne 5 omskifterdriver D udnytter bølgeformen ved udgangen "cM af den forspændte integrator Γ som indgangssignal og forbinder skiftevis udgangsterminaleme "e" og "d" til henholdsvis den positive og den negative leder BP og BN under perioden mellem positive akseskæringer. Under perioden mellem negative akseskæringer er tilslutningsmulighederne af terminalerne "e” og "d" reverseret, idet udgangsterminalen "e" forbindes til den negative 10 leder BN, og terminalen "d" forbindes til den positive leder BP.

I mangel af en spænding fra mikrofonen M er indgangssignalet til omskifterdriveren D en trekantbølge af tilsvarende udsving og følgelig med et tilsvarende interval imellem akseskæringeme. Dette resulterer i en firkantbølgeform imellem terminalerne "e" og "d" af en størrelse på tilnærmelsesvis to gange batterispændingen. Det skal bemærkes, at 15 omskifterdriveren D blot virker som en polaritetsreverserende omskifter. Som tidligere nævnt forskydes akseskæringeme ved hjælp af audiosignalet fra mikrofonen M, hvorved udgangsspændingen ved terminalerne "d" og "e" omsættes til et pulsbreddemoduleret impulstog. Så længe oscillatorfrekvensen i hvert fald er to gange frekvensen af den højeste audiofrekvens, har det resulterende frekvensspektrum en audiofrekvensdel, der 20 danner en repræsentation af spændingen tilvejebragt ved hjælp af mikrofonen M samt ultralydfrekvenskomponenter hidrørende fra omskiftningen forårsaget af oscillatoren O.

Øremikrofonen E er forbundet til terminalerne "d" og "e" via et filter F, idet filteret F er så induktivt som muligt i den laveste del af ultralydspektret ved terminalerne "e" og "d" og enten er i hovedsagen transparent over for audioffekvensområder eller alternativt 25 tilvejebringer en højfrekvent audio "tilpasning", eksempelvis en forøget højfrekvent audiogengivelse, der er nyttig i forbindelse med visse høreskader, eller tjener til at DK 174526 B1 9 overvinde en iboende reduktion i højfrekvensgengivelse forårsaget af i hovedsagen induktive øremikrofonbelastninger.

Omskifterdriveren D er dimensioneret til at have en meget lav omskifterimpedans imellem lederne BP og BN og udgangsterminaleme "d" og "e". Hvis belastningen mellem "e" 5 og "d" er rent induktiv ved omskifterfrekvensen, bliver energien i filteret F i hver halvperiode tilbageført til batteriet B således, at strømforbruget holdes på et minimum.

I fig. 2 er der vist et diagram over oscillatoren O i fig. 1. Oscillatoren O er en tretrinsringoscillator, idet det enkelte trin består af en polomskifter bestående af de to komplementære par af PMOS og NMOS transistorer med en PMOS som øvre halvpol, eksempelvis 10 P3 og P4 og N3 og N4 som nedre halvpol.

I den øvre halvpol er source-elektroden af transistoren P3 forbundet til den positive leder BP, medens drain-elektroden er forbundet til source-elektroden af P4. Tilsvarende er i den nedre halvpol source-elektroden af N4 forbundet til den negative leder BN, medens drain-elektroden er forbundet til source-elektroden af N3. Drain-elektrodeme af P4 og 15 N3 er forbundet indbyrdes til dannelse af udgangsterminalen af polomskiftertrinnet P01. Indgangselementeme af en given pol er de indbyrdes forbundne porte af f.eks. transistoren P4 og transistoren N3. Alle transistorer er i denne version af oscillatoren og i alle de øvrige kredsløb, der vil blive omtalt i det følgende, enten PMOS eller NMOS transistorer med tærskel-kanal-spændinger, der fortrinsvis er justeret således, at de 20 opererer i forstærkningstilstanden.Indgangssignaleme til den øvre og den nedre halvdel af denne pol tilføres samtidigt til gate-elektroderne af P4 og N3. Den fælles forbindelse af drain-elektrodeme af driver-transistorerne P4 og N3 driver indgangene af det næste trin, dvs. gateelektrodeme af driver-transistorerne P6 og N5. Under drift tjener omskiftningen af den øvre og den nedre pol af et givet trin skiftevis til at oplade og aflade ga-25 te-kapaciteten af det næste trin. Udgangen af den tredje pol P03 tilbageføres til indgangen af den første polomkobler P01 via en leder L. Derved dannes en ringoscillator, der er karakteriseret ved en udgangsfrekvens bestemt af summen af de enkelte opladningsti- 10 DK 174526 B1 der af gate-elektroderne af indgangstransistoreme af hver polomskifter, eksempelvis P4 og N3 af polomskifter P01, der på sin side er bestemt af ladestrømmen, eksempelvis 13, der afgives fra drivtrinnet til de gate-elektroder, der er i drift.

Hele den strøm, der udtages fra batteriet B ved hjælp af disse tre polomkoblertrin 5 P01-P03, er repræsenteret ved den strøm, der er nødvendig til at oplade og aflade de enkelte indgangsporte. Ladestrømmen og følgelig oscillationsfrekvensen er bestemt af den strømbegrænsende virkning af P3, P5, P7, N4, N6 og N8, der er indskudt imellem source-elektrodeme af deres respektive driver-transistorer og signaljord, dvs. batteriter-minaleme BP og BN. Deres effektive modstand, der er bestemmende for strømmen af 10 henholdsvis den øvre og den nedre halvpol, er styret af fælles gate-forspændinger, der tilføres via ledere LP og LN. Ved en justering af disse forspændinger vil man kunne variere oscillatorfrekvensen.

Som det vil blive omtalt i det følgende, er det ønskeværdigt, at oscillatorfrekvensen under fremstillingen justeres til en forudbestemt værdi, der afhænger af karakteristikkerne af 15 udgangsbelastningen repræsenteret ved øremikrofonen E og filteret F. En betydelig forenkling er opnået i kredsløbet i fig. 2 ved at anvende et dobbelt strømspejl til at styre omskifterstrømmene i den øvre og den nedre halvdel af hver polomskifter til i hovedsagen identiske værdier og til at styre denne værdi ved hjælp af en enkelt modstand, der kan trimmes under fremstillingen til en permanent værdi for derigennem at indstille frekven-20 sen på en forudvalgt værdi. 1 kredsløbet i fig. 2 er dette opnået ved hjælp af et par strømspejle, der består af transistorerne P1, P2 og N1. Det første strømspejl består af transistorerne PI og P2, der opererer sammen med modstanden RI. Transistoren PI har sin source-elektrode forbundet til den positive leder BP, medens gate-elektroden og drain-elektroden er forbundet 25 indbyrdes og er ført tilbage til den negative leder BN via en modstand RI. Ved at variere værdien af modstanden RI kan strømmen II gennem den første transistor PI lægges ved en ønsket værdi. Transistoren P2, hvis source-elektrode er forbundet til den positive 11 DK 174526 B1 leder BP, og hvis gate-elektrode er forbundet til gate-elektroden af PI, har således den samme gate-til-source forspænding som P1. Strømmen 12 har således samme værdi som strømmen II. Strømmen 12 tilføres til en belastning repræsenteret ved drain-elektroden af N1, idet transistoren NI har sin gate-elektrode forbundet til sin drain-elektrode og sin 5 source-elektrode forbundet til den negative leder BN for derigennem at tjene som det andet strømspejl, hvilket vil blive beskrevet i det følgende.

Eftersom source-elektrodeme af P3, P5 og P7 er forbundet til den positive leder BP, og deres gate-elektroder er forbundet til gateelektroden af P2, er deres gate-til-source forspænding identisk med den tilsvarende forspænding af P2, og i den udstrækning, de 10 har identiske kanalegenskaber, vil disse strømme være lige stor under opladning. Eftersom de nedre strømregulatorer N4, N6 og N8 alle har deres source-elektroder forbundet til den negative leder BN og deres gate-elektroder forbundet til gate-elektroden af NI, er deres gate-til-source forspænding identisk med den tilsvarende forspænding af NI, således som denne er fastlagt ved hjælp af 12. Det følger deraf, at disse strømme også er 15 lig med 12.

Eftersom 12 er en kopi af II, følger det, at de ønskede resultater, inden for de anførte grænser, opnås ved, at ladestrømmene i den øvre og den nedre halvdel af hver polomskifter er identiske og i hovedsagen lige store i alle tre trin. Ved at variere modstanden RI holdes seks strømme på i hovedsagen samme værdi, hvorved oscillationsfrekvensen 20 af hele systemet er bestemt af en enkelt modstand. Beskyttelsesdioder Dl og D2 ved indgangen af oscillatorkredsløbet D giver en elektrostatisk beskyttelse af gate-elektroderne.

Udgangssignalerne af oscillatoren udtages fra de indbyrdes forbundne drain-elektroder af transistorerne P8 og N7 og foreligger som grove firkantbølgesignaler.

25 Transistorerne P9 og N9 omfatter et komplementært par af omskifterbufferkredsløb, der drives af oscillatoren og selv driveren flip-flop FF, der dividerer med to. Derved opnås 12 DK 174526 B1 en udnyttelsesgrad på næsten 50%, selv om udgangssignalet af den strømstyrede oscillator er asymmetrisk. Udgangssignalet af flip-flop'en FF driver et komplementært par af CMOS buffertransistorer PIO og NI 0 til tilvejebringelse af en forholdsvis lav udgangsimpedans og en minimal stige- og faldetid ved udgangen af oscillatorkredsløbet - se 5 punktet "a" i fig. 1.

En anden udformning af oscillatorkredsløbet er vist i fig. 3. Til forskel fra kredsløbet i fig. 2, der bestod af drivertransistorer med styret source-tilbagekobling for frekvensstyring, udgøres kredsløbet i fig. 3 ligesom tidligere af en CMOS tretrins ringoscillator, idet dog den enkelte halvpol er udformet som en kaskodeforstærker med et aktivt belast-10 ningselement. Kredsløbet er identisk med kredsløbet i fig. 2, bortset fra, at indgangen af den enkelte polomskifter er den fælles forbindelse af gate-elektroderne af driver-transistorerne P3-N4, P5-N6 og P7-N8, og strømstyreforspændingsledeme LP og LN er forbundet til gate-elektroderne af henholdsvis P4, P6, P8 og N3, N5, N7. 1 kredsløbet i fig. 3 er P3 en jordforbundet source-driver, der driver source-elektroden 15 af P4. En styrbar forspænding tilført til gate-elektroden af P4 via lederen LP styrer en halvbølgestrøm til gate-elektroderne af det efterfølgende trin. Tilsvarende gælder for de nedre halvpols elementer N3 og N4. Fordelen ved et sådant kredsløb er, at det har en lille ladestrøm og følgelig et lavt strømforbrug ved en given frekvens. Ladekapaciteteme repræsenteret ved gate-elektroderne af P4 og N6 er effektivt isoleret fra udgangene af 20 driver-transistorerne P4 og N4, hvorved de ikke reflekterer tilbage via tilbagekolingen og giver anledning til en øget indgangskapacitet ved gate-elektroderne af P3 og N4. Dette er forskelligt fra kredsløbet i fig. 2, hvor en sådan tilbagekobling (Miller effekt) kun er delvis udlignet af forstærkningsreduktionen hidrørende fra source-degenereringen. Eftersom strømbelastningen af de tre polomskiftere, der danner ringoscillatoren, er 25 gate-ladestrømmen, følger det, at kaskodeoscillatoren for en given frekvens har en større strømvirkningsgrad end kredsløbet i fig. 2 ved en given oscillationsfrekvens.Strømspejl-systemet styrer gate-elektroderne af belastningstransistoreme, såsom P4 og N3, til styring af ladestrømmen via forspændingsledere LP og LN udledt fra et dobbelt strøm- 13 DK 174526 B1 spejl, der ligesom tidligere involverer transistorerne PI, P2 og NBI .Eftersom drivtrans-istoreme P3 og N4 omskiftes til en højt ledende "ON" tilstand sammenlignet med deres belastninger P4 og N3, er der et ubetydeligt source-drain-spændingsfald, og gate-source-spændingen af belastningstransistoreme gengiver nøje de respektive strøm-5 regulatorer P2 og NI, hvilket igen resulterer i i hovedsagen lige store halvbølgestrømme 1 alle trin, hvilke strømme er bestemt af RI.

Eftersom det justerbare frekvensbestemmende element i begge oscillatorkredsløb udgøres af en enkelt modstand Ri, er det klart, at en mere generel anvendelse af det foregående princip muliggør en opbygning af en spændingsstyret oscillator ved blot at 10 erstatte modstanden R1 i fig. 2 og 3 med et styrbart element, såsom en felt-effekt-transi-stor T som vist i parallelkredsløbet i fig. 5, der modificerer de dobbelte strømspejl i fig.

2 og 3. Ved at anvende source-drain-strækningen som det styrende modstandselement kan modstanden og følgelig oscillationsfrekvensen varieres ved blot at variere det potentiale, der tilføres til punktet "g", der er forbundet til gate-elektroden. I forbindelse med 15 høreapparater foretrækkes en modstand, der kan trimmes, eftersom der ikke er behov for at variere frekvensen, når denne én gang er fastlagt. Overvejelser i forbindelse med en optimal frekvens vil blive diskuteret i det følgende.

Fig. 4 viser diagrammet over den forspændte integrator I, omskifter-driveren D, filteret F og den dertil hørende mikrofonbelastning E i fig. 1. Forbindelsespunkteme "a", "b", "c", 20 "d", "e" og "f' i fig. 1,2 og 3 har tilsvarende benævnelser i fig. 4. Oscillatorens forkantbøl- ge-udgangssignal i punktet "a" integreres ved hjælp af en modstand R4 og en kondensator C2 således, at der frembringes en i hovedsagen trekantet bølgeform i punktet "c". En fordel ved CMOS kredsløb er, at spændingsfaldet over en ubelastet "ON" transistor er i hovedsagen nul. Den åbne kredsløbsspænding af oscillatorbufferen svinger således (set 25 fra punktet "a") fra jord (negativ forsyning) til den positive forsyningsspænding. Trekant bølgeformen i punktet "a" vil være symmetrisk og have en middelværdi, der inden for nogle fa millivolt svarer til halvdelen af forsyningsspændingen, hvis (1) udgangsmodstandene af de to buffertransistorer P10 og N10 (fig. 2 og 3) er tilpassede eller er små 14 DK 174526 B1 sammenlignet med belastningsmodstanden repræsenteret ved integrationsmodstanden R4, (2) modstandene R2 og R3 er tilpassede, og (3) der ikke er noget audiofrekvenssig-nal i punktet "b".

En komparator dannes af et komplementært par af NMOS og PMOS transistorer P20 og 5 N20, der er indkoblet på samme måde som oscillatorbufferen PIO og N10 i fig. 2 og 3.

Hvis P20 og N20 har den samme tærskelspænding, vil "beslutningsspændingen" ved komparatorindgangen "c" være lig med halvdelen af forsyningsspændingen. Under disse omstændigheder vil trekantbølgeformen i punktet "c" efter forstærkning og klipning ved hjælp af speed-up CMOS omskifterinvertere P21-P27 og N21-N27 resultere i en sym-10 metrisk firkantbølge med en udnyttelsesgrad på 50% i punktet "d", idet det komplementære udgangssignal vil forekomme i punktet "e". Inverteme bestående af et komplementært par af omskiftertransistorer N21 og P21 tilvejebringer den inversion, der er nødvendig for at bringe udgangspændingen i punktet "d" ud af fase med spændingen i punktet "a". Eftersom disse to faser er inverterede, følger det, at spids-til-spids spændingen mellem 15 punkterne "d" og "e" og følgelig over belastningen er i hovedsagen to gange batterispændingen.

Eftersom udnyttelsesgraden er 50% i punkterne "d" og "e", vil middelspændingen i hver af disse punkter være lig med halvdelen af forsyningsspændingen som før nævnt. Hvis en øremikrofon anbringes imellem de to udgange, dvs. forbindes til punkterne "d" og "e”, vil 20 middelværdien, dvs. netto DC-strømmen gennem øremikrofonen være nul. 1 praksis vil tærskelspændingeme af PMOS og NMOS transistorerne P20 og N20 ikke være nøjagtigt lige store således, at komparatorspændingen ikke vil være lig med halvdelen af forsyningsspændingen. Med det ovenfor beskrevne kredsløb vil resultatet være, at udgangssignalets udnyttelsesgrad ikke vil være lig med 50%, og en uønsket stor netto 25 DC-strøm i øremikrofonen E med et heraf følgende tab i virkningsgrad kan blive resultatet ved et audiosignal på nul. Hvis man ønsker en bedre udnyttelse under fremstilling af monolitiske CMOS chip, kan det være ønskværdigt at tilpasse et område af kompara- 15 DK 174526 B1 torspændinger, der går fra en tredjedel til to tredjedele af forsyningsspændingen. Dette kan ske ved at justere et yderligere indgangsforspændingsnetværk, der er dannet af nogle modstande R2 og R3, der er koblet over energiforsyningsterminalerne BP og BN til tilvejebringelse af et ønsket DC-potentiale ved forbindelsespunktet "b", idet dette poten-5 tiale anvendes til at forspænde integratorens udgangsterminal V til en valgt værdi via en modstand R5. Derved tilvejebringes den ønskede tilpasning til tilvejebringelse af variationer i tærskelspændinger. Hver af modstandene R2 og R3 kan trimmes, eksempelvis ved lasertrimning til etablering af de rette forspændinger.

Hvis et audiomikrofonsignal tilføres ved punktet "f, vil dette signal blive adderet til 10 trekantbølgen i punktet "c", hvorved akseskæringeme forskydes, og den komplementære firkantbølge i punkterne ”d" og "e" ikke længere vil have en udnyttelsesgrad på 50%. Med kredsløbet justeret til et DC-udgangssignal på nul i fravær af et audiosignal, vil tilførslen af et sådant audiosignal til punktet "f' give anledning til, at udnyttelsesgraden af firkant-bølgen i punkterne "d" og "e" ændres proportionalt dermed. Den gennemsnitlige spæn-15 dingsdifferens mellem punkterne "d" og "e" og signalstrømmen gennem mikrofonbelastningen E vil derved være lineært relateret til indgangssignalets bølgeform, således som det er velkendt i forbindelse med klasse D forstærkere. Det skal bemærkes, at en klasse D forstærker af denne type er lineær under småsignalforhold, idet en sådan forstærker er fri for den krydstale, der karakteriserer de fleste klasse D forstærkere. Ulinearitet 20 under klasse D drift ses normalt kun for ekstremt store signaler.

Hvis øremikrofonen E indskydes direkte mellem de komplementære udgangsterminaler "d" og "e", vil der løbe en vekselstrøm ved omskifterfrekvensen gennem øremikrofonens E spole. Hvis mikrofonbelastningen ved disse terminaler er rent induktiv, og der vil kunne ses bort fra "ON" modstanden af udgangsafbrydeme, vil nettobelastningen af batteriet B 25 i forbindelse med denne vekselstrøm være nul, eftersom energien lagret i øremikrofonens E spole under den ene del af bølgeformen føres tilbage til batteriet B under den efterfølgende del.I praksis er der imidlertid også hvirvelstrømstab i den magnetiske struktur, og disse tab vokser med frekvensen. Ved indskydelse af en yderligere induktor 16 DK 174526 B1 med lavt tab og en kerne af ferrit eller pulver i serie med øremikrofonen E, reduceres disse tab, hvorved energivirkningsgraden forbedres ved, at ultralydeffektkomponenter tilbageføres til batteriet B. Dette er den principielle virkemåde af filteret i fig. I, der er repræsenteret ved L og C3 i fig. 4.

5 I praksis er omskifterimpedansen reræsenteret ved øremikrofonens indgangsimpedans repræsenteret ved en induktor med tab, som er shuntet af viklingskapaciteten af spolen.

Af de tidligere nævnte årsager vil kun en del af energien, der afgives til øremikrofonens spole ved omskifterfrekvensen, blive tilbageført til batteriet B. Energien lagret i viklingskapaciteten, der er en energi, der lagres næsten øjeblikkeligt ved den enkelte omskift-10 ning, afgives til modstanden af udgangs-transistorerne. Med øremikrofoner af lav impedans kan viklingskapaciteten gøres forholdsvis lille, og den vil således generelt være ubetydelig i forhold til det samlede energitab. Hvis den effektive seriemodstand af øremikrofonen E havde en værdi, der ikke varierede med frekvensen, ville en forøgelse af omskifterfrekvensen, dvs. oscillatorfrekvensen, til en passende høj værdi give anled-15 ning til, at øremikrofonen E udgjorde en næsten induktiv belastning for driveren over omskifterfrekvensen. Den fordel, der kan opnås derved, er imidlertid begrænset, eftersom afgivelsen af øremikrofonens indgangsimpedans ikke er konstant, men derimod øges med frekvensen. Denne stigning er i hovedsagen mindre end lineær med frekvensen, og ved tilstrækkelig høje frekvenser er impedansen i hovedsagen induktiv. En reduktion i 20 batteribelastningen ved en spredning afbelastningen kan således opnås ved at øge omskifterfrekvensen.

Dette er imidlertid til dels opgivet, eftersom en forøgelse i omskifterfrekvensen giver et andet bidrag til middelbelastningen af batteriet, idet alle gate-kapaciteter lader og aflader med en hastighed, der er proportional med frekvensen. Under anvendelse af 25 tilgængelige øremikrofoner og konventionel 6-7 μ metal gate CMOS teknologi giver en frekvens på omkring 100 kHz anledning til en tomgangsstrøm på omkring 104 μ A for kredsløbet reprassenteret ved oscillatoren i fig. 3 og kredsløbet i fig. 4 med en 600 ohm 17 DK 174526 B1 øremikrofon forbundet direkte over punkterne "d" og "e". I dette arrangement virker øremikrofonen som et filter.

En forbedring i forhold til denne tomgangsstrøm kan opnås ved indsættelse af et reaktivt filter bestående af serieinduktoren L og shuntkondensatoren C3. Induktoren har en 5 vikling, som er af ultraminiaturetypen med lavt tab, jf. US patentskrift nr. 3.182.384. Induktorviklingen er båret af en ferritkeme, idet hele induktoren L har et volumen på tilnærmelsesvis 0,0003 kubiktommer. Betingelsen for værdien af induktansen L er, at impedansen ved en valgt omskifterfrekvens af seriekombinationen af induktoren L og øremikrofonen E er i hovedsagen induktiv. Shuntkondensatoren C3 leder omskifterfre-10 kvensen harmonisk omkring øremikrofonen og dens spredningstab. Derved bliver det muligt at anvende en mindre induktor, eftersom den induktive reaktans ved omskifterfre-kvensen vil kunne reduceres tilsvarende.

Filteret kan ved en passende dimensionering ved den valgte oscillatorfirekvens dimensioneres til at udvise serie- og shuntvirkninger, der er acceptable ved audiofrekvenser, og 15 giver den ønskede induktive belastning ved den højere omskifterfrekvens og frekvenser derover.

Med værdier på 32 mH for L, 0,1 pF for C3 under anvendelse af en 600 olun miniature-øremikrofon og med en oscillatorfrekvens på 40 kHz konstateres en samlet tomgangsstrøm på mindre end 50 μΑ. Dette skal sammenlignes med de typiske tomgangsstrømme 20 på 500 μΑ eller mere, der konstateres i billige klasse B kredsløb, der er beregnet til høreapparater. Audiokvaliteten af klasse D forstærkere ved lave lytteniveauer er karakteriseret ved en harmonisk forvrængning på omkring 0,5%. Ved et lydtryksniveau på 100 dB ved 500 Hz er forvrængningen steget til ca. 5%. Disse forvrængningsniveauer ligger et godt stykke under det hørbare i forbindelse med tale og musik - jf. side 66-75 af 25 publikationen DESIGN AND EVALUATION AF HIGH FIDELITY HEARING AIDS ad Mead C. Killion (Northwestern University Ph.D. Dissertation, juni 1979, University Microfilms #7917816, Ann Arbor, Michigan).

18 DK 174526 B1

Klasse D forstærkeren kan således anvendes i de bedste high- fidelity høreapparater uden hørbar forringelse af gengivelsen.

induktansen L og kapaciteten C3 blev valgt til opnåelse af en forøgelse af øremikrofonens gengivelse ved omkring 3 kHz. Eftersom udgangen af omskifter-driveren nænner 5 sig til en spændingskilde af negligibel impedans, giver den tidligere nævnte induktive virkning af øremikrofonen E - der bevirker, at øremikrofonens impedans stiger med frekvensen - anledning til, at den akustiske effektafgivelse aftager ved højere audiofre-kvenser.

Impedansen af den anvendte øremikrofon kan ved højere audiofirekvenser tilnærmes med 10 en induktans på omkring 30 mH i serie med et tabselement på flere hundrede ohm. Ved at bringe parallelkombinationen af øremikrofonen E og filterinduktoren L med kondensatoren C3 i resonans ved omkring 5 kHz tilføres en øget drivstrøm til øremikrofonens netværksforgrening. Dette giveren væsentlig forøgelse afhøjfrckvensgengivelsen. De førnævnte værdier resulterede i en forøgelse i udgangssignalet på tilnærmelsesvis 5 dB 15 ved omkring 3 kHz sammenlignet med det samme kredsløb uden resonanskondensatoren C3. Filterkredsløbet tjener således både til at tilbageføre de harmoniske af omskifterfrekvensen til batteriet B og til at forbedre impedans-tilpasningen til belastningen ved de valgte frekvenser for derigennem at opnå en ønsket audiogengivelse.

Der er således blevet beskrevet et klasse D forstærkerkredsløb til et høreapparat, og som 20 ikke kun giver den forventede reduktion af audiosignalforvrængn ingen ved lave signalni veauer sammenlignet med konventionelle klasse B systemer, men som også opererer med en reduceret tomgangsstrøm. Som det vil være kendt for fagfolk på området, kan kredsløbene i fig. 1,2, 3 og 4 fremstilles ved enkelt-chip teknologi ved at brænde modstandene R1-R5 på selve chip'en, hvilke modstande skal trimmes til foreskrevne værdier, 2 5 idet kun induktoren L og kondensatoren C3 foreligger som diskrete komponenter. Beho vet for en blokerende seriekondensator imellem øremikrofonen og driveren er elimineret, uden at der af den grund er behov for de dyre og pladskrævende balanceringskreds- 19 DK 174526 B1 løb, der normalt findes i klasse B systemer. Hele effektforstærkeren med den valgfri filterinduktor L optager et samlet volumen på 0,007 kubiktommer, idet filterkondensatoren C3 kun optager et ubetydeligt volumen.Når bortses fra indgangskondensatoren Cl og udgangsfilteret bestående af L og C, har alle de diskrete komponenter R1-R5 og C2 5 som vist i fig. 2, 3 og 4 værdier, der bevirker, at de kan indgå i et monolitisk integreret kredsløb eller på den dertil hørende bærer. I én udførelsesform er alle de ovennævnte diskrete komponenter R1-R5 og C2 brændt på et 0,005 tomme tykt keramisk substrat (chip-bærer) under anvendelse af tykfilmsteknologi. Kondensatoren C1 har en værdi på 0,01 pF og fås som en 0,018 tomme tyk 0,050 tomme x 0,040 tomme chip-kon- densa-10 tor, der kan optages i øremikrofonens hus eller være en del af den konventionelle forforstærker af høreapparatet. De øvrige kredsløbskomponenter var en del af en custom design CMOS chip, der var bundet til tykfilmshybridkredsløbet. Eftersom de fleste chip har samme beslutningsspændinger, var det i almindelighed kun nødvendigt at justere enten R2 eller R3, og ikke begge modstande i en given produktion.

15 Fig. 6 viser et komplet høreapparat i et hus 10. Huset 10 indeholder en mikrofon 12, et batteri 24, en mikrofonforforstærker 14, en effekforstærker 16, en øremikrofon (modtager) indeholdende en transducer 18, et rør 20, derpå den ene side er forbundet til transduceren 18, og på sin side er forbundet til et høreapparats udgangsport 22, der-er indrettet til at kommunikere med ørekanalen, når huset 10 er indført på passende måde. Kom-20 ponenteme i fig. 6 er vist i mindre målforhold end huset 10 således, at de kan betragtes hver for sig. I praksis er de meget tæt pakket og udfylder i hovedsagen hele huset 10. Især optager effektforstærkeren 16 og transduceren 18 et betydeligt volumen.

Størrelsesproblememe i et sådant høreapparat kan vurderes ved at sammenligne en repræsentativ konventionel klasse B forstærker Model LTT-549 fremstillet af Linear 25 Technology Corporation (Elk Grove, Minnesota), og som er vist i fig. 7 og 8 med de to forstærkere, der er vist i fig. 9 og 10, og som i store træk repræsenterer en konventionel øremikrofonstransducer med dertil hørende hus. Det viste eksempel er Model BK1600, der fremstilles af Knowles Electronics, Franklin Park, Illinois og er en modifikation af 20 DK 174526 B1 den modtager, der er omtalt i US patentskrift nr. 3.588.383. Fig. 7-16 er vist i samme målestoksforhold. En målestsok er vist sammen med figurerne.

I fig. 7 og 8 består klasse B forstærkeren 24 af en chip 28 monteret på en bærer 26, idet der desuden er indrettet to tilbagekoblingskondensatorer 30. Dimensionerne af klasse 5 B forstærkeren 24 er med tilnærmelse 0,090" x 0,250" x 0,300". Det skal bemærkes, at kondensatorerne 30 optager en betydelig del af volumenet af forstærkeren 24. Denne forstærker indeholder ligeledes en forforstærker, og der er indrettet kondensatorer til stabilisering af forforstærkeren.

Klasse B forstærkeren i fig. 7 og 8 skal sammenlignes med modtageren 32, der er vist 10 i fig. 9 og 10, idet modtageren indeholder et modtagerhus 36, en i huset 36 anbragt transducer 40 med et dertil hørende elastisk armaturelement 42, idet huset 36 er opdelt i et øvre og et nedre kammer 50 og 48 ved hjælp af en skillevæg 46. Ved tilførsel af et indgangssignal til terminalerne 38 aktiveres en transducermotor 40 til at forskyde armaturet 42, idet armaturet 42 ved hjælp af ikke viste organer er koblet til at aktivere en ikke 15 vist membran, der er anbragt umiddelbart over skillevæggen 46 til frembringelse af et lydsignal i det øvre kammer 50, hvilket lydsignal via en port 52 føres til udgangen 34 af modtageren.

Fig. 11 og 12 er i samme målestoksforholdsom fig. 7-10. De viser en klasse D forstærker 54. Denne forstærker omfatter en bærer 60 for en CMOS chip, der er vist ved hjælp 20 af stiplede konturer 62 og er indesluttet af en indkapsling 56. Nogle ydre terminaler 58 tjener til forbindelse afledere. Modstandene R1-R5 og kondensatoren Cl er diskrete komponenter, der er tilvejebragt på chip-bæreren 60 og ligger under indkapsl ingen 56 og følgelig ikke er synlige. De samlede dimensioner af klasse D forstærkeren 54 er med tilnærmelse 0,3" x 0,155” x 0,095", Fig. 15 og 16 viser den foretrukne placering af for-25 stærkeren 54 - se fig. 11 og 12 - i modtagerhuset 36 og monteret på den venstre væg af transducemiotoren 40.

21 DK 174526 B1

Fig. 13 og 14 viser i tilsvarende målestok en induktor opbygget efter principperne ifølge Carlson-Pyle patentet. Induktoren har henvisningstallet 64 og består af en lukket ramme 66 med en vikling 68, der er anbragt på det ene ben af rammen 66. Det ses igen - se fig.

15 og 16 - at induktoren 64 kan tilpasses til den ene side af armaturet 42 med modtager-5 huset 36. Også i forbindelse med fig. 15 og 16 skal det bemærkes, at der er indrettet yderligere terminaler 38 af hensyn til de øgede terminalkrav, der er nødvendiggjort af placeringen af de to elementer 54 og 64 inde i modtagerhuset 36. Det beskrevne kredsløb nødvendiggør kun tre terminaler 38’, to for batteriforsyningen (den ene virker som jord) og en for indgangssignalet.

10 Det er således muligt at tilvejebringe en effektforstærker, der ikke kun har en lav forvrængning og en lille tomgangsstrøm, men som også muliggør en montering af forstærkeren såvel som den energibevarende induktor i huset af en konventionel øremikrofon.

Det yderligere filterelement C3 kan let tilpasses i den position, der svarer til positionen af induktoren 64 med hensyn til armaturet 42 - se fig. 15.

15 Den indre modstand af energikilden, der sædvanligvis er et lille batteri, giver anledning til to former for forvrængning i det tidligere beskrevne apparat, idet den ene opstår ved høje audiomodulationsniveauer, og den anden forvrængning hidrører fra transienter i forbindelse med omskifteroperationen med hensyn til terminalerne e og d - se fig. 1. Fig.

17 viser et sammensat kredsløb på basis af fig. 1. Man ser desuden integrations- og 20 forspændingsnetværkene i fig. 4. Det skal bemærkes, at driveren D i fig. 1 er opdelt i to funktionsområder, nemlig to faseinverterende indgangskomparatorer CP1 og CP2, der i funktion svarer til transistorerne P20 og N20 i fig. 4, der driver en polaritet-omskifter-blok S, idet sidstnævnte i symbolsk form gentager aktiveringen af transistorerne P21-P27 og N21-N27. Årsagen til, at der tilvejebringes en anden komparator CP2, vil blive disku-25 teret i det følgende. Kredsløbet i fig. 17 viser nogle yderligere kredsløbsmodifikationer, der kan tage sig af disse forvrængninger. 1 fig. 17 er der desuden tilføjet nogle afbiyder-punkter Pa og Pb såvel som en batterireturleder RL, en forvrængningsundertrykkende modstand RB', kondensatorer C2', Cff og Cfb og et forforstærker-afkoblingsnetværk 22 DK 174526 B1 RD-CD. En ækvivalent batterimodstand RB er anbragt i serie med batteriet B til indi-kering af oprindelsen af det høje modulationsniveau af audioforvrængningen. De forvrængningsundertrykkende virkninger af disse kredsløbsmodifikationer vil blive forklaret i det følgende.Det skal erindres, at komparatortransistoreme P20 og N20 i fig. 4, og som 5 svarer til funktionselementeme CP1 og CP2 i fig. 17, er af CMOS typen, idet de to transistorer er valgt således, at beslutningsspændingen, dvs. tærskel-spændingen med tilnærmelse svarer til halvdelen af den totale forsyningsspænding, der tilføres mellem source S af transistoren P20 og source S af transistoren N20, dvs. den tilførte forsyningsspænding. En øjeblikkelig reduktion i den spænding, der tilføres til kompara-10 toren, vil således give et fald i tærskelspændingen på næsten halvdelen af denne værdi. Et spændingsfald på 100 mV af den positive terminal BP vil således give et fald på 50 mV i tærskelværdien af komparatoren. Når spændingen i punktet c, der tilføres til indgangen af komparatoren CP I, har nået et punkt, hvor den trigger komparatoren, kan den efterfølgende ændring i tærskelspændingen som følge af et spændingsfald over modstanden RB 15 reversere beslutningen af komparatoren.

Forskydningen af komparatorens beslutningsspænding i forbindelse med variationer i den batterispænding, der tilføres til komparatoren CP1, giver anledning til instabilitet i form af burst af oscillationer, der kendes som ''væddeløbstilstand". Fig. 18A viser den af oscillatoren frembragte bølgform Vc, der tilføres til indgangsterminalen af komparatoren 20 CP i fravær af audiomodulation frembragt ved hjælp af mikrofonen M og forforstærkeren PR. Fig. 18B viser for den tilstand, hvor der ikke er nogen belastning over terminalerne d-e, den tilsvarende transiente bølgeform, der er frembragt på den positive leder PB (denne spænding er her benævnt Vcc) ene og alene som følge af strømspidsen genereret under omskiftningen som følge af kapaciteten af udgangs-MOSFET-transistoreme af et 25 forholdsvis stort areal. Som det vil blive beskrevet i det følgende, frembringes der en større og længere varende transientforstyrrelse under tilstedeværelse af en belastning, der er forbundet til terminalerne d og e. Når denne belastning er induktiv, frembringes der både en positiv og en negativ transientforstyrrelse, der kan være forholdsvis stor ved maksimale udgangssignaler. Denne sidste tilstand øger problemerne i forbindelse med 23 DK 174526 B1 væddeløbstilstande. Problemerne er lette at forstå i tilfælde af, at der ikke er nogen belastning. Omskiftning af udgangen sker i fravær af'væddeløb", hver gang oscillatorens spænding passerer en nominel værdi, der er lig med halvdelen af batterispændingen, dvs. tilnærmelsesvis 0,7 volt.

5 Under et nedadgående udsving af komparatorens indgangsspænding Vc (fig. 18A) vil den batterispænding, der tilføres til komparatoren, aftage, samtidig med at den til indgangen tilførte spænding søger at holde komparatoren i en låst tilstand i denne halvperiode. Beslutningsspændingen kan således falde under den indgangsspænding, der tilføres til komparatoren, hvorved komparatoren skifter tilstand under varigheden af den transiente 10 forstyrrelse på lederen BP og derefter vender tilbage til sin sande værdi. Med den typiske tidsforsinkelse mellem omskiftningen af komparatoren og udgangen kan denne proces gentages flere gange, inden indgangsspændingen Vc til komparatoren er aftaget så meget, at den transiente forstyrrelse på lederne BP ikke længere kan forskyde komparatorens beslutningsspænding således, at der eventuelt kunne ske en reversering af dennes tilstand.

15 Der vil derfor kunne forventes burst af oscillationer, eftersom processen synes at være selvunderstøttende. Dette giver anledning til, at der opstår betydelige forvrængninger ved udgangen.

Denne oscillation er imidlertid begrænset til mikrosekund-domænet og vil kunne elimineres ved at dele integrationsprocessen ved hjælp af to kondensatorer C2 og C2' - se fig.

20 17. Hvis disse to kondensatorer C2 og C2' er lige store, vil enhver transient spænding imellem den positive leder BP og den negative leder BN blive gendannet med samme polaritet, men kun med halvdelen af sin værdi ved indgangen CP. Denne spændingsdeling giver en transient korrektion ved indgangen af komparatoren. Især når spændingen til indgangen af komparatoren fra terminalen c ligger under den nominelle beslutningsspæn-25 ding af komparatoren CP, og potentialet mellem den positive og den negative leder BP og BN falder - hvilket kan forårsage en falsk trigning af komparatoren til en anden tilstand - så gentages potentialfaldet øjeblikkeligt i dæmpet form således, at potentialet ved 24 DK 174526 B1 indgangen af komparatoren falder momentant. Derved holdes komparatoren i sin rette stilling.

For yderligere at reducere risikoen for væddeløbstilstande er der indrettet et yderligere trin til at introducere hysterese i komparatoren med et "dødt område", der er tilstrække-5 ligt til at dække alle ændringer på nær meget store ændringer i komparatorens beslutningsspænding. Dette er som vist i fig. 17 opnået ved hjælp af en positiv tilbagekobling fra udgangen af komparatoren CP2 gennem en kondensator Cpf. Denne positive tilbagekobling nødvendiggør den yderligere inverterende komparator CP2, der er identisk med CP 1. Indføringen af et sådant dødt område i komparatorens drift giver en audioforvræng-10 ning i nærheden af det maksimale udgangssignal. Der er imidlertid fundet en løsning på dette problem. Ved hjælp af en kompenserende forskydningsspænding fra firkantbølge-signalet af oscillatoren O i form af et feed-forward signal gennem kondensator i fig.

17 - hvilken kondensator har samme værdi som Cpf- bliver det muligt at indføre en hysterese i komparatoren uden at audioforvrængningen af den grund øges.

15 Fig. 19-22 viser, hvorledes en kombination af feedback og feed-forward spændinger kombineres til tilvejebringelse af en passende hysterese i komparatorens trigning uden at indføre pulsbreddeforvrængning. Det antages, at komponenten af spændingen til komparatorens indgangsterminal c fra tilbagekoblingskondensatoren Cpf og feed-forward kondensatoren Cff hver især er lig med 0,1 volt. Fig. 19A viser en trekantbølgeform 20 centreret omkring en middelværdi på 0,7 volt. Den positive tilbagekoblingsspænding er faseforskudt således, at den i det foreliggende eksempel adderer 0,1 volt til komparatorens indgangsspænding, når denne indgangswspænding overstiger 0,7 volt, og adderer en lige så stor men modsat korrektionsspænding under varigheden af den nedre halvdel af trekantbølgen. Låsespændingen VL - se fig. 20 - vil således være 0,1 volt, når kompara-25 torens indgangsspænding Vc overstiger 0,7 volt. Dette giver en umiddelbar stigning af bølgeformen i fig. 19 A på 0,1 volt og en positiv fastlåsning af indgangssignalet i tilfælde af tilfældig støj og væddeløbstilstande. Yderligere ufølsomhed over for støj og væddeløbstilstande kan opnås ved at forøge tilbagekoblingsspændingen. Den fastlåste tilstand 25 DK 174526 B1 er vist stiplet i fig. l9A.Komparatoren CPl forbliver i den låste tilstand gennem hele tilbagesporingsdelen af trekantbølgeformen, når denne falder fra sin spidsværdi. Eftersom den totale spænding, der tilføres til terminalen c, er bestemmende for, hvornår komparatoren CPl undergåren omskiftning, følger det, at tilbagekoblingslåsevirkningen 5 vil give anledning til, at komparatoren forbliver i ON-tilstand, indtil den totale spænding er faldet til 0,7 volt. Resultatet er, at det enkelte komparatorskift sker med en forsinkelse, således som det er vist stiplet i fig. 20. Efter omskiftningen er fortegnet af tilbagekoblingsspændingen reserveret, hvorved trekant-bølgeformen i fig. 19A falder med 0,2 volt, hvorefter cyklen gentages og på ny resulterer i en forsinket omskiftning ved afslut-10 ningen af den negative halvperiode. Som følge af tilbagekoblingsfastlåsningen forventes der ikke nogen pulspositionsforvrængning.

En pulspositionsforvrængning som følge af hysterese introducerer på sin side en trinformet forvrængning i nærheden af det fulde audioudgangssignal. Vi betragter nu de to tilstande i fig. 19B, hvor et audioindgangssignal i nærheden af maksimum er illustreret 15 ved hjælp af den stiplede kurve, og et signal, der er lidt større end det maksimale indgangssignal, er vist fuldt optrukket. Bemærk, at en meget lille ændring i indgangssignalet giver et brat fald i udnyttelsesgraden (fra 20% til 0% i det viste eksempel). Hysteresen ændrer således audiooverføringsfunktionen fra den lineære funktion vist fuldt optrukket i fig. 19C til den funktion, der er vist stiplet i fig. 19C.

20 For at bibeholde fordelene ved den positive tilbagekoblingsforskydningsspænding og den derved tilvejebragte låsevirkning, udnyttes faserelationen mellem oscillatorens firkantbølgeudgangsspænding V0 vist i fig. 21 og trekantbølgeformen vist i fig. 19A, idet sidstnævnte genereres ved integration af firkantbølgen. Hvis oscillatorspændingen V0 er lig med tilbagekoblingsspændingen VL og adderes dertil, fas de i fig. 22 viste resultater.

25 I den positive fastlåste tilstand er den trekantbølgeform, der stiger fra 0,7 volt i fig. 19A, holdt yderligere 0,2 volt positiv i forhold til komparatoren, der holdes i den låste tilstand ved hjælp af begyndelsesstigningen af trekantbølgeformen. Ved spidsen af bølgeformen 26 DK 174526 B1 bliver oscillatorspændingen reverseret, hvilket giver et fald på 0,2 volt i bølgeformen ved spidsen. Derved genskabes den resterende kvartperiode af den oprindelige trekantbølgeform, der er vist i fig. 19A. Denne bølgeforms skæring af beslutningsniveauet ved 0,7 volt genetableres til det rette tidspunkt. Ved en efterfølgende skæring af tærskelværdi-5 spændingen på 0,7 volt - se fig. 22 - reverseres komparatorens tilbagekoblingssignal således, at det adderes til oscillatorspændingen i negativ retning, hvorved spændingen i punktet c øjeblikkeligt bliver -0,2 volt. Cyklen gentages med ændringen i fortegnet af oscillatorspændingen, der reverserer bølgeformskorrektionen ved den nedadgående spids af trekantbølgen, der igen tilvejebringer det rette skæringstidspunkt af aksen. Ved at 10 kombinere oscillator- og tilbagekoblingsspændingeme ved lige store amplituder tilvejebringes en immunitet over for væddeløbstilstande, og den pulspositionsforvrængning, der normalt forekommer i forbindelse med sådanne tilbagekoblingssystemer, undertrykkes fuldstændigt. Eftersom både oscillatoren O og komparatoren CP2 frembringer bølgeformer af spids-til-spids værdier, der er lig med den totale spænding, der tilføres mellem 15 lederne BP og BN, er et ligeligt bidrag fra hver kilde opnået ved at gøre koblingskon-densatoreme Qr og Cpf lige store.

Repræsentative værdier for kondensatorerne i kredsløbet 20 er: C2 = C2' = 6m8 pF. Ρ,ρ =· Cir = 0,68 pH. Repræsentative værdier for modstandene i kredsløbet 20 er: R4 = 390 kohm; R5 = kohm; RI = R3 = 390 kohm.

20 En anden årsag til forvrængning i millisekundområdet, dvs. i audio domænet, er den betydelige audiofrekvensdel af den strøm, der trækkes fra batteriet B ved tilførsel af en kraftig modulation til terminal c, dvs. ved indgangen af komparatoren CP1. 1 fig. 18C ses begyndelsen afen høj modulationstilstand, der skal tilvejebringes ved hjælp af et næsten maksimalt indgangssignal af positiv værdi, der tilføres pludseligt til indgan-25 gen af komparatoren CP 1. For et sådant indgangssignal kan oscillatorbølgeformeme kun lige berøre tærskelværdispændingen som vist i fig. 18C. Det skal erindres, at ved audio-frekvenser er belastningsimpedansen repræsenteret ved øremikrofonen E, og det valgfri 27 DK 174526 B1 filter F over terminalerne e-d af udgangsomskiftertrinnet S er betydeligt mindre end den induktive reaktans derimellem ved en omskifterffekvens på 100 kHz. Under sådanne modulationsforhold er bølgen - så længe potentialet ved indgangen af komparatoren CP1 tilføres ved den tilførte audiofrekvens - tilstrækkelig positiv til at kunne trigge kompara-5 toren til reversering i en ekstrem lille del af udnyttelsesgraden, idet strømmen iL, der afgives til belastningen, øges og er en i hovedsagen eksponentiel bølgeform med en tidskonstant, der stort set er lig med forholdet mellem induktansen og resistansen af øremikrofonbelastningen. 1 transducere beregnet til audiofrekvenser er denne tidskonstant en brøkdel af et millisekund. Til forskel fra de tidligere mikrosekund-transienter 10 opstår der en længere varende transientopbygning i strømmen iL som vist i fig. 18D. Virkningen på potentialforskellen mellem de to ledere BP og BN er, at der opstår et stort spændingsfald over batterimodstanden RB som vist i fig. 18E, hvilket kræver et tidsinterval i millisekunddomænet til opnåelse af den maksimale værdi. Forvrængningsmekanis* men er i dette tilfælde i hovedsagen den samme, idet komparatorens tærskelspænding æn-15 dres med halvdelen af forstyrrelsen på bussen BP. For at forhindre at denne ændring i tærskelspændingen påvirker det punkt, ved hvilket komparatoren skifter, kan en kompenserende spændingsændring overlejre audiofirekvens-indgangsspændingen, således som det vil blive beskrevet i det følgende. I mangel af en kompenserende spænding er der konstateret en anden harmonisk forvrængning i audiofrekvensudgangen.Eftersom hele 20 systemet opererer i nærheden af sin maksimale effekt, løber tilsyneladende hele den strøm, der udtages fra batteriet B, gennem forstærkeren. Dette kan udnyttes til at tilvejebringe en tærskelspændingskompensation i millisekundområdet analogt med den kompensation, der tilvejebringes ved hjælp af den kapacitive deler C2-C2' i millisekundområdet. I forbindelse med fig. 17 skal det bemærkes, at den negative side af batteriet er 25 blevet fjernet fra den negative leder BN og i stedet er blevet tilbageført til den negative leder gennem en kompenserende modstand RB'. Den strøm, der løber gennem RB', vil af de tidligere nævnte årsager næsten være lig med den totale strøm, der løber gennem batteriet B. Værdien af RB* antages at være lig med værdien af den indre modstand RB af batteriet B. En modstand på 5 ohm er repræsentativ. Under store strømme, der opstår i 30 millisekunddomænet og f.eks. giver anledning til et spændingsfald på 100 mV over 28 DK 174526 B1 batterimodstanden RB, vil der opstå et tilsvarende spændingsfald overden kompenserende modstand RB', hvilket giver anledning til et spændingsfald på 200 mV i den batterispænding, der tilføres til energiforsyning af komparatoren CP 1. Der fremkommer derved et fald på 100 mV i tærskelspændingen af komparatoren CP1, og dette må udbalanceres.

5 Til dette formål tilføres en kompensation på 100 mV til terminal c ved at tilføre forforstærkerens udgang til den negative batterilederRL ved at forbinde den negative energiforsyningsleder af forforstærkeren PR direkte til den negative side af batteriet B som vist. Eftersom den positive energiforsyningsleder til forforstærkeren PR er stabiliseret ved hjælp af afkoblingsnetværket RD-CD, følger det, at der næsten øjeblikkeligt fremkom-10 mer et spændingsfald på 100 mV ved udgangen af forforstærkeren PR, og som tilføres til indgangen af komparatorkredsløbet via komparator C1. Faldet i komparatorens tærskelspænding udkompenseres ved hjælp af et tilsvarende spændingsfald, der overlejres på den tilførte audiospænding, hvorved den anden harmoniske af audiofrekvensforvræn-gingen reduceres betydeligt.

15 I visse udformninger er det foretrukket at opfatte den positive leder BP (fig. 17) som "systemjord", i hvilket tilfælde den strømaffølende modstand RB' anbringes i serie med batteriet B og den positive leder BP. Afkoblingsnetværket RD-CD af forforstærkeren PR anbringes således, at det isolerer den negative forsyningsterminal af forforstærkeren PR fra potentialvariationer i den negative leder BN, og den positive forsyningsterminal af 20 forforstærkeren PR vil være forbundet til batterisiden af modstand RB'. De nødvendige procedurer for tilvejebringelse af en sådan modifikation er nærliggende for fagfolk på området.

Der kan således anvendes flere forskellige metoder til at undertrykke forvrængninger, der kan spores i netledningerne, der tilføres spændingsvariationer hidrørende fra strøm-25 forbrug, der giver anledning til uundgåelige spændingsfald over den indre impedans af batteriet. Som følge af det begrænsede volumen i høreapparatet og især som følge af det endnu mere begænsede volumen, hvis effektforstærkeren skal anbringes i huset af frans- 29 DK 174526 B1 ducermodtageren, bliver de normale midler til tilvejebringelse af afkoblingsnetværk imellem de forskellige trin uhensigtsmæssige. De optager for meget plads. Ved de foregående metoder er der tilvejebragt en forstærker af passende effekt og lav forvrængning, og som kan anbringes i modtagertranducerens hus.

Claims (6)

1. 2. Høreapparat ifølge krav l, kendetegnet ved, at kompensationsnetværket indeholder mindst en kompenserende kondensator (2') forbundet til at koble i hvert fald en del af forsyningsterminalens spændingsvariation til indgangen af komparatorkredsløbet.
2. 3. Høreapparat ifølge krav 2, kendetegnet ved, at den kompenserende kondensator (2') 5 er koblet imellem indgangen af komparatorkredsløbet og en af forsyningsterminaleme.
3. 4. Høreapparat ifølge krav 3, kendetegnet ved, at oscillatorkredsløbet indeholder organer (O) for generering af en firkantbølge ved den nævnte ultralydfrekvens og et integrationskredsløb (II) for frembringelse af trekantbølgeformen fra firkantbølgen, hvilket integrationskredsløb (11) indeholder et forspændingskredsløb, der kan reagere på 10 indgangsaudiosignalet ved at forskyde middelværdien af trekantbølgen over og under komparatorens tærskelspænding med en audiofrekvenshastighed, og en integrationskondensator (2) indskudt mellem komparatorens indgang og den anden af forsyningsterminaleme, og som samarbejder med kompensationskondensatoren til at integrere bølgeformen, hvilken kompensationskondensator har en værdi, der er lig med værdien af integra-15 tionskondensatoren (2).
4. 5. Høreapparat ifølge krav 1 eller 4, kendetegnet ved, at komperatorkredsløbet indeholder mindst én CMOS komparator forbundet til at kunne blive en ergi forsynet fra forsyningsterminaleme.
5. 6. Høreapparat ifølge krav 1,kendetegnet ved, at kompensationsnetværket indeholder 20 en modstand (RP’) indskudt mellem en af forsyningsterminaleme og jævnspændingskilden (B) og et korrektionskredsløb for kobling af spændingsændringerne fremkommet over modstanden (RP') i forbindelse med transducerens energiforsyning for derved at tilvejebringe en forskydningsudbalancering.
6. 7. Høreapparat ifølge krav 6, kendetegnet ved, at korrektionskredsløbet er indrettet til 25 at koble spændingsændringerne til komparatorens indgang uden nogen væsentlig dæmp- DK 174526 B1 ning, og at værdien af modstanden er i hovedsagen lig med den indre impedans af batteriet (B).