DE977019C

DE977019C - Kopplungsanordnung fuer Wellenuebertragungssysteme

Info

Publication number: DE977019C
Application number: DEP30093A
Authority: DE
Inventors: Warren Ayres Tyrrell
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1942-12-31
Filing date: 1949-01-01
Publication date: 1964-12-23
Also published as: CH271529A; FR948355A; GB643162A

Description

(WiGBI. S. 175)

AUSGEGEBEN AM 23. DEZEMBER 1964

P 30093 IXdI'21 a⁴ D

ist als Erfinder genannt worden

Die Erfindung bezieht sich auf eine Kopplungsanordnung für die Ankopplung von vier Übertragungskreisen A, B, C, D eines Wellenübertragungsnetzwerks. Es ist bekannt, vier Übertragungskreise als Zweige an eine geschlossene Übertragungsschleife anzukoppeln, deren elektrische Länge ein ungerades Vielfaches einer Halbwellenlänge bei der Betriebsfrequenz beträgt, und zwar derart, daß die Wellenübertragung zwischen jedem Kreis eines ersten, die Kreise A und C umfassenden Paares und jedem Kreis eines zweiten, die Kreise B und D umfassenden Paares stattfinden kann, daß aber die Wellenübertragung zwischen den Kreisen A und C bzw. B und D des gleichen Paares weitgehend verhindert ist.

Bei der bekannten Kopplungsanordnung sind sämtliche Anschlüsse als Parallelanschlüsse ausgeführt. Es ergeben sich daraus gewisse Einschränkungen in der Anwendung; insbesondere läßt sich die bekannte Anordnung als Wellenleiter-Doppel-, kompensator nur in der Weise verwenden, daß in einer Seite der Schleife eine Umwandlung oder Leitervertauschung vorgenommen wird, um an dem gegenüberliegenden Anschluß eine Löschung der in den beiden Schleifenseiten sich fortpflanzenden Wellenenergie zu verwirklichen.

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Die Erfindung will eine Kopplungsanordnung der angegebenen Art vervollkommnen und insbesondere bei der Verwirklichung einer Doppelkompensation die Abhängigkeit von Umwandlungs- oder Vertauschungsmaßnahmen vermeiden.

Die Besonderheit der Erfindung besteht darin, daß unter Anwendung entweder eines Parallel- oder eines Reihenanschlusses für jeden Zweig wenigstens einer der Zweige mittels Reihenanschluß an

ίο die geschlossene Schleife angeschlossen ist, daß der längs der Schleife bestehende elektrische Abstand zwischen zwei je am nächsten nebeneinander angeschlossenen Zweigkreisen angenähert Null oder ein ganzes Vielfaches (o, i, 2, 3, 4) der Viertelwellenlänge bei Betriebsfrequenz beträgt und der Abstand längs der Schleife zwischen den beiden Kreisen jedes Paares angenähert mit Null oder einem geraden Vielfachen (0, 2, 4, 6 . ..) der Viertelwellenlänge bei Betriebsfrequenz bemessen ist, wenn die Anschlüsse an die Schleife gleicher Art, d. h. beide Reihen- oder Parallelanschlüsse sind, daß der längs der Schleife bestehende Abstand der Zweige eines Paares bei Anwendung eines Reihenanschlusses für den einen Zweig und eines Parallelanschlusses für den anderen Zweig angenähert ein ungerades Vielfaches einer Viertelwellenlänge beträgt und daß höchstens drei der vier Zweige an einem gegebenen Punkt der Schleife angeschlossen sind.

Die Verbindung einer Zweigleitung mit einer Hauptleitung (Schleifenteil) wird Reihenanschluß genannt, wenn bei Leistungszufuhr von der Zweigleitung in die Hauptleitung die Phase der Wellen; welche in der Hauptleitung von der Anschlußstelle weg in der einen Richtung fortschreiten, um i8o° von der Phase der Wellen abweicht, welche von der Anschlußstelle weg in der andern, d. h. entgegengesetzten Richtung fortschreiten, wobei die Phase im Prinzip gleichzeitig beiderseits der Anschlußstelle an von der Mitte der letzteren gleich weit entfernten Punkten gemessen wird.

Die Verbindung einer Zweigleitung mit einer Hauptleitung (Schleifenteil) wird Parallelanschluß genannt, wenn bei Leistungszufuhr von der Zweigleitung in die Hauptleitung die Phase der Wellen, welche in der Hauptleitung von der Anschlußstelle weg in der einen Richtung fortschreiten, mit der Phase der Wellen übereinstimmt, welche von der Anschlußstelle weg in der andern, d. h. entgegengesetzten Richtung fortschreiten, wobei die Phase im Prinzip gleichzeitig beiderseits der Anschlußstelle an von der Mitte der letzteren gleich weit entfernten Punkten gemessen wird.

In weiterer Ausbildung der Erfindung wird vorgeschlagen, daß die Übertragungsschleife auf ihrer ganzen Länge gleichen Wellenwiderstand besitzt und daß jeder Kreis des einen Paares an seiner Schleifenanschlußstelle eine Impedanz gleich dem Wellenwiderstand des Schleifenkreises aufweist, während die Impedanz der beiden Kreise des anderen Paares an ihren Schleifenanschlußstellen so bemessen ist, daß die Summe ihrer Impedanzen durch den Schleifenkreis über jeden der erstgenannten Kreise gesehen ebenfalls gleich dem Wellenwiderstand des Schleifenkreises ist. Der Schleifenkreis kann .erfindungsgemäß sehr vielseitige Ausgestaltung erfahren. Es besteht insbesondere die Möglichkeit, den Schleifenkreis als koaxiale Leitung auszubilden oder als eine abgeschirmte Zweidrahtleitung; der Schleifenkreis kann auch aus einem ringförmigen Wellenleiter für polarisierte elektromagnetische Wellen bestehen, deren elektrischer Vektor parallel zur Schleifenebene verläuft. Darüber hinaus besteht auch die Möglichkeit, den Schleifenkreis aus zwei oder mehr in Reihe liegenden Netzwerken mit konzentrierten Kreiskonstanten zusammenzusetzen, deren jedes im wesentlichen einer Übertragungsleitung von einer Viertelwellenlänge bei der vorbestimmten Betriebsfrequenz äquivalent ist.

Weitere Kennzeichen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung im Zusammenhang mit den Zeichnungen, in welchen die Fig. 1 bis 10 lediglich zur allgemeinen Erläuterung dienen, aber noch nicht die eigentliche Erfindung veranschaulichen. Fig. ι zeigt ein vereinfachtes Schaubild;
Fig. 2 bis 10 zeigen abschnittsweise Querschnitte und perspektivische Ansichten von verschiedenen Anordnungen, die zur Verbindung von Wellenleitern miteinander oder von Wellenleitern mit koaxialen Leitungen dienen, so daß Reihenparallelanschlüsse entstehen, wie sie bei den Anordnungen nach der Erfindung verwendet werden;

Fig. 11 zeigt eine perspektivische Ansicht einer Art Kopplungsanordnung im Sinne der Erfindung;

Fig. 12, 13 und 14 sind Schaubilder, welche die Wirkungsweise der Wellen-Kopplungsanordnung nach Fig. 11 veranschaulichen;

Fig. 15 bis 29 zeigen perspektivische Ansichten oder Querschnittsdarstellungen anderer Kopplungs- io< oder Kompensationsanordnungen im Sinne der Erfindung, wobei Wellenleiter und koaxiale Leitungen in Kombination sowie verschiedene Kombinationen von Reihen- oder Parallelanschlüssen der Zweigleitungen an der Kopplungsschleife Anwen- 10; dung finden;

Fig. 30 bis 34 zeigen andere Kopplungs- oder Kompensationsanordnungen im Sinne der Erfindung, wobei die Kopplungsschleife oder der Kopplungsring aus koaxialem Kabel besteht und die an- in gekoppelten Zweigleitungen koaxiale Kabel oder abgeschirmte Doppelleitungen oder Paralleldrähte darstellen;

Fig· 35 bis 39 veranschaulichen weitere Kopplungs- oder Kombinationsanordnungen im Sinne ii| der Erfindung, wobei der Kopplungsring oder die Kopplungsschleife und die Zweigleitungen aus abgeschirmten Doppelleitungen bestehen;

Fig. 40 bis 44 zeigen andere Kopplungs- oder Kompensationsanordnungen nach der Erfindung, wobei der Kopplungsring oder die Kopplungsschleife aus Kreisen mit konzentrierten Konstanten zusammengesetzt ist;

Fig. 45 bis 48 veranschaulichen die Anwendung der Kopplungs- oder Kompensationsanordnungen iaj nach der Erfindung bei Doppel-Nachrichtensyste-

men mit Nachrichtenübertragung mittels Draht oder auf drahtlosem Wege, bei einem Ortungssystem und bei einem Gegensprechverstärker;

Fig. 49 zeigt in schematischer Form, wie eine Mehrzahl von Kopplungs- oder Kompensationsanordnungen nach der Erfindung kombiniert werden können, um Mehrfach-Gegensprech-Ausgleiche zu bilden.

Die Reichweite der Prinzipien, welche die ίο Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Einrichtung bestimmen, ist so allgemein, daß andere Formen der Wellenfortpflanzung umfaßt werden und daß Beschränkungen in der Anwendung der Vorrichtung in der Hauptsache nur durch die Voraus-Setzungen der praktischen Konstruktion gegeben sind. Der Einfachheit halber wird die folgende, ins einzelne gehende Beschreibung auf Anordnungen in Verbindung mit Wechselstromübertragung und einige der wichtigsten möglichen Anwendungsfälle beschränkt.

Da alle Einrichtungen der Erfindung mit Hilfe von Wellenkompensation arbeiten und da die Einrichtungen hauptsächlich für Doppel-Nachrichtensysteme von Nutzen sind, wo sie die gleichzeitige Übertragung von Nachrichten in zwei Richtungen bei der gleichen Frequenz ermöglichen, werden sie in der nachfolgenden Beschreibung der Bequemlichkeit halber mit dem allgemeinen Ausdruck »Doppel-Kompensator« bezeichnet. Jedoch soll dieser in der Beschreibung und in einigen Ansprüchen verwendete Ausdruck eine weite Auslegung erfahren und nicht auf Doppelsysteme beschränkt sein.

Die nachfolgend beschriebenen Ausführungen der Erfindung, bei denen hohle Metall-Wellenleiter, koaxiale Kabel, abgeschirmte Drahtleitungen oder Kombinationen solcher Leiter verwendet werden, sind insbesondere für Systeme geeignet, die Wellen mit ultrahohen Frequenzen übertragen.

Die Ausführungen, bei denen Kreise mit konzentrierten Konstanten, z. B. Spulen-Kondensator-Netzwerke Verwendung finden, sind besonders geeignet für Systeme, welche Wellen von verhältnismäßig niedriger Frequenz übertragen.

Die erfindungsgemäße Einrichtung soll in allgemeiner Form an Hand des einfachen Schaubildes der Fig. 1 beschrieben werden. Bei dieser Figur ist die Einrichtung durch ein Kästchen dargestellt, wobei es für die allgemeine Beschreibung unerheblich ist, was sich in dem Kästchen befindet. Jedoch soll der Inhalt so beschaffen sein, daß die unten beschriebenen Ergebnisse erzielt werden. Von dem Kästchen gehen vier »Leitungen« aus, die mit A, B, C und D bezeichnet sind. Eine solche Leitung kann aus einem Wellenleiter, einem koaxialen Kabei, einem abgeschirmten Leiterpaar, einem Drähtepaar und einem andern Leiter, der für die vorhandene Frequenz geeignet ist, bestehen. Wenn an die Leitung A ein Generator angeschlossen wird und wenn die Kompensation durchgeführt ist und an die anderen drei Leitungen geeignete Belastungen angeschlossen sind, wird die vom Generator abgegebene Leistung gleichmäßig auf die Belastungen bei B und D verteilt, während von der Belastung bei C keine Leistung aufgenommen wird. Wenn der Generator bei B angeschlossen wird, wird die Leistung gleichmäßig auf die geeigneten Belastungen bei A und C verteilt, während zur Belastung bei D keine Leistung geht.

Bei der Anwendung einer solchen Einrichtung wird an die Leitung^ ein Signalsender, an die Leitung D eine künstliche Belastung, an die Leitung C ein Signalempfänger und an die Leitung B eine Nachrichtenleitung angeschlossen. Der Empfänger wird durch die Leistung, die vom Sender zur Nachrichtenleitung und zur künstlichen Belastung geht, nicht beeinflußt; er spricht jedoch auf die Leistung an, die von der Nachrichtenleitung her ankommt.

Da die Verwendung von hohlen Metall-Wellenleitern bei bestimmten Ausführungen der Erfindung besondere Verbindungen erfordert und da diese Arbeitsweise sich beträchtlich von den Verbindungen bei koaxialen Kabeln, Paralleldrahtleitungen oder elektrischen Netzwerken unterscheidet, erscheint es an dieser Stelle wünschenswert, einige Grundlagen der Übertragung mit Wellenleitern und des Aufbaus von Wellenleitern zu behandeln.

Grundlagen der Wellenleitertechnik

Von der unendlichen Zahl von möglichen Wellentypen, die sich in hohlen Metallwellenleitern fortpflanzen können, soll nur die Grundwelle betrachtet werden. Die Grundwelle ist die Welle mit der niedrigsten kritischen Frequenz. Der Grund, der am meisten für die Verwendung dieser Welle spricht, besteht darin, daß sich die Grundwelle fortpflanzen kann, wenn die verwendete Frequenz in der Mitte zwischen der kritischen Frequenz der Grundwelle und der kritischen Frequenz der Welle mit der nächsthöheren Ordnung liegt. Hierdurch wird ein ungünstiges Gemisch von Wellentypen vermieden, das durch Unregelmäßigkeiten und Unvollkommenheiten im Aufbau des Wellenleiters entstehen kann. Aus diesem Grunde ist es günstig, daß die Beschränkung auf die Grundwelle die einfachste und leistungsfähigste Form eines Doppelkompensators für Wellenleiter ergibt. Jedoch scheinen keine grundsätzlichen Ursachen vorhanden zu sein, weshalb andere Wellentypen nicht verwendet werden könnten.

Es gibt Wellenleiter mit kreisförmigem und mit rechteckigem Querschnitt. Die rechteckigen Wellenleiter sind für viele Zwecke überlegen, weil die Grundwelle sich nur mit einer Polarisation fortpflanzt, wenn eine Seite des Querschnitts hinreichend klein ist. Das heißt die Fortpflanzung findet so statt, daß die elektrische Feldstärke parallel zu der kleinen Seite liegt. Bei den Ausführungen der Erfindung werden daher rechteckige Wellenleiter bevorzugt.

Außerdem ist für das Verständnis der Arbeitsweise von Doppelkompensatoren für Wellenleiter die Kenntnis der Grundlagen über Abzweigungen bei Wellenleitern erforderlich. Der allgemeine Fall einer solchen Abzweigung ist sehr kompliziert, jedoch gibt es gewisse, nachfolgend behandelte spe-

zielle Fälle, die qualitativ untersucht werden können. Es sei z. B. Fig. 2 betrachtet. Diese Figur stellt ein gerades Stück eines rechteckigen Wellenleiters dar, an das ein anderer rechteckiger Wellenleiter im rechten Winkel angeschlossen ist, und zwar in der elektrischen Ebene, d. h. in der Ebene, die parallel zu den Kraftlinien der elektrischen Feldstärke beider Leiter liegt. In Fig. 2 sind die Kraftlinien der elektrischen Feldstärke nach dem Huygensschen Prinzip gezeichnet, um den Vorgang qualitativ zu beschreiben, bei dem sich die Grundwelle vom senkrechten Arm aus auf die Verbindungsstelle der beiden Leiter zu bewegt. Obschon eine gewisse Reflexion an der Verbindungsstelle auftreten kann, erkennt man, daß die »übertragene Leistung« gleichmäßig auf die beiden in einer Linie liegenden Arme verteilt wird und daß die Wellen bei AÄ gegen die Wellen bei BB' um i8o° phasenverschoben sind, wenn die Querschnitte AA' und BB' gleich weit von der Verbindungsstelle entfernt sind.

Fig. 3 zeigt die gleiche Abzweigung wie Fig. 2. Hier stellen die ausgezogenen Linien innerhalb der Leiter die elektrische Feldstärke der von links ankommenden Wellen und die gestrichelten Linien die elektrische Feldstärke der von rechts ankommenden Wellen in den beiden in einer Linie liegenden Teilen dar. Man erkennt, daß der senkrechte Arm Wellen erhält, die um i8o° phasenverschoben sind, wenn die beiden Wellenzüge· bei AA' und BB' in Phase sind. Wenn die Amplituden der beiden ursprünglichen Wellenzüge gleich sind, heben sich die Wellen im Seitenarm auf, und die Abzweigung nimmt keine Leistung auf. Solche Wellenzüge gleicher Amplitude, die in entgegengesetzter Richtang fortschreiten, erzeugen selbstverständlich stehende Wellen mit einem Spannungsbauch an der Verbindungsstelle. Mit anderen Worten, ein senkrechter Arm, der in der elektrischen Ebene im Spannungsmaximum einer stehenden Welle »eingeführt« wird, nimmt keine Leistung auf.

Fig. 4 zeigt eine Verbindungsstelle von Wellenleitern in der magnetischen Ebene, d. h. in der Ebene, die parallel zu den Kraftlinien der magnetischen Feldstärke und daher senkrecht zu den Kraftlinien der elektrischen Feldstärke liegt, die durch kleine Kreise bezeichnet ist. Die Linien der elektrischen Feldstärke sind für Wellen dargestellt, die vom Seitenarm aus auf die Verbindungsstelle zu fortschreiten. Da die geometrische Anordnung hier nicht so wirkt, daß die Polarität der Kraftlinien umgekehrt ist, sind die Wellen im Querschnitt^^' in Phase mit denjenigen im Querschnitt BB'. Der Seitenarm wird bei den Wellen mit gleichen Amplituden, die von links und rechts ankommen und die bei den Querschnitten AA' und BB' in Phase sind, die Wellen aufnehmen, da sämtliche Wellen in Phase sind. Er wird also ein Maximum an Leistung aufnehmen. Mit anderen Worten: Der Seitenarm nimmt ein Maximum an Leistung auf, wenn er dort eingeführt ist, wo sich sonst ein Spannungsmaximum der stehenden Welle befindet. Dafür, daß die obigen Feststellungen über Abzweigungen in der elektrischen und in der magnetischen Ebene richtig sind, ist es nicht notwendig, daß die beiden Arme des Wellenleiters in einer Linie liegen. 6g Es ist jedoch erforderlich, daß die Abzweigung symmetrisch in bezug auf die Seitenarme ist. Fig. 5 zeigt eine solche symmetrische Abzweigung, bei der die Arme des Wellenleiters nicht in einer Linie liegen.

Wegen der Analogie mit Verbindungen mit den üblichen Übertragungsleitungen kann die Einrichtung nach Fig. 2 als Reihen verbindung des Seitenarms mit dem »Haupt-Wellenleiter« und die Verbindung nach Fig. 4 als Parallelverbindung angesehen werden, und zwar wegen der vorherrschenden Phasenbeziehungen. In der folgenden Beschreibung werden die Einrichtungen nach Fig. 2 und nach Fig. 4 mit der Verallgemeinerung nach Fig. 5 mit Reihenverbindung bzw. mit Parallelverbindung bezeichnet.

Fig. 6 zeigt die Einrichtung, die sich für eine Abzweigung bei einer Verbindung von Wellenleitern mit einem koaxialen Kabel eignet. Die von der koaxialen Leitung, welche in der Mitte der Figur schematisch gezeichnet ist, gelieferte Leistung breitet sich nach rechts und links aus, wobei die Phasenverschiebung in den Querschnitten AÄ und BB' o° beträgt. Umgekehrt wird das koaxiale Kabel bei Wellen von gleicher Amplitude, die sich nach rechts und links im Wellenleiter fortbewegen, ein Maximum an Leistung aufnehmen, wenn die sich nach rechts bewegenden Wellen im Querschnitt AÄ in Phase mit den sich in entgegengesetzter Richtung fortbewegenden Wellen im Querschnitt BB' sind. Ein Vergleich dieses Vorganges mit dem Vorgang bei der Einrichtung nach Fig. 4 zeigt, daß die Einrichtung nach Fig. 6, wenigstens soweit es die Phasenlage angeht, als Parallelverbindung einer koaxialen Leitung mit einem Wellenleiter bezeichnet werden kann. Es gibt noch verschiedene andere Wege, eine Verbindung eines koaxialen Kabels mit einem Wellenleiter auszuführen; z. B. braucht der innere koaxiale Leiter nur zum Teil in den Wellenleiter hineinzuragen, oder er kann innerhalb des Wellenleiters durch eine geeignete Antenne abgeschlossen sein, deren anderes Ende einen Rückschluß zum äußeren koaxialen Leiter besitzt. Die Verbindung kann sogar in der magnetischen Ebene ausgeführt werden, voraus- 11c gesetzt, daß der innere koaxiale Leiter durch eine Einrichtung abgeschlossen wird, die in der Lage ist, die Leistung des Wellenleiters aufzunehmen. Es muß daher betont werden, daß es auch andere Verfahren zur Ausführung der Verbindung zwi- nj sehen koaxialen Kabeln und Wellenleitern gibt, die bei speziellen Anwendungen geeigneter sind, jedoch wird zur schematischen Darstellung in dieser Erfindung zumeist die in Fig. 6 dargestellte Anordnung verwandt. ia<

Die wichtigsten Erkenntnisse über die oben beschriebenen speziellen Fälle von Abzweigungen können wie folgt zusammengefaßt werden :

ι. Ein Generator in einem senkrechten oder symmetrischen Seitenarm eines Wellenleiters gibt 12; an die beiden anderen Arme Wellen ab, die

eine Phasenverschiebung von i8o° aufweisen, wenn der Seitenarm in Reihenschaltung mit den anderen beiden Armen verbunden ist. Eine solche Reihenverbindung ist eine Abzweigung in der elektrischen Ebene, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist (oder in allgemeinerer Form in Fig. S).

2. Ein Generator in einem senkrechten oder symmetrischen Seitenarm eines Wellenleiters gibt an die beiden anderen Arme Wellen ab, die in Phase sind, wenn der Seitenarm in Parallelschaltung mit den beiden anderen Armen verbunden ist. Eine solche Parallel verbindung ist eine Abzweigung in der magnetischen Ebene, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist (oder in allgemeinerer Form in Fig. 5), oder eine Verbindung mit einer koaxialen Leitung, wie sie in Fig. 6 dargestellt ist.

3. Eine symmetrische Reihenverbindung mit einem Wellenleiter mit einer stehenden Welle nimmt keine Leistung auf, wenn die Verbindung bei einem Spannungsmaximum vorgenommen ist. Sie nimmt ein Maximum an Leistung auf, wenn die Verbindung dort vorgenommen ist, wo sich sonst ein Spannungsknoten befindet.

4. Eine symmetrische Parallelverbindung mit einem Wellenleiter mit einer stehenden Welle nimmt keine Leistung auf, wenn die Verbindung bei einem Spannungsknoten vorgenommen ist. Sie nimmt ein Maximum an Leistung auf, wenn die Verbindung dort aufgenommen ist, wo sich sonst ein Spannungsmaximum befindet.

Wie später ausgeführt wird, ist es bei einigen Formen von Doppelkomposatoren nach der Erfindung notwendig, zwei oder drei Anschlüsse an einem Wellenleiter anzubringen, und zwar an der gleichen Stelle. Bezüglich der Überlagerung von zwei Anschlüssen interessiert für Doppelkompensatoren nur der Fall, daß ein Reihenanschluß und ein Parallelanschluß vorliegt. Fig. 7 veranschaulicht eine Möglichkeit für die Herstellung eines solchen Anschlusses, wobei zwei Wellenleiter mit einem Hauptwellenleiter verbunden sind. Der Reihenanschluß erfolgt in den elektrischen Ebenen, während der Parallelanschluß in der magnetischen Ebene vorgenommen wird.

In Fig. 7 sind die rechteckigen Wellenleiter 1 und 2 an derselben Stelle mit dem rechteckigen Hauptwellenleiter 3 in Form von zwei Abzweigungen verbunden. Der Abzweigungswellenleiter 1 ist mit dem Hauptwellenleiter 3 in der elektrischen Ebene verbunden, d. h. in der Ebene, die parallel zu den Kraftlinien der elektrischen Feldstärke beider Wellenleiter liegt. Diese Verbindung kann, wie an Hand der Fig. 2 weiter oben erklärt wurde, als elektrische Reihenverbindung mit dem Hauptwellenleiter angesehen werden. Der Abzweigungswellenleiter 2 ist mit dem Hauptwellenleiter in der magnetischen Ebene verbunden, d. h. in der Ebene, die parallel zu den Kraftlinien der magnetischen Feldstärke liegt. Diese Verbindung kann, wie an Hand der Fig. 4 weiter oben erklärt wurde, als elektrische Parallelverbindung mit dem Hauptwellenleiter angesehen werden. Fig. 8 zeigt schematisch eine andere Möglichkeit für eine solche Verbindung. Hier ist für die Abzweigung 2 ein koaxiales Kabel verwendet, um eine elektrische Parallelverbindung mit dem Hauptleiter 3 zu erhalten. Wegen des Vorhandenseins der Wellenleiter-Reihenabzweigung 1 ist es nicht möglich, die Einrichtung der Fig. 6 in der dargestellten Form zu verwenden. Daher ist eine andere der oben erwähnten Ausführungen benutzt. Bei der in Fig. 8 angegebenen Ausführung ist zur Abstimmung vorgesehen, daß die Länge des inneren koaxialen Leiters 4 quer zum Wellenleiter 3 veränderlich ist.

Die verschiedenen allgemeinen Formen von grundlegendem Interesse bei drei überlagerten Anschlüssen an einem Hauptwellenleiter sind in der folgenden Tabelle zusammengestellt:

Art des Anschlusses

	Reihe	Reihe	Parallel	Parallel
a b C d e	Wellenleiter Wellenleiter Wellenleiter Wellenleiter Wellenleiter	Wellenleiter Wellenleiter	Wellenleiter Wellenleiter Koaxiales Kabel Wellenleiter Koaxiales Kabel	Wellenleiter Koaxiales Kabel Koaxiales Kabel

Die Anordnungen α und b sind an Hand der Fig. 7 leicht erkennbar; für d gilt Fig. 8. Mögliche Anordnungen für c und e werden in den Fig. 9 und gezeigt.

Es ist angebracht, diese Diskussion über Wellenleitergrundlagen mit einer Behandlung des Wellenwiderstandes von Wellenleitern zu beschließen. Es gibt mehrere Definitionen, nach denen der Wellenwiderstand von Wellenleitern berechnet werden kann. Diese verschiedenen Berechnungen führen zu iao Ausdrücken, welche dieselbe funktionelle Abhängigkeit von den Dimensionen des Leiters und von der Frequenz zeigen; sie unterscheiden sich aber in ihren numerischen Konstanten. Die Tatsache, daß mit Bezug auf den absoluten Wert des Wellen-Widerstandes eine Zweideutigkeit besteht, ist nor-

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malerweise ohne Bedeutung bei praktischen Berechnungen. Das soll besagen, daß es sich gewöhnlich nur um relative Größen handelt und daß für solche Fälle der eindeutige Gebrauch eines Impedanzausdruckes, welcher auf irgendeiner Definition basiert, zu denselben Resultaten führen wird, wie sie mit Bezug auf eine andere Definition erhalten werden.

Der Wellenwiderstand Z₀ von Wellenleitern mit

ίο kreisförmigem und rechteckigem Querschnitt läßt sich leicht berechnen. Für die dominierende Welle in kreisförmigen Leitern ändert sich Z₀ von Unendlich bei der. kritischen Frequenz bis herunter zu einem Wert von einigen hundert Ohm für Frequenzen, die von der kritischen Frequenz entfernt liegen. Beispielsweise nähert sich Z₀ bei einer auf der übertragenen Energie und dem Längsleitstrom beruhenden Berechnung 353 Ohm, wenn die Frequenz erhöht wird. Um einen weiten Bereich von Impedanzwerten zu erhalten, wird es notwendig, sich der kritischen Frequenz so weit zu nähern, daß oft experimentelle Schwierigkeiten auftreten können. Für die dominierende Welle im rechteckigen Leiter besitzt Z₀ aber nicht nur dieselbe Abhängigkeit von der Frequenz, sondern auch eine lineare Abhängigkeit von den Dimensionen parallel zu dem elektrischen Feld. So kann ein weiter Bereich von Impedanzwerten durch Variation dieser Dimension erhalten werden. Dieser Umstand führt in gewissen Fällen zu einer Bevorzugung der rechteckigen gegenüber kreisförmigen Leitern. Für den rechteckigen Leiter jedoch empfiehlt sich, die Dimension in der elektrischen Ebene auf solche Werte zu beschränken, daß die dominierende Welle für die Polarisation senkrecht zu der gewählten Richtung nicht aufrechterhalten werden kann.

Eine Type eines Wellenleiter-Doppelkompensators

Eine schrittweise Erklärung der Konstruktion und Wirkungsweise einer besonderen Form von Wellenleiter-Doppelkompensatoren nach der Erfindung wird in Verbindung mit Fig. 12 gegeben. In Fig. 12 ist ein geschlossener ring- oder schleifenförmiger Wellenleiter gezeichnet, der einen mittleren Umfang von ein und einer halben Wellenlänge hat und an welchen ein gerader Wellenleiter symmetrisch angeschlossen ist, d. h., die Achse des geraden Leiters läuft durch die Mitte des Ringes.

Die Ebene des Ringes ist die elektrische Ebene. Fig. 12 zeigt somit einen Querschnitt in der elektrischen Ebene, und der elektrische Vektor für den gesamten Wellenleiter liegt in der Papierebene.
Es sei angenommen, daß ein Generator an dem Seitenarm-Wellenleiter so angebracht ist, daß er Grundwellen in Richtung zu dem Ring sendet. In Fig. 12 sind Vektoren dargestellt, welche die für einen Augenblick bestehende elektrische Feldstärke mit Bezug auf die Zeit wiedergeben. Die ausgezogenen und gestrichelt dargestellten Vektoren sind den Wellen zugeordnet, welche an der Verbindungsstelle zwischen dem geraden Wellenleiter und dem Ring nach links bzw. nach rechts fortgeschritten sind. Die Wirkung ist ähnlich derjenigen, welche im Zusammenhang mit der Abzweiganordnung 6g nach Fig. 2 besprochen worden ist, zumal die an der Verbindungsstelle nach links und rechts auseinandergehenden Wellen um i8o° in der Phase verschoben sind. Da der Ring eine ungerade Zahl von Halbwellenlängen umfaßt, erreichen die Wellen, welche den Ring durchlaufen haben, die Verbindungsstelle in Phase mit denjenigen Wellen, welche in den Ring eintreten. Da der Generator keine andere Leistung an den Ring abgibt als die vernachlässigbaren Ohmschen Verluste, so ergibt sich im Beharrungszustand eine im wesentlichen reine stehende Welle im ganzen Ring, wobei ein Spannungsmaximum an der Verbindungsstelle besteht. Das Verhalten mit der Zeit läßt sich leicht aus den Momentanwerten gemäß Fig. 12 ableiten, indem man die ausgezogenen und gestrichelt dargestellten Vektoren zwischen entgegengesetzt gepolten Grenzwerten gleicher Größe schwingen läßt. Außer dem Spannungsmaximum an der Verbindungsstelle gibt es noch zwei weitere Maxima und dazu noch drei Spannungsknoten, wobei entsprechend der Darstellung die Abstände gleich einer Viertelwellenlänge sind.

Wenn in dem Ring an den Stellen 2 und 4 Öffnungen eingeschnitten und Wellenleiter symmetrisch an diesen Stellen an den Ring angeschlossen sind, so ergibt sich aus den oben behandelten Grundsätzen, daß diese Reihenanschlüsse maximale Leistung empfangen. Wenn in diesen Abzweigwellenleitern gleiche Belastungen angebracht werden, so werden sie auch gleiche Leistung aufnehmen. Die Amplitude der Wellen, welche an dem Punkt 4 in Richtung zum Punkt 3 vorbeigehen, wird gleich der Amplitude derjenigen Wellen sein, welche an Punkt 2 in Richtung auf Punkt 3 vorbei- io< gehen, da gleiche Leistungen von den Wellen bei ihrem Vorbeigang entnommen werden. Dieser Teil des Ringes zwischen den Stellen 2 und 4 wird daher nach wie vor nur eine stehende Welle enthalten, und zwar mit einem Spannungsmaximum an der 10; Stelle 3. Ein an Punkt 3 des Ringes angebrachter Reihenanschluß wird aus diesem Grunde keine Leistung empfangen.

Fig. 11 zeigt eine perspektivische Darstellung einer solchen abgeänderten Ausführung, wobei die n< vier geraden Wellenleiterzweige mittels Serienanschluß mit dem Wellenleiterring an den Punkten i, 2, 3 und 4 verbunden sind.

Es soll nunmehr untersucht werden, was geschieht, wenn ein Generator in dem Wellenleiter- iij arm an dem Punkt 2 der Fig. 11 angebracht wird. Wie ersichtlich, läßt sich dieser Fall aus dem vorbesprochenen Fall ableiten, indem man in Fig. 12 alle Teile um 6o° verdreht und hiervon lediglich die Nummern ausnimmt. Auf diese Weise wird die 12c Interferenz der Felder zur Herstellung eines Spannungsmaximums an den Stellen 2, 4 und 6 und zur Herstellung von Spannungsknoten an den Punkten i, 3 und 5 des Ringes beitragen. Wenn nunmehr gleiche Belastungen in den Zweigwellenleitern 1 i2£ und 3 angebracht werden, so erhalten dieselben von'

dem Generator, der dem Wellenleiterzweig 2 zugeordnet ist, gleiche Leistung, während die Belastung in dem Wellenleiterzweig 4 keine Leistung aufnimmt, da dieser Zweig an ein Spannungsmaximum einer reinen stehenden Welle angeschlossen ist.

Es wurde gezeigt, daß die Anordnung nach Fig. 11 eine geeignete Konstruktion für einen Wellenleiter-Doppelkompensator bildet, soweit die Kompensation betroffen ist. Es soll nunmehr gezeigt werden, daß ein Satz von Impedanzen so gewählt werden kann, daß eine Impedanzanpassung verwirklicht wird, und zwar unabhängig davon, ob der Kompensator von dem Wellenleiterzweig 1 oder von dem Wellenleiterzweig 2 betrieben wird. Die Nachprüfung der Impedanzwerte nach Fig. 11 ergibt folgendes: Wenn der Wellenwiderstand des den Ring bildenden Wellenleiters mit Z₀ gewählt wird, so bestehen die Zweige 1 und 3 aus Wellenleitern mit dem Wellenwiderstand 2 Z₀, während

ao die Zweige 2 und 4 aus den Wellenleitern mit einem Wellenwiderstand Z₀ bestehen. Es sei außerdem angenommen, daß die Wellenleiterzweige 2, 3 und 4 mit ihren Wellenwiderständen abgeschlossen sind und daß ein Generator von der Impedanz 2 Z₀ (oder ein impedanzfreier Generator, der in Reihe mit einer Impedanz 2 Z₀ liegt) an den Wellenleiterzweig ι angeschlossen ist. Da die Wellenleiterzweige 2 und 4 gleiche Belastungen von Z₀ enthalten, so wird keine Leistung von dem Generator in den Wellenleiterzweig 3 gelangen. Der Betrieb wird in der Tat im wesentlichen unbeeinflußt bleiben, wenn dieser Teil des Wellenleiters zwischen den Punkten 2 und 4 entfernt wird. Diese geänderte Anordnung ist in Fig. 13 gezeigt. Es ist nunmehr klar, daß jeder Bogen des Ringes mit Wellenwiderstand abgeschlossen ist und daß der Generator von der Impedanz 2 Z₀ an zwei Belastungen Z₀ in Reihe angeschlossen ist. Die Impedanzen sind daher angepaßt, um maximale Energiezufuhr von dem Generator sicherzustellen.

Mit den Impedanzen entsprechend der Anordnung nach Fig. 11 soll das Verhalten der Vorrichtung betrachtet werden, wenn die Zweigleiter an den Stellen 1, 3 und 4 mit ihren Wellenwiderständen abgeschlossen sind und wenn ein Generator von der Impedanz Z₀ an den Wellenleiterzweig an Punkt 2 angeordnet ist. Da die Belastungsimpedanzen an den Zweigen an den Punkten 1 und 3 gleich sind, so enthält der Bogen 3-4-5-6-1 lediglich eine stehende Welle und kann daher aus dem Ring herausgenommen werden. Die entsprechende Anordnung ist in Fig. 14 gezeigt. Es muß nunmehr aber berücksichtigt werden, daß die Impedanz, welche durch eine Einviertelwellenlängen-Übertragungsleitung, deren Wellenwiderstand Z₀ ist, und welche

Z ²

mit der Impedanz Z abgeschlossen ist, gleich ——■

ist. In dieser Hinsicht verhalten sich die Wellenleiter in genau der gleichen Weise. Jede der 2 Z₀-Belastungen nach Fig. 14 erscheint daher als \ Z₀ an der Verbindungsstelle mit dem Wellenleiterzweig 2. Da die Generator impedanz Z₀ auf zwei J Z₀-Belastungen in Serie arbeitet, so sind die Impedanzen angepaßt, und es besteht maximale Leistungsfähigkeit.

Andere Ausführungen von Doppelkompensatoren

Eine Reihenimpedanz Z an einer Übertragungsleitung kann durch eine Nebenschlußimpedanz-™!-

ersetzt werden, welche beiderseits durch eine Viertelwellenlängenleitung ergänzt ist. Mit Hilfe eines solchen Ersatzes kann ein Duplexkompensator mit vier Serienbelastungsimpedanzen in andere Formen verwandelt werden, deren Belastungsimpedanzen in verschiedener Weise als Reihen- oder Nebenschlußelemente angeordnet sind. Beim Übergang von Reihen- auf Nebenschlußbelastungen kann es jedoch erforderlich sein, eine halbe Wellenlänge aus irgendeinem Teil des Ringes zu entfernen, um die Kompensationseigenart zu erhalten. Diese Ersatzmaßnahme liefert fünf verschiedene Kompensatoren in Ergänzung des oben behandelten Kompensators nach Fig. 11. Diese zusätzlichen Kornpensatoren sind schematisch in Fig. 15 bis 18 gezeigt, wobei jeder einen Wellenleiter in Form einer geschlossenen Schleife oder eines Ringes aufweist, mit einem mittleren Umfang von anderthalb Wellenlängen; außerdem sind vier Leiter vorgesehen, welche als Hohlwellenleiter oder koaxiales Kabel ausgebildet sein können, wie es schematisch dargestellt ist, und an voneinander entfernten Punkten von dem Ring abzweigen. Die Zweigleitungen sind mit dem Ring entweder mittels Reihenanschluß oder Parallelanschluß verbunden. Elektrische Abstände zwischen den Zweigleitungen längs des Ringes in Wellenlängen, welche durch die Anschlußart bestimmt sind, und ebenso die Wellenwiderstände der Zweigleitungen mit Bezug auf den Wellenwiderstand Z₀ des Wellenleiterringes, die für die Erzeugung einer Impedanzanpassung zwischen den Leitungen benötigt werden, sind in den Figuren angegeben.

Die Wirkungsweise der in Fig. 15 bis 18 dargestellten Einrichtungen kann mit Hilfe der gleichen Methode analysiert werden, welche im Zusammenhang mit der alternativen Einrichtung nach Fig. 11 Anwendung fand; es läßt sich dadurch zeigen, daß jede Einrichtung so arbeitet, wie es dem gewünschten Verhalten entspricht. Die fünf in Fig. 11 und 15 bis 18 dargestellten Einrichtungen können als grundlegend angesehen werden. Aus jeder von ihnen kann eine nahezu unendlich große Anzahl von unterschiedlich dimensionierten Doppelkompensatoren hergestellt werden, wobei die folgenden Regeln zu beachten sind.

1. Eine beliebige ganze Anzahl von Wellenlängen kann jedem Bogen zugefügt werden;

2. jede ganze Anzahl von halben Wellenlängen kann, jedem von zwei beliebigen Bögen zugefügt werden.

Diese Regeln sollten in den meisten Fällen Anwendung finden, wo es erwünscht ist, die Winkel unter den verschiedenen Anschlüssen zu ändern, um die Konstruktion zu vereinfachen oder um

Kondensatoren zu erhalten, welche sich leichter dem verfügbaren Raum anpassen. Es soll jedoch vorausgesetzt werden, daß im allgemeinen die Verlängerung der Bögen den praktischen Bereich der Betriebsfrequenzen verringert.

Da die Dimensionen aller Doppelkompensatoren auf Wellenlängen bezogen sind, so ist es klar, daß jede spezielle Ausführung eine mehr oder weniger ausgesprochene Trennschärfe hinsichtlich Frequenz

ίο aufweist. Bei den anderen Frequenzen als denjenigen, auf welche die Einrichtung abgestellt ist, bleiben die physikalischen Dimensionen nicht mehr genau richtig, und zwar entweder mit Bezug auf die Schaffung der besten Impedanzanpassung oder mit Bezug auf die beste Kompensation. Eine Aufklärung über die verfügbaren Bandbreiten ergibt sich aus einer Betrachtung spezieller Fälle.

Die Grundschaltungen gemäß Fig. ii und 17 erreichen die Kompensation dadurch, daß zwischen gegenüberliegenden Anschlüssen der Zweigleitungen zwei Wege längs des Ringes oder der Schleife geschaffen werden, welche geometrisch um eine halbe Wellenlänge voneinander abweichen. Wenn eine andere als die Entwurfsfrequenz benutzt wird, so unterscheiden sich diese beiden Wege nicht mehr genau um eine halbe Wellenlänge; eine vollkommene Kompensation wird nicht erhalten, und die Fehlkompensation wird zunehmen, wenn die Differenz zwischen der Betriebsfrequenz und der Entwurfsfrequenz größer wird. Ein spezielles Modell irgendeiner dieser Grundschaltungen kann daher nicht so ausgebildet sein, daß es über ein Frequenzband vollkommene Kompensation liefert. Eine Untersuchung ähnlicher Schaltungen niedriger Frequenz ergibt, daß bei kleinen prozentualen Abweichungen von der Entwurfsfrequenz das Maß der Fehlkompensation angenähert durch die Gleichung

(fo)²

gegeben ist, wobei P_bp gleich der in der Belastung am Ausgleichspunkt (was der Fall sein sollte) entwickelten Leistung ist, P₁ die in denjenigen Belastungen, welche die Leistung empfangen sollen, entwickelte Leistung bedeutet, / der Betriebsfrequenz, /₀ der Entwurfsfrequenz entspricht und C eine Konstante in der Größenordnung von Eins darstellt.

Für Frequenzen, welche gewöhnlich bei Wellenleitern Anwendung finden, zeigt der obengenannte Ausdruck, daß die Modelle nach Fig. 11 und 17 in vielen B reitband-Anwendungen benutzt werden können. Wenn beispielsweise eine vollkommene Kompensation bei /₀ = 3000 Megahertz besteht, wird Pf,_p etwa 60 Dezibel unterhalb P₁ an den Rändern eines 6-Megahertz-Bandes und etwa 40 Dezibel unterhalb P₁ an den Rändern eines 60-Megahertz-Bandes liegen.

In den Grundschaltungen gemäß Fig. 15 und 18 sind die Zweigleitungen, welche an geometrisch entgegengesetzten Punkten in den Ring führen, an den Ring mittels Serienanschluß und mittels Parallelanschluß angeschlossen. Eine Belastung, die an einem dieser geometrisch entgegengesetzten Reihen- oder Parallelanschlüssen angeordnet ist, ist mit Bezug auf einen an dem anderen Anschluß angebrachten Sender abgeglichen. Der richtige Phasenabgleich oder die richtige Kompensation beruht nicht auf der Verwendung von zwei Wegen unterschiedlicher elektrischer Länge, sondern ergibt sich aus der Ungleichheit der beiden Anschlußarten. Darüber hinaus hängt die Kompensation von der Gleichheit der beiden Belastungen ab, welche die Leistung aufnehmen. Der Grad der an diesen beiden Punkten erzielbaren Kompensation ist daher unabhängig von der Frequenz und abhängig lediglich von dem Ausmaß, bis zu welchem die beiden Belastungen gleichgemacht werden können. Der Grad der Kompensation an den beiden anderen Abzweigpunkten hängt von der Frequenz ab, und zwar in Übereinstimmung mit dem oben angegebenen, angenäherten mathematischen Ausdruck. Der Grad der Kompensation an irgendeinem Punkt ist häufig das einzig wichtige Kriterium, und in vielen An-Wendungen werden die Anordnungen nach Fig. 15 und 18 tatsächlich eine Kompensation über einen weiten Frequenzbereich besitzen.

Der in Fig. 16 dargestellte Doppelkompensator bewirkt die Kompensation für irgendeinen Punkt durch die Ungleichheit von entgegengesetzt angeordneten Anschlüssen. Trotzdem ist die Kompensation frequenzabhängig. Es ist dabei gleichgültig, wo ein Sender angeschlossen ist und wo eine Reihenbelastung und eine Parallelbelastung betrieben werden. Bei der Entwurfsfrequenz befinden sich virtuelle Kolben in dem Ring, und zwar einer an dem Anschluß der Reihenbelastung und einer eine Viertelwellenlänge hinter dem Anschluß der Parallelbelastung. Wenn sich die Frequenz ändert, werden diese Kolben um ungleiche Strecken verschoben, und demgemäß erscheinen die Belastungen an dem Sender nicht mehr identisch. Infolgedessen sind die Amplituden nicht genau gleich, obwohl zwei Wellensätze mit i8o° Phasenverschiebung an dem Kompensationspunkt ankommen. Es besteht indessen ein teilweiser Kompensationseffekt, welcher diesem Doppelkompensator einen Kompensationsgrad verleiht, welcher mit Bezug auf die Frequenz mehr konstant ist als in den Fällen der Fig. 11 und 17.

Hinsichtlich der Frequenzabhängigkeit der Impedanzanpassung wird für sämtliche Grundschaltungen die Vollkommenheit der Impedanzanpassung eine Verschlechterung erfahren, wenn die Betriebsfrequenz von der Entwurfsfrequenz abweicht. Der Verlust, welcher aus der Impedanz-Fehlanpassung erwächst, wird jedoch gewöhnlich vernachlässigbar sein. Wenn beispielsweise eine vollkommene Anpassung für das Modell nach Fig. 11 bei einer Frequenz von 3000 Megahertz besteht, so wird der durch die Fehlanpassung bedingte Verlust 0,01 Dezibel an den Rändern eines 60-Megahertz-Bandes nicht überschreiten.

Es wurden oben zwei Regeln angegeben, welche Anwendung finden können, um die Größe irgend-

eines !Compensators durch Zufügung von Wellenlängen oder Halbwellenlängen zu steigern. Eine weitere Regel sei noch erwähnt, nämlich, daß eine halbe Wellenlänge von jedem zweier beliebiger Bögen abgezogen werden kann. Diese Regel ist jedoch nur begrenzt anwendbar, da sie nur bei den Grundschaltungen nach Fig. 15, 16, 17 und 18 benutzt werden kann. Konzentrierte Schaltungen, welche unter Anwendung der letztgenannten Regel aus den Schaltungen nach Fig. 15, 16 und 18 abgeleitet werden, sind schematisoh in Fig. 19, 20 und 21 dargestellt; die Schaltungen nach Fig. 22 bis 26 sind sämtlich von Fig. 17 abgeleitet, und zwar die vier ersten, indem in verschiedener Art und Weise ein Paar Halbwellenlängen entfernt wurden, und die letzte durch Abzug von zwei Paaren von Halbwellenlängen. Bei allen konzentrierten Schaltungen besteht die Notwendigkeit überlagerter Anschlüsse. Bei den schematisch dargestellten überlagerten Anschlüssen ist von den Abzweigschemata nach Fig. 7 bis 10 Gebrauch gemacht. Es sei bemerkt, daß die Anordnungen nach Fig. 19 bis 26 nur eine spezielle Konstruktion für jeden konzentrierten Doppelkompensator darstellen. Andere Maßnahmen zur Verwirklichung der gewünschten überlagerten Anschlüsse können natürlich Anwendung finden, um andere spezielle Anordnungen zu verwirklichen, welche für bestimmte Zwecke den Ausführungen überlegen sein mögen, welche zum Zweck der Erläuterung gewählt worden sind. Es wurde bereits angegeben, daß einige der überlagerten Anschlüsse an einen Wellenleiter in der Praxis beträchtliche Abweichungen von einfach überlagerten Anschlüssen ergeben können. Es ist dann möglich, daß einige der konzentrierten Ausführungsformen von Doppelkompensatoren eine ausgedehnte Reaktanzabstimmung (nicht dargestellt) erforderlich machen, um arbeitsfähig zu sein.

Wie bei den Anordnungen nach Fig. 15 und 18, so sollten die entgegengesetzt liegenden Zweigleitungen mit Reihen- und Parallelanschlüssen auch bei den Anordnungen nach Fig. 19 und 21 eine Kompensation entfalten, welche nur von dem Ausmaß abhängt, bis zu welchem zwei Belastungen identisch gemacht werden können. Die Frequenzabhängigkeit der Kompensation in den übrigen konzentrierten Modellen wird weniger ernst sein als bei ihren Prototypen, aber im wesentlichen denselben Charakter haben. Es ist ferner zu erwarten, daß alle konzentrierten Schaltungen bessere Impedanzanpassung über ein gegebenes Frequenzband zeigen. Aus diesen Gründen können die Anordnungen nach Fig. 19 bis 26 besonders geeignet sein in Wellenleitersystemen, wo Kompaktheit und ein breiter Frequenzgang wesentlich sind. Bei anderen Anwendungen mag natürlich eine Verlängerung der Bögen vorzuziehen sein, um die mechanische Konstruktion zu erleichtern.

Unter den untersuchten und geprüften Modellen von Doppelkompensatoren befanden sich diejenigen nach Fig. 11, 19, 27 und 28. Fig. 29 zeigt die wirkliche Konstruktion, die für den sohematisch in Fig. 19 dargestellten Kompensator benutzt wurde. Fig. 27 und 28 unterscheiden sich von den Fig. 11 und 16 nur durch die Hinzufügung einer ganzen Zahl von Wellenlängen zu bestimmten Bögen, entsprechend der oben angegebenen ersten Regel. Es wurde gefunden, daß diese Modelle genauso arbeiten, wie auf Grund einfacher Annahmen vorausgesetzt wurde, wobei es nicht notwendig war, einen wesentlichen Korrekturfaktor an dem ersten Muster anzubringen, um Verzerrungen der elektromagnetischen Felder zu beseitigen, die man auf Grund von Leiterkrümmung und scharfen Biegungen hätte erwarten können.

Es wurde gefunden, daß bei jedem der Versuchsmodelle die an einem Kompensationspunkt entwickelte Energie 45 Dezibel oder vielleicht etwas mehr unter der Energie lag, welche an den Ring gesendet wurde. Solch eine Kompensation ist über einen relativ weiten Frequenzbereich erzielbar; die Impedanzfehlanpassung jedoch ändert sich über diesen Bereich. Der Grund hierfür besteht darin, daß mit Ausnahme eines relativ schmalen Frequenzbandes um die »Entwurfsfrequenz«, d. h. der optimalen Frequenz, eine gewisse Reaktanzbestimmung notwendig ist, um eine Kompensation durch geeignete Phasengebung zu erhalten. Diese Reaktanzbestimmung ändert jedoch die Impedanz des Doppelkompensators, von irgendeinem Reihen- oder Parallelanschluß aus gesehen, und so wird die Anordnung nicht länger die Impedanz der Leitung anpassen, an welche sie angelegt ist.

Unter Reaktanzbestimmung ist entweder die Einführung von geeigneten Anordnungen, welche einstellbare Reaktanzen in Parallelschaltung mit den Widerstandsbelastungen darstellen, in einen oder mehrere Zweige des Kompensators zu verstehen oder die vorsichtige Verstimmung der Belastung selbst, so, daß sie eine Blindkomponente in der Belastungsimpedanz darstellt. Es ist von größter Wichtigkeit, daß die Reaktanzabstimmung experimentell als ausführbar festgesetzt wurde und daß auf Grund der Impedanzfehlanpassung die Betriebsdämpfung für einen weiten Frequenzbereich nicht über wenige Prozent der Energie hinauszugehen braucht.

Es sei bemerkt, daß die in Fig. 11, 27, 28 und 29 veranschaulichten Versuchsmodelle typische Muster der verschiedenen theoretischen Schaltungen bilden. Im Hinblick auf die ausgezeichneten Leistungen jeder dieser praktischen Konstruktionen bietet das Problem der Verfeinerung der Ausführung zwecks Verbesserung des Kompensationsgrades und zwecks Verringerung der Betriebsdämpfung keine Schwierigkeiten. Dies würde in der Tat nur als ein Entwurfsproblem anzusehen sein, welches nur mit Bezug auf spezielle Größen und Formen des Wellenleiters und spezielle Wellenlängenbereiche am besten zu lösen ist.

Doppelkompensatoren mit Verwendung anderer Typen von Übertragungsleitungen

Die allgemeinen Prinzipien, von welchen die Wirkungsweise der oben beschriebenen Doppel-

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kompensatoren abhängt; sind nicht den Wellenleitern allein eigentümlich; die grundlegenden, in den Fig. π und 15 bis 18 gezeigten Schaltungen können vielmehr auf die Anwendung jeder Art gewohnlicher »Rückkehrweg«-Übertragungsleitung, beispielsweise eines koaxialen Kabels oder eines abgeschirmten Doppeladerkabels (Paralleldrahtleitungen) oder auf die Anwendung jeder geeigneten Kombination derselben unter Einschluß der ίο Wellenleiter ■ eingerichtet werden. Bei der Spezifikation eines grundlegenden Doppelkompensatorkreises für jede Übertragungsleitertype und für jede Typenkombination muß darauf geachtet werden, daß die richtigen Leitungs- und Belastungsimpedanzen vorgesehen sind und daß entsprechend dem jeweiligen Erfordernis ein Reihen- oder Parallelanschluß durchgeführt ist.

Es sei bemerkt, daß gewisse Kombinationen unterschiedlicher Typen von Übertragungsleitungen untereinander und mit Wellenleitern handlicher sind als andere Kombinationen. Zum Beispiel läßt sich koaxiales Kabel leichter in Verbindung mit Wellenleitern verwenden als eine abgeschirmte Doppel-(Paralleldraht-)Leitung; dies gilt sowohl für die mechanische Ausführung von Reihen- und Parallelanschlüssen als auch bezüglich der Schwierigkeit, elektrische Symmetrie- und Impedanzanpassung zu verwirklichen. Es darf außerdem nicht angenommen werden, daß im allgemeinen eine gegebene ■3° Leitertype mit Vorteil für den ganzen Doppelkompensator benutzt werden kann. Zum Beispiel läßt sich ein Reihenanschluß an koaxiales Kabel viel bequemer von einem abgeschirmten Paar Kabel als von einem anderen koaxialen Kabel ausführen. Es ist wahrscheinlich jedoch in den meisten Fällen wünschenswert, nur eine Leitungsart für den Ausbau des »Ring«teils des Kompensators zu benutzen.

Kombinationen von Wellenleitern und Übertragungsleitungen, welche die praktischste Konstruktion bilden, sind nachstehend zusammengestellt:

Ring besteht aus	Einfachster Reihenanschluß mit	Einfachster Parallel anschluß mit
Wellenleiter Koaxialkabel abgeschirmtem Paar	Wellenleiter abgeschirmtem Paar abgeschirmtem Paar	Koaxialkabel abgeschirmtem Paar abgeschirmtem Paar

Es sei bemerkt, daß bei den Doppelkompensatoren nach der Erfindung, die einen Wellenleiterring entsprechend Fig. 11 und 15 bis 16 besitzen, die Zweigleitungen, welche mit dem Ring mittels Parallelanschluß verbunden sind, als koaxiale Leitungen dargestellt worden sind, da die Anwendung von Wellenleitern für Parallelanschlüsse wahrscheinlich unpraktisch ist, wenn nicht der Ring viele halbe Wellenlängen umfaßt, d.h. einen großen Krümmungsradius besitzt, oder wenn nicht der Ring so verformt ist, daß er einen oder, mehrere gerade Teile aufweist. ." . .

Die grundlegenden Schaltungen für einen Ring aus koaxialem Kabel sind in Fig. 30 bis 34 und für einen Ring aus abgeschirmter Paardrahtleitung in Fig. 35 bis 39 gezeigt. Nur die Zweigleitungsanschlüsse, wie sie in der Tabelle zusammengestellt sind, wurden dargestellt. Wie gezeigt, sind die Impedanzwerte und Dimensionen für die Koaxialkabel-Doppelkompensatoren nach Fig. 30 bis 34 und für die abgeschirmten Drahtleitungs-Kompensatoren nach Fig. 35 bis 39 die gleichen wie für die entsprechenden Kompensatoren, die einen Wellenleiterring nach Fig. 11 und 15 bis 18 benutzen. Die aus den grundlegenden Schaltungen nach den Fig. 15 bis 18 abgeleiteten und in Fig. 19 bis 26 gezeigten konzentrierten Schaltungen sind natürlich bei den Doppelkompensatoren nach Fig. 30 bis 39 anwendbar.

Doppelkompensatoren mit konzentrierten Konstanten

Ein Abschnitt einer Übertragungsleitung von beliebiger Länge kann für irgendeine besondere Betriebsfrequenz durch ein symmetrisches T- oder π-Netzwerk mit konzentrierten Kreiskonstanten dargestellt werden, und die Impedanzwerte, welche für die Darstellung nötig sind, sind wohlbekannt. Um die Übertragungsleitungs-Doppelkompensatoren, wie sie oben beschrieben wurden, in Doppelkompensatoren zu überführen, welche Kreise mit konzentrierten Konstanten benutzen, d. h. Spulen, Kondensatoren und Widerstände, ist es nur nötig, die passenden T- und π-Abschnitte mit konzentrierten Konstanten an Stelle von Halbwellenlängen-, Viertelwellenlängen- und Dreiviertelwellenlängenabschnitten anzuordnen, die bei dem Ring oder der Schleife zwischen den Zweigleitungen der vorbeschriebenen Kompensatoren benutzt wurden. Zur Darstellung der Verlustleistung der wirklichen Leitungen ist in üblicher Weise in jedem Zweig jedes T- und π-Netzwerkes ein Serienwiderstand zugefügt. Spulen und Kondensatoren haben jedoch auch stets Verlustleistung, so daß für die vorliegenden Zwecke die Annahme besonders einfach ist, daß die Verluste in den Spulen und Kondensatoren so eingestellt sind, daß eine gegebene Dämpfungsleitung genau dargestellt wird.

Die Darstellung von Viertel- und Dreiviertelwellenlängenabschnitten von Kreisen mit konzentrierten Konstanten ist geradsinnig; es besteht, um sicher zu sein, eine Doppeldeutigkeit bezüglich der Vorzeichen der Reaktanzen; aber in jedem Falle läßt sich dies bequem durch eine Stromanalyse lösen. Der Fall eines Halbwellenlängenabschnittes ist nicht so einfach. Die analytische Lösung, die auf Impedanzen basiert, führt nur zu einem Drahtpaar. Die Analyse, welche auf Strömen basiert, zeigt jedoch, daß diese Drähte sich kreuzen müssen. Nichtsdestoweniger können selbst gekreuzte Drähte nicht frei als ein Ersatz für einen Halbwellenlängenabschnitt benutzt werden. Im allgemeinen sind gekreuzte Drähte gänzlich unzulänglich, um das Verhalten eines Halbwellenlängenabschnitts mit Bezug

auf die Frequenz darzustellen. In dem gegenwärtigen Fall gibt darüber hinaus der Doppelkompensator mit konzentrierten Konstanten, welcher von der Anordnung von Fig. 17 abgeleitet ist, indem drei Paare gekreuzter Drähte Anwendung fanden, überhaupt keine Kompensation. Es ist daher notwendig, bei der Darstellung von Halbwellenlängenabschnitten vorsichtig vorzugehen. Es wurde gefunden, daß zwei T- oder, π-Teile mit konzentrier- ten Konstanten, die in Reihe liegen und deren jeder einem Viertel- oder Dreiviertelwellenlängenabschnitt äquivalent ist, eine angemessene Darstellung in solchen Fällen ergeben, wo gekreuzte Drähte versagen. Es kann darüber hinaus gezeigt werden, daß die Netzwerksdarstellung von Viertel- und Dreiviertelwellenlängenabschnitten für kleine Abweichungen von der gegebenen Frequenz die genaue funktionell Änderung entfaltet, welche sich von dem Ausdruck der Übertragungsleitung nur durch numerische Konstanten von der Größenordnung Plins unterscheidet.

Durch Benutzung symmetrischer elektrischer T- oder π-Netzwerke oder deren Kombinationen von richtiger äquivalenter Wellenlänge an Stelle der entsprechenden Wellenleiterlängen in den Wellenleiter-Doppelkompensatören nach Fig. 11 und 15 bis 18 kann eine große Anzahl von Doppelkompensatoren mit konzentrierten Konstanten abgeleitet werden. Diese Zahl läßt sich noch durch

jo Anwendung der Regel steigern, daß die Darstellung einer halben Wellenlänge mit konzentrierten Konstanten jedem von zwei beliebigen Bögen zugefügt werden kann. Zur Veranschaulichung werden die Schaltbilder von sechs solcher Doppelkompensato-

!5 ren mit konzentrierten Konstanten, die von Fig. 11 und 15 bis 18 abgeleitet sind, in Fig. 40 bis 44 gezeigt.

Anwendungen von Doppelkompensatoren

to Wie bereits gesagt, sind die Doppelkompensatoren nach der Erfindung in erster Linie von Wert für Doppelnachrichtensysteme, denn sie ermöglichen eine gleichzeitige Übertragung von Nachrichten in zwei Richtungen bei derselben Frequenz. Um zwi-

■5 sehen zwei Stationen A und B eine Nachrichtenübermittlung einzurichten, können entweder (a.) Übertragungsleitungen oder (b) ein Funkweg benutzt werden, um die Stationen zu verbinden. In beiden Fällen kann der Doppelkompensator mit

ο großem Vorteil benutzt werden. In Fig. 45 ist ein schematisches Schaltbild gezeigt für den Fall einer Übertragungsleitung. Hier ermöglicht die Verwendung eines Doppelkompensators von irgendeiner der oben beschriebenen Typen (schematisch in Fig. 45 und in den folgenden Figuren gezeigt) bei Anordnung des Empfängers in einem mit Bezug auf den Sender kompensierten Arm gleichzeitig Sendung und Empfang an jeder Station mit nur einer Leitung zwischen A und B. Bei jeder Sendung besteht ein Verlust von 3 Dezibel infolge der Verlustleistung in der Blindbelastung, und bei dem Empfang besteht ein Verlust von 3 Dezibel in dem Sender. Der Gesamtverlust von 6 Dezibel wird in einigen Fällen keine Bedeutung haben im Vergleich zu dem wirtschaftlichen Vorteil, daß nur die halbe Länge Übertragungsleitung nötig ist; in anderen Fällen kann die Einfachleitung selbst so verbessert werden, daß sie die 6 Dezibel Verlust mit einer Wirtschaftlichkeit bezüglich Raumbedarf und Kosten oder beiden ausgleicht.

In Fig. 46 ist ein schematisches Schaubild für den Fall einer Funknachrichtenübertragung über einen Luftweg gegeben. Das Vorhandensein eines Doppelkompensators in beiden Stationen A und B ermöglicht die Anordnung eines Einfach-Antennen- oder Strahlungssystems, welches gleichzeitig für Empfang und Sendung benutzt werden kann. Wie im Falle der Fig. 45 besteht ein Gesamtverlust von 6 Dezibel bei Nachrichtenübermittlung in beiden Richtungen. Bei Richtantennenanlagen ist jedoch der für den Strahler verfügbare Platz oft begrenzt. Die Anwendung eines Doppelkompensators gestattet den ganzen Raum für Sendung und Empfang zu benutzen, wodurch ein Gewinn von 3 Dezibel für jeden Vorgang erreicht wird. Die Leistungspegel für die Anordnung nach Fig. 46 mit einem »doppeltgroßen« Strahlungssystem sind daher dieselben wie für ein System mit zwei getrennten Antennen einfacher Größe für Empfang und Sendung.

In seiner einfachsten Form besteht ein Gegenstands-Ortungssystem aus einem Sender, welcher eine Richtantenne betreibt, wobei Kurz- oder Ultrakurzwellen ausgesandt werden, und aus einem Empfänger, der mit einer nahen Richtantenne verbunden ist und durch welchen die von einem Objekt reflektierten Wellen empfangen werden. Fig. 47 zeigt schematisch, wie ein Doppelkompensator nach der Erfindung für eine Gegenstandsortung mit einem Einfachstrahler benutzt werden kann. Der Gesamtverlust von 6 Dezibel kann durch Verdopplung der »Größe« des Strahlers (im Falle eines Hornes durch Verdopplung der Öffnungsgröße) genau ausgeglichen werden. Ein solcher Strahler doppelter Größe besitzt jedoch eine beträchtlich größere »Winkelrichtwirkung« als ein Strahler einfächer Größe; und solch ein vergrößertes Winkelauflösungsvermögen ist oft sehr erwünscht. Die Anordnung nach Fig. 47 kann sich hiernach für viele Zwecke der Gegenstandsortung als besonders leistungsfähig erweisen.

Es könnte scheinen, als ob der Gesamtverlust von 6 Dezibel beim Duplexbetrieb nicht vermeidbar ist, solange passive Übertragungselemente benutzt werden. Es kann aber vorweg gesagt werden, daß für einige Fälle der Duplexübertragung die Schaltungselemente auf scharfe Impulse eingestellt sind, wobei sich der Sender zwischen den Impulsen in einem Ruhezustand befindet. Bei dieser Sachlage empfiehlt sich die Verwendung von aktiven Schaltungselementen, wodurch andere Anordnungen geschaffen werden können, welche den den gegenwärtigen Doppelkompensatoren anhaftenden Verlust von 6 Dezibel ausschalten. Es sei aber bemerkt, daß der Doppelkompensator mit aktiven Elementen in den Sender- und Blindarmen einen Gesamtverlust von nur ungefähr 3 Dezibel zeigen würde.

In Verbindung mit Problemen der Gegenstandsortung erhebt sich die Frage, was für eine Polarisation für Sendung und Empfang benutzt werden soll. Linear polarisierte Wellen sind am einfachsten anzuwenden, aber es können Fälle auftreten, in denen der Polarisationswinkel sehr ungünstig gewählt ist mit Bezug auf einige Gegenstände in bestimmten Positionen, wodurch die reflektierte Energie zu klein ist, um aufgenommen zu werden. Es ist ίο jedoch klar, daß die Benutzung von kreispolarisierten Wellen jede solche Schwierigkeit behebt.

Für den Fall einer Anwendung der Kreispolarisation ist es wichtig zu wissen, ob ein Wellenleiterdoppelkompensator leicht erhältlich ist. Es sei daran erinnert, daß die Abzweigung in der elektrischen Ebene einem Reihenanschluß und in der magnetischen Ebene einem Parallelanschluß gleicht. Wenn daher die Schaltung nach Fig. ii mit kreisförmigem Wellenleiter für den Ring und für alle Abzweigarme ausgeführt wird, entsteht ein Kompensator für linear polarisierte Wellen mit elektrischer Feldstärke in der Papierebene und für Linearpolarisation rechtwinklig zu der Papierebene. Da sich die Schaltung für beide Polarisationen richtig verhält, stellt sie einen Doppelkompensator für kreisförmige oder elliptische Polarisation dar; es muß jedoch darauf geachtet werden, daß die richtigen Impedanzen getrennt für die zwei senkrechten Komponenten vorgesehen sind. Das dürfte nicht schwierig sein, besonders wenn die zwei Komponenten getrennt empfangen werden, um ein Polarisations-Mehrfachempfangssystem zu bilden. Sogar wenn alle Impedanzen gleich Z₀ bleiben, würde doch der auf Grund der Impedanz-Fehlanpassung auftretende Verlust nicht über 1 Dezibel hinausgehen. Aus der gewöhnlichen Telefonpraxis ist bekannt, daß durch den Gebrauch von Vorrichtungen, welche in einer ähnlichen Weise arbeiten wie eine Sprechspule, die Konstruktion eines Zwei-Wege-Verstärkers eine klare Angelegenheit ist. Zwei Doppelkompensatoren nach der Erfindung können daher in Verbindung mit zwei Verstärkern benutzt werden, um einen Doppelverstärker zu bilden. Fig. 48. zeigt schematisch einen solchen Verstärker für Wellenleiter unter Benutzung von Wellenleiterverstärkern mit Geschwindigkeitsvariation. Es ist charakteristisch für diese Verstärker, daß die Rückkopplung zwischen dem Endausgangsspalt und dem vorhergehenden Spalt sehr klein ist. Daraus folgt, daß die Rückkopplung dieses Verstärkers sehr gering ist.

Fig. 49 zeigt einen Weg, wie drei beliebige Doppelkompensatoren nach der Erfindung, wie sie oben beschrieben und in der Figur schematisch gezeigt sind, direkt verbunden werden können, um einen »Mehrfach-Doppelkompensator« zu bilden. Ein solcher würde in dem Fall von großem Nutzen sein, wo gleichzeitig von einer Station 0 zu vier Stationen A, B₁ C, D gesendet und gleichzeitig an der Station 0 von Station A oder B und C oder D empfangen werden soll. Noch mehr Doppelkompensatoren können direkt in einer ähnlichen Weise verbunden werden, um eine größere Anzahl von Stationen zu verketten; z. B. können sieben Kompensatoren für eine Zentralstation und acht Unter-Stationen benutzt werden. In einer solchen Anwendung besteht kein Verlust bei der Sendung und nicht mehr als 3 Dezibel Verlust beim Empfang; die Benutzung von Strahlern oder Leitungen doppelter Größe führt daher zu einem Gewinn von 3 Dezibel für solche Anordnungen.

Im allgemeinen kann festgestellt werden, daß die Doppelkompensatoren nach der Erfindung vorteilhaft in den meisten Fällen angewendet werden können, wo Signale gleicher Frequenz, welche in entgegengesetzter Richtung auf derselben Leitung oder auf demselben Luftweg übertragen werden, getrennt werden sollen. Der mit solchen Methoden der Doppelnachrichtenübermittlung verbundene Gesamtverlust von 6 Dezibel muß übernommen und ertragen werden, obwohl dieser Verlust, wie oben erwähnt wurde, oft durch irgendwelche Änderungen in der Anlage reduziert oder zum Verschwinden gebracht werden kann.

Es sei bemerkt, daß in der obigen Beschreibung der Doppelkompensatoren nach der Erfindung eine gleiche Energieaufteilung für die beiden betriebenen Belastungen unterstellt worden ist. Wenn die Anordnungen entsprechend den obigen Erläuterungen konstruiert werden, ist eine gleichmäßige Energieaufteilung notwendig, um eine Kompensation zu sichern. Mit geeigneten Modifikationen kann man jedoch eine Kompensation auch ohne gleichmäßige Energieaufteilung erhalten. Wenn Fälle auftreten, deren Erfordernisse am besten mit einem Kompensator mit ungleicher Energieaufteilung befriedigt werden können, müssen die bereits beschriebenen Doppelkompensatoren durch Reaktanzbestimmung innerhalb des Ringes geändert werden oder durch die Benutzung eines Ringes, der aus zwei oder mehr in geeigneter Weise gekoppelten Ubertragungsleitungsbögen zusammengesetzt ist, die in ihrer Art möglichst voneinander abweichen und unterschiedlichen Wellenwiderstand aufweisen. 10:

Im allgemeinen Fall kann dann eine Belastung p Prozent der ausgesandten Energie aufnehmen, während die andere Belastung (100—p) Prozent empfängt. Bei passiven Schaltungselementen erfordert die Reziprozität, daß, wenn der Sender (Signal- u< generator) an Stelle der ersten Belastung angeschlossen ist, p Prozent von dessen ausgesandter Energie an eine geeignete, an dem ursprünglichen Sendepunkt gelegenen Belastung geliefert werden muß. Da das Produkt p (loo—p) für ^=50 Prozent ein Maximum ist, ist ersichtlich, daß der Fall gleichmäßiger Energieverteilung den höchsten Doppelwirkungsgrad besitzt. Im Hinblick auf diese Wirkungsgradbetrachtung und im Hinblick auf die Tatsache, daß eine ungleiche Energieverteilung beträchtliche zusätzliche Verwicklungen in der Konstruktion und Wirkungsweise der Anordnung zur Folge haben würde, wird der Fall gleicher Energieaufteilung normalerweise vorgezogen und wurde demgemäß für die obigen Erläuterungen allein in Betracht gezogen.

Für den Fachmann wird es über die erläuterten und beschriebenen Änderungen hinaus noch viele weitere Änderungsmöglichkeiten bezüglich Ausbildung und Anwendung der Anordnungen geben, ohne daß dadurch aber von dem Wesen der Erfindung abgewichen und der Umfang der Erfindung überschritten wird.

PATENTANSPRÜCHE:

i. Kopplungsanordnung für die Ankopplung von vier Übertragungskreisen A, B, C und D eines Wellenübertragungsnetzwerkes als Zweige an eine geschlossene Übertragungsschleife, deren elektrische Länge ein ungerades Vielfaches einer Halbwellenlänge bei der Betriebsfrequenz beträgt, derart, daß die Wellenübertragung zwischen jedem Kreis eines ersten, die Kreise A und C umfassenden Paares und jedem Kreis eines zweiten, die Kreise B und D umfassenden Paares stattfinden kann, daß aber die Wellenübertragung zwischen den Kreisen A und C bzw. B und D des gleichen Paares weitgehend verhindert ist, dadurch gekennzeichnet, daß unter Anwendung entweder eines Parallel- oder eines Reihenanschlusses für jeden Zweig wenigstens einer der Zweige mittels Reihenanschluß an die geschlossene Schleife angeschlossen ist, daß der längs der Schleife bestehende elektrische Abstand zwischen zwei je am nächsten nebeneinander angeschlossenen Zweigkreisen angenähert Null oder ein ganzes Vielfaches (o, i, 2, 3, 4) der Viertelwellenlänge bei Betriebsfrequenz beträgt und der Abstand längs der Schleife zwischen den beiden Kreisen jedes Paares angenähert mit Null oder einem geraden Vielfachen (0, 2, 4, 6 . . .) der Viertelwellenlänge bei Betriebsfrequenz bemessen ist, wenn die Anschlüsse an die Schleife gleicher Art, d. h. beide Reihen- oder Parallelanschlüsse sind, daß der längs der Schleife bestehende Abstand der Zweige eines Paares bei Anwendung eines Reihenanschlusses für den einen Zweig und eines Parallelanschlusses für den anderen Zweig angenähert ein ungerades Vielfaches einer Viertelwellenlänge beträgt, und daß höchstens drei der vier Zweige an einem gegebenen Punkt der Schleife angeschlossen sind.

2. Kopplungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsschleife auf ihrer ganzen Länge gleichen Wellenwiderstand besitzt und daß jeder Kreis des einen Paares an seiner Schleifenanschlußstelle eine Impedanz gleich dem Wellenwiderstand des Schleifenkreises aufweist, während die Impedanz der beiden Kreise des anderen Paares an ihren Schleifenanschlußstellen so bemessen ist, daß die Summe ihrer Impedanzen, durch den Schleifenkreis über jeden der erstgenannten Kreise gesehen, ebenfalls gleich dem Wellenwiderstand des Schleifenkreises ist.

3. Kopplungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schleifenkreis aus einer koaxialen Leitung besteht.

4. Kopplungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einer der an die Schleife angeschlossenen Zweigkreise als koaxiale Leitung ausgebildet ist, deren innerer und äußerer Leiter zwecks Bildung eines Parallelanschlusses mit den entsprechenden Leitern der Schleife verbunden sind.

5. Kopplungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einer der an die Schleife angeschlossenen Zweigkreise aus einer abgeschirmten Zweidrahtleitung besteht, welche in Reihe mit dem inneren Leiter der Schleife angeschlossen ist.

6. Kopplungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schleifenkreis aus einer abgeschirmten Zweidrahtleitung besteht.

7· Kopplungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der an den Schleifenkreis angeschlossenen Kreise als abgeschirmte Zweidrahtleitung ausgebildet ist.

8. Kopplungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schleifenkreis aus einem ringförmigen Wellenleiter für polarisierte elektromagnetische Wellen besteht, deren elektrischer Vektor parallel zur Schleifenebene verläuft.

9. Kopplungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einer der an die Schleife angeschlossenen Kreise aus einem Wellenleiter besteht, der im wesentlichen radial zu der ringförmigen Wellenleiterschleife verläuft und dessen elektrische Ebene zwecks Bildung eines Reihenanschlusses zu der elektrischen Ebene der Schleife parallel ist.

10. Kopplungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens einer der an die Schleife angeschlossenen Kreise aus einer koaxialen Leitung besteht, deren innerer Leiter zwecks Bildung eines Parallelanschlusses in das Innere des ringförmigen Wellenleiters führt.

11. Kopplungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schleifenkreis aus zwei oder mehr in Reihe liegenden Netzwerken mit konzentrierten Kreiskonstanten besteht, deren jedes im wesentlichen einer Übertragungsleitung von einer Viertelwellenlänge bei der vorbestimmten Betriebsfrequenz äquivalent ist.

In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Patentschrift Nr. 540 615; USA.-Patentschriften Nr. 1 944 283, 2 134 278, 147809, 2244756;

Proc. of the I.R.E., 1941, S. 115 bis 120.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Ergänzungsblatt zur Patentschrift Nr. 977 019

Kl. 21a* Gr. 74

AUSGEGEBEN AM 25. MÄRZ 1965

Das Patent 977 019

ist durch rechtskräftigen Beschluß des Deutschen Patentamts
vom 31. Dezember 1964 beschränkt worden.

a) Die bisherige Bescheibung Seite ι bis Seite 2, Zeile 28, ist wie folgt geändert worden:

Die Erfindung bezieht sich auf eine Kopplungsanordnung für die Ankopplung von vier Übertragungskreisen A, B, C, D eines Wellenübertragungsnetzwerks. Es ist bekannt, vier Übertragungskreise als Zweige an eine geschlossene Übertragungsschleife anzukoppeln, deren feste elektrische Länge ein ungerades Vielfaches einer Halbwellenlänge bei der Betriebsfrequenz beträgt, und zwar derart, daß die Wellenübertragung dauernd zwischen jedem einzelnen Kreis A oder C eines ersten, die Kreise A und C umfassenden Paares und beiden Kreisen B und D eines zweiten, die Kreise B und D umfassenden Paares und gleichermaßen zwischen beiden Kreisen A und C des ersten Paares und einem einzelnen Kreis B oder D des zweiten Paares stattfinden kann, daß aber die Wellenübertragung zwischen den Kreisen A und C bzw. B und D des gleichen Paares weitgehend immer verhindert ist.

Bei der bekannten Kopplungsanordnung sind sämtliche Anschlüsse als Parallelanschlüsse ausgeführt. Die Abstände zwischen zwei Zweigkreisen verschiedener Paare beträgt ein Viertel der Wellenlänge bei der Betriebsfrequenz oder ein ungerades Vielfaches der Viertelwellenlänge, während der Abstand längs der Schleife zwischen den beiden Kreisen jedes Paares ein gerades Vielfaches der Viertelwellenlänge ist. Durch die Verwendung von Parallelanschlüssen für alle Zweigkreise ergeben sich gewisse Einschränkungen in der Anwendung; insbesondere läßt sich die bekannte Anordnung als Wellenleiter-Doppelkompensator nur in der Weise verwenden, daß in einer Seite der Schleife eine Umwandlung oder Leitervertauschung vorgenommen wird, um an dem gegenüberliegenden Anschluß eine Löschung der in den beiden Schleifenseiten sich fortpflanzenden Wellenenergie zu verwirklichen.

Die Erfindung will eine Kopplungsanordnung der angegebenen Art vervollkommnen und insbesondere bei der Verwirklichung einer Doppelkompensation die Abhängigkeit von Umwandlungs- oder Vertauschungsmaßnahmen vermeiden.

Die Besonderheit der Erfindung besteht darin, daß unter Anwendung entweder eines Parallel- oder eines Reihenanschlusses für jeden Zweig wenigstens einer der Zweige mittels Reihenanschluß an die geschlossene Schleife angeschlossen ist, daß der längs der Schleife bestehende feste elektrische Abstand zwischen zwei Zweigkreisen {AB, BC, CD, DA) verschiedener Paare zu deren wechselseitiger Ankopplung bei Vorliegen von verschiedenartigen Anschlüssen bei den betrachteten Kreisen mit angenähert Null oder einem geradzahligen Vielfachen der \^iertelwellenlänge bemessen ist, dagegen bei Vorliegen von gleichartigen Anschlüssen angenähert mit einem ungeradzahligen Vielfachen der Viertelwellenlänge, wobei die letztere Bemessungsregel für Parallelanschlüsse bekannt ist, daß der längs der Schleife bestehende Abstand zwischen zwei Zweigkreisen desselben Paares (AC oder BD) zu deren wechselseitiger Entkopplung bei Vorliegen von verschiedenartigen Anschlüssen der betrachteten Kreise mit angenähert einem ungeradzahligen Vielfachen der Viertelwellenlänge bemessen ist, dagegen bei Vorliegen von gleichartigen Anschlüssen mit angenähert Null oder einem für Parallelanschlüsse an sich bekannten geradzahligen Vielfachen der Viertelwellenlänge, und daß höchstens drei der vier Zweige an demselben Punkt der Schleife angeschlossen sind.

b) Der Patentanspruch 1 ist wie folgt geändert worden:

Kopplungsanordnung für die Ankopplung von vier Übertragungskreisen A, B, C und D eines Wellenübertragungsnetzwerks als Zweige an eine geschlossene Übertragungsschleife, deren feste elektrische Länge ein ungerades Vielfaches einer Halbwellenlänge bei der Betriebsfrequenz beträgt, derart, daß die Wellenübertragung dauernd zwischen jedem einzelnen Kreis A oder C eines ersten, die Kreise A und C umfassenden Paares und beiden Kreisen B und D eines zweiten, die Kreise B und D umfassenden Paares und gleichermaßen zwischen beiden Kreisen A und C des ersten Paares und einem einzelnen Kreis B oder D des zweiten Paares stattfinden

kann^ daß [aber die Wellenübertragung zwischen den Kreisen A und C bzw. B und D des gleichen Paares weitgehend immer verhindert ist, dadurch gekennzeichnet, daß unter Anwendung entweder eines Parallel- oder eines Reihenanschlusses für jeden Zweig wenigstens einer der Zweige mittels Reihenanschluß an die geschlossene Schleife angeschlossen ist, daß der längs der Schleife bestehende feste elektrische Abstand zwischen zwei Zweigkreisen (AB, BC, CD, DA) verschiedener Paare zu deren wechselseitiger Ankopplung bei Vorliegen von verschiedenartigen Anschlüssen b^Jei den betrachteten Kreisen mit angenähert Null oder einem geradzahligen Vielfachen der Viertelwellenlänge bemessen ist, dagegen bei Vorliegen von gleichartigen Anschlüssen angenähert mit einem ungeradzahligen Vielfachen der Viertelwellenlänge, wobei die letztere Bemessungsregel für Parallelanschlüsse bekannt ist, daß der längs¹ der Schleife bestehende Abstand zwischen zwei Zweigkreisen desselben Paares (AC oder 5D) zu deren wechselseitiger Entkopplung bei Vorliegen von verschiedenartigen Anschlüssen der betrachteten Kreise mit angenähert einem ungeradzahligen Vielfachen der Viertel wellenlänge bemessen ist, dagegen bei Vorliegen von gleichartigen Anschlüssen mit angenähert Null oder einem für Päräilelansehlüsse an sich bekannten geradzahligen Vielfachen der Viertelwellenlänge, und daß höchstens drei der vier Zweige an demselben Punkt der Schleife angeschlossen sind.