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Hochfrequenz-Halbleiterverstärker
Die Erfindung betrifft Halbleiterverstärlçer,
insbesondere derartige Einrichtungen, die unter dem Namen Flächentransistor bekanntgeworden
sind.
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Das Hauptziel der Erfindung ist die Erweiterung des Arbeitsfrequenzbereichs
solcher Einrichtungen.
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Flächentransistoren, die bereits in einem Aufsatz von R. L. Wallace
Jr. und W. J. Pietenpol im »Bell System Technical Journal« vom Juli I95I, Bd. 30,
S. 530, beschrieben sind, haben in Schaltkreisen, Tonfrequenzschaltungen und Hochfrequenzschaltungen
mit verhältnismäßig niedriger Hochfrequenz Anwendung gefunden. Bis heute ist jedoch
ihre Verwendbarkeit bei sehr hohen Frequenzen durch zwei grundsätzliche Faktoren
beschränkt: Erstens durch eine verhältnismäßig große Trägheit der Bewegung der Ladungsträger
von der Steuerelektrode zur Sammelelektrode - zumindest im Verhältnis zur hohen
Geschwindigkeit der Elektronenbewegung in einer Vakuumröhre - die sich als Zeitverzögerung
des Ausgangssignals im Vergleich zum Eingangssignal bemerkbar macht. Diese
Zeitverzögerung
gibt Veranlassung zu sogenannten »Laufzeit«-Effekten, welche bei p-n-Flächentransistoren
sehr ausgeprägt und daher sehr schädlich sind. Zweitens ist der sogenannte Basiselektrodenwiderstand
rb des Transistors bei vielen Schaltungen ein unerwünschtes Merkmal. Es sind verschiedene
Versuche gemacht worden, um ihn zu verringern. Im allgemeinen liegt der Basiselektrodenwiderstand
eines Verbindungstransistors, der nach dem besten verfügbaren Verfahren hergestellt
ist, in der Größenordnung von I000 Ohm, d. h., er ist mehrere Matte größer als der
BasiseLektrodenwiderstand eines typischen Punktkontakttransistors.
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Ein hoher Basiselektrodenwiderstand begrenzt den Ar,beitsfrequen.zbereich
nach oben, insbesondere wenn der Stromverstärkungsfaktor a nahe bei eins liegt,
was im alIgemeinen bei Verbindungstransistoren der Fall ist.
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Ziel der Erfindung ist, den Basiselektrodenwiderstand von Halbleiterverstärkern
bzw. von p-n-Verbindungstransistoren zu verringern.
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Die Erfindung bezieht sich auf einen Halbleiterverstärker, der wenigstens
zwei Zonen entgegengesetzten Leitungstyps aufweist, welche in Richtung der größeren
Achse des Körpers hintereinanderliegen und eine im wesentlichen senkrecht zu der
größeren Achse verlaufende p-n-Verbindung bilden, deren Fläche gleich der Ouerschnittsfläche
des Körpers senkrecht zu der größeren Achse ist, wobei die Steuerelektrode an eine
der beiden Zonen, die Basiselektrode nahe der p-n-Verbindung an die zweite Zone
und die Sammelelfektrode an einer anderen Stelle des Körpers angeschlossen sind
und die Elektroden mittelt Spannungsquellen in geeigneter Weise vorgespannt werden.
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Erfindungsgemäß ist an der zweiten Zone der Basiselektrode gegenüber
eine Hilfsbasiselektrode angebracht, an der eine Gleichspannung liegt, deren Vorzeichen
gleich dem der Steuerelektrodenspannung ist, deren Vorspannung aber viel größer
ist als die Steuerelektrode, so daß nur eine kleine, der Basiselektrode am nächsten
liegende Teilfläche als Steuer-p-n-Verbindung wirkt. Diese Anordnung gründet sich
auf die Feststellung, daß bei Anlegen einer Spannung geeigneter Größe und geeigneten
Vorzeichens zwischen den beiden Basiselektroden, wobei ein Querstrom durch die Basiszone
des Transistors entsteht, der Basiswiderstand und vielleicht auch die Laufzeit der
eintretenden Ladungen durch die Basiszone verkleinert werden.
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Die Hilfsspannungsdifferenz quer zur Basiszone vereinigt sich mit
der kleineren, normalerweise zwischen der normalen Basiselektrode und der Steuerelektrode
vorhandenen Potential differenz, um den größeren Teil der Steuerverbindung unwirksam
zu machen, wobei nur ein vergleichsweise kleiner Teil der aktiven Fläche als Steuerelektrode
übrigbleibt. Da dieser restliche aktive Teil unmittelbar bei der normalen Basiselektrode
liegt, wird der tatsächliche Basiswiderstand des Transistors im ganzen stark verringert.
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Diese elektrische Verkleinerung der aktiven Fläche der Steuerverbindung
kann gewünschtenfalls durch eine physikalische Verkleinerung, welche z. B. durch
ein elektrochemisches Ätzverfahren hervorgebracht wird, unterstützt werden.
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Während die Hilfsspannungsdifferenz und der Querstrom die Sammelverbindung
nicht merkbar beeinflussen und die Ei,ngangskapazität an der Steuerverbindung nicht
verringern, sondern eher etwas vergrößern, hat man gefunden, daß sie eine Erhöhung
der hochfrequenten Grenzfrequenz eines Transistorverstärkers um das ISfache ergeb.en.
Man hat Selbsterregung mit einem Transistor erhalten, der gemäß der Erfindung aufgebaut
und vorgespannt war, und der als Element einer einfachen Oszillatorschaltung bei
Frequenzen bis 65 Megahertz verwendet wurde. In weiterer Ausgestaltung der Erfindung
kann die Laufzeit der beweglichen Ladungen von der restlichen aktiven Fläche der
Steuerverbindung durch die Basiszone zur Sammelzone noch zusätzlich verringert werden,
indem ein bIagnetfeld senkrecht zur Verbindungslinie zwischen Steuerelektrode und
Sammelelektrode und zum Strom angelegt wird, der in der Basiszone zwischen Hauptbasiselektrode
und Hilfsbasiselektrode fließt. Das Magnetfeld bringt eine Halleffektablenkung des
Stroms der Hilfsbasiszone in Richtung zur Sammelverbindung hervor und beschleunigt
so den Übergang der an der Steuerverbindung entstehenden beweglichen. Ladungen zum
Sammelkontakt.
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Die Erfindung wird an Hand der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung
bevorzugter Ausfübrungsformen und an Hand der Zeichnung dargestellt.
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Fig. I zeigt einen NPN-Verbindungstransistor, bei dem zusätzlich
eine Hilfsbasiselektrode angebracht ist und der geeignet vorgespannt ist; Fig. 2
zeigt die Potentialverteilulng an der Steuerverbindung mit und ohne Vorspannung
gemäß der Erfindung; Fig. 3 zeigt den Frequenzgang, d. h. die Anderung des Stromverstärkungsfaktors
und des Verhältnisses der Ausgangs- zur Eingangsspannung mit und ohne Vorspannung;
Fig. 4 zeigt die Übertragungseinrichtung der Fig. I als seibsterregter Oszillator
mit frequenzabhängiger Rückkopplung vom Ausgang zum Ein. gang; Fig. 5 zeigt einen
Transistor mit nur einer Verbindung, der mit einer Hilfsbasiselektrode und mit der
Vorspannung von Basis zur Hilfsbasis versehen ist; Fig. 6 zeigt einen koaxialen
Aufbau der Basiselektroden des Transistorprinzips nach Fig. I; Fig. 7 zeigt die
radiale Potentialverteilung an der Steuerverbindung des Transistors der Fig. 6;
Fig. 8 zeigt eine weitere Ausgestaltungsform der Fig. I unter Benutzung des Halleffekts,
bei der ein Hilfsmagnet verwendet wird.
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Fig. 9 zeigt einen NPN-Verbindungstransistor mit Hilfsbasiselektrode,
bei dem die Flächen der Steuer- und Sammelverbindungen verkleinert sind, ferner
die Einrichtung zur Herstellung der Verkleinerung;
Fig. IO zeigt
einen Transistor, der gemäß Fig. I hergestellt ist und der als Verstärker geschaltet
ist.
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In Fig. I ist ein NPN-Verbindungstransistor dargestellt, der eine
Steuerzone 1 und eine Sammelzone 2 aufweist, die beide aus N-Typ-Material bestehen;
ferner eine dazwischenliegende Basiszone 3 aus P-Typ-Material. Der Transistor ist
mit den üblichen Steuer- und Sammelelektroden 5 und 6 an den N-Typ-Zonen sowie der
normalen Basiselektrode 7 an der dazwischenliegenden P-Typ-Zone versehen. Zusätzlich
ist er mit einer Hilfsbasiselektrode 8 an der Zwischenzone 3 versehen.
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Entsprechend der Erfindung kann eine starke Verringerung der elektrisch
wirksamen Fläche der Steuerzone durch Anschluß einer geeignet gepolten Vorspannungsbatterie
20 an die Hauptbasiselektrode 7 und die Hilfslbasiselektrode 8 erreicht werden.
Bei einem üblichen NPN-Verbindungstransistor ist die Steuerzone I normalerweise
negativ gegen die mittlere Basiszone 3 vorgespannt, -und zwar um etwa t/ro Volt,
z. B. durch die Batterie 2I, während die Sammelzone 2 normalerweise etwa 20 Volt
positiv gegen denselben Bezugspunkt vorgespannt ist, z. B. durch die Batterie 22.
Bei dieser Anordnung hat man gefunden, daß das Anlegen einer negativen Spannung
von etwa 2 Volt an die Hilfsbasiselektrode ein bemerkenswertes Ergebnis bringt.
(In Fig. I wie bei allen folgenden Figuren muß die Polarität aller Vorspannungsbatterien
ohre Änderung der Höhe der Spannungen vertauscht werden, wenn der Leitfähigkeitstyp
aller drei Zonen umgekehrt wird wie bei einem PNP-Transistor.) Wenn an die normalen
Steuer-, Basis- und Sammelelektrodenvorspannungen mit den soeben beschriebenen Vorzeichen
und Größen angelegt werden, die von Batterien hergeleitet und an die Transistorelektroden
über die Widerstände Rg und RL angelegt werden, so besteht an allen Teilen der Steuerverbindung
I3 ein Spannungsabfall von etwa 1/io Volt, wie durch die Kurve Vjio in Fig. 2 dargestellt
ist, wo die Abszisse die Länge der Steuerverbindung, gemessen von der normalen Basiselektrode
bis zur Hilfsbasiselektrode, bezeichnet. Der Basiswiderstand der normalen Basiselektrode,
der durch äußere Messungen bestimmt wird, kann als Mittelwert einer großen Anzahl
von Widerständen aufgefaßt werden, von denen jeder die - normale Basiselektrode
mit dem Teil der P-Zwischenzone 3 verbindet, der am nächsten an einem Teil der Steuerverbindung
13 liegt. Einige Teile dieser P-Zone liegen nahe bei der normalen Basisellektrode
7, somit sind ihre Widerstände klein, während andere viel weiter entfernt sind und
infolgedessen viel höhere Widerstände haben.
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Wenn nun zwischen die Hauptbasisetektrode 7 und die Hilfsbasiselektrode
8 eine negative Spannung von etwa 2 Volt gelegt wird, z. B. durch die Batterie 20,
so ändert sich der Spannungsabfall an der Steuerverbindung I3 fortschreitend in
Richtung quer zum Transistor bzw. parallel zur Richtung des Stroms durch die Mittelzone,
wie durch die Kurve ii in Fig. 2 dargestellt ist. Während insbesondere die Potentialdifferenz
zwischen der Steuerzone I und der Mittelzone 3 wie vorher 0,I Volt in Flußrichtung
dicht bei der unteren Oberfläche des Transistors der Fig. I und bei der Hauptbasiselektrode
7 ist, ist sie fast 1,9 Volt in Sperrichtung in der Nähe der oberen Oberfläche und
an der Hilfsbasiselektrode 8. Sie ändert sich fortschreitend auf der Länge der Steuerverbindung
13 von einem Wert zum anderen und erreicht den Wert Null an einem PunItt, der V20
des Abstandes von der unteren Oberfläche hat. Es ist bekannt, daß zum Eintreten
von Ladungen bei Transistoren die Steuerzone 1 gegen die Basiszone 3 in Flußrichtung
vorgespannt sein muß. Da nunmehr nur 50/0 der Fläche der SteuervbindungI3 in Fluß
richtung vorgespannt sind, sind 95 O/o in Sperrichtung vorgespannt. Es ist daher
die Annahme gerechtfertigt, daß d!ie Steuerwirkung auf diesen kleinen Teil beschränkt
ist, d. h. auf 50/0 der gesteuerten r-p-Verbindlwng I3, die in Flußrichtung vorgespannt
sind.
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Die restliche aktive Fläche der Steuerverbindung liegt außerordentlich
nahe an der Basiselektrode.
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Offenbar ist die Nähe zwischen dem aktiven Teil der Steuerverbindung
und der Basiselektrode in gewissem Ausmaß verantwortlich für die beobachtete starke
Verringerung des effektiven Basis wi derstandes des neuen Transistors. Während die
nach früheren Verfahren hergestellten Verbindungstralrlsistoren Basiswi derstände
in der Größenordnung von IOOO Ohm haben, hat man gefunden, daß der Basiswiderstand
eines Transistors nach Fig. I SO-gar bei sehr hohen Frequenzen niedrig ist, und
zwar um etwa IO Ohm.
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Die Bedeutung einer Verringerung des Basiswiderstandes für den Betrieb
bei hohen Frequenzen, wie sie durch einen Hilfsstrom entstandenen Spannungsabfall
längs der Zwischenzone 3 quer zum Transistor erreicht wird, ergibt sich aus folgenden
Betrachtungen: In dem obenerwähnten Aufsatz von R. L. W a 1 -laceJr. undW. J. P
i,e te nl,p o l, der im »Bell System Technical Journal«, Juli 1951, veröffentlicht
ist, gibt die Gleichung I7 aiif S. 5*S das Verhältnis der Ausgangsspannung eines
Verbindungstransistors zu seiner Eingangsspannung zu
an, wobei V2 die Ausgangsspannung, die an der Belastung erscheint, Vg die Spannung
des treibenden Generators, RL der Widerstand der Belastung, re der Steuerelektrodenwiderstand,
rb der Basiswiderstand, re der Sammelelektrodenwiderstand, Rg der Widerstand der
äußeren Stromquelle und a der Stromvervielfachungsfaktor des Transistors ist.
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Infolge der Laufzeiteffekte bleibt das Ausgangssignal des Transistors
zeitlich etwas hinter dem Eingangssignal zurück. Dies Zurückbleiben, das bei niedrigen
Frequenzen unmerkbar ist, wird bei hohen Frequenzen wichtig, und es kann zu einer
Blindkomponente beim Stromvervielfachungsfaktor a führen. Wenn insbesondere aO der
Wert von a bei
niedriger Frequenz ist, und wenn Jca die Frequenz
ist, bei der die Größe von a auf ao abgesunken ist, J'2 dann ist der Wert von a
für irgendwelche gegeben stimmte Frequenz in guter Annäherung gegeben durch
Um ein spezielles Beispiel zu wählen, sei ein Transistor betrachtet, bei dem r6
= 25 Ohm rb = IOOO Ohm rc = I07 Ohm = = 0,99 f0α = 2.I07 Hz ist und der als
Übertragungseinrichtung in der Schaltung mit geerdeter Basis zwischen einem Generator
mit einem Widerstand Rg = 250 Ohm und einer Belastung RL = 500 Ohm verwendet werden
soll. Die Belastung ist entsprechend der üblichen.
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Praxis sehr klein im Vergleich zum Sammelelektrodenwiderstand gewählt
worden. Dies dient dazu, die durch die 5 ammelelektrodenkapazität bewirkte Begrenzung
beim Betrieb mit hohen Frequenzen zu vermeiden.
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RL Da bei diesem Beispiel rc < 1 ist, reduziert sich Gleichung
(I) zu V2 a RL (3) Vg re + Rg + (I - a) rb Wenn (2) in (3) eingesetzt wird, so wird
das Ergebnis zu
was auch geschrieben werten kann:
Der Phasenwinkel r ist hier nicht von Interesse. Im Fall eines Verstärkers in Reihenschaltung
ist er ohne Bedeatsung. Im Fall eines Oszillators, wo der Phasenwinkel zwischen
Ausgang und Eingang von vitaler Bedeutung ist, kann die vorliegende Phasennacheilung
durch Einschalten einer komplementären Phasenverschiebung in den Rückkopplungsweg
in bekannter Weise kompensiert werden.
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Hier ist die Größe des Verhältnisses der Ausgangs- zur Eingangsspannung,
das durch (4) oder (5) gegeben ist, von Interesse. Durch eine einfache algebraische
Rechnung läßt sich zeigen, daß die Frequenz, Ibei der dies Verhältnis auf 70,70/0
seines Wertes bei niedriger Frequenz fällt, d. h. um drei Dezibel, mit der a-.Grenzfrequenz
fe« durch die Gleichung f = re t R0+ (I-a0) r, fca r, + Rg + r, zusammenhängt.
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Mit anderen Worten, die Frequenz f ist die Frequenz, bei der der
Tangens des durch (6) gegebenen Phasenwinkels qi gleich Eins ist.
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Wenn man die gewählten numerisden Werte in (7) einsetzt, ergibt sich
f = 0,0572, (8) f c α was eine starke Beschränkung der oberen Grenzfrequenz
bei befriedigender Wirkungsweise bedeutet. Wie oben erklärt, verringern die zusätzliche
Anbringung der Hilfsbasiselektrode und das Anlegen der Vorspannung von Basis zur
Basis den Basiswiderstand effektiv auf etwa I0 Ohm. Durch Einsetzen des Wertes I0
Ohm für rb anstatt IOOO Ohm in (7) ergibt sich, ohne daß weitere Änderungen vorgenommen
werden, f foa: Wenn man den Wert von fee, aus der obigen Tabelle in (8) und (9)
einsetzt, so erhält man für den üblichen NPN-Transistor eine hochfrequente Grenzfrequenz
von I,I4MHz und für den erfindungsgemäßen Transistor eine solche von 16,7 MHz.
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Dies stellt eine Verbesserung von 15 zu I dar.
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Bei der vorangegangenen Untersuchung war angenommen worden, daß der
niederfrequente Wert des Stromvervielfachungsfaktors aO konstant sei.
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Neue Messungen zeigen, daß dies nicht vollkommen richtig ist und daß
der Querstrom von Basis zu Basis zusätzlich zu der oben geschilderten Verringerung
des Basiswiderstandes auch den Wert von aO etwas verringert, wodurch seinerseits
selbstverständlich die niederfrequente Verstärkung des Transistorverstärkers um
2 bis 3 Dezibel verringert wird. Für den Betrieb bei hohen Frequenzen ist dies in
der Tat ein Vorteil, wie sich aus Gleichung (7) ergibt, die zeigt, daß eine Verringerung
von α0 eine Verf größerung des Wertes von fe t' ergibt. Die Kurven fcα
der Fig. 3 stellen diese Ergebnisse dar. Die Kurve zeigt die Änderung von a, mit
der Frequenz bei
einem NPN-Verbindungstransistor, bevor die Vorspannung
von Basis zu Basis gemäß der Erfindung angelegt ist. Der niederfrequente Wert a,
ist ganz wenig kleiner als Eins. Bei einer Frequenz von etwa 3 MHz beginnt der Wert
a kleiner zu werden, wobei. er bei 20 MHz auf 70°/o seiner ursprünglichen Größe
verringert ist. Die Kurve B zeigt die entsprechende, durch Gleichung (I) gegebene
Änderung des Spannungsverhältnisses. Bei niedrigen Frequenzen ist der Wert 8, er
beginnt bei etwa 0,3 MHz zu fallen und fällt auf 700/0 seines niederfrequenten Wertes
bei einer Frequenz von wenig über I MHz.
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Die Kurve C zeigt die Änderung von a mit der Frequenz bei einem Transistor
mit Hilfsbasiskontakt und Querstrom. Der Wert a sei hier mit o' bezeichnet. Sein
niederfrequenter Wert awO ist kleiner als der ursprüngliche niederfreqiuente Wert
aO, jedoch nimmt er den gleichen Verlauf und fällt bei 20 MHz auf 700/r des niederfrequenten
Wertes ab.
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Die Kurve D zeigt die Änderung des durch die Gleichungen (4) und
(5) gegebenen Spannungsverhältnisses mit der Frequenz und damit die große Verbesserung,
die durch Anwendung der Erfindung erreicht wird. Während der niederfreqwente Wert
etwa 6,5 gegenüber 8 bei Kurve B beträgt, beginnt er erst bei etwa 5 MHz abzufallen
und fällt auf 700/0 seines niederfrequenten Wertes bei einer Frequenz von 16,7 MHz.
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Diese Frequenz, bei der die Kurve D auf 70°/o des niederfrequenten
Wertes abfällt, nennt man die hochfrequente »Grenzfrequenz« des verbesserten Transistorverstärkers.
Das 70°/o-Verhältnis ist für die Rechnung bequem, es bedeutet aber selbstverständlich
nicht, daß der Transistor bei höheren Frequenzen unwirksam wird. Im Gegenteil bleibt
bei einer genügend großen Verstärkung bei niedrigen Frequenzen und bei 70°/o der
großen Verstärkung bei 20 MHz und bei einem Verstärkungsabfall bei noch höherer
Frequenz um einen Betrag von etwa 6 Dezibel je Oktave noch eine wesentliche Verstärkung
mehrere Oktaven oberhalb dieser Grenzfrequenz. Dies wurde experimentell bestätigt.
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Die experimentelle Bestätigung der Tatsache, daß die hochfrequente
Grenzfrequenz durch die Anwendung der Erfindung sehr stark erhöht wurde, besteht
darin, Energie von der Sammelelektrode als Ausgangselektrode zur Steuerelektrode
als Eingangselektrode rückzukoppeln und zu beobachten, ob andauernde Selbsterregung
stattfindet. Fig. 4 zeigt einen erfindungsgemäßen Transistor, der als Oszillator
geschaltet ist. Die Frequenz ist durch einen Parallelresonanzkreis bestimmt, der
aus der Primärwicklung 25 eines Transformators 26 und einem Kondensator 27 besteht,
der zwischen die Sammelelektrode 6 und Basis geschaltet ist. Ein Teil der an diesem
abgestimmten Kreis entstehenden Spannung wird an einer Anzapfung 28 an der Primärwicklung
25 abgenommen und über einen Kondensator 29 an die Steuerelektrode 5 gelegt. Der
Kondensator 29 dient zum Teil als Phasenschiebeeinrichtung, um die durch die Laufzeiteffekte
im Transistor entstehende Phasennacheilung zu kompensieren. Eine Vorspannung in
Flußrichtung von etwa 0,1 Volt wird von der normalen Basiselektrode 7, die geerdet
sei, an die Steuerelektrode 5 gelegt. Sie wird einer Batterie 2I von etwa IO Volt
entnommen, wobei die Spannung durch einen Widerstand 30 auf 0,I Volt heruntergesetzt
wird.
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Die Vorspannung von 2 Volt mit geeignetem Vorzeichen für die Hilfsbasiselektrode
8 kann in bequemer Weise der Steuerelektrodenvorspannungsbatterie 21 entnommen und
durch einen weiteren Widerstand 3I auf 2 Volt herabgesetzt werden. Die Arbeitsvorspannung
wird z. B. von der Batterie 22 in einer gewünschten Weise an den Oszillatorkreis
gelegt, z. B. über die Primärwicklung 25.
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Die vorangegangene Untersuchung der Wirkung der Vorspannung von Basis
zu Basis und des Querstroms auf die Verkleinerung der wirksamen Fläche der Steuerverbindung
und damit auf den Transistorbasiswiderstand gilt für Steuerverbindungen jeglicher
Größe, für große und kleine, einschließlich 5 teuerverbindungen, die bereits durch
ein Ätzverfahren in ihrer Verbindungsfiächengröße verringert sind. Wenn die Verbindungsfläche
auch voneinander unabhängig entweder geometrisch durch Ätzen oder in ihrer Wirkung
durch Anlegen der Vorspannung von Basis zu Basis verringert werden kann, so ist
es doch vorzuziehen, beide Einrichtungen zusammen anzuwenden, wobei beide p-n-Verbindtungsi3Lãchen
soweit wie möglich verkleinert werden und dann die wirksame Verkleinerung durch
die Vorspannung noch weiter getrieben wird. Die erste Stufe bietet Vorteile dadurch,
daß die Ein- und Ausgangskapazitäten verkleinert werden, während die zweite Stufe
eine weitere Verkleinerung der wirksamen Fläche der Steuerverbindung erlaubt, die
weit über das hinausgeht, was durch Ätzen oder irgendein anderes bekanntes Mittel
technisch möglich ist.
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Wenn auch die Erfindung insbesondere auf NPN-(oder PNP-) Transistoren
angewandt wird, so ist sie doch nicht ausschließlich auf sie beschränkt.
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Fig. 5 zeigt ihre Anwendung auf einen Transistor mit nur einer Verbindung,
der aus zwei' benachbarten Zonen besteht, wovon die erste (4I) N-Typ und die zweite
(42) P-Typ aufweist. Die Steuerelektrode ist hier die Verbindung 43 zwischen diesen
Zonen, während die Sammelelektrode der Punktkontakt 44 ist. Die normale Basiselektrode
47 ist an die P-Typ-Zone angeschlossen, vorzugsweise nahe der Verbindung 43, während
die Hilfsbasiselektrode 48 ebenso an die P-Typ-Zone und nahe der Verbindung angeschlossen
ist, aber der Haupt elektrode 47 gegenüberliegt. Dieser Aufbau verzichtet auf den
Vorteil, den man bei Transistoren mit zwei Verbindungen hat, dadurch, daß wesentlich
mehr Strom durch die P-Typ-Zone 42 infolge der Vorspannung von Basis zu Basis fließen
muß,. um entlang der Verbindung eine Potentialverteilung der oben beschriebenen
Art zu erzeugen, bei der der größere Teil der Verbindungsfläche inaktiv gemacht
wird, wobei nur ein kleiner Teil dieser Fläche, der nahe dem normalen Basiskontakt
liegt, in Tätigkeit bleibt.
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Fig. 6 zeigt eine andere Abänderung der Fig. I, die sich grundsätzlich
dadurch von dieser unterscheidet, daß eine der Basiselektroden die andere umgibt,
so daß der Strom von Basis zu Basis die dazwischenliegende Zone in radialer Richtung
durchfiießt. Die Figur zeigt einen NPN-Verbindungstransistor, der eine Steuerzone
5I und eine Sammelzone 52 enthält, die aus N-Typ-Material bestehen können, und eine
dazwischenliegende Basiszone 53 aus P-Typ-Material. Eine axiale Bohrung wird hergestellt,
indem vom Ende der Steuerzone 5I aus durch die Steuerverbindung 63 in den Körper
der P-Zone gebohrt wird, wo ein erster, vorzugsweise Ohmscher Basiskontakt 57 an
der P-Zone 53 angebracht wird. Die axiale Bohrung kann, wie gezeichnet, zwecks besserer
Handhabung einen breiten, konischen Teil aufweisen, doch hat dies vom Standpunkt
des Betriebs der fertigen Einrichtung keine Bedeutung. Es ist jedoch erwünscht,
daß der Durchmesser der axialen Bohrung an der Stelle, wo sie die Steuerverbindung
63 durchdringt, nur sehr wenig größer als der Durchmesser der Basiselektrode 57
ist. Die Steuer- und Sammelelektrodenanschlüsse 55 und 56 sind an den Enden der
N Typ-Zonen 51 und 52 durch Überzüge in der üblichen Form hergestellt. Zusätzlich
ist eine Hilfsbasiselektrode 58 am'Umfang der P-Typ-Zwischenzone 53, vorzugsweise
an allen Seiten, angebracht: Sie kann in üblicher Weise an einen ringförmigen Überzug
59 angeschlossen werden.
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Die äußeren Schaltverbindungen einschließlich der Vorspannungsbatterien
und der Belastung können die gleichen sein, wie sie weiter oben beschrieben wurden.
Sie werden in gleicher Weise beziffer.
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Bei diesem Aufbau fließt der Strom der Basisvorspannungsbatterie
20 von der mittleren Basiselektrode 57 aus radial in allen Richtungen zur Basiselektrode
58 am Umfang. Die Stromdichte ist daher in der Nähe der Mitte der P-Typ-Zwischenzone
53 sehr groß und am Umfang weniger groß, so daß sich eine Potentialverteilung ergibt,
wie sie in Fig. 7 dargestellt ist, wobei der Gradient dicht bei der mittleren Basiselektrode
57 am steilsten ist.
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Entsprechend den in Zusammenhang mit Fig. 2 geschilderten Grundsätzen
wird es verständlich, daß, wenn die Steuerzone 5I um einen kleinen Wert, z. B. 0,I
Volt, in Flußrichtung und die Hilfsbasiselektrode um etwa 2 Volt negativ (bzw. beim
PNP-Transistor positiv) vorgespannt sind, der größte Teil der Steuerverbindung 63
unwirksam gemacht wird, wobei der Teil, welcher zum Abgeben von Ladungen wirksam
bleibt, ein Ring von sehr kleiner Breite ist, der die mittlere Basiselektrode 57
umgibt. Außerdem liegt diese sehr kleine Fläche in unmittelbarer Nähe der Hauptbasiselektrode
57, woraus alle in Zusammenhang mit Fig. I geschilderten erwünschten Ergebnisse
folgen. Gleichzeitig hat dieser Aufbau infolge der in Fig. 7 dargestellten Potentialverteilung
einen Vorteil wegen des steilen Gradienten, den man dicht an der Hauptbasiselektrode
57 erhält, ohne daß eine solche große Vorspannung von Basis zu Basis erforderlich
ist, wie sie notwendig wäre, wenn der gleiche steile Abfall über den gesamten radialen
Abstand von der Hauptbasiselektrode 57 zur Hilfsbasiselektrode fortgesetzt werden
sollte.
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Eine weitere Verbesserung der Grenzfrequenz eines NPN-Flächentransistors
kann durch zusätzliches Anbringen ein es Magnetfeldes erreicht werden, das senkrecht
zur Transistorfläche der in Fig. 8 dargestellten Weise angeordnet ist. Die Vorspannung
von Basis zur Hilfsbasiselektrode erzeugt ein elektrisches Feld parallel zur Richtung
des von ihr herrührenden Stroms, d. h. seitwärts in der mittleren Zone 3. Dieser
Querstrom läßt eine Querbewegungskomponente der an der Steuerverbindung eingeführten
Ladungen entstehen. Diese ouerströme können durch Anlegen eines Magnetfeldes in
Richtung zur Sammelverbindung verstärkt werden, wobei das Magnetfeld z. B. durch
einen Eisenkern 70 erzeugt wird, der mit einer von einer Batterie 7I gespeisten
Wicklung 72 versehen ist. Das Magnetfeld soll senkrecht zur Richtung des Vorspannungsstromes
und zu der Linie sein, die die Steuerelektrode 5 und die Sammelelektrode 6 miteinander
verbindet. Eine solche Ablenkung dieses Stromes ergibt eine Verkleinerung der Laufzeit
der beweglichen Ladungen, die an der wirksamen Restfläche der Steuerverbindung I3
abgegeben werden und die sonst die Sammelverbindung 14 nur durch den Diffusionsvorgang
erreichen, der durch irgendeinen Einfluß, den die Vorspannung von Basis zur Hilfsbasiselektrode
auf die Laufzeit haben mag, beschleunigt wird. Bei Anwendung dieses Mittels konnte
eine wesentliche Vergrößerung der hochfrequenten Grenzfrequenz des Transistors beobachtet
werden, die auf eine Verkleinerung der Laufzeit der beweglichen Ladungen in der
Mittelzone 3 infolge dieser Ablenkung zurückgeführt wird.
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Eine Flächentransistoranordnung gemäß Fig. 8 eignet sich zur Verwendung
als Laufzeitmodulator, wobei eine Modulationsspannungsquelle 73 an eine zusätzliche
Wicklung 74 auf dem Magnetkern angelegt wird, so daß eine Anderung der Halleffektablenkung
und damit der Laufzeit der beweglichen Ladungen in der Mittelzone entsteht.
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In Fig. g ist ein NPN Verbindungstransistor dargestellt, der eine
Steuerzone 1 und eine Sammelzone 2 aufweist, die beide aus N-Typ-Material bestehen,
ferner eine dazwischenliegende Basiszone 3 aus P-Typ-Material. Eine Fläche dieses
Transistors, nämlich die untere Fläche in der Zeichnung, wird zuerst mit einer Schutzschicht
4 aus Schellack, Wachs, Lack od. dgl. bedeckt, während eine andere Fläche, z. B.
die obere Fläche in der Zeichnung, frei bleibt. Der Transistor ist mit den üblichen
Steuer- und Sammélelektroden an den N-Typ-Zonen 5 und 6 sowie der normalen Basiselektrode
7 an der dazwischenliegenden P-Typ-Zone versehen. Zusätzlich ist er mit einer Hilfsbasiselektrode
8 an der Zwischenzone 3 versehen.
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Ferner ist eine Gleichstromimpulsquelle g zwischen die Hilfsbasiselektrode
8 und die Steuerelektrode 5 oder die Sammelelektrode 6 oder beide Elektroden
geschaltet,
wobei die negative Klemme des Generotors 9 an die Zwischenzone 3 und die positive
Klemme an eine oder beide Endzonen I und 2 angeschlossen sind. (Im Falle.eines PNP-Transistors,
dessen Endzonen aus P-Typ-Material und dessen Zwischenzone aus N-Typ-Material bestehen,
wird die Polung der Impuls quelle umgekehrt.) Der Transistor ist in ein Bad 10 aus
einem flüssigen, vorzugsweise sauren Elektrolyt eingetaucht, wobei ein alkalischer
Elektrolyt ebenfalls geeignet ist.
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Das Anlegen der Spannung des Generators g bewirkt die Entfernung des
Halbleitermaterials in den Gebieten II und 12 der Endzonen bzw. der Zonen, die unmittelbar
an die Verbindungen oder Grenzschichten 13 und 14 angrenzen, wobei der Vorgang an
der nicht abgedeckten Seite des Transistors beginnt und in den Körper hinein fortschreitet.
Wenn es erwünscht ist, das Material nur an einer Seite wegzuätzen, müssen die drei
anderen Seiten mit einer Schutzschicht versehen werden.
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Wenn die Ätzung an drei Seiten fortschreiten soll, wird nur eine Seite
in dieser Weise geschützt. Im Prinzip kann jede Gleichstromquelle verwendet werden,
doch ist in der Praxis ein Gleichstrom-Impulsgenerator vorzuziehen, weil er hohe
Spannungen und starke Ströme kurzzeitig abgibt und auf diese Weise den Ätzvorgang
schnell und ohne unzulässige Erwärmung des Transistors und der Ätzlösung durchführen
läßt. Der Ätzvorgang wird beendet, wenn nur ein kleiner Bruchteil der ursprünglichen
p-n-Verbindungsfläche übriggeblieben ist. Infolge von Unterschieden in den Eigenschaften
des Materials der beiden Zonen kann der Vorgang bei einer p-n-Verbindung schneller
oder langsamer fortschreiten als bei der anderen. Um die übrigbleibenden Verbindungsflächen
gleichzumachen oder sie einzeln zu kontrollieren, sind jeweils Schalter 15 und I6
vorgesehen, damit die Dauer der beiden Vorgänge einzeln geregelt -werden kann.
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Wenn man von einem NPN-Flächen-Transistor ausgeht, ist offensichtlich
das Ausmaß begrenzt, bis zu dem die aktive Fläche der Verbindungen auf diese Weise
verringert werden kann. Sie wurde von etwa einem Quadratmillimeter auf etwa I/IOO
Quadratmillimeter verringert.