DE69736218T2

DE69736218T2 - Transmitter with a high-frequency power amplifier for a transmission device

Info

Publication number: DE69736218T2
Application number: DE69736218T
Authority: DE
Inventors: Ossi Pollanen; Esko Jarvinen
Original assignee: Nokia Inc
Current assignee: Nokia Inc
Priority date: 1997-01-03
Filing date: 1997-12-22
Publication date: 2006-11-23
Anticipated expiration: 2017-12-23
Also published as: JPH10247880A; EP0852434A3; FI970024A; EP0852434A2; US6289205B1; FI970024A0; EP0852434B1; DE69736218D1; FI108177B

Description

Diese Erfindung betrifft einen Sender für ein Kommunikationsgerät, umfassend: einen Hochfrequenzleistungsverstärker zum Verstärken des zu sendenden Hochfrequenzsignals, wobei der Hochfrequenzleistungsverstärker eine Ausgangsstufe zum Geben eines verstärkten Hochfrequenzsignals aufweist, und ein Messgerät zum Messen der Leistung des Hochfrequenzsignals, und eine Mobilstation, welche solch einen Sender aufweist.These The invention relates to a transmitter for a communication device, comprising: a high frequency power amplifier to amplify of the radio frequency signal to be transmitted, the radio frequency power amplifier having a Output stage for giving a high-frequency amplified signal, and a measuring device for measuring the power of the high frequency signal, and a mobile station, which has such a transmitter.

Die Sender von Kommunikationsgeräten weisen einen Hochfrequenzleistungsverstärker auf, in welchem das zu sendende Signal verstärkt wird. Der Ausgang des Hochfrequenzleistungsverstärkers ist mit der Anpassungsschaltung der Antenne verbunden, in welcher Schaltung die Impedanz der Antenne an die Ausgangsimpedanz des Hochfrequenzleistungsverstärkers angepasst wird. Der Zweck der Anpassung ist unter anderem, die Bildung von Reflexionswellen von der Antenne zum Hochfrequenzleistungsverstärker zu verhindern. Hochfrequenzleistungsverstärker sind jedoch empfindlich für Lastschwankungen. Lastschwankungen verursachen unter anderem eine Verzerrung in dem zu verstärkenden Signal. Es ist auch möglich, dass der Hochfrequenzleistungsverstärker bei schwierigen Lastbedingungen beschädigt wird. In tragbaren Kommunikationsgeräten sind die Lastschwankungen der Hochfrequenzleistungsverstärker auf die Wechselwirkung zwischen der Antenne und der Betriebsumgebung und Änderungen der Betriebsbedingungen zurückzuführen. Metallobjekte in der Nähe der Antenne zum Beispiel können die Antennenimpedanz des tragbaren Kommunikationsgeräts merklich ändern. Dies wiederum hat einen Einfluss auf den Arbeitspunkt der letzten Stufe des Hochfrequenzleistungsverstärkers, wodurch der Transistor großen Spannungs- und Stromschwankungen ausgesetzt wird. Mit der Zeit können diese Spannungs- und Stromschwankungen die Leistung des Ausgangsstufentransistors des Hochfrequenzleistungsverstärkers beeinträchtigen und möglicherweise auch seine Lebensdauer verkürzen.The Transmitter of communication devices have a high frequency power amplifier, in which the amplified sending signal becomes. The output of the high frequency power amplifier is connected to the matching circuit connected to the antenna, in which circuit the impedance of the antenna adapted to the output impedance of the high frequency power amplifier becomes. The purpose of the adjustment is, among other things, the formation of Reflection waves from the antenna to the high-frequency power amplifier to prevent. However, high frequency power amplifiers are sensitive for load fluctuations. Load fluctuations cause, inter alia, a distortion in the to be reinforced Signal. It is also possible, that the high frequency power amplifier in difficult load conditions damaged becomes. In portable communication devices are the load fluctuations the high frequency power amplifier on the interaction between the antenna and the operating environment and changes the operating conditions. metal objects near the antenna for example noticeably change the antenna impedance of the portable communication device. This in turn has an influence on the working point of the last stage the high frequency power amplifier, causing the transistor large Voltage and current fluctuations is exposed. Over time, these can Voltage and current fluctuations the output of the output stage transistor of the high frequency power amplifier impair and possibly also shorten its lifespan.

Es gibt Lösungen des Standes der Technik, in welchen das Leistungssignal, das durch den Hochfreguenzleistungsverstärker erzeugt wird, mittels eines Richtungskopplers und einer Gleichrichterdiode gemessen wird. 1 stellt zum Beispiel eine Kopplung nach dem Stand der Technik dar, in welcher der Richtungskoppler DIR1 die Leistung abtastet, die dem Ausgang zugeführt wird. Die Abtastwerte werden durch eine Gleichrichterdiode D1 erfasst. Ein Verfahren wie dieses, das auf einem Richtungskoppler basiert, funktioniert gut, wenn die Lastimpedanz Z konstant ist. Das Verfahren liefert jedoch inkorrekte Informationen in Situationen, in welchen die Lastimpedanz variiert, was üblicherweise geschieht, wenn tragbare Kommunikationsgeräte verwendet werden. Um dies anzuzeigen, wurde der Betrieb der Kopplung in 1 simuliert. Die Simulationsergebnisse sind in 2a bis 2e zu sehen. In dieser Simulation wurde ein bipolarer Transistor, der in die Klasse AB vorgespannt war, als der Leistungstransistor T1 der Ausgangsstufe verwendet, und ein Oberwellenfilter wurde verwendet, um die Oberwellen zu bilden. Abtastwerte der Ausgangsleistung wurden durch einen Richtungskoppler DIR1 entnommen, und die Abtastwerte wurden mit einer Gleichrichterdiode D1 erfasst. Die Gleichrichterdiode D1 wurde zum linearen Arbeitsbereich vorgespannt, wodurch die Ausgangsleistung proportional zum Quadrat der Spannung V_meas ist, welche durch die Gleichrichterdiode D1 erzeugt wird.There are solutions of the prior art in which the power signal generated by the high frequency power amplifier is measured by means of a directional coupler and a rectifier diode. 1 For example, Fig. 15 illustrates a prior art coupling in which the directional coupler DIR1 samples the power supplied to the output. The samples are detected by a rectifier diode D1. A method like this based on a directional coupler works well when the load impedance Z is constant. The method, however, provides incorrect information in situations where the load impedance varies, which usually happens when portable communication devices are used. To indicate this, the operation of the coupling in 1 simulated. The simulation results are in 2a to 2e to see. In this simulation, a bipolar transistor biased into class AB was used as the power transistor T1 of the output stage, and a harmonic filter was used to form the harmonics. Output power samples were taken by a directional coupler DIR1 and the samples were detected by a rectifier diode D1. The rectifier diode D1 has been biased to the linear operating range, whereby the output power is proportional to the square of the voltage V _meas generated by the rectifier diode D1.

Lastschwankungen sind häufig in tragbaren Kommunikationsgeräten, wie beispielsweise Mobilstationen, da die Wechselwirkung zwischen der Umgebung und der Antenne Lastschwankungen im Hochfrequenzleistungsverstärker verursacht. Tabelle 1 stellt verschiedene Impedanzwerte dar, die in der Simulation verwendet wurden. In der ersten Simulation war der Wert der Lastimpedanz Z derart, dass er zu einer optimalen Widerstandslast für den simulierten Verstärker führte. Verschiedene Werte der Lastimpedanz Z wurden in anderen Simulationen verwendet, was zu einer inkorrekten Anpassung führte. Die verwendeten Werte entsprechen einem Echoverlust von –6 dB für eine Last von 6 Ohm. Simulationsergebnisse mit verschiedenen Lastimpedanzwerten sind in 2a bis 2e dargestellt. Die Leistungsmessung wurde kalibriert, um die korrekte Leistungsanzeige bei einer Ausgangsleistung von zwei Watt zu erzeugen. 2a bis 2e stellen sowohl das Quadrat des Spannung V_meas, welche durch die Gleichrichterdiode D1 erzeugt wird, als auch die Ausgangsleistung P_out des Verstärkers in verschiedenen Lastsituationen dar.Load fluctuations are common in portable communication devices, such as mobile stations, because the interaction between the environment and the antenna causes load variations in the RF power amplifier. Table 1 shows various impedance values used in the simulation. In the first simulation, the value of the load impedance Z was such that it resulted in an optimum resistance load for the simulated amplifier. Different values of load impedance Z were used in other simulations, resulting in an incorrect fit. The values used correspond to a -6 dB echo loss for a 6 ohm load. Simulation results with different load impedance values are in 2a to 2e shown. The power measurement has been calibrated to produce the correct power reading at two watts output power. 2a to 2e Both the square of the voltage V _meas , which is generated by the rectifier diode D1, as well as the output power P _{out of} the amplifier in different load situations.

Tabelle 1

Table 1

Aus 2a ist ersichtlich, dass die Leistungsmessung ein genaues Ergebnis bei optimalen Lastbedingungen ergibt. Aus 2b bis 2e ist ferner ersichtlich, dass, wenn die Last des Verstärkers variiert, das Quadrat der erfassten Spannung nicht mehr gleich wie die Leistung ist, die zur Last befördert wird, wodurch die Messung keine korrekte Idee von der Lastsituation des Verstärkers ergibt.Out 2a It can be seen that the power measurement gives an accurate result under optimum load conditions. Out 2 B to 2e It will also be appreciated that as the load of the amplifier varies, the square of the sensed voltage is no more equal to the power being carried to the load, whereby the measurement does not give a correct idea of the load situation of the amplifier.

Ein weiterer Nachteil des Verwendens eines Richtungskopplers ist die Tatsache, dass ein Richtungskoppler einen Leistungsverlust in dem zu sendenden Signal verursacht. In praktischen Anwendungen wird der Richtungskoppler normalerweise mittels Leiterbahnen implementiert, die direkt auf der gedruckten Leiterplatte (PCB für engl. printed circuit board) eingebettet sind, wodurch der Leistungsverlust des Richtungskopplers normalerweise ungefähr 0,5 dB beträgt. Außerdem nimmt ein Richtungskoppler, der direkt auf der Leiterplatte ausgebildet ist, eine unnötig große Menge Platz ein.One Another disadvantage of using a directional coupler is the Fact that a directional coupler has a power loss in the caused to send signal. In practical applications will the directional coupler usually implemented by means of tracks, directly on the printed circuit board (PCB for engl. printed circuit board), thereby reducing the power loss of the directional coupler is normally about 0.5 dB. It also takes a directional coupler, which is formed directly on the circuit board is, an unnecessary size Amount of space.

Ein Dokument des Standes der Technik US-A-4 312 032 offenbart bekanntlich eine Senderanordnung, in welcher die Hochfrequenzspannung und der Hochfrequenzstrom an der Übertragungsleitung zwischen dem Leistungsverstärker und der Last gemessen werden, und der Betrieb des Leistungsverstärkers wird auf der Basis der Messung eingestellt. Ein anderes Dokument des Standes der Technik GB-A-2 301 964 schlägt das Laden der Übertragungsleitung zwischen dem Leistungsverstärker und der Last mit einer variablen Kapazitanz und Ändern des Werts der variablen Kapazitanz vor, um dem Einfluss einer abweichenden Last entgegenzuwirken. Ein weiteres Dokument ist US-A-5 497 125, in welchem der Strom, der durch einen Leistungsverstärker entzogen wird, als ein Hinweis auf die Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers genommen wird.One Prior art document US-A-4,312,032 is known to be disclosed a transmitter arrangement in which the high frequency voltage and the High-frequency current on the transmission line between the power amplifier and the load, and the operation of the power amplifier becomes adjusted on the basis of the measurement. Another document of the Prior Art GB-A-2 301 964 suggests charging the transmission line between the power amplifier and the load with a variable capacitance and changing the value of the variable Capacitance before, to counteract the influence of a different load. Another document is US-A-5 497 125, in which the stream, withdrawn by a power amplifier is taken as an indication of the output power of the power amplifier becomes.

Die Messung der Signalleistung wird verwendet, um die Ausgangsleistung von Hochfrequenzsendern einzustellen. Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die zuvor dargelegten Nachteile zu reduzieren, sowie ein Gerät zum Einstellen der Leistung im Leistungsverstärker des Senders eines Kommunikationsgeräts und eine Mobilstation zu schaffen, in welcher die Erfindung vorteilhafterweise angewendet werden kann. Die Erfindung basiert auf der Idee, dass die Spannung und der Strom an der Ausgangsstufe des Hochfrequenzleistungsverstärkers gemessen werden, wodurch die Lastimpedanz an der Ausgangsstufe berechnet und die Sendeleistung demgemäß eingestellt werden kann. Der Sender gemäß der Erfindung ist durch das gekennzeichnet, was im kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 dargelegt ist. Eine Mobilstation gemäß der Erfindung ist durch das gekennzeichnet, was im kennzeichnenden Teil von Anspruch 9 dargelegt ist.The Measurement of signal power is used to determine the output power of high-frequency transmitters. It is a goal of the present Invention to reduce the disadvantages set out above, as well as a Device for Adjusting the power in the power amplifier of the transmitter of a communication device and a To provide mobile station, in which the invention advantageously can be applied. The invention is based on the idea that the voltage and current are measured at the output stage of the high frequency power amplifier which calculates the load impedance at the output stage and the transmission power is set accordingly can be. The transmitter according to the invention is characterized by what is stated in the characterizing part of claim 1 is set forth. A mobile station according to the invention is characterized by the characterized as set forth in the characterizing part of claim 9 is.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst die Ausgangsstufe einen Sender gemäß Anspruch 1, der dadurch gekennzeichnet ist, dass die Ausgangsstufe ein Verstärkungsmittel umfasst, in welchem vorgesehen ist, das Hochfrequenzsignal zu verstärken. Wahlweise umfasst die Ausgangsstufe Mittel zum Berechnen der Leistung des Hochfrequenzsignals auf der Basis der gemessenen Hochfrequenzspannung und des gemessenen Hochfrequenzstroms.In a preferred embodiment According to the invention, the output stage comprises a transmitter according to claim 1, characterized in that the output stage is a gain means in which it is intended to amplify the high-frequency signal. Optional includes the output stage means for calculating the power of the High frequency signal based on the measured high frequency voltage and the measured high-frequency current.

Die vorliegende Erfindung weist im Vergleich zu Sendern und Mobilstationen des Standes der Technik viele Vorteile auf. Vorzugsweise werden der Hochfrequenzstrom, der durch den Verstärker fließt, und die Hochfrequenzspannung am Ausgang des Verstärkers gemessen, wodurch die Lastimpedanz sehr genau berechnet werden kann, und die Ausgangsstufe kann auf der Basis dessen auf den optimalen Arbeitspunkt eingestellt werden. Der Hochfrequenzstrom und die Hochfrequenzspannung werden so nahe als möglich am Ausgang der letzten Stufe gemessen, wodurch potenziale Übertragungsleitungsverluste und andere Verluste, welche einen Einfluss auf die Messergebnisse haben, eliminiert und die Zuverlässigkeit der Messungen im Vergleich zu Messungen des Standes der Technik verbessert werden können. Außerdem ist es möglich, die tatsächliche Last während der Übertragung festzustellen, welche einen Einfluss auf den Transistor der Ausgangsstufe hat, und dadurch die Einstellung des optimalen Arbeitspunkts des Transistors bei veränderlichen Betriebsbedingungen zu verbessern. Der Wirkungsgrad des Senders gemäß der vorliegenden Erfindung ist im Vergleich zu Sendern des Standes der Technik verbessert, da die Messung des Hochfrequenzstroms und der Hochfrequenzspannung keinen wesentlichen Leistungsverlust im Ausgangssignal verursacht. Infolge des besseren Wirkungsgrades kann die Ausgangsleistung des Senders etwas verringert werden. Die Messkopplung kann auch in einem kleinen Raum implementiert werden, indem sie auf demselben Halbleiterchip wie der Leistungstransistor der Ausgangsstufe des Leistungsverstärkers integriert wird. Auch auf der Leiterplatte wird Raum eingespart, und die Größe von Kommunikationsgeräten kann verkleinert werden. Potenzielle Schwankungen der Lastimpedanz werden bei den Messungen gemäß der Erfindung ebenfalls berücksichtigt, was auch die Zuverlässigkeit der Messung erhöht.The present invention has many advantages over prior art transmitters and mobile stations. Preferably, the high frequency current flowing through the amplifier and the high frequency voltage at the output of the amplifier are measured, whereby the load impedance can be calculated very accurately, and the output stage can be adjusted to the optimum operating point on the basis of this. The high frequency current and the high frequency voltage are measured as close as possible to the output of the last stage, which eliminates potential transmission line losses and other losses that affect the measurement results and improves the reliability of the measurements compared to prior art measurements. In addition, it is possible to determine the actual load during the transfer, which has an influence on the transistor of the output stage, and thereby to improve the setting of the optimum operating point of the transistor under varying operating conditions. The efficiency of the transmitter according to the present invention is improved compared to prior art transmitters since the measurement of the high frequency current and the high frequency voltage does not cause a significant power loss in the output signal. Due to the better efficiency, the output power of the transmitter can be slightly reduced. The measurement coupling can also be implemented in a small space by being integrated on the same semiconductor chip as the power transistor of the output stage of the power amplifier. Space is also saved on the circuit board and the size of communication devices can be reduced. Potential variations in the load impedance are also taken into account in the measurements according to the invention, which also increases the reliability of the measurement.

Im Folgenden wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen ausführlicher beschrieben, wobeiin the The invention will now be described with reference to the accompanying drawings Drawings described in more detail, in which

1 eine Leistungsmessung des Standes der Technik darstellt, 1 represents a performance measurement of the prior art,

2a bis 2e die Simulationsergebnisse der Schaltung in 1 darstellen, 2a to 2e the simulation results of the circuit in 1 represent

3 eine Messkopplung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung darstellt, 3 FIG. 3 shows a measuring coupling according to the first embodiment of the invention, FIG.

4a bis 4e die Simulationsergebnisse der Schaltung und die berechneten Ausgangsleistungen für die Kopplung in 3 mit verschiedenen Lastimpedanzen darstellen, 4a to 4e the simulation results of the circuit and the calculated output powers for the coupling in 3 with different load impedances,

5a bis 5e Spannungen darstellen, die für die Schaltung in 3 über dem Kollektor-Emitter-Übergang mit verschiedenen Werten der Lastimpedanz gemessen und berechnet wurden, 5a to 5e Represent voltages for the circuit in 3 measured and calculated over the collector-emitter junction with different values of the load impedance,

6a bis 6e die gemessenen und berechneten Emitterströme des Transistors mit verschiedenen Werten der Lastimpedanz darstellen, 6a to 6e represent the measured and calculated emitter currents of the transistor with different values of the load impedance,

7a bis 7e Schätzergebnisse der Transistorlastimpedanz in der Kopplung darstellen, die in 3 veranschaulicht ist, 7a to 7e Estimates of transistor load impedance in the coupling presented in 3 is illustrated

8 eine andere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung darstellt, und 8th represents another preferred embodiment of the invention, and

9 eine Mobilstation gemäß der Erfindung darstellt. 9 a mobile station according to the invention.

Das Blockdiagramm von 3 stellt die Ausgangsstufe und die Messschaltung eines Senders gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung dar. Ein Transistor T1 oder eine andere Verstärkungskomponente kann vorteilhafterweise als das Verstärkungselement der Ausgangsstufe verwendet werden. Das zu sendende Hochfrequenzsignal wird zum Anschlussstift P_in geleitet. Das Hochfrequenzsignal wird durch den ersten Kondensator C1 zur Verstärkung an der Basis des Transistors T1 der Ausgangsstufe weiterbefördert. Der Transistor T1 kann zum Beispiel ein bipolarer Transistor sein, der ein ausreichendes Leistungsvermögen und ausreichende Hochfrequenzeigenschaften in der momentan verwendeten Anwendung aufweist. Der Arbeitspunkt des Transistors T1 wird mittels einer Vorspannung, die zur Basis des Transistors befördert wird, korrekt eingestellt. Die Vorspannung wird durch eine Vorspannungsquelle U_bias erzeugt und über die erste Drossel L1 befördert. Die Vorspannung U_bias kann zum Beispiel mit einer Spannungsteilungskopplung, die mit Widerständen implementiert ist, erzeugt werden, und sie ist eine Technik, die für einen Fachmann allgemein bekannt ist.The block diagram of 3 FIG. 12 illustrates the output stage and measurement circuitry of a transmitter according to the first embodiment of the invention. A transistor T1 or other gain component may be advantageously used as the gain element of the output stage. The radio frequency signal to be sent is routed to pin P _in . The high frequency signal is forwarded by the first capacitor C1 for amplification at the base of the transistor T1 of the output stage. For example, the transistor T1 may be a bipolar transistor having sufficient performance and high frequency characteristics in the current application. The operating point of the transistor T1 is adjusted correctly by means of a bias voltage which is conveyed to the base of the transistor. The bias voltage is generated by a _bias source U _bias and carried over the first inductor L1. The bias voltage U _bias may be generated, for example, with a voltage dividing coupling implemented with resistors, and is a technique well known to one skilled in the art.

Das zu sendende Hochfrequenzsignal, das zur Basis des Transistors T1 geleitet wird, wird im Transistor T1 verstärkt, wodurch ein verstärktes Hochfrequenzausgangssignal vom Kollektor empfangen wird, wobei das Signal über einen zweiten Kondensator C2 zur Lastimpedanz Z geleitet wird. Die Lastimpedanz Z umfasst vorzugsweise eine Antenne und Anpassungsmittel zum Erreichen einer optimalen Anpassung zwischen dem Kollektorkreis und der Antenne. Außerdem kann die Anpassungsschaltung ein Bandpassfilter umfassen, welches verwendet wird, um Störübertragungen zu dämpfen.The to be transmitted high-frequency signal to the base of the transistor T1 is amplified, is amplified in the transistor T1, whereby an amplified high-frequency output signal is received by the collector, the signal via a second capacitor C2 is conducted to the load impedance Z. The load impedance Z preferably comprises an antenna and adaptation means to achieve optimum Adaptation between the collector circuit and the antenna. In addition, can the matching circuit comprises a band-pass filter which uses is to carry out interfering transmissions to dampen.

Die Betriebsspannung, die vom Transistor T1 benötigt wird, wird über eine zweite Drossel L2 zum Kollektor des Transistors T1 geleitet.The Operating voltage, which is required by the transistor T1, is connected via a second inductor L2 is conducted to the collector of the transistor T1.

Der Emitterkreis des Transistors T1 umfasst vorzugsweise einen Widerstand R1 und eine Erdstreuinduktivität L3.Of the Emitter circuit of the transistor T1 preferably comprises a resistor R1 and an earth leakage inductance L3.

Die Hochfrequenzwechselspannung des Kollektor-Emitter-Übergangs des Transistors T1 wird vorzugsweise derart erfasst, dass ein Spannungssignal über einen dritten Kondensator C3 zur positiven Eingangsleitung des ersten Differenzialverstärkers A1 geleitet wird, und die Wechselspannung des Emitters des Transistors T1 wird über den vierten Kondensator C4 zur negativen Eingangsleitung des ersten Differenzialverstärkers A1 geleitet. Demnach wird eine Spannung V_rf proportional zur Kollektor-Emitter-Hochfrequenzspannung V_CE vom Ausgang des ersten Differenzialverstärkers A1 empfangen.The high-frequency AC voltage of the collector-emitter junction of the transistor T1 is preferably detected such that a voltage signal via a third capacitor C3 to the positive input line of the first differential amplifier A1 is passed, and the AC voltage of the emitter of the transistor T1 is the fourth capacitor C4 to the negative Input line of the first differential amplifier A1 passed. Thus, a voltage V _rf proportional to the collector-emitter high-frequency voltage V _{CE is received} from the output of the first differential amplifier A1.

Eine Spannung proportional zum Emitter-Hochfrequenzstrom I_E des Transistors T1 kann durch den Differenzialverstärker A2 durch die Kondensatoren C4 und C5 erfasst werden.A voltage proportional to the emitter high-frequency current I _{E of} the transistor T1 can be detected by the differential amplifier A2 through the capacitors C4 and C5.

Im ersten Gleichrichter RECT1 wird ein absoluter Wert |V_rf| aus dem Signal V_rf proportional zur Spannung gebildet und im ersten Integrator INT1 integriert, was zu einer Spannung V_meas führt, welche proportional zum Mittelwert der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors T1 ist. Der absolute Wert |I_rf| der Spannung I_rf proportional zum Emitterstrom wird im zweiten Gleichrichter RECT2 gebildet. Die gleichgerichtete Spannung wird ferner im zweiten Integrator INT2 integriert, wodurch eine Spannung I_meas proportional zum Mittelwert des Emitterstroms vom Ausgang des zweiten Integrators empfangen wird.In the first rectifier RECT1, an absolute value | V _rf | formed from the signal V _rf proportional to the voltage and integrated in the first integrator INT1, resulting in a voltage V _meas , which is proportional to the average value of the collector-emitter voltage of the transistor T1. The absolute value | I _rf | the voltage I _rf proportional to the emitter current is formed in the second rectifier RECT2. The rectified voltage is further integrated in the second integrator INT2, whereby a voltage I _meas proportional to the mean value of the emitter current is received by the output of the second integrator.

Die tatsächliche mittlere Leistung des Transistors T1 kann durch Vervielfachen der Spannung um den Stromwert bestimmt werden. In der Schaltung, die in 3 dargestellt ist, wurde dies durch Leiten des Ausgangssignals des ersten Differenzialverstärkers A1 und des Ausgangssignals des zweiten Differenzialverstärkers A2 zur Vervielfacherschaltung M1 implementiert. Die Vervielfacherschaltung M1 erzeugt ein Signal proportional zu jeder Momentanleistung, wobei das Signal im dritten Integrator INT3 zum Erzeugen einer Spannung P_dc proportional zum Mittelwert der tatsächlichen Leistung integriert wird.The actual average power of the transistor T1 can be determined by multiplying the voltage by the current value. In the circuit, in 3 this has been implemented by passing the output signal of the first differential amplifier A1 and the output signal of the second differential amplifier A2 to the multiplier circuit M1. The multiplier circuit M1 generates a signal proportional to each instantaneous power, and the signal is integrated in the third integrator INT3 to generate a voltage P _{dc in} proportion to the average of the actual power.

Die Messungen gemäß der Erfindung werden aus Signalen so nahe als möglich am Leistungstransistor T1 der Ausgangsstufe gebildet, wodurch mögliche Übertragungsleitungsverluste und andere Verluste, welche einen Einfluss auf die Messergebnisse haben, eliminiert werden können und die Zuverlässigkeit der Messungen im Vergleich zu den Messungen des Standes der Technik verbessert werden kann. Außerdem ist es leichter, die tatsächliche Last auf dem Transistor der Ausgangsstufe während der Übertragung festzustellen, wodurch die Einstellung des optimalen Arbeitspunkts des Transistors bei veränderlichen Betriebsbedingungen genauer wird.The Measurements according to the invention become as close as possible to the power transistor from signals T1 formed the output stage, which possible transmission line losses and other losses that affect the measurement results can be eliminated and the reliability the measurements compared to the measurements of the prior art can be improved. Furthermore It's easier, the actual To detect load on the transistor of the output stage during transmission the setting of the optimum operating point of the transistor at variable Operating conditions becomes more accurate.

4a bis 4e stellen einige Simulationsergebnisse mit der Simulationskopplung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gemäß 3 dar. In den Figuren veranschaulicht eine gestrichelte Linie die gemessene Ausgangsleistung P_dc und die durchgehende Linie eine theoretische, berechnete Ausgangsleistung P_out auf der Grundfrequenz. Die Leistungen wurden als eine Funktion der Eingangsleistung P_in dargestellt. Der Unterschied zwischen den Figuren ist die Lastimpedanz Z, die in der Simulation verwendet wurde und deren Werte in verschiedenen Simulationen so sind, wie in Tabelle 1 dargestellt. Aus den Figuren ist klar zu erkennen, dass sowohl die gemessene als auch die berechnete Leistung sehr nahe beieinander liegen. Die Unterschiede sind hauptsächlich auf die Tatsache zurückzuführen, dass die gemessene Leistung P_dc die Gesamtleistung ist, einschließlich der Oberwellenfrequenzen, welche im theoretischen Leistungswert P_out nicht enthalten sind. 4a to 4e provide some simulation results with the simulation coupling of a preferred embodiment of the invention according to 3 In the figures, a broken line illustrates the measured output power P _dc and the solid line represents a theoretical calculated output power P _out at the fundamental frequency. The powers were shown as a function of the input power P _in . The difference between the figures is the load impedance Z used in the simulation and their values in different simulations are as shown in Table 1. From the figures it can be clearly seen that both the measured and the calculated power are very close to each other. The differences are mainly due to the fact that the measured power P _{dc is} the total power, including the harmonic frequencies which are not included in the theoretical power value P _out .

Wie bereits in Verbindung mit der Beschreibung der Kopplung erwähnt, die in 3 dargestellt ist, werden zusätzlich zur Leistung auch die Hochfrequenzströme und Hochfrequenzspannungen des Transistors T1 gemessen. Die Messungen der Spannungen und Ströme des Transistors sind von großer Bedeutung hinsichtlich der Aufrechterhaltung von optimalen Betriebsbedingungen des Transistors. Speziell in Leistungstransistoren haben die Lastschwankungen einen direkten Einfluss als Schwankungen von Strömen und Spannungen. Starke Spannungs- und Stromschwankungen verursachen eine Verzerrung im Signal und können sogar den Transistor zerstören.As already mentioned in connection with the description of the coupling, the in 3 is shown, in addition to the power and the high frequency currents and high frequency voltages of the transistor T1 are measured. The measurements of the voltages and currents of the transistor are of great importance in maintaining optimum operating conditions of the transistor. Especially in power transistors, the load fluctuations have a direct influence as fluctuations of currents and voltages. Strong voltage and current fluctuations cause distortion in the signal and can even destroy the transistor.

Ein Beispiel für eine Situation, in welcher starke Spannungs- und Stromschwankungen im Leistungstransistor erzeugt werden können, ist, wenn eine Mobilstation ohne einen Akkumulator mit einem Ladegerät verbunden wird und die Antenne möglicherweise nachlässig auf ihrem Platz eingestellt ist. In einem Sender gemäß der vorliegenden Erfindung können die Spannungs- und Strommessungsinformationen verwendet werden, um den Arbeitspunkt des Transistors einzustellen, wodurch das Signal weniger verzerrt wird und die Zerstörung des Transistors der Ausgangsstufe vermieden werden kann.One example for a situation in which strong voltage and current fluctuations in the power transistor is when a mobile station without a battery connected to a charger and the antenna possibly careless is set in their place. In a transmitter according to the present Invention can the voltage and current measurement information is used to adjust the operating point of the transistor, causing the signal less distortion and destruction of the transistor of the output stage can be avoided.

Ein anderes Beispiel, in welchem große Spannungs- und Stromschwankungen möglich sind, ist eine Situation, in welcher ein bipolarer Transistor mit einer Last von einer geringen Impedanz geladen wird. Sehr starke Stromschwankungen werden dann im Transistor erzeugt, und auf lange Sicht verringern diese Schwankungen die Zuverlässigkeit des Transistors. In diesen Situationen kann das Messverfahren gemäß der Erfindung die erwähnten Nachteile ebenfalls verhindern.Another example in which large voltage and current variations are possible is a situation in which a bipolar transistor is loaded with a low impedance load. Very high current fluctuations are then generated in the transistor, and in the long term these variations reduce the reliability of the transistor. In these situations, the measuring method according to the invention can also prevent the mentioned disadvantages.

5a bis 5e stellen sowohl die theoretischen als auch die gemessenen Spannungswerte des Kollektor-Emitter-Übergangs des Transistors in einer Kopplung gemäß 3 dar. In den Figuren wird eine durchgehende Linie verwendet, um den berechneten RMS-Wert V_calc der Hochfrequenzspannung des Kollektor-Emitter-Übergangs des Transistors T1 zu veranschaulichen. Eine gestrichelte Linie wird verwendet, um eine gleichgerichtete und tiefpassgefilterte Spannung V_meas zu veranschaulichen, welche eine gute Schätzung der Hochfrequenzspannung des Kollektor-Emitter-Übergangs des Transistors T1 ist. Entsprechende Messergebnisse könnten auch durch Verwenden eines Spitzenwertdetektors anstelle eines Gleichrichters RECT1 gebildet werden. Aus 5a bis 5e ist ersichtlich, dass die gemessenen Werte den berechneten Werten sehr genau entsprechen, was bedeutet, dass die Messungen sehr zuverlässig sind. Aus den Figuren ist auch ersichtlich, dass mit Lasten, die aktiv sind und eine hohe Impedanz aufweisen, die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors im Vergleich zur optimalen Widerstandslast von 6 Ω zunimmt. 5a to 5e set both the theoretical and the measured voltage values of the collector-emitter junction of the transistor in a coupling according to 3 In the figures, a solid line is used to illustrate the calculated RMS value V _{calc of} the high frequency voltage of the collector-emitter junction of the transistor T1. A dashed line is used to illustrate a rectified and lowpass filtered voltage V _meas , which is a good estimate of the high frequency voltage of the collector-emitter junction of transistor T1. Corresponding measurement results could also be formed by using a peak detector instead of a rectifier RECT1. Out 5a to 5e It can be seen that the measured values correspond very closely to the calculated values, which means that the measurements are very reliable. It can also be seen from the figures that with loads that are active and have a high impedance, the collector-emitter voltage of the transistor increases compared to the optimum resistance load of 6 Ω.

Ähnlich wurden die Simulationsergebnisse des Emitter-Hochfrequenzstroms des Transistors T1 in 6a bis 6e dargestellt, in welchen eine durchgehende Linie verwendet wird, um den berechneten Strom I_calc zu veranschaulichen, und eine gestrichelte Linie verwendet wird, um den gemessenen Strom I_meas zu veranschaulichen. Die verwendeten Impedanzwerte sind dieselben wie in den vorherigen Figuren gemäß Tabelle 1. Große Stromschwankungen sind in 6b zu erkennen, wo die verwendete Impedanz eine Widerstandslast von 2 Ω war, und in 6e, wo die Lastimpedanz 3,6 + j4,8 Ω betrug.Similarly, the simulation results of the emitter high-frequency current of the transistor T1 in FIG 6a to 6e in which a solid line is used to illustrate the calculated current I _calc and a dashed line is used to illustrate the measured current I _meas . The impedance values used are the same as in the previous figures according to Table 1. Large current fluctuations are in 6b to recognize where the impedance used was a resistance load of 2 Ω, and in 6e where the load impedance was 3.6 + j4.8 Ω.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist die Tatsache, dass die Messergebnisse des Hochfrequenzstroms und der Hochfrequenzspannung verwendet werden können, um die tatsächliche Lastimpedanz des Ausgangsstufentransistors T1 zu schätzen. Der absolute Wert der Lastimpedanz ist proportional zur Beziehung zwischen der gemessenen Spannung und dem gemessenen Strom: V_meas/I_meas, und der Ausdruck cos(ϕ) ist proportional zur Formel P_dc/(I_meas × V_meas). Diese Ergebnisse sind in 7a bis 7e dargestellt.Another advantage of the invention is the fact that the measurement results of the high frequency current and the high frequency voltage can be used to estimate the actual load impedance of the output stage transistor T1. The absolute value of the load impedance is proportional to the relationship between the measured voltage and the measured current: V _meas / I _meas , and the expression cos (φ) is proportional to the formula P _dc / (I _meas × V _meas ). These results are in 7a to 7e shown.

Die Blöcke des Blockdiagramms der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gemäß 3 sind allgemein bekannt, und es sind zahlreiche Beispiele dafür in der Fachliteratur zu finden, die sich mit dieser Technologie befasst.The blocks of the block diagram of the preferred embodiment of the invention according to 3 are well known and numerous examples are found in the literature dealing with this technology.

In einigen praktischen Anwendungen kann der Transistor T1 der Ausgangsstufe T1 mittels mehrerer parallel geschalteter Transistoren zum Erreichen einer ausreichenden Ausgangsleistung implementiert werden. Dann wird die Spannung so gemessen, wie zuvor beschrieben, und der Strom wird am Emitter eines der Transistoren gemessen. In diesem Fall muss das Strommessergebnis um die Anzahl der parallel geschalteten Transistoren vervielfacht werden. Dies kann vorzugsweise derart implementiert werden, dass die Verstärkung des zweiten Differenzialverstärkers A2 dementsprechend eingestellt wird; wenn zum Beispiel drei Transistoren verwendet werden, wird die Verstärkung als dreifach im Vergleich zu einer Anwendung, die durch einen Transistor implementiert ist, eingestellt.In In some practical applications, transistor T1 may be the output stage T1 by means of several transistors connected in parallel to reach a sufficient output power can be implemented. Then the voltage is measured as described above, and the current is measured at the emitter of one of the transistors. In this case the current measurement result must be around the number of parallel connected transistors be multiplied. This may preferably be implemented in such a way be that reinforcement of the second differential amplifier A2 is set accordingly; if, for example, three transistors are used become the reinforcement as a triple compared to an application made by a transistor is implemented, set.

8 stellt eine zweite bevorzugte Ausführungsform der Erfindung als ein vereinfachtes Blockdiagramm dar. Der Unterschied im Vergleich zu der Ausführungsform, die in 3 dargestellt ist, ist in erster Linie, dass die Strommessung mittels eines Widerstands R2 durchgeführt wird, der mit der Ausgangsleitung der Ausgangsstufe verbunden ist. Die Spannungs- und Strommessergebnisse werden so bearbeitet, wie in Verbindung mit der Ausführungsform von 3 beschrieben wurde. 8th illustrates a second preferred embodiment of the invention as a simplified block diagram. The difference compared to the embodiment described in FIG 3 is shown, is primarily that the current measurement is performed by means of a resistor R2, which is connected to the output line of the output stage. The voltage and current measurement results are processed as in connection with the embodiment of FIG 3 has been described.

Eine Stromerfassung ist auch unter Verwendung anderer Stromfühler wie beispielsweise Transformatoren, möglich. Wie bereits erwähnt wurde, können Spitzenwertdetektoren anstelle der Gleichrichter RCT1, RECT2 verwendet werden.A Current detection is also using other current sensors such as For example, transformers possible. As already mentioned, can Peak detectors used in place of the rectifier RCT1, RECT2 become.

Die zuvor beschriebenen Messungen sollten so nahe als möglich am Leistungstransistor T1 der Ausgangsstufe angeordnet werden, wodurch die Messkopplung vorzugsweise auf demselben Halbleiterchip wie der Leistungstransistor integriert wird. Unter anderem hat dies den Vorteil, dass die Übertragungswege der Signale so kurz als möglich gemacht werden können, was die Wechselwirkung zwischen den Signalwegen verringert. In Anwendungen, in welchen die Frequenzen der Hochfrequenzsignale nicht sehr hoch sind, können auch getrennte Komponenten verwendet werden, um die Messkopplung zu implementieren.The previously described measurements should be as close as possible to the Power transistor T1 of the output stage can be arranged, whereby the measuring coupling preferably on the same semiconductor chip as the Power transistor is integrated. Among other things, this has the Advantage that the transmission paths the signals as short as possible can be made which reduces the interaction between the signaling pathways. In applications, in which the frequencies of the high frequency signals are not very high, can also separate components can be used to implement the measurement coupling.

9 stellt eine Mobilstation 1 gemäß der vorliegenden Erfindung als ein vereinfachtes Blockdiagramm dar. Die Mobilstation 1 kann zum Beispiel eine GSM-Mobilstation sein. Im Modulationsblock 3 des Senders 2 wird ein Hochfrequenzsignal erzeugt, wofür das an ihn gesendete Signal, wie beispielsweise das Signal des Mikrofons 11, moduliert wurde. Das Hochfrequenzsignal wird zum Anschlussstift P_in der Ausgangsstufe 4 geleitet. In diesem Beispiel entspricht die Ausgangsstufe 4 einer Ausgangsstufe gemäß 3. Das Hochfrequenzsignal wird über den ersten Kondensator C1 zur Basis des Transistors T1 der Ausgangsstufe zur Verstärkung weitergeleitet. Der Transistor T1 kann zum Beispiel ein bipolarer Transistor sein, welcher eine ausreichende Leistungsfestigkeit und ausreichende Hochfrequenzeigenschaften für die momentan verwendete Anwendung aufweist. Der Arbeitspunkt des Transistors T1 wird mittels einer Vorspannung, die zur Basis des Transistors T1 geleitet wird, korrekt eingestellt. Die Vorspannung wird durch die Vorspannungsquelle U_bias erzeugt und über die erste Drossel L1 befördert. 9 represents a mobile station 1 according to the present invention as a simplified block diagram gram. The mobile station 1 may be, for example, a GSM mobile station. In the modulation block 3 the transmitter 2 a high-frequency signal is generated, for which the signal sent to it, such as the signal of the microphone 11 , was modulated. The high frequency signal becomes the pin P _in the output stage 4 directed. In this example, the output level is the same 4 an output stage according to 3 , The high frequency signal is forwarded via the first capacitor C1 to the base of the transistor T1 of the output stage for amplification. For example, the transistor T1 may be a bipolar transistor having sufficient power resistance and high frequency characteristics for the application currently being used. The operating point of the transistor T1 is adjusted correctly by means of a bias voltage which is conducted to the base of the transistor T1. The bias voltage is generated by the _bias source U _bias and conveyed via the first inductor L1.

Das Hochfrequenzsignal, das zu senden ist und zur Basis der Transistors T1 befördert wurde, wird im Transistor T1 verstärkt, wodurch ein verstärktes Hochfrequenzausgangssignal vom Kollektor empfangen wird, wobei das Signal über einen zweiten Kondensator C2 zur Lastimpedanz Z geleitet wird. Die Lastimpedanz umfasst vorzugsweise eine Antenne und Anpassungsmittel zum Erreichen einer optimalen Anpassung zwischen dem Kollektorkreis und der Antenne. Außerdem kann die Anpassungsschaltung ein Bandpassfilter umfassen, welches verwendet wird, um Störübertragungen zu dämpfen. Die Betriebsspannung, die vom Transistor T1 benötigt wird, wird über eine zweite Drossel L2 zum Kollektor des Transistors T1 geleitet.The High frequency signal to be sent and to the base of the transistor T1 transported is amplified in transistor T1, creating an amplified radio frequency output signal is received by the collector, the signal via a second capacitor C2 is conducted to the load impedance Z. The load impedance preferably comprises an antenna and adaptation means to achieve optimum Adaptation between the collector circuit and the antenna. In addition, can the matching circuit comprises a band-pass filter which uses is to carry out interfering transmissions to dampen. The operating voltage, which is required by the transistor T1, via a second inductor L2 is conducted to the collector of the transistor T1.

Die Hochfrequenzwechselspannung des Kollektor-Emitter-Übergangs des Transistors T1 wird vorzugsweise derart gemessen, dass ein Spannungssignal vom Kollektor über einen dritten Kondensator C3 zur positiven Eingangsleitung des Differenzialverstärkers A1 geleitet wird, und die Wechselspannung des Emitters des Transistors T1 wird über den vierten Kondensator C4 zur negativen Eingangsleitung des ersten Differenzialverstärkers A1 geleitet. Demnach wird eine Spannung V_rf proportional zur Kollektor-Emitter-Hochfrequenzspannung V_CE vom Ausgang des ersten Differenzialverstärkers A1 empfangen.The high-frequency alternating voltage of the collector-emitter junction of the transistor T1 is preferably measured such that a voltage signal from the collector via a third capacitor C3 to the positive input line of the differential amplifier A1 is passed, and the alternating voltage of the emitter of the transistor T1 via the fourth capacitor C4 for negative input line of the first differential amplifier A1 passed. Thus, a voltage V _rf proportional to the collector-emitter high-frequency voltage V _{CE is received} from the output of the first differential amplifier A1.

Der Emitter-Hochfrequenzstrom I_E des Transistors T1 kann durch Messen der Spannung über dem Widerstand R1 bestimmt werden, wie in Verbindung mit der Beschreibung von 3 beschrieben wurde. Diese Spannung wird durch Leiten der Emitterspannung des Transistors über den vierten Kondensator C4 zur negativen Eingangsleitung des zweiten Differenzialverstärkers A2 und der Spannung auf der Seite der Erdstreuinduktivität des Widerstands R1 über den fünften Kondensator C5 zur positiven Eingangsleitung des zweiten Differenzialverstärkers A2 gemessen. Demnach erzeugt der zweite Differenzialverstärker A2 ein Spannungssignal proportional zum Emitterstrom des Transistors T1, wobei das Signal hier durch I_rf angezeigt ist.The emitter RF current I _{E of} the transistor T1 can be determined by measuring the voltage across the resistor R1, as in connection with the description of FIG 3 has been described. This voltage is measured by passing the emitter voltage of the transistor via the fourth capacitor C4 to the negative input line of the second differential amplifier A2 and the voltage on the Erdstreuinduktivität the resistor R1 via the fifth capacitor C5 to the positive input line of the second differential amplifier A2. Accordingly, the second differential amplifier A2 generates a voltage signal proportional to the emitter current of the transistor T1, the signal being indicated here by I _rf .

Im ersten Gleichrichter RECT1 wird ein absoluter Wert |V_rf| aus dem Signal V_rf proportional zur Spannung gebildet und im ersten Integrator INT1 integriert, was zu einer Spannung V_meas proportional zum Mittelwert der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors T1 führt. Ein absoluter Wert |I_rf| wird im zweiten Gleichrichter RECT2 aus der Spannung I_rf proportional zum Emitterstrom gebildet. Die gleichgerichtete Spannung wird ferner im zweiten Integrator INT2 integriert, wodurch eine Spannung I_meas proportional zum Mittelwert des Emitterstroms vom Ausgang des zweiten Integrators empfangen wird.In the first rectifier RECT1, an absolute value | V _rf | formed from the signal V _rf proportional to the voltage and integrated in the first integrator INT1, resulting in a voltage V _meas proportional to the average value of the collector-emitter voltage of the transistor T1. An absolute value | I _rf | is formed in the second rectifier RECT2 from the voltage I _rf proportional to the emitter current. The rectified voltage is further integrated in the second integrator INT2, whereby a voltage I _meas proportional to the mean value of the emitter current is received by the output of the second integrator.

Die tatsächliche mittlere Leistung des Transistors T1 kann durch Vervielfachen der Spannungswerte um die Stromwerte vorteilhafterweise derart festgestellt werden, dass das Ausgangssignal des ersten Differenzialverstärkers A1 und das Ausgangssignal des zweiten Differenzialverstärkers A2 zu einer Vervielfacherschaltung M1, wie beispielsweise einem Mischer, geleitet werden. Die Vervielfacherschaltung M1 erzeugt ein Signal proportional zu jeder Momentanleistung, wobei das Signal im dritten Integrator INT3 zum Erzeugen einer Spannung P_dc proportional zum Mittelwert der tatsächlichen Leistung integriert wird.The actual average power of the transistor T1 can advantageously be determined by multiplying the voltage values by the current values so that the output signal of the first differential amplifier A1 and the output signal of the second differential amplifier A2 are routed to a multiplier circuit M1, such as a mixer. The multiplier circuit M1 generates a signal proportional to each instantaneous power, and the signal is integrated in the third integrator INT3 to generate a voltage P _{dc in} proportion to the average of the actual power.

Die Messergebnisse werden durch Analog-Digital-Wandler 5a, 5b, 5c in Digitalform umgewandelt und zur Steuereinheit 6 der Mobilstation, wie beispielsweise einer Mikrosteuerung, geleitet. Die Anwendungssoftware der Steuereinheit 6 umfasst ein Programm, in welchem die Messergebnisse verarbeitet werden, um unter anderem zu bestimmen, ob die Übertragungsleistung zum Beispiel infolge einer Änderung in der Lastimpedanz der Ausgangsstufe 4 verringert werden muss.The measurement results are provided by analog-to-digital converters 5a . 5b . 5c converted to digital form and to the control unit 6 the mobile station, such as a microcontroller, passed. The application software of the control unit 6 includes a program in which the measurement results are processed to determine, among other things, whether the transmission power is due to, for example, a change in the load impedance of the output stage 4 must be reduced.

Wenn die Übertragungsleistung eingestellt werden muss, erzeugt die Steuereinheit 6 ein Einstellsignal für den Modulationsblock 3 des Senders, wodurch die Leistung des Ausgangssignals des Modulationsblocks 3 verringert wird, was wiederum die Ausgangsleistung der Ausgangsstufe 4 verringert.If the transmission power needs to be adjusted, the control unit generates 6 an adjustment signal for the modulation block 3 of the transmitter, reducing the power of the output signal of the modulation block 3 is reduced, which in turn reduces the output power of the output stage 4 reduced.

Von der Ausgangsstufe 4 wird das verstärkte Hochfrequenzsignal über ein Duplexfilter 7 zur Antenne 8 geleitet. Ein bestimmtes Frequenzband wird für die Verwendung jedes Mobilstationssystem reserviert. Dieses Frequenzband wird üblicherweise in Aufwärts- und Abwärtsfrequenzbänder geteilt, was bedeutet, dass die Übertragung der Mobilstation 1 zur Basisstation (nicht dargestellt) auf einer anderen Frequenz als die Basisstationsübertragung zur Mobilstation 1 stattfindet. Das Duplexfilter 7 umfasst ein erstes Bandpassfilter 7a, dessen Durchlassband das Sendefrequenzband des Mobilstationssystems umfasst, und ein zweites Bandpassfilter 7b, dessen Durchlassband das Empfangsfrequenzband des Mobilstationssystems umfasst. Demnach stören die Hochfrequenzsignale vom Sender den Betrieb des Empfängers nicht, da sie im Wesentlichen nicht durch das zweite Bandpassfilter 7b durchtreten.From the output stage 4 The amplified high-frequency signal is transmitted through a duplex filter 7 to the antenna 8th directed. A particular frequency band is reserved for the use of each mobile station system. This frequency band is usually divided into uplink and downlink frequency bands, which means that the transmission of the mobile station 1 to the base station (not shown) on a different frequency than the base station transmission to the mobile station 1 takes place. The duplex filter 7 includes a first bandpass filter 7a whose pass band comprises the transmission frequency band of the mobile station system and a second band pass filter 7b whose passband comprises the receive frequency band of the mobile station system. Thus, the radio frequency signals from the transmitter do not interfere with the operation of the receiver since they are not substantially passed through the second bandpass filter 7b pass.

Die zu empfangenden Hochfrequenzsignale werden von der Antenne 8 über das zweite Bandpassfilter 7b des Duplexfilters 7 zum Empfänger 9 geleitet, welcher zum Beispiel ein Mobilstationsempfänger des Standes der Technik ist. Im Empfänger 9 wird das empfangene Signal demoduliert und zum Kopfhörer 12 geleitet.The high-frequency signals to be received are from the antenna 8th over the second bandpass filter 7b of the duplex filter 7 to the recipient 9 which is, for example, a mobile station receiver of the prior art. In the receiver 9 the received signal is demodulated and the headphones 12 directed.

Die Umsetzfrequenzen des Senders 2 und des Empfängers 9 werden durch den Überlagerungsoszillator 10 erzeugt, dessen Frequenz durch die Steuerung 6 geregelt wird. Die Mobilstation 1 in 9 umfasst auch ein Tastenfeld 13 und eine Anzeige.The conversion frequencies of the transmitter 2 and the recipient 9 be through the local oscillator 10 whose frequency is generated by the controller 6 is regulated. The mobile station 1 in 9 also includes a keypad 13 and an ad.

Die vorliegende Erfindung ist nicht nur auf die zuvor beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, sondern kann innerhalb des Rahmens, der durch die angehängten Ansprüche definiert wird, modifiziert werden.The The present invention is not limited to those described above embodiments limited, but may be modified within the scope defined by the appended claims become.

Claims

Transmitter ( 2 ) for a communication device, comprising: - a high frequency power amplifier for amplifying the high frequency signal to be transmitted, the high frequency power amplifier comprising an output amplifier stage ( 4 a measuring device for measuring the power (P _dc ) of the high-frequency signal, characterized in that the measuring device comprises means (A1, RCT1, INT1, A2, RECT2, INT2) for Measuring the voltage (V _CE ) of the high-frequency signal between the collector and the emitter of the transistor (T1) and the current (I _E ) of the high-frequency signal at an emitter circuit or an output of the transistor (T1) in the output amplifier stage ( 4 ) and means (M1, INT3) for calculating the power of the high frequency signal on the basis of the measured high frequency voltage (V _meas ) and the measured high frequency current (I _meas ).

Transmitter ( 2 ) according to claim 1, characterized in that it is a load impedance (Z) to which the amplified high frequency signal is provided, and means (M1, INT3) for calculating the load impedance on the basis of the measured high frequency voltage (V _meas ) and of the measured high-frequency current (I _meas ).

Transmitter ( 2 ) according to claim 1 or 2, characterized in that amplification means of the output amplifier stage ( 4 ) are implemented by two or more transistors, wherein the high frequency voltage is provided so as to be measured between the collector and the emitter of a transistor, and the high frequency current is provided so as to be measured at the emitter circuit of a transistor, and the amplification means of a differential amplifier (A2) in the meter is proportional to a number of transistors used in the amplifying means.

Transmitter ( 2 ) according to one of claims 1 to 3, characterized in that - the high-frequency voltage meter a first differential amplifier (A1) for generating a measurement signal (V _rf ) proportional to the collector-emitter high frequency voltage (V _CE ), a first rectifier (RECT1) for generating the absolute value (| V _rf |) of the measurement signal being proportional to the collector-emitter voltage and a first integrator (INT1) for generating a measurement signal (V _meas ) proportional to the average value of the collector-emitter voltage of the transistor (T1); High-frequency current measuring device, a second differential amplifier (A2) for generating a measurement signal (I _rf ) proportional to the emitter high frequency current (I _E ), a second rectifier (RECT2) for generating the absolute value (| I _rf |) proportional to the emitter current and a second integrator (INT2 ) for generating a measurement signal (I _meas ) proportional to the mean value of the emitter current of the transistor (T1), and - the Messge advises the high frequency power a multiplier circuit (M1) for generating a measurement signal proportional to each instantaneous power by multiplying the high frequency measurement signal (V _CE ) propor tional to the collector-emitter voltage by the high-frequency measurement signal (I _E ) proportional to the emitter current for generating a measurement signal proportional to the average value of the power at a third integrator (INT3).

Transmitter ( 2 ) according to claim 4, characterized in that the measuring signals are analog signals.

Transmitter according to one of Claims 1 to 5, characterized that the measuring signals are provided so that they can be adjusted the operating point of the output amplifier stage.

Mobile station, which has a transmitter for sending Comprises signals, characterized in that the transmitter is a transmitter according to claim 1.

Mobile station according to Claim 7, characterized that it is a GSM mobile station.